EP3738200A1 - Halbbrücke mit leistungshalbleitern - Google Patents

Halbbrücke mit leistungshalbleitern

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Publication number
EP3738200A1
EP3738200A1 EP18710367.6A EP18710367A EP3738200A1 EP 3738200 A1 EP3738200 A1 EP 3738200A1 EP 18710367 A EP18710367 A EP 18710367A EP 3738200 A1 EP3738200 A1 EP 3738200A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
current
bridge
controller
power
power semiconductor
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP18710367.6A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Christopher Fromme
Marvin TANNHÄUSER
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of EP3738200A1 publication Critical patent/EP3738200A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0012Control circuits using digital or numerical techniques
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054Transistor switching losses
    • H02M1/0058Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/0093Converters characterised by their input or output configuration wherein the output is created by adding a regulated voltage to or subtracting it from an unregulated input
    • YGENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02BCLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the invention relates to a half-bridge with a GE in series switched first and second power semiconductor and a controller for the power semiconductor and a method for their operation.
  • Half bridges are used as one of the most important basic circuits in almost every topology.
  • Half-bridges comprise first and second power semiconductors, for example MOSFETs, which are connected in series.
  • the two outer terminals of the power semiconductors form a first and second terminal of the half-bridge and may be connected, for example, to a DC voltage.
  • the connection node of the two power semiconductors forms a third connection of the half-bridge and is connected via a line to a load. Power flow and power in the line may be directed both towards and away from the half bridge.
  • the inductive load can be a dedicated inductive component such as a choke as well as a parasitic inductance, for example, the leakage inductance of a transformer sector or the line inductance. Often the inductive load is a mixture of both elements.
  • the power In order to obtain desired current and / or voltage curves, the power must semiconductor of the half-bridge with high frequency and, if necessary, alternately switched on under different switching Z who the. A simultaneous switching must be avoided who the, in order not to generate a short circuit. This results in an approximately rectangular switching voltage across a respective switch and an approximately triangular current in the output line, whose frequency corresponds to the switching frequency.
  • the switching times for the power semiconductors must be turned so that a desired current in the output line results, with the average of the current is usually desired as a controlled variable.
  • the dead time t db is selected only as long as necessary, in order to reliably exclude a short circuit of the half bridge.
  • the controller sets the duty cycle so that the desired average value for the current in the line results.
  • Switching frequencies as can be achieved with new wide-bandgap semiconductors (GaN or SiC), are advantageous for the size and weight of inductors and capacitors, which often have to be used as filters and energy storers, but lead to increased demands the control, the switching losses and the EMC.
  • GaN or SiC wide-bandgap semiconductors
  • the half-bridge according to the invention comprises a first and second power semiconductors connected in series, a control for the power semiconductors, a line which starts from the connection node of the power semiconductors and a device for measuring the current in the line.
  • the controller is configured to compare the current with an upper and a lower threshold value and switch off the first power semiconductor when the upper threshold value is reached and turn on the second power semiconductor after a first dead time has elapsed.
  • the control is configured to switch off the second power semiconductor when the lower threshold value is reached and to switch on the first power semiconductor after the expiration of a second dead time.
  • the current is measured in a line extending from the connection of the power semiconductors and compared with an upper and a lower threshold value, the first level being reached when the upper threshold value is reached switched off semiconductor device and turned on after a first dead time of the second power semiconductor, and switched off upon reaching the lower threshold of the second power half conductor and turned on after a second dead time of the first power semiconductor.
  • the power flow of the half-bridge can extend from the line to the outer terminals of the power semiconductors or vice versa.
  • the direction of current flow in the line may be directed away from the power semiconductors, which is considered herein to be a positive current flow or to the power semiconductors be directed, which is considered as a negative current flow.
  • the device for measuring the current may be provided close to the half-bridge in the line.
  • the device can also be arranged in a return line from a load to one of the outer terminals of the power semiconductors, thus measuring the current in the line despite the other placement.
  • the inductive load or a part of the inductive load can be arranged between the location of the current measurement and the half-bridge.
  • the power semiconductors is thus not selected a fixed switching frequency, the switching eita Z defines, but the circuit of the power semiconductor is made based on the measured current values and threshold values for the current.
  • the switching eita Z defines, but the circuit of the power semiconductor is made based on the measured current values and threshold values for the current.
  • this allows a direct choice of the average value for the current and a direct selection of the ripple current.
