EP3961924A1 - Dispositif de commande d'une diode oft - Google Patents

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EP3961924A1
EP3961924A1 EP21193127.4A EP21193127A EP3961924A1 EP 3961924 A1 EP3961924 A1 EP 3961924A1 EP 21193127 A EP21193127 A EP 21193127A EP 3961924 A1 EP3961924 A1 EP 3961924A1
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EP
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diode
terminal
transistor
base
threshold
Prior art date
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Pending
Application number
EP21193127.4A
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German (de)
English (en)
Inventor
Frederic Gautier
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
STMicroelectronics Tours SAS
Original Assignee
STMicroelectronics Tours SAS
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Filing date
Publication date
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    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver

Definitions

  • the present description generally relates to electronic circuits, and more particularly to a control device for a controllable diode such as an OFT ("Oxide Field Trench”) diode.
  • OFT Orthogonal Field Trench
  • the figure 1 is a reproduction of the figure 1 of the published patent application US2020105946 .
  • the figure 1 shows an example of an OFT diode 10.
  • the diode 10 comprises a semiconductor substrate 20, for example made of silicon.
  • Diode 10 comprises a cathode terminal K, for example electrically connected to a lower face of the substrate, and an anode terminal A.
  • Diode 10 comprises trenches 22 extending into substrate 20 from the upper face of the substrate 20.
  • the trenches 22 are for example regularly spaced, and for example parallel to each other or in the form of concentric rings.
  • Diode 10 comprises structures 30A, described below, each located in a trench 22, for example two structures 30A on either side of diode 10. Preferably, between structures 30A, diode 10 further comprises one or more structures 30.
  • Each structure 30 comprises, in the trench 22 concerned, an electrically conductive region 302 located in an upper part of the trench 22.
  • the region 302 is separated from the walls of the trench 22, that is to say from the substrate 20, and is for example separated from the walls of the trench 22 concerned by one or more dielectric layers 304, arranged on either side of the region 302.
  • the region 302 and the walls of the trench 22 concerned are separated by a small distance d, preferably less than 10 nm, for example less than 7 nm.
  • Each structure 30 further comprises an electrically conductive region 306 extending in the trench, lower (or deeper) than the region 302.
  • the regions 302 and 306 are in one piece, although, as a variant, the two regions 302 and 306 can be separated and electrically insulated from each other by one or more dielectric layers, the two regions 302 and 306 then extending from the upper face of the substrate 20.
  • Region 306 is for example located further from the walls of trench 22 than region 302. Region 306 is for example separated from substrate 20 by one or more dielectric layers 308 covering the walls and bottom of trench 22. thickness of layer 308 is for example greater than about 100 nm, preferably between 250 nm and 1000 nm.
  • the structures 30A repeat the same elements as the structures 30. However, in the structures 30A, the distance d mentioned above is absent on the exterior side of the diode 10.
  • the layer 308 then extends between the region 302 and the wall of the trench 22 concerned, on the exterior side of the diode 10.
  • the layer 308 can join an insulating layer 44 covering the substrate on the periphery of the diode.
  • regions 302 and 306 are made of doped polycrystalline silicon, and layers 304 and 308 are made of silicon oxide.
  • a transistor T1 can be formed in the part of the substrate 20 in contact with each layer 304, the region 302 considered forming the gate of the transistor T1.
  • the transistors T1 are N-channel.
  • Each transistor T1 comprises a P-type doped (P) channel region 202.
  • P P-type doped
  • each channel region 202 extends between two neighboring trenches 22 and is thus common to two neighboring transistors T1.
  • each region 202 has a central region surmounted by a contact 204 (P+), more heavily doped of the P type than the region 202.
  • Each transistor T1 further comprises a drain region 206 (N-) located under the channel region 202.
  • each drain region 206 extends between two neighboring trenches 22 and is common to the neighboring transistors T1.
  • the drain regions 206 can extend under the trenches 22, and can then meet under the trenches 22.
  • the regions 206 are for example on and in contact with a contact region 208 (N+) extending in the lower part of substrate 20 and being electrically connected to terminal K.
  • Each transistor T1 further comprises a source region 210 (N+), preferably located against the layer 304.
  • the source region 210 is for example more strongly N-type doped than the drain region 206.
  • diode 10 gate regions 302, source regions 210, and contact regions 204 of transistors T1 are preferably electrically connected to anode terminal A.
  • diode 10 is defined by a or more transistors T1.
  • a conductive layer 40 optionally resting on an interface layer 42, covers the substrate 20 and the trenches 22.
  • the regions 302 and 306 extend into the trenches 22 from the layer 40 or the possible interface layer 42.
  • the OFT diode 10 comprises several structures 30A and possibly 30.
  • Each structure 30A, 30 comprises, in the trench 22 concerned, the conductive region 302 separated from the substrate 20 by the distance d less than approximately 10 nm, and the conductive region 306 extending deeper into the substrate 20 than the region 302.
  • the diode 10 is defined by one or more transistors T1 of which at least one channel region 202 extends between two of the trenches 22.
  • the regions 302 define the gates of the transistors T1 of the diode 10, that is to say a gate of the diode 10
  • the diode 10 comprises a contact region 204 electrically connecting the channel region 202 of each transistor T1 of the diode 10 to an anode conductive layer 40.
  • An OFT diode for example the diode 10 described in relation to the figure 1 , exhibits low reverse leakage current and low forward voltage drop, when properly driven via a gate potential. This makes the OFT diode a good candidate for replacing MOS transistors controlled in synchronous rectification or non-controllable diodes (without gate) in applications where reverse currents as low as possible and forward voltage drops are aimed as low as possible, for example in power applications.
  • a dipole comprising an OFT diode and an OFT diode control device overcoming all or part of the drawbacks of the known OFT diode control devices. Indeed, such a dipole would, for example, replace a diode not controllable of a circuit by this dipole, without additional modifications of the circuit.
  • One embodiment overcomes all or part of the drawbacks of known devices for controlling an OFT diode.
  • One embodiment provides a dipole comprising an OFT diode and an OFT diode control device overcoming all or part of the drawbacks of known devices for controlling an OFT diode.
  • the device comprises a circuit configured to control the current source, the first switch and the second switch from a potential difference between the first and second terminals.
  • a threshold voltage of the second diode is equal to a threshold voltage of a base-emitter diode of the first transistor.
  • a maximum voltage across the terminals of the capacitor is at least partly determined by a threshold voltage of the third diode.
  • the second threshold is at least partly determined by a threshold voltage of the third diode and/or by a threshold voltage of the controllable diode.
  • the circuit further comprises a resistor connected between the base of the third transistor and the second terminal; and/or the circuit comprises a desaturation diode of the third transistor, connected between the base and the collector of the third transistor.
  • the device comprises an inductance, one terminal of which is connected to the second terminal and another terminal of which is intended to be connected to the anode of the controllable diode.
  • the controllable diode is an OFT diode comprising several structures each comprising, in a trench of a substrate, a first conductive region separated from the substrate by a first distance less than about 10 nm, and a second conductive region extending into the trench deeper than the first region, the diode being defined by one or more transistors of which at least one channel region extends between two of the trenches, the first conductive regions defining the gates of the transistors and a gate of the diode.
  • Another embodiment provides a switching power supply comprising a device as described above or a dipole as described above.
  • the figure 2 represents, schematically and in the form of a circuit, an embodiment of a switching power supply ("Switched Mode Power Supply"), or SMPS, comprising an OFT diode, for example the diode 10 of the figure 1 , and its control device 6 according to one embodiment.
  • diode 10 and its control device or circuit 6 are represented in the form of a dipole 7 (delimited by dotted lines in picture 2 ), the dipole 7 comprising an anode terminal 700 and a cathode terminal 702.
  • Switching power supply 5 is, in this example, a galvanic isolation power supply comprising an isolation transformer 500. More particularly, switching power supply 5 is commonly referred to as a "fly-back" power supply in English.
  • Transformer 500 includes an LP primary winding and an LS secondary winding.
  • the primary winding LP is connected in series with a switch IT, between a terminal 502 for applying an input potential Vin and a terminal 504 for applying a reference potential GND1 to which the potential Vin is referenced.
  • the switch IT is connected between the LP winding and terminal 504.
  • the phase point of the LP winding is on the terminal 504 side.
  • Switching power supply 5 comprises a control circuit cmd1 of switch IT.
  • the circuit cmd1 is configured to control openings and closings of the switch IT, on the basis of a difference between a setpoint value and a current (or measured) value of an output potential Vout of the power supply 5 , so that the potential Vout is regulated at this set value.
  • the dipole 7 is connected in series with the winding LS, between a terminal 508 for supplying the potential Vout and a terminal 510 for applying a reference potential GND2 to which the potential Vout is referenced.
  • a filter capacitor C is connected between terminals 508 and 510, in parallel with the series association of dipole 7 and winding LS.
  • the phase point of the LS winding is on the terminal 508 side.
  • the anode 700 of dipole 7 is connected, preferably connected, to terminal 510, and cathode 702 of dipole 7 is connected, preferably connected, to winding LS.
  • the control device 6 comprises a terminal 600 intended to be connected, preferably connected, to the anode A of the diode 10, a terminal 602 intended to be connected, for example connected, to a cathode K of the diode 10, and a terminal 604 intended to be connected, preferably connected, to a gate terminal G of diode 10.
  • the terminal 600 constitutes the anode terminal 700 of the dipole 7
  • the terminal 602 constitutes the cathode terminal 702 of the dipole 7.
  • the terminals 600 and 700 are merged, the terminals 602 and 702 also being merged .
  • terminal 600 is connected to terminal 700 of dipole 7, terminal 602 being connected to terminal 702 of dipole 7.
  • the device 6 is configured to control the diode 10, that is to say to provide a control potential on the gate G of the diode 10, only from the potential difference between its terminals 600 and 602, it that is to say the potential difference between terminals 700 and 702 of dipole 7.
  • the potential difference between terminals 600 and 602, respectively 700 and 702 corresponds to the potential of terminal 600, respectively 700, from which is subtracted the potential of terminal 602, respectively 702.
  • the potential difference between terminals 600 and 602, respectively 700 and 702 is referenced to terminal 600, respectively 700.