  • the desired average value of the current is converted by the controller within only one period.
  • this can be regarded as P-behavior, which enormously simplifies the control.
  • the crizfre frequency In digital regulations, it is also possible by this method, the crizfre frequency to keep well below the switching frequency. In the previous method, this would lead to difficulties, because there is usually a more complex time response.
  • the method thus makes it possible for the first time to control systems with very high switching frequencies (several 100 kHz up to the megahertz range) even without great computing power, for example with simple and inexpensive microcontrollers.
  • this method is very robust with changing input and output voltages and thus creates far-reaching possibilities in system design.
  • Another advantage is that in this half-bridge the ripple current can be selected independently of the Ar beitstician, which was not possible with previous methods.
  • the current remains even with changes in the current behavior, for example by load changes, in the range of threshold values and thus at the average current value, which is specified as the setpoint, since the switching behavior of the power semiconductors by the threshold values and the current measurement adapts to the current behavior.
  • changes to the default values For example, if the setpoint for the average current - and thus the thresholds - lifted, the current reaches the upper threshold later or the lower threshold earlier than before, which shifts the switching time points of the power semiconductors and the Strommit telwert raises to the new desired value.
  • the controller may include a first and second comparator to which the measured current is supplied as a first input signal, wherein the upper threshold is supplied to the first Kompa capacitor as a second input signal and the lower threshold value is supplied to the second comparator as a second input signal.
  • the controller may include a digital controller that passes the upper and lower thresholds to the comparators via a DAC (Digital to Analog Converter, DAC).
  • DAC Digital to Analog Converter
  • the outputs of the comparators can be converted into control signals for the power semiconductors in a modulator. This results in a simple structure, since now microcontroller are available in which D / A converters, comparators and the modulator are integrated. The method can therefore be realized without additional hardware.
  • the controller can calculate the threshold values from predefinable values for the mean value of the current and for the ripple current in the output line.
  • the threshold values can be calculated from the sum and difference of mean value and ripple current.
  • values that are relevant only to the operation outside of the control must then be specified, while the controller generates the correct control values from it.
  • the controller may be configured to use a minimum value for the ripple current.
  • the controller can enforce that a minimum distance between the upper and lower threshold value is maintained, with this minimum distance equals the minimum value for the ripple current. It is thereby achieved that the switching frequency resulting from the distance between the threshold values, which increases when the ripple current decreases, does not become too high.
  • the controller can use upper and lower threshold values that indicate different current directions.
  • the lower threshold value can each be selected such that it has a different sign than the desired average current.
  • a Umla the output capacitances of the power semiconductor is particularly advantageous. This, in turn, makes it possible to turn on the power semiconductors at low voltage, ideally without voltage.
  • the ripple current is chosen so large ge that the thresholds take different signs, so identify different current direction.
  • Half the amplitude of the ripple current is then greater than the average current value. It may also be sufficient to use the value 0 A as one of the threshold values. Also, it is a reloading of the output capacitances of the power semiconductors he allows and thus enables a voltage-free switching.
  • the controller can calculate that threshold which characterizes a different current direction than the current direction of the mean value for the current, from the summed output capacitance of the power semiconductors, the inductance in the output line and the voltage at the input and output of the half-bridge.
  • the controller can set the dead times so that a voltage-free switching of the power semiconductors happens. As a result, a significant reduction in switching losses is achieved. Furthermore, a significant improvement in the EMC properties is achieved as a resonant
  • Umschwingvorgang takes place.
  • the edges of the switching voltage are thus significantly flatter and rounded.
  • the spectrum of such a switching voltage shows considerably lower amplitudes in the harmonics.
  • the controller can calculate the dead times or select from a saved value table.
  • the calculation may, for example, pas from the summed output capacitance of the power semiconductors, the inductance in the output line and the voltage at the input and output of the half-bridge.
  • the half-bridge may comprise means for measuring the voltage across the first and second power semiconductors. A circuit can then be done on the basis of the measured clamping voltage, which made a safe resonant switching made light.
  • First and second dead time are expediently different from each other ver, since the reloading of the capacity of the power semiconductor semiconductors takes place at different absolute currents and thus takes different lengths.
  • the switching losses are almost completely eliminated by adjusting the dead times.
  • the effi ciency of systems with the half-bridge can be significantly increased.
  • ie wise switches based on GaN or SiC can thereby be achieved significantly higher switching frequencies than before.
  • the improved EMC properties at the same time significantly reduce the filter effort, thereby enabling a more compact and cost-effective design.
  • the half-bridge and the method relate to the power electronics.
  • the switchable power semiconductors power is at least 10 W, in particular at least 100 W or at least 1 kW.
  • the switched voltage is at least 50 V, in particular at least 100 V or at least 300 V.
  • FIG. 1 shows an electrical converter
  • FIG. 2 shows a circuit section with a half bridge with a first drive circuit
  • FIG. 3 shows a circuit diagram and current profile
  • FIG. 4 shows the half-bridge with a second drive circuit
  • FIG. 5 shows the half-bridge with a third drive circuit
  • FIG. 6 shows a simulated switching behavior
  • FIG. 7 shows a measurement result of a circuit.
  • Figure 1 shows a circuit diagram for an electrical converter 10, in which an embodiment of the invention is set is.
  • the converter 10 corresponds in its construction of an interconnection of a boost converter and an inverter, wherein the respective outputs are connected in series.
  • the converter 10 has first and second input terminals 11A, 11B for the input voltage, the first one
  • Input terminal 11A is to be used as a positive pole. Furthermore, the converter 10 has a first and second output The first output terminal 13A also typically represents the positive pole.
  • the transducer 10 further includes three electrical node points 12A, 12B, 12C, with reference to which the structure will be described.
  • the first node 12A is directly connected to the second input terminal 11B and further connected to ground. Between the first input terminal 11A and the two th node 12B is a first inductance LI angeord net. Between the first output terminal 13A and the two th node 12B, a first semiconductor switch S1 is arranged to. Between the second node 12 B and the first node 12 A, a second semiconductor switch S2 is arranged.
  • a first capacitor CI is arranged, which represents the output of the up-converter, which is formed from the ers th semiconductor switch Sl, the second semiconductor switch S2 and the first inductance LI.
  • a third semiconductor switch S3 is arranged between the first input terminal 11 A and the third node 12 C. Between the second output terminal 13B and the third node 12C, a fourth semiconductor switch S4 is arranged. Between the third node 12C and the ers th node 12A, a second inductance L2 is angeord net.
  • a second capacitor C2 is arranged, which represents the output of the inverting converter, which is formed from the fourth semiconductor switch S4, the third semiconductor switch S3 and the second inductor L2.
  • the semiconductor switches S1 ... 4 in the converter 10 are in this case at play GaN switch. However, other switches such as MOSFETs or IGBTs can be used.
  • the boost converter During operation of the circuit, the boost converter generates a positive voltage on the first capacitor CI. This positive voltage is inherently at least as large as the A ⁇ input voltage at the input terminals 11A, 11B. In turn, the inverter generates a negative voltage at the second output terminal 13B relative to the first node 12A.
  • the series connection of the two capacitors CI, C2 the output voltage between the two output terminals 13A, 13B in the sum of the amounts of the two he testified voltages.
  • the gear ratio that results for a given input and output voltage for the up-converter and the inverse converter are each halved.
  • the converter 10 can also be operated so that the target voltages at the capacitors CI, C2 no longer DC voltages, but other waveforms, ie in general
  • a control device not shown in the figures is provided, which is configured to switch the first to fourth semiconductor switch S1 ... S4 so that the desired voltage curve at the capacitors CI, C2 results.
  • Such a desired voltage curve may, for example, consist of a sequence of half-waves or of a DC voltage with an additional modulation. Since, in addition, the generated voltages at the first and second capacitors CI, C2 add to the output voltage, a high amplitude at a moderate transmission ratio for the converter can be achieved even with a clamping voltage clamping.
  • the sequence of half-waves for example, both the up-converter and the inverse converter can produce a phase and amplitude equal Halbwel lenverlauf. Then the amplitudes of the add Half waves in the output voltage at the output terminals 13A, 13B.
  • the converter 10 has two half-bridges, each of which is directly connected to an inductor: the half-bridge of the first and second semiconductor switches Sl, S2 is connected to the first inductance LI and the half-bridge of the third and fourth semiconductor switches S3, S4 is connected to connected to the second inductance LI.
  • Figure 2 shows a much simplified section of a circuit 100 having a half-bridge 102, which corresponds for example to the pair of first and second semiconductor switches Sl, S2 and / or the pair of third and fourth semiconductor switch S3, S4 of Figure 1.