  • the OFT diode 10 is conductive when a voltage Vak between its anode A and its cathode K, referenced to the cathode K, is positive (direct biased state) and a voltage Vga Between its grid G and its anode A, referenced to anode A, is positive or zero. Furthermore, OFT diode 10 is off when voltage Vak is negative (reverse biased state) and voltage Vga is zero or negative. In such an OFT diode 10, in the forward biased state, the higher the voltage Vga, the lower the voltage Vak.
  • the picture 3 represents, schematically and in the form of a circuit, an embodiment of the control device 6 of the figure 2 . More exactly, the picture 3 represents dipole 7 of the picture 2 , or, in other words, the picture 3 represents the device 6 connected to the OFT diode that it controls, namely the diode 10 in this example. In picture 3 , the dipole 7 and the device 6 are each delimited by dotted lines.
  • Device 6 comprises a current source 606.
  • Current source 606 is connected between a node 608 of device 6 and terminal 602 of device 6.
  • a terminal of the current source is connected, preferably connected, to the node 608, the other terminal of current source 606 being connected, preferably connected, to terminal 602.
  • the current source 606 is controllable, that is to say that, depending on a command, or control signal, that it receives, it does or does not supply a positive current I flowing from the terminal 602 to the node 608.
  • Capacitor C1 is connected between node 608 and terminal 600 of device 6. In other words, one terminal of capacitor C1 is connected, preferably connected, to node 608, the other terminal of capacitor C1 being connected, preferably connected, to terminal 600.
  • Device 6 comprises a diode D1 connected between terminals 604 and 600, the anode of diode D1 being on the side of terminal 604.
  • the anode of diode D1 is connected, preferably connected, to terminal 604, the cathode of diode D1 being connected, preferably connected, to terminal 600.
  • Diode D1 corresponds, for example, to a single diode, or to several diodes in series, which makes it possible to adjust the setting threshold in conduction, or threshold voltage, of diode D1.
  • Device 6 comprises a switch IT1.
  • Switch IT1 is connected between node 608 and terminal 604 of device 6.
  • one terminal of switch IT1 is connected, preferably connected, to node 608, the other terminal of switch IT1 being connected , preferably connected, to terminal 604.
  • capacitor C1 When switch IT1 is off, capacitor C1 can be charged by current I delivered by current source 606.
  • switch IT1 When switch IT1 is on, the latter is configured to discharge capacitor C1 through diode D1, so that a non-zero and positive potential, for example referenced with respect to the potential of terminal 600, is present on the terminal 604, and therefore applied to gate G of diode 10.
  • the threshold voltage of diode D1 therefore determines, at least partially, the value of the positive and non-zero potential difference applied between terminals G and A of the diode 10, when switch IT1 is closed and capacitor C1 discharges through diode D1.
  • the threshold voltage of diode D1 is determined by a compromise between the voltage Vak of the forward biased diode 10 and the leakage currents in the diode 10 when switching the diode 10 from the forward biased state to the reverse biased state.
  • Device 6 comprises a switch IT2.
  • Switch IT2 is connected between terminals 600 and 604.
  • switches IT1 and IT2 are connected in series between node 608 and terminal 600, switch IT1 being on the side of node 608, and the connection node between switches IT1 and IT2 corresponding to terminal 604 of device 6.
  • one terminal of switch IT2 is connected, preferably connected, to terminal 604, the other terminal of switch IT2 being connected, preferably connected to terminal 600.
  • switch IT2 When it is on, switch IT2 is configured to electrically connect terminals 604 and 600, that is to say to short-circuit terminal 604 to terminal 600.
  • the switches IT1 and IT2 are configured not to be on simultaneously, the switches IT1 and IT2 being able however to be simultaneously blocked.
  • device 6 comprises a CTRL circuit.
  • the CTRL circuit is configured to control the current source 606 and the switches IT1 and IT2, on the basis of, or from, the potential difference between its terminals 602 and 600.
  • the circuit CTRL is configured to control the current source 606 so that it supplies the current I only when the potential difference between the terminals 600 and 602 is lower than a threshold Th1.
  • the threshold is negative or zero.
  • circuit CTRL is configured to control source 606 so as to charge capacitor C1 when diode 10 is reverse biased.
  • the circuit CTRL is also configured to command a closing of the switch IT2 when the potential difference between the terminals 600 and 602 is lower than a threshold Th2.
  • the threshold Th2 is negative or zero.
  • the threshold Th2 is lower than the threshold Th1.
  • the circuit CTRL is configured to command a closing of the switch IT1 when the potential difference between the terminals 600 and 602 is greater than a threshold Th3.
  • the Th3 threshold is positive. Closing of switch IT1 when diode 10 is forward biased makes it possible to provide a non-zero and positive potential difference between terminals 604 and 600, therefore between terminals G and A, from which there results a reduction in the potential difference across the terminals of diode 10 relative to the case where a zero potential difference would be applied between terminals G and A of forward biased diode 10.
  • the CTRL circuit is powered by the potential difference between its terminals 600 and 602. In other words, no specific power supply is provided for the CTRL circuit to be able to control the source 606 and the switches IT1 and IT2 described above.
  • diode 10 and its control device 6 could also have thought of replacing diode 10 and its control device 6 with a usual non-controllable diode (without grid), but the leakage current in this usual reverse-biased diode and the voltage drop at the terminals of this usual diode forward biased would then have been higher than with diode 10 and its control device 6.
  • the circuit CTRL comprises only resistive components, diodes and a possible inductor (not represented in picture 3 ).
  • the CTRL circuit is then simpler than a control circuit which would include comparators, for example implemented by means of operational amplifiers requiring a dedicated power supply, these amplifiers being for example configured to detect inversions of sign, or polarity, of the potential difference between terminals K and A of diode 10.
  • the current source 606 and the switches IT1 and IT2 are each implemented by a bipolar transistor.
  • the circuit CTRL implements the previously described control of the current source 606 and the switches IT1 and IT2, only by correspondingly biasing the bipolar transistors from the potential difference between terminals 600 and 602.
  • FIG 4 represents, schematically and in the form of a circuit, a more detailed embodiment of the control device 6. Only the differences between the device 6 of the picture 3 and that of the figure 4 are detailed here. Moreover, as in picture 3 , in figure 4 the device 6 is represented connected to the diode which it controls, namely in this example the diode 10, the assembly defining the dipole 7. figure 4 , elements 6, 7 and CTRL are each delimited by dotted lines.
  • the current source 606 is implemented by an NPN type bipolar transistor.
  • the collector of transistor 606 is connected, preferably connected, to terminal 602.
  • the emitter of transistor 606 is connected, preferably connected, to node 608.
  • the base 610 of transistor 606 is connected, preferably connected, to circuit CTRL .
  • switch IT1 is implemented by a PNP type bipolar transistor.
  • the emitter of transistor IT1 is connected, preferably connected, to node 608.
  • the collector of transistor IT1 is connected, preferably connected, to terminal 604.
  • Base 612 of transistor IT1 is connected, preferably connected, to circuit CTRL .
  • the switch IT2 is implemented by an NPN-type bipolar transistor.
  • the emitter of transistor IT2 is connected, preferably connected, to terminal 600.
  • the collector of transistor IT2 is connected, preferably connected, to terminal 604, therefore to the collector of transistor IT1.
  • Base 614 of transistor IT2 is connected, preferably connected, to circuit CTRL.
  • the CTRL circuit includes a resistor, or resistive component, R1, resistor R1 connecting terminal 602 to base 610 of transistor 606.
  • resistor R1 one terminal of resistor R1 is connected, preferably connected, to terminal 602, another terminal of the resistor being connected, preferably connected to base 610 of transistor 606.
  • Resistor R1 makes it possible, when the potential difference between terminals 600 and 602 is negative (diode 10 reverse-biased) and lower than threshold Th1, to turn on transistor 606, and, more particularly, to supply it with a base current. positive. Transistor 606 then supplies current I to node 608.
  • circuit CTRL also comprises a resistor, or resistive element, R2, resistor R2 connecting terminal 602 to base 612 of transistor IT1.
  • resistor R2 is linked, preferably connected, to terminal 602, another terminal of the resistor being linked, preferably connected, to base 612 of transistor IT1.
  • Circuit CTRL further comprises a diode D2 connected between base 612 of transistor IT1 and base 614 of transistor IT2, the anode of diode D2 being on the side of base 612 of transistor IT1.
  • circuit CTRL comprises a diode D3 connected between base 610 of transistor 606 and base 612 of transistor IT1, the anode of diode D3 being on the side of base 610 of transistor 606.
  • the anode diode D3 is connected, preferably connected, to the terminal of resistor R1 opposite terminal 602, the cathode of diode D3 being connected, preferably connected, to the terminal of resistor R2 opposite terminal 602.
  • the conduction threshold of diode D3, which may correspond to a single diode or to several diodes in series, is substantially equal, for example equal, to the potential difference between base 610 and the emitter of the transistor 606 when it delivers current I, that is to say at the turn-on threshold, or threshold voltage, of the base-emitter diode of transistor 606.
  • the potential difference between node 608 and base 612 of transistor IT1 is zero, which results in transistor IT1 being off and capacitor C1 charging.
  • the threshold voltage of diode D2 which may correspond to a single diode or to several diodes in series, determines, at least in part, a maximum value of the potential difference across the terminals of capacitor C1, therefore a maximum value of the potential of node 608. Indeed, when switch IT2 is closed (on), switch IT1 open (open), and source 606 delivers current I, the potential of node 608 is at most equal to the sum the potential of terminal 600, the base-emitter voltage of transistor IT2, the potential difference across diode D2, the potential difference across diode D3 and the base-emitter voltage of transistor 606 .
  • the threshold voltage of diode D2 determines at least in part the threshold Th2, which is then strictly negative .
  • transistor 606 turns on when the potential of terminal 602 is sufficiently greater than the potential of node 608.
  • the threshold Th1 is at least partly determined by the voltage voltage of diode D1, because the threshold voltage of diode D1 at least partially determines the potential of node 608 when switch IT1 is on and diode 10 is forward biased.
  • the threshold voltage of the diode 10 determines at least in part the threshold Th3.
  • the threshold Th3 is determined, at least partially, by the threshold voltage of the diode D2, because the threshold voltage of the diode D2 determines at least partially the potential difference across the capacitor C1 just before switch IT1 turns on.
  • a person skilled in the art is able to modify the thresholds Th1, Th2 and Th3, and/or the maximum value at which the potential of the node 608 is regulated, for example by adapting the value of the threshold voltage of the diode D2.
  • the person skilled in the art is able to modify the value of the potential difference applied between the terminals G and A of the diode 10 when the transistor IT1 is on, for example by modifying the conduction threshold of the diode D1 and possibly by adapting the value of capacitor C1.
  • FIG 5 represents, schematically and in the form of a circuit, an alternative embodiment of the control device 6 of the figure 4 . Only the differences between device 6 of the figure 4 and that of the figure 5 are detailed here.
  • the device 6 is represented connected to the diode which it controls, namely in this example the diode 10, the assembly of the device 6 and of the diode 10 defining the dipole 7.
  • figure 5 , elements 6, 7 and CTRL are each delimited by dotted lines.
  • Device 6 of the figure 5 differs from that of the figure 4 in that it comprises a diode D4, preferably a Zener diode, connected in series with resistor R1, between terminal 602 and base 610 of transistor 606, the anode of the diode D4 being on the base 610 side of transistor 606.
  • Diode D4 may correspond to a single diode or to several diodes in series.
  • the potential of terminal 602 must be sufficiently higher than the potential of node 608 to allow reverse conduction of the Zener diode D4 and the supply of a base current to the transistor 606.
  • the Zener diode D4 therefore makes it possible to lower the value of the threshold Th1 conditioning the supply of the charging current I of the capacitor C1.
  • the threshold Th1 is for example chosen, for example by adapting the value of the reverse conduction threshold of the diode D4, to be lower than the negative and maximum potential difference (in absolute value) which may be present between the terminals 600 and 602 when the switching power supply operates in discontinuous conduction mode ("Discontinuous Conduction Mode" in English), or DCM.
  • discontinuous conduction mode capacitor C1 is not charged and current source 606 therefore does not deliver charging current I to capacitor C1.
  • the device 6 comprises a circuit configured for short circuiting terminals 604 and 600 as soon as the potential difference between terminals K and A of diode 10 is slightly positive, that is to say, for example, when this potential difference is greater than the switch-on threshold conduction of diode 10 but the difference between this potential difference and the threshold for conduction of diode 10 is less than 0.1 V, for example less than 0.05 V, or even less than 0.01 V
  • This weakly positive potential difference corresponds for example to a direct current in the diode 10 less than or equal to 100 mA.
  • the implementation of this alternative embodiment using logic circuits is within the abilities of a person skilled in the art.
  • the figure 6 represents, schematically and in the form of a circuit, another alternative embodiment of the control device 6 of the figure 4 . Only the differences between device 6 of the figure 4 and that of the figure 6 are detailed here.
  • the device 6 is represented connected to the diode which it controls, namely in this example the diode 10, the assembly of the device 6 and of the diode 10 defining the dipole 7.
  • elements 6, 7 and CTRL are each delimited by dotted lines.
  • the threshold Th2 is not at least partly determined by the threshold voltage of the diode D2. More particularly, in this variant embodiment, the maximum voltage at the terminals of capacitor C1 and threshold Th2 are decorrelated from each other. Indeed, in this variant, provision is made here for the threshold Th2 to be lower than in the embodiments and variants described previously, without this modifying the maximum voltage that may be present at the terminals of the capacitor C1.
  • device 6 and more particularly its circuit CTRL, comprises a diode D5 in series with a resistor R3, between terminal 602 and base 614 of transistor IT2.
  • Diode D5 corresponds to a single diode or to several diodes in series.
  • the cathode of diode D5 is on the side of base 614 of transistor IT2. In other words, the cathode of diode D5 is connected, for example connected, to base 614 of transistor IT2.
  • transistor IT2 turns on and short-circuits terminals 604 and 600.
  • the voltage of diode D5 determines at least in part the threshold Th2.
  • circuit CTRL further comprises an optional resistor R4 connected between base 614 of transistor IT2 and terminal 600.
  • This resistor makes it possible to adjust the bias of transistor IT2 in the on state.
  • the prediction of the resistance R4 is described in relation to the alternative embodiment of the figure 6
  • the resistor R4 can also be provided in the embodiments and variants described in relation to the figures 4 and 5 , as well as in the alternative embodiment which will be described below in relation to the figure 7 .
  • circuit CTRL further comprises a diode D6 for desaturation of transistor IT2.
  • Diode D6 is connected between base 614 and collector 604 of transistor IT2, the anode of diode D6 being on the side of base 614 of transistor IT2.
  • the diode D6 makes it possible to reduce the saturation of the transistor IT2 in order to accelerate the transition to the blocked state of the latter.
  • a similar solution could be envisaged for the transistor IT1.
  • the diode D6 can also be provided in the embodiments and variants described in relation to the figures 4 and 5 , as well as in the alternative embodiment which will now be described in relation to the figure 7 .
  • FIG 7 represents, schematically and in the form of a circuit, an alternative embodiment of the control device 6 of the figure 4 . Only the differences between device 6 of the figure 4 and that of the figure 7 are detailed here.
  • device 6 is shown connected to the diode that it controls, namely diode 10 in this example, the assembly of device 6 and diode 10 defining the dipole 7.
  • elements 6, 7 and CTRL are each delimited by dotted lines.
  • device 6 comprises an inductor L connecting terminal 600 of device 6 to anode A of diode 10.
  • inductor L is connected between terminal 600 and the anode A of diode 10.
  • inductance L has one terminal connected, preferably connected, to terminal 600, and another terminal intended to be connected, for example connected, to the anode A of the diode 10.
  • the terminal 600 is connected to the anode A of diode 10 by inductance L.
  • the inductance L is traversed by the same current as the diode 10.
  • the inductance L makes it possible to limit the amplitude of the potential difference between the terminals G and A of the diode 10 when the transistor IT1 turns on, or, said otherwise, makes it possible to avoid an overvoltage between the terminals G and A of the diode 10.
  • the inductance L allows the potential difference between the terminals G and A of the diode 10 to be zero more quickly when the diode 10 changes from forward bias to reverse bias.
  • inductance L has a value between a few nH and a few tens of nH, for example between 5 and 30 nH, the value of inductance L being for example equal to 10 nH.
  • a person skilled in the art is able to adapt the value of inductance L according to variations in the current in diode 10, in particular the slope of these current variations.
  • the value of the inductance L can be adjusted, for example, by adjusting the length of the conductive tracks or of the circuit connectors.
  • the device 6 and the diode 10 that it controls define the dipole 7.
  • the device 6 and the diode 10 are preferably implemented in and on the same portion of a semiconductor substrate, by example the substrate 20 ( figure 1 ). However, provision can be made for device 6 to correspond to a first component implemented in and on a first semiconductor substrate and for the OFT diode that it controls to be implemented in and on another semiconductor substrate.
  • the dipole 7 is part of the switched-mode power supply 5 ( picture 2 )
  • the person skilled in the art is able to provide the dipole 7 in other circuits, for example in other power circuits such as switched-mode power supplies different from that of the figure 2 , or voltage rectifying bridges.

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Abstract

La présente description concerne un dispositif (6) comprenant :une source de courant commandable (606) connectée entre un premier noeud (608) et une première borne (602) destinée à être reliée à une cathode (K) d'une diode commandable (10) ;une capacité (C1) connectée entre le premier noeud (608) et une deuxième borne (600) destinée à être reliée à une anode (A) de la diode commandable (10) ;un premier interrupteur (IT1) connecté entre le premier noeud (608) et une troisième borne (604) destinée à être reliée à une grille (G) de la diode commandable (10) ;un deuxième interrupteur (IT2) connecté entre les deuxième (600) et troisième (604) bornes ; etune première diode (D1) connectée entre la troisième borne (604) et la deuxième borne (600), une anode de la première diode (D1) étant de préférence reliée à la troisième borne (604).

Description

    Domaine technique
  • La présente description concerne de façon générale les circuits électroniques, et plus particulièrement un dispositif de commande d'une diode commandable telle qu'une diode OFT ("Oxide Field Trench" - tranchée de champ en oxyde).
    • Technique antérieure
  • La figure 1 est une reproduction de la figure 1 de la demande de brevet publiée US2020105946 . La figure 1 représente un exemple de diode OFT 10.
  • La diode 10 comprend un substrat semiconducteur 20, par exemple en silicium. La diode 10 comprend une borne de cathode K, par exemple connectée électriquement à une face inférieure du substrat, et une borne d'anode A. La diode 10 comprend des tranchées 22 s'étendant dans le substrat 20 à partir de la face supérieure du substrat 20. Les tranchées 22 sont par exemple régulièrement espacées, et par exemple parallèles entre elles ou en forme d'anneaux concentriques.
  • La diode 10 comprend des structures 30A, décrites ci-après, situées chacune dans une tranchée 22, par exemple deux structures 30A de part et d'autre de la diode 10. De préférence, entre les structures 30A, la diode 10 comprend en outre une ou plusieurs structures 30.
  • Chaque structure 30 comprend, dans la tranchée 22 concernée, une région électriquement conductrice 302 située dans une partie supérieure de la tranchée 22. La région 302 est disjointe des parois de la tranchée 22, c'est-à-dire du substrat 20, et est par exemple séparée des parois de la tranchée 22 concernée par une ou plusieurs couches diélectriques 304, disposées de part et d'autre de la région 302. La région 302 et les parois de la tranchée 22 concernée sont séparées d'une distance d faible, de préférence inférieure à 10 nm, par exemple inférieure à 7 nm.
  • Chaque structure 30 comprend en outre une région électriquement conductrice 306 s'étendant dans la tranchée, plus bas (ou plus profondément) que la région 302. Dans l'exemple illustré en figure 1, les régions 302 et 306 sont d'une seule pièce, bien que, en variante, les deux régions 302 et 306 puissent être disjointes et isolées électriquement l'une de l'autre par une ou plusieurs couches diélectriques, les deux régions 302 et 306 s'étendant alors depuis la face supérieure du substrat 20.
  • La région 306 est par exemple située plus loin des parois de la tranchée 22 que la région 302. La région 306 est par exemple séparée du substrat 20 par une ou plusieurs couches diélectriques 308 recouvrant les parois et le fond de la tranchée 22. L'épaisseur de la couche 308 est par exemple supérieure à environ 100 nm, de préférence comprise entre 250 nm et 1000 nm.
  • Les structures 30A reprennent les mêmes éléments que les structures 30. Toutefois, dans les structures 30A, la distance d mentionnée ci-dessus est absente du côté extérieur de la diode 10. A titre d'exemple, la couche 308 se prolonge alors entre la région 302 et la paroi de la tranchée 22 concernée, du côté extérieur de la diode 10. La couche 308 peut rejoindre une couche isolante 44 recouvrant le substrat sur la périphérie de la diode.