  • the half-bridge 102 may be part of the converter 10 or any other power converter, such as an inverter, rectifier, power supply or other converter, or it may be implemented on its own.
  • the half-bridge 102 comprises two power semiconductors 108, 110 connected in series, such as MOSFETs. Frequently, the half bridge 102 is connected to the external terminals 104, 106 to a DC voltage 114, for example to the DC link of an inverter.
  • the center terminal 112 between the power semiconductors 108, 110 is connected to an inductive load 116.
  • the inductive load 116 is representative of all types of loads that may be only partially inductive and for such structures in which the inductive part of the load comes about, for example by a line inductance.
  • the inductive load 116 can therefore just as well be a dedicated component as a pa rasitäres element or both together.
  • the control of the power semiconductors 108, 110 is performed by a control unit 120.
  • the control unit 120 includes a digital controller 122, first and second comparators 124, 126 and a modulator 128. It is possible that these elements are parts of a single microcontroller and thus constructed as a single device are. Likewise, however, these elements can also be partially or completely present as separate components.
  • the control unit 120 comprises a current measuring device 130, which detects the incoming or outgoing from the center terminal 112 as a signal 131 signal.
  • the first comparator receives as inputs the measured current signal 131 and a first maximum current threshold 132.
  • the second comparator also receives as inputs the signal 131 for the measured current and a second threshold 134 for the minimum current.
  • the thresholds 132, 134 are provided by the controller 122.
  • the controller 122 may, for example, calculate these from default values for the average current and the current ripple. These default values can be specified from the outside, for example by a superordinate converter control, or be determined by the controller 122 itself.
  • the output signals of the comparators 124, 126 are fed to the modulator 128.
  • the modulator 128 converts these, as well as stored values for applied deadlines into drive signals for the power semiconductors 108, 110, which are passed to the respective gate driver.
  • Passing into the modulator 128 is achieved that when he reaches the maximum current of the active power semiconductor 108, 110 is turned off and after waiting for the dead time to prevent a short circuit in the half-bridge 102 of the other power semiconductor 108, 110 is turned on.
  • the active power semiconductor 108, 110 is also switched off and, after waiting for the dead time, the other power semiconductors 108, 110 are switched on.
  • a resulting circuit diagram with a switching curve 202 for the upper power semiconductor 108, a switching curve 204 for the lower power semiconductor 110, a voltage curve Course 206 via the lower power semiconductor 110 is shown together with a resulting simplified current waveform 208 in Figure 3.
  • the dead times 210, 212, which elapse after switching off a respective power semiconductor 108, 110, are greatly extended for better recognition availability.
  • Figure 3 shows that the resulting current waveform is approximately triangular.
  • the corresponding threshold 132, 134 is reached later and the shutdown of the corresponding power semiconductor 108, 110 happens later.
  • the described procedure for the control of the power semiconductors 108, 110 thus operates in contrast to the known methods no longer with a fixed switching frequency. Rather, the instantaneous effective switching frequency results from the specifications of the threshold values 132, 134 or the specifications for the average current and the ripple current, the inductance 116 and the voltages 114, 117, which co-determine the current gradient.
  • the instantaneous switching frequency may also fluctuate and may change if the default values are changed.
  • half bridges according to the invention can be used particularly advantageously if he testified voltage waveform is a waveform, for example, the sequence of sine half-waves.
  • the half bridges then generate the se not in the usual pulse width modulation with a fixed predetermined switching frequency, but continuously adapted duty cycle. Rather, the average current value, the
  • FIG. 4 again shows an excerpt from a circuit 100 with the half-bridge 102, but with a modified structure of the control unit 120.
  • the dead times 210, 212 are no longer stored permanently in the modulator, but instead predetermined by the controller 122.
  • the dead times 210, 212 are no longer stored permanently in the modulator, but instead predetermined by the controller 122.
  • the 212 can thus be changed by the controller 122 and adapted to the operating situation Be.
  • Such an adaptation can be used to reduce the switching losses, in which a resonant reloading of the output capacitances of the power semiconductors 108, 110 is allowed.
  • the minimum current threshold value 134 is set to a negative value, that is, to a value with a different sign than the mean value and the threshold value 132 for the maximum current. If the average value of the current is negative, the maximum current threshold 132 is set to a positive value, that is, again to a value having a sign other than the average and the threshold value 134 for the minimum current.
  • I L is the lower threshold 134 for the current
  • L is the value of inductance 116 in the output line
  • the voltage 117 C is the summed output capacitance of the power semiconductors 108, 110, ie
  • I H denotes the upper threshold value 132 for the current
  • the respective threshold value is set to 0.
  • the dead times 210, 212 may be determined by the controller 122 in various ways. The appropriate determination of the dead times 210, 212 allows the voltage-free switching of the power semiconductors 108, 110. Firstly, the dead times 210, 212 can be calculated or read from a pre-agreed and stored table (look-up) who the.
  • L is the value of inductance 116 in the output line
  • the voltage 117 C is the summed output capacitance of the power semiconductors 108, 110
  • the control unit 420 comprises one voltage measuring device 402, 404 for each of the power semiconductor lines 108, 110.
  • the signals 403, 405 of the voltage measuring devices 402, 404 are supplied to a third and fourth comparator 406, 408.
  • the output signals of the third and fourth comparators 406, 408 are supplied to the modulator 128 and used by this, as the turn-on Z eit Vietnamese for the respective power half conductor 108, 110 to use the time at which the clamping voltage across the power semiconductor 108, 110th is low, so for example 1 V.
  • FIG. 6 shows the waveform of the voltage 206, current 207, and the turn Z nits 502a, b for the first and second power semiconductor 108, 110 as a result of a simulation.
  • the switching edges of the voltage 206 are noticeably flattened.
  • the output capacitances are transposed before switching on the respective power semiconductor 108, 110.
  • the flatter edges of the switching voltage mean significantly lower amplitudes of the harmonics and thus also ensure better EMC properties of the structure. Since the switching frequency can become very high at very low current ripple values, it is advantageous to realize a minimum value for the current ripple.
  • the controller 122 is configured to implement and maintain this minimum value. This limits the switching frequency to a desired maximum.
  • FIG. 7 shows the
  • the current profile 604 is not exactly linear due to the measurement.
  • an input voltage of 27 V was set to about 100 V at an output power of about 90 W.
  • the switching frequency is 1 Mhz and the power semiconductor 108, 110 cooled only by free convection (ie without heat sink or fan), the working temperatures remained in a non-critical range below 60 ° C. This would not be possible hard switching.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Halbbrücke (102) umfassend - einen in Serie geschalteten ersten und zweiten Leistungshalbleiter (108, 110, S1, S2, S3, S4), - eine Steuerung (120) für die Leistungshalbleiter (108, 110, S1, S2, S3, S4), - eine Leitung, die von dem Verbindungsknoten (112) der Leistungshalbleiter (108, 110, S1, S2, S3, S4) ausgeht, - eine Einrichtung (130) zur Messung des Stroms in der Leitung, wobei die Steuerung (120) ausgestaltet ist, - den Strom mit einem oberen und einem unteren Schwellwert (132, 134) zu vergleichen, - bei Erreichen des oberen Schwellwerts (132) den ersten Leistungshalbleiter (108, 110, S1, S2, S3, S4) abzuschalten und nach Ablauf einer ersten Totzeit (210) den zweiten Leistungshalbleiter (108, 110, S1, S2, S3, S4) einzuschalten, und - bei Erreichen des unteren Schwellwerts (134) den zweiten Leistungshalbleiter (108, 110, S1, S2, S3, S4) abzuschalten und nach Ablauf einer zweiten Totzeit (212) den ersten Leistungshalbleiter (108, 110, S1, S2, S3, S4) einzuschalten.

Description

Beschreibung
Halbbrücke mit Leistungshalbleitern
Die Erfindung betrifft eine Halbbrücke mit einem in Serie ge schalteten ersten und zweiten Leistungshalbleiter und einer Steuerung für die Leistungshalbleiter sowie ein Verfahren zu deren Betrieb.
In leistungselektronischen Schaltungen wie beispielsweise Um richtern oder Schaltnetzteilen kommen als eine der wichtigs ten Grundschaltungen in nahezu jeder Topologie Halbbrücken zum Einsatz. Halbbrücken umfassen einen ersten und zweiten Leistungshalbleiter, beispielsweise MOSFETs, die in Serie ge schaltet sind. Die beiden außenliegenden Anschlüsse der Leis tungshalbleiter bilden einen ersten und zweiten Anschluss der Halbbrücke und können beispielsweise an einer Gleichspannung angeschlossen sein. Der Verbindungsknoten der beiden Leis tungshalbleiter bildet einen dritten Anschluss der Halbbrücke und ist über eine Leitung mit einer Last verbunden. Leis tungsfluss und Strom in der Leitung können sowohl zur Halb brücke hin als auch von ihr weg gerichtet sein.