  • A titre d'exemple, les régions 302 et 306 sont en silicium polycristallin dopé, et les couches 304 et 308 sont en oxyde de silicium.
  • Un transistor T1 peut être formé dans la partie du substrat 20 en contact de chaque couche 304, la région 302 considérée formant la grille du transistor T1. A titre d'exemple, les transistors T1 sont à canal N. Chaque transistor T1 comprend une région de canal 202 (P) dopée de type P. A titre d'exemple, chaque région de canal 202 s'étend entre deux tranchées 22 voisines et est ainsi commune à deux transistors T1 voisins. De préférence, chaque région 202 a une région centrale surmontée d'une prise de contact 204 (P+), plus fortement dopée de type P que la région 202.
  • Chaque transistor T1 comprend en outre une région de drain 206 (N-) située sous la région de canal 202. A titre d'exemple, chaque région de drain 206 s'étend entre deux tranchées 22 voisines et est commune aux transistors T1 voisins. Les régions de drain 206 peuvent se prolonger sous les tranchées 22, et peuvent alors se rejoindre sous les tranchées 22. Les régions 206 sont par exemple sur et en contact avec une région de prise de contact 208 (N+) s'étendant en partie inférieure du substrat 20 et étant reliée électriquement à la borne K.
  • Chaque transistor T1 comprend en outre une région de source 210 (N+), de préférence située contre la couche 304. La région de source 210 est par exemple plus fortement dopée de type N que la région de drain 206.
  • Dans la diode 10, les régions de grille 302, les régions de source 210, et les régions de prise de contact 204 des transistors T1 sont de préférence reliées électriquement à la borne d'anode A. Ainsi, la diode 10 est définie par un ou plusieurs transistors T1. Pour cela, à titre d'exemple, une couche conductrice 40, reposant éventuellement sur une couche d'interface 42, recouvre le substrat 20 et les tranchées 22. Les régions 302 et 306 s'étendent dans les tranchées 22 à partir de la couche 40 ou de l'éventuelle couche d'interface 42.
  • Ainsi, en figure 1, la diode OFT 10 comprend plusieurs structures 30A et éventuellement 30. Chaque structure 30A, 30 comprend, dans la tranchée 22 concernée, la région conductrice 302 séparée du substrat 20 par la distance d inférieure à environ 10 nm, et la région conductrice 306 s'étendant plus profondément dans le substrat 20 que la région 302. La diode 10 est définie par un ou plusieurs transistors T1 dont au moins une région de canal 202 s'étend entre deux des tranchées 22. Les régions 302 définissent les grilles des transistors T1 de la diode 10, c'est-à-dire une grille de la diode 10. La diode 10 comprend une région de prise de contact 204 reliant électriquement la région de canal 202 de chaque transistor T1 de la diode 10 à une couche conductrice 40 d'anode.
  • Une diode OFT, par exemple la diode 10 décrite en relation avec la figure 1, présente un faible courant de fuite en inverse et une faible chute de tension en direct, lorsqu'elle est convenablement commandée via un potentiel de grille. Cela fait de la diode OFT une bonne candidate pour remplacer des transistors MOS commandés en rectification synchrone ou des diodes non commandables (sans grille) dans des applications où l'on vise des courants en inverse aussi faibles que possible et des chutes de tensions en direct aussi faibles que possible, par exemple dans des applications de puissance.
    • Résumé de l'invention
  • Il serait souhaitable de disposer d'un dispositif de commande d'une diode OFT palliant tout ou partie des inconvénients des dispositifs connus de commande d'une diode OFT.
  • Il serait également souhaitable de disposer d'un dipôle comprenant une diode OFT et un dispositif de commande de la diode OFT palliant tout ou partie des inconvénients des dispositifs de commande connus des diodes OFT. En effet, un tel dipôle permettrait, par exemple, de remplacer une diode non commandable d'un circuit par ce dipôle, sans modifications supplémentaires du circuit.
  • Un mode de réalisation pallie tout ou partie des inconvénients des dispositifs connus de commande d'une diode OFT.
  • Un mode de réalisation prévoit un dipôle comprenant une diode OFT et un dispositif de commande de la diode OFT palliant tout ou partie des inconvénients des dispositifs connus de commande d'une diode OFT.
  • Un mode de réalisation prévoit un dispositif comprenant :
    • une source de courant commandable connectée entre un premier noeud et une première borne destinée à être reliée à une cathode d'une diode commandable ;
    • une capacité connectée entre le premier noeud et une deuxième borne destinée à être reliée à une anode de la diode commandable ;
    • un premier interrupteur connecté entre le premier noeud et une troisième borne destinée à être reliée à une grille de la diode commandable ;
    • un deuxième interrupteur connecté entre les deuxième et troisième bornes ; et
    • une première diode connectée entre la troisième borne et la deuxième borne, une anode de la première diode étant de préférence reliée à la troisième borne.
  • Selon un mode de réalisation, le dispositif comprend un circuit configuré pour commander la source de courant, le premier interrupteur et le deuxième interrupteur à partir d'une différence de potentiel entre les première et deuxième bornes.
  • Selon un mode de réalisation, le circuit est configuré pour :
    • commander une fourniture d'un courant à la capacité par ladite source lorsque ladite différence de potentiel est inférieure à un premier seuil de préférence négatif ou nul ;
    • commander une fermeture du premier interrupteur lorsque ladite différence de potentiel est supérieure à un deuxième seuil de préférence positif ou nul ; et
    • commander une fermeture du deuxième interrupteur lorsque ladite différence de potentiel est inférieure à un troisième seuil de préférence négatif ou nul.
  • Selon un mode de réalisation :
    • la source de courant est un premier transistor bipolaire, de type NPN, ayant un émetteur relié au premier noeud et un collecteur relié à la première borne ;
    • le premier interrupteur est un deuxième transistor bipolaire, de type PNP, ayant un émetteur relié au premier noeud et un collecteur relié à la troisième borne ; et
    • le deuxième interrupteur est un troisième transistor bipolaire, de type NPN, ayant un émetteur relié à la deuxième borne et un collecteur relié à la troisième borne.
  • Selon un mode de réalisation, le circuit comprend :
    • une première résistance reliant la première borne à une base du premier transistor ;
    • une deuxième résistance reliant la première borne à une base du deuxième transistor ;
    • une deuxième diode connectée entre la base du premier transistor et la base du deuxième transistor, une anode de la deuxième diode étant reliée à la base du premier transistor ; et
    • une troisième diode connectée entre la base du deuxième transistor et une base du troisième transistor, une anode de la troisième diode étant reliée à la base du deuxième transistor.
  • Selon un mode de réalisation, une tension de seuil de la deuxième diode est égale à une tension de seuil d'une diode base-émetteur du premier transistor.
  • Selon un mode de réalisation, une tension maximale aux bornes de la capacité est au moins en partie déterminée par une tension de seuil de la troisième diode.
  • Selon un mode de réalisation :
    • le premier seuil est au moins en partie déterminé par une tension de seuil de la première diode ; ou
    • ledit circuit comprend une diode, de préférence une diode Zener, connectée en série avec la première résistance entre la première borne et la base du premier transistor, le premier seuil étant au moins partiellement déterminé par une tension de seuil de mise en conduction en inverse de ladite diode.
  • Selon un mode de réalisation, le deuxième seuil est au moins en partie déterminé par une tension de seuil de la troisième diode et/ou par une tension de seuil de la diode commandable.
  • Selon un mode de réalisation :
    • le troisième seuil est au moins en partie déterminé par la tension de seuil de la troisième diode ; ou
    • le circuit comprend en outre une diode en série avec une troisième résistance entre la première borne et la base du troisième transistor, le troisième seuil étant au moins en partie déterminé par une tension de seuil de ladite diode.
  • Selon un mode de réalisation :
    le circuit comprend en outre une résistance connectée entre la base du troisième transistor et la deuxième borne ; et/ou le circuit comprend une diode de désaturation du troisième transistor, connectée entre la base et le collecteur du troisième transistor.
  • Selon un mode de réalisation, le dispositif comprend une inductance dont une borne est connectée à la deuxième borne et dont une autre borne est destinée à être reliée à l'anode de la diode commandable.
  • Selon un mode de réalisation, la diode commandable est une diode OFT comprenant plusieurs structures comprenant chacune, dans une tranchée d'un substrat, une première région conductrice séparée du substrat d'une première distance inférieure à environ 10 nm, et une deuxième région conductrice s'étendant dans la tranchée plus profondément que la première région, la diode étant définie par un ou plusieurs transistors dont au moins une région de canal s'étend entre deux des tranchées, les premières régions conductrices définissant les grilles des transistors et une grille de la diode.
  • Un autre mode de réalisation prévoit un dipôle comprenant :
    • un dispositif tel que décrit ci-dessus, la première borne du dispositif définissant une cathode du dipôle et la deuxième borne dudit dispositif définissant une anode du dipôle ; et
    • une diode commandable, de préférence une diode OFT, ayant une cathode connectée à la première borne du dispositif, une anode reliée à la deuxième borne du dispositif et une grille connectée à la troisième borne du dispositif.
  • Un autre mode de réalisation prévoit une alimentation à découpage comprenant un dispositif tel que décrit ci-dessus ou un dipôle tel que décrit ci-dessus.
    • Brève description des dessins
  • Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles :
    • la figure 1, décrite précédemment, est une reproduction de la figure 1 de la demande de brevet US2020105946 , illustrant un exemple d'une diode OFT ;
    • la figure 2 représente, de manière schématique et sous la forme d'un circuit, un mode de réalisation d'un convertisseur de puissance comprenant une diode OFT et son dispositif de commande selon un mode de réalisation ;
    • la figure 3 représente, de manière schématique et sous la forme d'un circuit, un mode de réalisation du dispositif de commande de la figure 2 ;
    • la figure 4 représente, de manière schématique et sous la forme d'un circuit, un mode de réalisation plus détaillé du dispositif de commande de la figure 3 ;
    • la figure 5 représente, de manière schématique et sous la forme d'un circuit, une variante de réalisation du dispositif de commande de la figure 4 ;
    • la figure 6 représente, de manière schématique et sous la forme d'un circuit, une autre variante de réalisation du dispositif de commande de la figure 4 ; et
    • la figure 7 représente, de manière schématique et sous la forme d'un circuit, encore une autre variante de réalisation du dispositif de commande de la figure 4.
    Description des modes de réalisation
  • De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références dans les différentes figures. En particulier, les éléments structurels et/ou fonctionnels communs aux différents modes de réalisation peuvent présenter les mêmes références et peuvent disposer de propriétés structurelles, dimensionnelles et matérielles identiques.
  • Par souci de clarté, seuls les étapes et éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et sont détaillés. En particulier, les circuits électroniques usuels, par exemple des convertisseurs de puissance à découpage ou des ponts redresseurs, comprenant un dipôle mettant en œuvre une fonction de diode, par exemple de redressement, n'ont pas été détaillés, les modes décrits étant compatibles avec ces circuits usuels.
  • Sauf précision contraire, lorsque l'on fait référence à deux éléments connectés entre eux, cela signifie directement connectés sans éléments intermédiaires autres que des conducteurs, et lorsque l'on fait référence à deux éléments reliés (en anglais "coupled") entre eux, cela signifie que ces deux éléments peuvent être connectés ou être reliés par l'intermédiaire d'un ou plusieurs autres éléments.
  • Dans la description qui suit, lorsque l'on fait référence à des qualificatifs de position absolue, tels que les termes "avant", "arrière", "haut", "bas", "gauche", "droite", etc., ou relative, tels que les termes "dessus", "dessous", "supérieur", "inférieur", etc., ou à des qualificatifs d'orientation, tels que les termes "horizontal", "vertical", etc., il est fait référence sauf précision contraire à l'orientation des figures.
  • Sauf précision contraire, les expressions "environ", "approximativement", "sensiblement", et "de l'ordre de" signifient à 10 % près, de préférence à 5 % près.
  • La figure 2 représente, de manière schématique et sous la forme d'un circuit, un mode de réalisation d'une alimentation à découpage ("Switched Mode Power Supply"), ou SMPS, comprenant une diode OFT, par exemple la diode 10 de la figure 1, et son dispositif de commande 6 selon un mode de réalisation. Dans cet exemple, la diode 10 et son dispositif, ou circuit, de commande 6 sont représentés sous la forme d'un dipôle 7 (délimité par des traits en pointillé en figure 2), le dipôle 7 comprenant une borne d'anode 700 et une borne de cathode 702.
  • L'alimentation à découpage 5 est, dans cet exemple, une alimentation à isolation galvanique comprenant un transformateur d'isolement 500. Plus particulièrement, l'alimentation à découpage 5 est communément appelée alimentation "fly-back" en langue anglaise.
  • Le transformateur 500 comprend un enroulement primaire LP et un enroulement secondaire LS.
  • L'enroulement primaire LP est connecté en série avec un interrupteur IT, entre une borne 502 d'application d'un potentiel d'entrée Vin et une borne 504 d'application d'un potentiel de référence GND1 auquel est référencé le potentiel Vin. A titre d'exemple, l'interrupteur IT est connecté entre l'enroulement LP et la borne 504. Dans cet exemple, le point de phase de l'enroulement LP est du côté de la borne 504.
  • L'alimentation à découpage 5 comprend un circuit de commande cmd1 de l'interrupteur IT. Le circuit cmd1 est configuré pour commander des ouvertures et des fermetures de l'interrupteur IT, sur la base d'un écart entre une valeur de consigne et une valeur courante (ou mesurée) d'un potentiel de sortie Vout de l'alimentation 5, de sorte que le potentiel Vout soit régulé à cette valeur de consigne.
  • Le dipôle 7 est connecté en série avec l'enroulement LS, entre une borne 508 de fourniture du potentiel Vout et une borne 510 d'application d'un potentiel de référence GND2 auquel est référencé le potentiel Vout. Une capacité C de filtrage est connectée entre les bornes 508 et 510, en parallèle de l'association série du dipôle 7 et de l'enroulement LS.
  • Dans cet exemple, le point de phase de l'enroulement LS est du côté de la borne 508. Dans cet exemple, l'anode 700 du dipôle 7 est reliée, de préférence connectée, à la borne 510, et la cathode 702 du dipôle 7 est reliée, de préférence connectée, à l'enroulement LS.
  • Le dispositif 6 de commande comprend une borne 600 destinée à être reliée, de préférence connectée, à l'anode A de la diode 10, une borne 602 destinée à être reliée, par exemple connectée, à une cathode K de la diode 10, et une borne 604 destinée à être reliée, de préférence connectée, à une borne de grille G de la diode 10. Lorsque la diode 10 et le dispositif 6 sont effectivement reliés et forment le dipôle 7 représenté en figure 2, la borne 600 constitue la borne d'anode 700 du dipôle 7 et la borne 602 constitue la borne de cathode 702 du dipôle 7. En d'autres mots, les bornes 600 et 700 sont confondues, les bornes 602 et 702 étant également confondues. Dit encore autrement, la borne 600 est connectée à la borne 700 du dipôle 7, la borne 602 étant connectée à la borne 702 du dipôle 7.
  • Le dispositif 6 est configuré pour commander la diode 10, c'est-à-dire pour fournir un potentiel de commande sur la grille G de la diode 10, uniquement à partir de la différence de potentiel entre ses bornes 600 et 602, c'est-à-dire la différence de potentiel entre les bornes 700 et 702 du dipôle 7. Dans la suite de la description, la différence de potentiel entre les bornes 600 et 602, respectivement 700 et 702, correspond au potentiel de la borne 600, respectivement 700, auquel est soustrait le potentiel la borne 602, respectivement 702. Dit autrement, la différence de potentiel entre les bornes 600 et 602, respectivement 700 et 702, est référencée à la borne 600, respectivement 700.
  • A titre d'exemple, selon un mode de réalisation, la diode OFT 10 est conductrice lorsqu'une tension Vak entre son anode A et sa cathode K, référencée à la cathode K, est positive (état polarisé en direct) et une tension Vga entre sa grille G et son anode A, référencée à l'anode A, est positive ou nulle. En outre, la diode OFT 10 est bloquée lorsque la tension Vak est négative (état polarisé en inverse) et la tension Vga est nulle ou négative. Dans une telle diode OFT 10, dans l'état polarisé en direct, plus la tension Vga est élevée, plus la tension Vak est faible. Cependant, au moment où la diode OFT 10 commute de l'état polarisé en direct à l'état polarisé en inverse, plus la tension Vga est élevée, plus la décharge de sa grille G est lente au moment de cette commutation, et plus les courants de fuite dans la diode OFT 10 sont élevés au moment de cette commutation.
  • La figure 3 représente, de manière schématique et sous la forme d'un circuit, un mode de réalisation du dispositif de commande 6 de la figure 2. Plus exactement, la figure 3 représente le dipôle 7 de la figure 2, ou, dit autrement, la figure 3 représente le dispositif 6 connecté à la diode OFT qu'il commande, à savoir la diode 10 dans cet exemple. En figure 3, le dipôle 7 et le dispositif 6 sont délimités chacun par des traits en pointillé.
  • Le dispositif 6 comprend une source de courant 606. Le source de courant 606 est connectée entre un noeud 608 du dispositif 6 et la borne 602 du dispositif 6. Dit autrement, une borne de la source de courant est reliée, de préférence connectée, au noeud 608, l'autre borne de la source de courant 606 étant reliée, de préférence connectée, à la borne 602.
  • La source de courant 606 est commandable, c'est-à-dire que, en fonction d'une commande, ou signal de commande, qu'elle reçoit, elle fournit ou non un courant I positif circulant de la borne 602 vers le noeud 608.
  • Le dispositif 6 comprend une capacité C1. La capacité C1 est connectée entre le noeud 608 et la borne 600 du dispositif 6. Dit autrement, une borne de la capacité C1 est reliée, de préférence connectée, au noeud 608, l'autre borne de la capacité C1 étant reliée, de préférence connectée, à la borne 600.
  • Le dispositif 6 comprend une diode D1 connectée entre les bornes 604 et 600, l'anode de la diode D1 étant du côté de la borne 604. Dit autrement, l'anode de la diode D1 est reliée, de préférence connectée, à la borne 604, la cathode de la diode D1 étant reliée, de préférence connectée, à la borne 600. La diode D1 correspond, par exemple, à une diode unique, ou à plusieurs diodes en série, ce qui permet d'ajuster le seuil de mise en conduction, ou tension de seuil, de la diode D1.
  • Le dispositif 6 comprend un interrupteur IT1. L'interrupteur IT1 est connecté entre le noeud 608 et la borne 604 du dispositif 6. Dit autrement, une borne de l'interrupteur IT1 est reliée, de préférence connectée, au noeud 608, l'autre borne de l'interrupteur IT1 étant reliée, de préférence connectée, à la borne 604.
  • Lorsque l'interrupteur IT1 est bloqué, la capacité C1 peut être chargée par le courant I délivré par la source de courant 606.
  • Lorsque l'interrupteur IT1 est passant, ce dernier est configuré pour décharger la capacité C1 à travers la diode D1, de sorte qu'un potentiel non nul et positif, par exemple référencé par rapport au potentiel de la borne 600, soit présent sur la borne 604, et donc appliqué à la grille G de la diode 10. La tension de seuil de la diode D1 détermine donc, au moins partiellement, la valeur de la différence de potentiel positive et non nulle appliquée entre les bornes G et A de la diode 10, lorsque l'interrupteur IT1 est fermé et que la capacité C1 se décharge à travers la diode D1.
  • Selon un mode de réalisation, la tension de seuil de la diode D1 est déterminée par un compromis entre la tension Vak de la diode 10 polarisée en direct et les courants de fuite dans la diode 10 au moment de la commutation de la diode 10 de l'état polarisé en direct à l'état polarisé en inverse.
  • Le dispositif 6 comprend un interrupteur IT2. L'interrupteur IT2 est connecté entre les bornes 600 et 604. Dit autrement, les interrupteurs IT1 et IT2 sont connectés en série entre le noeud 608 et la borne 600, l'interrupteur IT1 étant du côté du noeud 608, et le noeud de connexion entre les interrupteurs IT1 et IT2 correspondant à la borne 604 du dispositif 6. Dit encore autrement, une borne de l'interrupteur IT2 est reliée, de préférence connectée, à la borne 604, l'autre borne de l'interrupteur IT2 étant reliée, de préférence connectée, à la borne 600.