Halbbrücken haben häufig induktive Lasten. Die induktive Last kann dabei ein dediziertes induktives Bauteil wie beispiels weise eine Drossel als auch eine parasitäre Induktivität sein, beispielsweise die Streuinduktivität eines Transforma tors oder die Leitungsinduktivität. Häufig ist die induktive Last eine Mischung beider Elemente. Um gewünschte Strom- und/oder Spannungsverläufe zu erhalten, müssen die Leistungs halbleiter der Halbbrücke mit hoher Frequenz und ggfs, unter schiedlichen EinschaltZeiten abwechselnd eingeschaltet wer den. Ein gleichzeitiges Einschalten muss dabei vermieden wer den, um keinen Kurzschluss zu erzeugen. Dadurch ergibt sich eine näherungsweise rechteckförmige Schaltspannung über einen jeweiligen Schalter und ein annähernd dreieckförmiger Strom in der Ausgangsleitung, dessen Frequenz der Schaltfrequenz entspricht . Die Schaltzeiten für die Leistungshalbleiter müssen so einge stellt werden, dass sich ein gewünschter Strom in der Aus gangsleitung ergibt, wobei in der Regel der Mittelwert des Stroms als Regelgröße gewünscht ist. Üblicherweise werden ei ne feste Schaltfrequenz f = 1/T und eine feste Totzeit tdb, also die Zeit zwischen dem Abschalten eines Leistungshalblei ters und dem Einschalten des anderen Leistungshalbleiters, gewählt. Die Totzeit tdb wird dabei nur so lang wie nötig ge wählt, um einen Kurzschluss der Halbbrücke sicher ausschlie ßen zu können. Die EinschaltZeiten der beiden Schalter werden dann meist über einen Tastgrad d zu t0N si = d * T - tdb und t0N s2 = (1 - d) * t - tdb bestimmt. Der Regler stellt den Tastgrad so, dass sich der gewünschte Mittelwert für den Strom in der Leitung ergibt.
Bei realen Leistungshalbleitern entstehen Schaltverluste, die die Effizienz des Systems verringern und zur Erwärmung der Leistungshalbleiter führen. Die Schaltverluste werden übli cherweise in Kauf genommen und durch teils aufwendige Kühlung abgeführt. Jeder Schaltvorgang erzeugt zudem eine schnelle Änderung der Schaltspannung, die über parasitäre Kapazitäten ungewollte Einkopplungen und damit Störungen in anderen
Schaltungsteilen und der Umgebung verursacht. Sehr hohe
Schaltfrequenzen, wie sie bei neueren Wide-Bandgap- Halbleitern (GaN oder SiC) erreicht werden können, sind vor teilhaft für die Baugröße und Gewicht von Induktivitäten und Kapazitäten, die häufig als Filter und Energiespeicher ver wendet werden müssen, führen aber zu erhöhten Anforderungen bezüglich der Regelung, der Schaltverluste und der EMV.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte Halbbrücke anzugeben, die die eingangs genannten Nachteile verringert. Eine weitere Aufgabe besteht darin, ein Verfahren zum Betrieb der Halbbrücke anzugeben. Diese Aufgaben werden durch eine Halbbrücke mit den Merkmalen von Anspruch 1 und durch ein Verfahren gemäß Anspruch 12 gelöst. Die erfindungsgemäße Halbbrücke umfasst einen in Serie ge schalteten ersten und zweiten Leistungshalbleiter, eine Steu erung für die Leistungshalbleiter, eine Leitung, die von dem Verbindungsknoten der Leistungshalbleiter ausgeht und eine Einrichtung zur Messung des Stroms in der Leitung. Dabei ist die Steuerung ausgestaltet, den Strom mit einem oberen und einem unteren Schwellwert zu vergleichen und bei Erreichen des oberen Schwellwerts den ersten Leistungshalbleiter abzu schalten und nach Ablauf einer ersten Totzeit den zweiten Leistungshalbleiter einzuschalten. Weiterhin ist die Steue rung ausgestaltet, bei Erreichen des unteren Schwellwerts den zweiten Leistungshalbleiter abzuschalten und nach Ablauf ei ner zweiten Totzeit den ersten Leistungshalbleiter einzu schalten .