  • Lorsqu'il est passant, l'interrupteur IT2 est configuré pour relier électriquement les bornes 604 et 600, c'est-à-dire pour court-circuiter la borne 604 à la borne 600.
  • Les interrupteurs IT1 et IT2 sont configurés pour ne pas être passants simultanément, les interrupteurs IT1 et IT2 pouvant toutefois être simultanément bloqués.
  • Selon un mode de réalisation, le dispositif 6 comprend un circuit CTRL. Le circuit CTRL est configuré pour commander la source de courant 606 et les interrupteurs IT1 et IT2, sur la base, ou à partir, de la différence de potentiel entre ses bornes 602 et 600.
  • Plus particulièrement, selon un mode de réalisation, le circuit CTRL est configuré pour commander la source de courant 606 de sorte qu'elle fournisse le courant I uniquement lorsque la différence de potentiel entre les bornes 600 et 602 est inférieure à un seuil Th1. A titre d'exemple le seuil est négatif ou nul. Dit autrement, le circuit CTRL est configuré pour commander la source 606 de manière à charger la capacité C1 lorsque la diode 10 est polarisée en inverse.
  • Selon un mode de réalisation, le circuit CTRL est en outre configuré pour commander une fermeture de l'interrupteur IT2 lorsque la différence de potentiel entre les bornes 600 et 602 est inférieure à un seuil Th2. A titre d'exemple, le seuil Th2 est négatif ou nul. A titre d'exemple, le seuil Th2 est inférieur au seuil Th1. La fermeture de l'interrupteur IT2 lorsque la diode 10 est polarisée en inverse permet de court-circuiter les bornes G et A de la diode 10, d'où il résulte une diminution du courant de fuite dans la diode 10 par rapport au cas où une différence de potentiel positive et non nulle serait appliquée entre les bornes G et A de la diode 10 polarisée en inverse.
  • Selon un mode de réalisation, le circuit CTRL est configuré pour commander une fermeture de l'interrupteur IT1 lorsque la différence de potentiel entre les bornes 600 et 602 est supérieure à un seuil Th3. Le seuil Th3 est positif. La fermeture de l'interrupteur IT1 lorsque la diode 10 est polarisée en direct permet de fournir une différence de potentiel non nulle et positive entre les bornes 604 et 600, donc entre les bornes G et A, d'où il résulte une diminution de la différence de potentiel aux bornes de la diode 10 par rapport au cas où une différence de potentiel nulle serait appliquée entre les bornes G et A de la diode 10 polarisée en direct.
  • Selon un mode de réalisation, le circuit CTRL est alimenté par la différence de potentiel entre ses bornes 600 et 602. Dit autrement, aucune alimentation spécifique n'est prévue pour que le circuit CTRL puisse commander la source 606 et les interrupteurs IT1 et IT2 décrits ci-dessus.
  • On aurait pu penser remplacer la diode 10 par un transistor MOS (de l'anglais "Metal Oxide Semiconductor" - métal oxyde semiconducteur) usuel dont la source aurait été reliée à la borne 700 et le drain aurait été connecté à la borne 702. Toutefois, pour rendre passant le transistor MOS lorsque la différence de potentiel entre les bornes 700 et 702 aurait été positive, il aurait fallu appliquer un potentiel sur la grille du transistor MOS qui soit suffisamment supérieur à celui de sa source. Cela aurait nécessité la prévision de circuits logiques et d'une alimentation spécifique, par exemple une pompe de charges ou par exemple un circuit extérieur au dispositif 6 ayant par exemple un enroulement secondaire supplémentaire, ce qui n'est pas le cas avec le dispositif de commande 6.
  • On aurait également pu penser à remplacer la diode 10 et son dispositif de commande 6 par une diode usuelle non commandable (sans grille), mais le courant de fuite dans cette diode usuelle polarisée en inverse et la chute de tension aux bornes de cette diode usuelle polarisée en direct auraient alors été plus élevés qu'avec la diode 10 et son dispositif de commande 6.
  • Selon un mode de réalisation, le circuit CTRL ne comprend que des composants résistifs, des diodes et une éventuelle inductance (non représentés en figure 3). Le circuit CTRL est alors plus simple qu'un circuit de commande qui comprendrait des comparateurs, par exemple mis en œuvre au moyen d'amplificateurs opérationnels nécessitant une alimentation dédiée, ces amplificateurs étant par exemple configurés pour détecter des inversions de signe, ou polarité, de la différence de potentiel entre les bornes K et A de la diode 10.
  • Plus particulièrement, selon un mode de réalisation, la source de courant 606 et les interrupteurs IT1 et IT2 sont chacun mis en œuvre par un transistor bipolaire. Dans ce cas, le circuit CTRL met en œuvre la commande décrite précédemment de la source de courant 606 et des interrupteurs IT1 et IT2, uniquement en polarisant de manière correspondante les transistors bipolaires à partir de la différence de potentiel entre les bornes 600 et 602.
  • La figure 4 représente, de manière schématique et sous la forme d'un circuit, un mode de réalisation plus détaillé du dispositif de commande 6. Seules les différences entre le dispositif 6 de la figure 3 et celui de la figure 4 sont ici détaillées. Par ailleurs, comme en figure 3, en figure 4 le dispositif 6 est représenté connecté à la diode qu'il commande, à savoir dans cet exemple la diode 10, l'ensemble définissant le dipôle 7. En figure 4, les éléments 6, 7 et CTRL sont délimités chacun par des traits en pointillé.
  • Dans ce mode de réalisation, la source de courant 606 est mise en œuvre par un transistor bipolaire de type NPN. Le collecteur du transistor 606 est relié, de préférence connecté, à la borne 602. L'émetteur du transistor 606 est relié, de préférence connecté, au noeud 608. La base 610 du transistor 606 est reliée, de préférence connectée, au circuit CTRL.
  • Dans ce mode de réalisation, l'interrupteur IT1 est mis en œuvre par un transistor bipolaire de type PNP. L'émetteur du transistor IT1 est relié, de préférence connecté, au noeud 608. Le collecteur du transistor IT1 est relié, de préférence connecté, à la borne 604. La base 612 du transistor IT1 est reliée, de préférence connectée, au circuit CTRL.
  • Dans ce mode de réalisation, l'interrupteur IT2 est mis en œuvre par un transistor bipolaire de type NPN. L'émetteur du transistor IT2 est relié, de préférence connecté, à la borne 600. Le collecteur du transistor IT2 est relié, de préférence connecté, à la borne 604, donc au collecteur du transistor IT1. La base 614 du transistor IT2 est reliée, de préférence connectée, au circuit CTRL.
  • Selon un mode de réalisation, comme cela est illustré en figure 4, le circuit CTRL comprend une résistance, ou composant résistif, R1, la résistance R1 reliant la borne 602 à la base 610 du transistor 606. Dit autrement, une borne de la résistance R1 est reliée, de préférence connectée, à la borne 602, une autre borne de la résistance étant reliée, de préférence connectée, à la base 610 du transistor 606.
  • La résistance R1 permet, lorsque la différence de potentiel entre les bornes 600 et 602 est négative (diode 10 polarisée en inverse) et inférieure au seuil Th1, de rendre passant le transistor 606, et, plus particulièrement, de lui fournir un courant de base positif. Le transistor 606 fournit alors le courant I au noeud 608.
  • Selon un mode de réalisation, comme cela est représenté en figure 4, le circuit CTRL comprend également une résistance, ou élément résistif, R2, la résistance R2 reliant la borne 602 à la base 612 du transistor IT1. Dit autrement, une borne de la résistance R2 est reliée, de préférence connectée, à la borne 602, une autre borne de la résistance étant reliée, de préférence connectée, à la base 612 du transistor IT1. Le circuit CTRL comprend, en outre, une diode D2 connectée entre la base 612 du transistor IT1 et la base 614 du transistor IT2, l'anode de la diode D2 étant du côté de la base 612 du transistor IT1. Dit autrement, l'anode de la diode D2 est reliée, de préférence connectée, à la base 612 du transistor IT1, la cathode de la diode D2 étant reliée, de préférence connectée, à la base 614 du transistor IT2. Ainsi, la résistance R2 et la diode D2 sont connectées en série entre la borne 602 et la base 614 du transistor IT2, la base 612 du transistor IT1 étant reliée ou connectée au noeud de connexion de la diode D2 à la résistance R2. En outre, le circuit CTRL comprend une diode D3 connectée entre la base 610 du transistor 606 et la base 612 du transistor IT1, l'anode de la diode D3 étant du côté de la base 610 du transistor 606. Dit autrement, l'anode de la diode D3 est reliée, de préférence connectée, à la borne de la résistance R1 opposée à la borne 602, la cathode de la diode D3 étant reliée, de préférence connectée, à la borne de la résistance R2 opposée à la borne 602.
  • De préférence, le seuil de mise en conduction de la diode D3, qui peut correspondre à une unique diode ou à plusieurs diodes en série, est sensiblement égal, par exemple égal, à la différence de potentiel entre la base 610 et l'émetteur du transistor 606 lorsque celui-ci délivre le courant I, c'est-à-dire au seuil de mise en conduction, ou tension de seuil, de la diode base-émetteur du transistor 606. Ainsi, lorsque le transistor 606 délivre le courant I, la différence de potentiel entre le noeud 608 et la base 612 du transistor IT1 est nulle, d'où il résulte que le transistor IT1 est bloqué et que la capacité C1 se charge.
  • La tension de seuil de la diode D2, qui peut correspondre à une unique diode ou à plusieurs diodes en série, détermine, au moins en partie, une valeur maximale de la différence de potentiel aux bornes de la capacité C1, donc une valeur maximale du potentiel du noeud 608. En effet, lorsque l'interrupteur IT2 est fermé (passant), l'interrupteur IT1 ouvert (ouvert), et que la source 606 délivre le courant I, le potentiel du noeud 608 est au plus égal à la somme du potentiel de la borne 600, de la tension base-émetteur du transistor IT2, de la différence de potentiel aux bornes de la diode D2, de la différence de potentiel aux bornes de la diode D3 et de la tension base-émetteur du transistor 606.
  • A titre d'exemple, lorsque :
    • la diode D2 correspond à deux diodes en série ayant chacune un seuil de mise en conduction égal à une valeur Vj, par exemple égale à 0,7 V ;
    • la tension base-émetteur du transistor IT2 est égale à Vj lorsque le transistor IT2 est passant ; et
    • la différence de potentiel aux bornes de la diode D3 et la tension base-émetteur du transistor 606 s'annulent, alors la tension maximale aux bornes de la capacité C1 est égale à 3*Vj. Dit autrement, la tension aux bornes de la capacité C1 est régulée à la valeur 3*Vj.
  • Dans ce mode de réalisation, dès que la différence de potentiel entre les bornes 600 et 602 est suffisamment négative (diode 10 polarisée en inverse) pour qu'un courant circule dans la résistance R2 et la diode D2, de la borne 602 vers la base 614 du transistor IT2, le transistor IT2 devient passant et court-circuite les bornes 604 et 600. Ainsi, dans ce mode de réalisation, la tension de seuil de la diode D2 détermine au moins en partie le seuil Th2, qui est alors strictement négatif.
  • Par ailleurs, dans ce mode de réalisation, le transistor 606 devient passant lorsque le potentiel de la borne 602 est suffisamment supérieur au potentiel du noeud 608. Ainsi, dans ce mode de réalisation, le seuil Th1 est au moins en partie déterminé par la tension de seuil de la diode D1, du fait que la tension de seuil de la diode D1 détermine au moins en partie le potentiel du noeud 608 lorsque l'interrupteur IT1 est passant et que la diode 10 est polarisée en direct.
  • Dans le dispositif 6 de la figure 4, lorsque la différence de potentiel entre les bornes 600 et 602 est positive (diode 10 polarisée en direct), les transistors IT2 et 606 sont bloqués. En outre, lorsqu'un courant positif circulant de la borne 600 vers la borne 602 est fourni à la borne 600, et que le potentiel du noeud 608 est suffisamment supérieur au potentiel de la borne 602, le transistor IT1 devient passant. Lorsque la différence de potentiel entre les bornes 600 et 602 est positive et les transistors IT2 et 606 sont bloqués, la différence de potentiel entre les noeuds 608 et 602 est définie par la somme de la différence de potentiel aux bornes de la capacité C1 et de la chute de tension aux bornes de la diode 10. Par conséquent, la tension de seuil de la diode 10 détermine au moins en partie le seuil Th3. Dit autrement, le seuil Th3 est déterminé, au moins partiellement, par la tension de seuil de la diode D2, du fait que la tension de seuil de la diode D2 détermine au moins en partie la différence de potentiel aux bornes de la capacité C1 juste avant que l'interrupteur IT1 ne devienne passant.
  • La personne du métier est en mesure de modifier les seuils Th1, Th2 et Th3, et/ou la valeur maximale à laquelle est régulé le potentiel du noeud 608, par exemple en adaptant la valeur de la tension de seuil de la diode D2. En outre, la personne du métier est en mesure de modifier la valeur de la différence de potentiel appliquée entre les bornes G et A de la diode 10 lorsque le transistor IT1 est passant, par exemple en modifiant le seuil de mise en conduction de la diode D1 et éventuellement en adaptant la valeur de la capacité C1.
  • La figure 5 représente, de manière schématique et sous la forme d'un circuit, une variante de réalisation du dispositif de commande 6 de la figure 4. Seules les différences entre le dispositif 6 de la figure 4 et celui de la figure 5 sont ici détaillées. En figure 5, comme en figures 3 et 4, le dispositif 6 est représenté connecté à la diode qu'il commande, à savoir dans cet exemple la diode 10, l'ensemble du dispositif 6 et de la diode 10 définissant le dipôle 7. En figure 5, les éléments 6, 7 et CTRL sont délimités chacun par des traits en pointillé.
  • Le dispositif 6 de la figure 5 diffère de celui de la figure 4 en ce qu'il comprend une diode D4, de préférence une diode Zener, connectée en série avec la résistance R1, entre la borne 602 et la base 610 du transistor 606, l'anode de la diode D4 étant du côté de la base 610 du transistor 606. La diode D4 peut correspondre à une unique diode ou à plusieurs diodes en série.
  • Dans cette variante de réalisation, pour que le transistor 606 soit passant et délivre le courant I de charge de la capacité C1, le potentiel de la borne 602 doit être suffisamment supérieur au potentiel du noeud 608 pour permettre la mise en conduction en inverse de la diode Zener D4 et la fourniture d'un courant de base au transistor 606. La diode Zener D4 permet donc d'abaisser la valeur du seuil Th1 conditionnant la fourniture du courant I de charge de la capacité C1.
  • Lorsque le dipôle 7 fait partie d'une alimentation à découpage, par exemple celle de la figure 2, le seuil Th1 est par exemple choisi, par exemple en adaptant la valeur du seuil de mise en conduction inverse de la diode D4, pour être inférieur à la différence de potentiel négative et maximale (en valeur absolue) qui peut être présente entre les bornes 600 et 602 lorsque l'alimentation à découpage fonctionne en mode de conduction discontinue ("Discontinuous Conduction Mode" en langue anglaise), ou DCM. Il en résulte que, en mode de conduction discontinue, la capacité C1 n'est pas chargée et que la source de courant 606 ne délivre donc pas de courant I de charge à la capacité C1.
  • Cela permet d'éviter que, entre une phase où la diode 10 est polarisée en direct et une phase où la diode 10 est polarisée en inverse et a ses bornes G et A court-circuitées par le transistor IT2, une différence de potentiel non nulle soit appliquée entre les bornes G et A de la diode 10 alors que la phase de conduction en direct de la diode 10 n'est pas immédiatement suivie d'une différence de potentiel entre les bornes K et A de la diode 10 suffisamment faible, par exemple négative, pour bloquer la diode 10, ce qui est généralement le cas dans une alimentation à découpage fonctionnant en mode DCM. Dit autrement, cela permet d'éviter d'appliquer une différence de potentiel positive et non nulle entre les bornes G et A de la diode 10, alors que la diode 10 fonctionne dans le quadrant Q1, ce qui conduirait à une augmentation des pertes qui pourraient être assimilées à des pertes par commutations dans l'alimentation à découpage.
  • Selon une autre variante de réalisation, non illustrée, pour limiter les pertes par commutation dans une alimentation à découpage fonctionnant en mode de conduction discontinue, plutôt que la diode D4 permettant d'abaisser le seuil Th1, le dispositif 6 comprend un circuit configuré pour court-circuiter les bornes 604 et 600 dès que la différence de potentiel entre les bornes K et A de la diode 10 est faiblement positive, c'est-à-dire, par exemple, lorsque cette différence de potentiel est supérieure au seuil de mise en conduction de la diode 10 mais que l'écart entre cette différence de potentiel et le seuil de mise en conduction de la diode 10 est inférieur à 0,1 V, par exemple inférieur à 0,05 V, voire inférieur à 0,01 V. Cette différence de potentiel faiblement positive correspond par exemple à un courant en direct dans la diode 10 inférieur ou égal à 100 mA. La mise en œuvre de cette variante de réalisation à l'aide de circuits logiques est à la portée de la personne du métier.
  • La figure 6 représente, de manière schématique et sous la forme d'un circuit, une autre variante de réalisation du dispositif de commande 6 de la figure 4. Seules les différences entre le dispositif 6 de la figure 4 et celui de la figure 6 sont ici détaillées. En figure 6, comme en figures 3, 4 et 5, le dispositif 6 est représenté connecté à la diode qu'il commande, à savoir dans cet exemple la diode 10, l'ensemble du dispositif 6 et de la diode 10 définissant le dipôle 7. En figure 6, les éléments 6, 7 et CTRL sont délimités chacun par des traits en pointillé.
  • Dans cette variante, le seuil Th2 n'est pas au moins en partie déterminé par la tension de seuil de la diode D2. Plus particulièrement, dans cette variante de réalisation, la tension maximale aux bornes de la capacité C1 et le seuil Th2 sont décorrélés l'un de l'autre. En effet, dans cette variante, on prévoit ici que le seuil Th2 soit plus faible que dans les modes de réalisation et variantes décrits précédemment, sans que cela ne modifie la tension maximale pouvant être présente aux bornes de la capacité C1.
  • Pour cela, le dispositif 6, et, plus particulièrement, son circuit CTRL, comprennent une diode D5 en série avec une résistance R3, entre la borne 602 et la base 614 du transistor IT2. La diode D5 correspond à une diode unique ou à plusieurs diodes en série. La cathode de la diode D5 est du côté de la base 614 du transistor IT2. Dit autrement, la cathode de la diode D5 est reliée, par exemple connectée, à la base 614 du transistor IT2.
  • Dans cette variante de réalisation, dès que la différence de potentiel négative entre les bornes 600 et 602 (diode 10 polarisée en inverse) est supérieure à la tension de seuil de la diode D5, le transistor IT2 devient passant et court-circuite les bornes 604 et 600. En choisissant une diode D5 ayant un seuil de mise en conduction inférieur à celui de la diode D2, cela permet de réduire (en valeur absolue) la valeur du seuil Th2, et donc de court-circuiter plus rapidement les bornes G et A de la diode 10 polarisée en inverse de manière à réduire son courant de fuite.
  • Ainsi, dans cette variante, la tension de la diode D5 détermine au moins en partie le seuil Th2.
  • Selon un mode de réalisation, le circuit CTRL comprend en outre une résistance R4 optionnelle connectée entre la base 614 du transistor IT2 et la borne 600. Cette résistance permet d'ajuster la polarisation du transistor IT2 à l'état passant. Bien que la prévision de la résistance R4 soit décrite en relation avec la variante de réalisation de la figure 6, la résistance R4 peut également être prévue dans les modes de réalisation et variantes décrits en relation avec les figures 4 et 5, ainsi que dans la variante de réalisation qui sera décrite ci-après en relation avec la figure 7.
  • Selon un mode de réalisation, le circuit CTRL comprend en outre une diode D6 de désaturation du transistor IT2. La diode D6 est connectée entre la base 614 et le collecteur 604 du transistor IT2, l'anode de la diode D6 étant du côté de la base 614 du transistor IT2. La diode D6 permet de diminuer la saturation du transistor IT2 afin d'accélérer le passage à l'état bloqué de celui-ci. Une solution analogue pourrait être envisagée pour le transistor IT1. Bien que la prévision de la diode D6 soit décrite en relation avec la variante de réalisation de la figure 6, la diode D6 peut également être prévue dans les modes de réalisation et variantes décrits en relation avec les figures 4 et 5, ainsi que dans la variante de réalisation qui va maintenant être décrite en relation avec la figure 7.