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zur Steuerung einer Halb brücke mit einem in Serie geschalteten ersten und zweiten Leistungshalbleiter wird der Strom in einer vom Verbindungs knoten der Leistungshalbleiter ausgehenden Leitung gemessen und mit einem oberen und einem unteren Schwellwert vergli chen, bei Erreichen des oberen Schwellwerts der erste Leis tungshalbleiter abgeschaltet und nach Ablauf einer ersten Totzeit der zweite Leistungshalbleiter eingeschaltet, und bei Erreichen des unteren Schwellwerts der zweite Leistungshalb leiter abgeschaltet und nach Ablauf einer zweiten Totzeit der erste Leistungshalbleiter eingeschaltet.
Mit Erreichen des oberen Schwellwerts ist dabei ein Erreichen oder Überschreiten im Sinne eines „größer gleich" oder nur ein Überschreiten im Sinne eines „größer als" gemeint. Analog ist mit Erreichen des unteren Schwellwerts ein Erreichen oder Unterschreiten im Sinne eines „kleiner gleich" oder nur ein Unterschreiten im Sinne eines „kleiner als" gemeint. Der Leistungsfluss der Halbbrücke kann von der Leitung zu den Au ßenanschlüssen der Leistungshalbleiter verlaufen oder umge kehrt. Die Stromflussrichtung in der Leitung kann weg von den Leistungshalbleitern gerichtet sein, was hierin als positiver Stromfluss betrachtet wird oder zu den Leistungshalbleitern gerichtet sein, was als negativer Stromfluss betrachtet wird. Die Einrichtung zur Messung des Stroms kann nahe an der Halb brücke in der Leitung vorgesehen sein. Alternativ kann die Einrichtung auch in einer Rückleitung von einer Last zu einem der Außenanschlüsse der Leistungshalbleiter angeordnet sein, womit trotz der anderen Platzierung der Strom in der Leitung gemessen wird. Insbesondere kann also zwischen dem Ort der Strommessung und der Halbbrücke die induktive Last oder ein Teil der induktiven Last angeordnet sein.
Mit anderen Worten wird also nicht eine feste Schaltfrequenz gewählt, die die SchaltZeitpunkte der Leistungshalbleiter festlegt, sondern die Schaltung der Leistungshalbleiter wird anhand von gemessenen Stromwerten und Schwellwerten für den Strom vorgenommen. Führt also beispielsweise eine Änderung in der Last der Halbbrücke dazu, dass die zeitliche Stromände rung kleiner wird, dann verlängert sich die Zeit, bis der Strom einen der Schwellwerte erreicht und SchaltZeitpunkte rücken weiter auseinander. Das entspricht einer Reduktion der Schaltfrequenz .
Vorteilhaft ermöglicht das eine direkte Wahl des Mittelwerts für den Strom und eine direkte Wahl des Rippelstroms . Der ge wünschte Mittelwert des Stroms wird durch die Steuerung in nerhalb nur einer Periode umgesetzt. Insbesondere bei großen Schaltfrequenzen kann dies als P-Verhalten angesehen werden, was die Regelung enorm vereinfacht. Bei digitalen Regelungen ist es durch dieses Verfahren außerdem möglich, die Regelfre quenz deutlich unter der Schaltfrequenz zu halten. Bei den bisherigen Verfahren würde das zu Schwierigkeiten führen, weil dort meist ein komplexeres Zeitverhalten vorliegt. Das Verfahren macht es somit überhaupt erst möglich, Systeme mit sehr hohen Schaltfrequenzen (mehrere 100 kHz bis in den Mega hertz-Bereich) auch ohne große Rechenleistung, beispielsweise mit einfachen und kostengünstigen Mikrocontrollern zu regeln. Zusätzlich ist dieses Verfahren sehr robust bei wechselnden Ein- und Ausgangsspannungen und schafft damit weitreichende Möglichkeiten beim Systemdesign. Ein weiterer Vorteil ist, dass bei dieser Halbbrücke der Rippelstrom unabhängig vom Ar beitspunkt gewählt werden kann, was mit bisherigen Verfahren nicht möglich war.