  • La figure 7 représente, de manière schématique et sous la forme d'un circuit, une variante de réalisation du dispositif de commande 6 de la figure 4. Seules les différences entre le dispositif 6 de la figure 4 et celui de la figure 7 sont ici détaillées. En figure 7, comme en figures 3, 4, 5 et 6, le dispositif 6 est représenté connecté à la diode qu'il commande, à savoir la diode 10 dans cet exemple, l'ensemble du dispositif 6 et de la diode 10 définissant le dipôle 7. En figure 7, les éléments 6, 7 et CTRL sont délimités chacun par des traits en pointillé.
  • Dans cette variante, applicable aux modes de réalisation et variantes décrits précédemment, le dispositif 6 comprend une inductance L reliant la borne 600 du dispositif 6 à l'anode A de la diode 10. Dit autrement, l'inductance L est connectée entre la borne 600 et l'anode A de la diode 10. Dit encore autrement, l'inductance L a une borne reliée, de préférence connectée, à la borne 600, et une autre borne destinée à être reliée, par exemple connectée, à l'anode A de la diode 10. Ainsi, par rapport aux modes de réalisation et variantes décrits précédemment où la borne 600 était par exemple connectée à l'anode A de la diode 10, dans cette variante, la borne 600 est reliée à l'anode A de la diode 10 par l'inductance L.
  • L'inductance L est parcourue par le même courant que la diode 10. L'inductance L permet de limiter l'amplitude de la différence de potentiel entre les bornes G et A de la diode 10 lorsque le transistor IT1 devient passant, ou, dit autrement, permet d'éviter une surtension entre les bornes G et A de la diode 10. En outre, l'inductance L permet que la différence de potentiel entre les bornes G et A de la diode 10 soit plus rapidement nulle lorsque la diode 10 passe d'une polarisation directe à une polarisation inverse.
  • A titre d'exemple, l'inductance L a une valeur comprise entre quelques nH et quelques dizaines de nH, par exemple entre 5 et 30 nH, la valeur de l'inductance L étant par exemple égale à 10 nH. Toutefois, la personne du métier est en mesure d'adapter la valeur de l'inductance L en fonction des variations du courant dans la diode 10, notamment de la pente de ces variations de courant. La valeur de l'inductance L peut être ajustée, par exemple, en ajustant la longueur des pistes conductrices ou de la connectique du circuit.
  • Dans les modes et variantes décrits précédemment, le dispositif 6 et la diode 10 qu'il commande définissent le dipôle 7. Le dispositif 6 et la diode 10 sont de préférence mis en œuvre dans et sur une même portion d'un substrat semiconducteur, par exemple le substrat 20 (figure 1). Toutefois, on peut prévoir que le dispositif 6 corresponde à un premier composant mis en œuvre dans et sur un premier substrat semiconducteur et que la diode OFT qu'il commande soit mise en œuvre dans et sur un autre substrat semiconducteur.
  • Bien que l'on ait décrit ci-dessus des modes de réalisation et variantes dans le cas où le dispositif 6 commande la diode OFT 10 décrite en relation avec la figure 1, la personne du métier est en mesure d'adapter le dispositif 6 à d'autres diodes commandables, par exemple à d'autres diodes OFT.
  • Par ailleurs, bien que l'on ait décrit, à titre d'exemple, le cas où le dipôle 7 fait partie de l'alimentation à découpage 5 (figure 2), la personne du métier est en mesure de prévoir le dipôle 7 dans d'autres circuits, par exemple dans d'autres circuits de puissance tels que des alimentations à découpage différentes de celle de la figure 2, ou encore des ponts redresseurs de tension.
  • Divers modes de réalisation et variantes ont été décrits. La personne du métier comprendra que certaines caractéristiques de ces divers modes de réalisation et variantes pourraient être combinées, et d'autres variantes apparaîtront à la personne du métier.
  • Enfin, la mise en oeuvre pratique des modes de réalisation et variantes décrits est à la portée de la personne du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus. En particulier, la personne du métier est en mesure, à partir de ces indications fonctionnelles, d'adapter les valeurs de la capacité C1, les valeurs des résistances du circuit CTRL et les tensions de seuil des diodes du circuit CTRL, en fonction de l'application visée et/ou des caractéristiques électriques de la diode OFT que le dispositif 6 est destiné à commander.

Claims (15)

  1. Dispositif (6) comprenant :
    une source de courant commandable (606) connectée entre un premier noeud (608) et une première borne (602) destinée à être reliée à une cathode (K) d'une diode commandable (10) ;
    une capacité (C1) connectée entre le premier noeud (608) et une deuxième borne (600) destinée à être reliée à une anode (A) de la diode commandable (10) ;
    un premier interrupteur (IT1) connecté entre le premier noeud (608) et une troisième borne (604) destinée à être reliée à une grille (G) de la diode commandable (10) ;
    un deuxième interrupteur (IT2) connecté entre les deuxième (600) et troisième (604) bornes ; et
    une première diode (D1) connectée entre la troisième borne (604) et la deuxième borne (600), une anode de la première diode (D1) étant de préférence reliée à la troisième borne (604) .
  2. Dispositif selon la revendication 1, comprenant un circuit (CTRL) configuré pour commander la source de courant (606), le premier interrupteur (IT1) et le deuxième interrupteur (IT2) à partir d'une différence de potentiel entre les première (602) et deuxième (600) bornes.
  3. Dispositif selon la revendication 2, dans lequel le circuit (CTRL) est configuré pour :
    commander une fourniture d'un courant (I) à la capacité (C1) par ladite source (606) lorsque ladite différence de potentiel est inférieure à un premier seuil de préférence négatif ou nul ;
    commander une fermeture du premier interrupteur (IT1) lorsque ladite différence de potentiel est supérieure à un deuxième seuil de préférence positif ou nul ; et commander une fermeture du deuxième interrupteur (IT2) lorsque ladite différence de potentiel est inférieure à un troisième seuil de préférence négatif ou nul.
  4. Dispositif selon la revendication 3, dans lequel :
    la source de courant (606) est un premier transistor bipolaire, de type NPN, ayant un émetteur relié au premier noeud (608) et un collecteur relié à la première borne (602) ;
    le premier interrupteur (IT1) est un deuxième transistor bipolaire, de type PNP, ayant un émetteur relié au premier noeud (608) et un collecteur relié à la troisième borne (604) ; et
    le deuxième interrupteur (IT2) est un troisième transistor bipolaire, de type NPN, ayant un émetteur relié à la deuxième borne (600) et un collecteur relié à la troisième borne (604).
  5. Dispositif selon la revendication 4, dans lequel ledit circuit (CTRL) comprend :
    une première résistance (R1) reliant la première borne (602) à une base (610) du premier transistor (606) ;
    une deuxième résistance (R2) reliant la première borne (612) à une base (612) du deuxième transistor (IT1) ;
    une deuxième diode (D3) connectée entre la base (610) du premier transistor (606) et la base (612) du deuxième transistor (IT1), une anode de la deuxième diode (D3) étant reliée à la base (610) du premier transistor (606) ; et
    une troisième diode (D2) connectée entre la base (612) du deuxième transistor (IT1) et une base (614) du troisième transistor (IT2), une anode de la troisième diode (D2) étant reliée à la base (612) du deuxième transistor (IT1).
  6. Dispositif selon la revendication 5, dans lequel une tension de seuil de la deuxième diode (D3) est égale à une tension de seuil d'une diode base-émetteur du premier transistor (606).
  7. Dispositif selon la revendication 5 ou 6, dans lequel une tension maximale aux bornes de la capacité (C1) est au moins en partie déterminée par une tension de seuil de la troisième diode (D2).
  8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 5 à 7 :
    dans lequel le premier seuil est au moins en partie déterminé par une tension de seuil de la première diode (D1) ; ou
    dans lequel ledit circuit (CTRL) comprend une diode (D4), de préférence une diode Zener, connectée en série avec la première résistance (R1) entre la première borne (602) et la base (614) du premier transistor (606), le premier seuil étant au moins partiellement déterminé par une tension de seuil de mise en conduction en inverse de ladite diode (D4) .
  9. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 5 à 8, dans lequel le deuxième seuil est au moins en partie déterminé par une tension de seuil de la troisième diode (D2) et/ou par une tension de seuil de la diode commandable (10) .
  10. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 5 à 9 :
    dans lequel le troisième seuil est au moins en partie déterminé par la tension de seuil de la troisième diode (D2) ; ou
    dans lequel le circuit (CTRL) comprend en outre une diode (D5) en série avec une troisième résistance (R3) entre la première borne (602) et la base (614) du troisième transistor (IT2), le troisième seuil étant au moins en partie déterminé par une tension de seuil de ladite diode (D5) .
  11. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 5 à 10 :
    dans lequel le circuit (CTRL) comprend en outre une résistance (R4) connectée entre la base (614) du troisième transistor (IT2) et la deuxième borne (600) ; et/ou dans lequel le circuit (CTRL) comprend une diode de désaturation (D6) du troisième transistor (IT2), connectée entre la base (614) et le collecteur du troisième transistor (IT2).
  12. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 11, comprenant une inductance (L) dont une borne est connectée à la deuxième borne (600) et dont une autre borne est destinée à être reliée à l'anode de la diode commandable (10) .
  13. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 12, dans lequel la diode commandable (10) est une diode OFT comprenant plusieurs structures (30A, 30) comprenant chacune, dans une tranchée (22) d'un substrat (20), une première région conductrice (302) séparée du substrat (20) d'une première distance (d) inférieure à environ 10 nm, et une deuxième région conductrice (306) s'étendant dans la tranchée (22) plus profondément que la première région (302), la diode (10) étant définie par un ou plusieurs transistors (T1) dont au moins une région de canal (202) s'étend entre deux des tranchées (22), les premières régions conductrices (302) définissant les grilles des transistors (T1) et une grille (G) de la diode (10).
  14. Dipôle (7) comprenant :
    un dispositif (6) selon l'une quelconque des revendications 1 à 13, la première borne (602) du dispositif définissant une cathode (702) du dipôle et la deuxième borne (600) dudit dispositif (6) définissant une anode (700) du dipôle ; et
    une diode commandable (10), de préférence une diode OFT, ayant une cathode (K) connectée à la première borne (602) du dispositif (6), une anode (A) reliée à la deuxième borne (600) du dispositif (6) et une grille (G) connectée à la troisième borne (604) du dispositif (6).
  15. Alimentation à découpage comprenant un dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 13 ou un dipôle (7) selon la revendication 14.
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