Besonders vorteilhaft an der erfindungsgemäßen Halbbrücke ist, dass der Strom auch bei Änderungen des Stromverhaltens, beispielsweise durch Laständerungen, im Bereich der Schwell werte und damit bei dem mittleren Stromwert bleibt, der als Sollwert vorgegeben ist, da das Schaltverhalten der Leis tungshalbleiter sich durch die Schwellwerte und die Strommes sung an das Stromverhalten anpasst. Dasselbe gilt auch bei Änderungen der Vorgabewerte. Wird beispielsweise der Sollwert für den mittleren Strom - und damit die Schwellwerte - ange hoben, erreicht der Strom den oberen Schwellwert später oder den unteren Schwellwert früher als zuvor, was die Schaltzeit punkte der Leistungshalbleiter verschiebt und den Strommit telwert auf den neuen gewünschten Wert anhebt.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Einrich tung gehen aus den von Anspruch 1 abhängigen Ansprüchen her vor. Dabei kann die Ausführungsform nach Anspruch 1 mit den Merkmalen eines der Unteransprüche oder vorzugsweise auch mit denen aus mehreren Unteransprüchen kombiniert werden. Demge mäß können für die Halbbrücke und das Verfahren noch zusätz lich folgende Merkmale vorgesehen werden:
- Die Steuerung kann einen ersten und zweiten Komparator um fassen, denen als erstes Eingangssignal der gemessene Strom zugeführt wird, wobei der obere Schwellwert dem ersten Kompa rator als zweites Eingangssignal zugeführt wird und der unte re Schwellwert dem zweiten Komparator als zweites Eingangs signal zugeführt wird. Die Steuerung kann einen digitalen Controller umfassen, der den oberen und unteren Schwellwert über einen D/A-Wandler (Digital-Analog-Wandler, DAC) an die Komparatoren weitergibt. Die Ausgänge der Komparatoren können in einem Modulator zu Steuersignalen für die Leistungshalb leiter gewandelt werden. Es ergibt sich ein einfacher Aufbau, da mittlerweile Mikrocontroller verfügbar sind, bei denen D/A-Wandler, Komparatoren und der Modulator integriert sind. Das Verfahren kann damit also ohne zusätzliche Hardware rea lisiert werden.
- Die Steuerung kann die Schwellwerte aus vorgebbaren Werten für den Mittelwert des Stroms und für den Rippelstrom in der Ausgangsleitung berechnen. Beispielsweise können die Schwell werte aus Summe und Differenz von Mittelwert und Rippelstrom berechnet werden. Vorteilhaft müssen dann von außerhalb der Steuerung nur für den Betrieb relevante Werte vorgegeben wer den, während die Steuerung daraus die richtigen Regelwerte erzeugt .
- Die Steuerung kann ausgestaltet sein, einen Mindestwert für den Rippelstrom zu verwenden. Mit anderen Worten kann die Steuerung erzwingen, dass ein Mindestabstand zwischen oberem und unterem Schwellwert eingehalten wird, wobei dieser Min destabstand dem Mindestwert für den Rippelstrom entspricht. Dadurch wird erreicht, dass die sich durch den Abstand zwi schen den Schwellwerten ergebende Schaltfrequenz , die bei sinkendem Rippelstrom ansteigt, nicht zu hoch wird.
- Die Steuerung kann als oberen und unteren Schwellwert Werte verwenden, die unterschiedliche Stromrichtungen kennzeichnen. Der vom Betrag geringere Schwellwert kann jeweils so gewählt werden, dass er ein anderes Vorzeichen hat als der gewünschte mittlere Strom. Dadurch wird besonders vorteilhaft ein Umla den der Ausgangskapazitäten der Leistungshalbleiter erlaubt. Dadurch wiederum wird es möglich, die Leistungshalbleiter bei geringer Spannung, idealerweise spannungsfrei einzuschalten. Mit anderen Worten wird der Rippelstrom dabei so groß ge wählt, dass die Schwellwerte unterschiedliches Vorzeichen an nehmen, also unterschiedliche Stromrichtung kennzeichnen. Die halbe Amplitude des Rippelstroms ist dann größer als der Strommittelwert. Es kann auch ausreichend sein, als einen der Schwellwerte den Wert 0 A zu verwenden. Auch damit wird ein Umladen der Ausgangskapazitäten der Leistungshalbleiter er laubt und somit ein spannungsfreies Einschalten ermöglicht. - Vorteilhaft kann die Steuerung denjenigen Schwellwert, der eine andere Stromrichtung kennzeichnet als die Stromrichtung des Mittelwerts für den Strom, aus der summierten Ausgangska pazität der Leistungshalbleiter, der Induktivität in der Aus gangsleitung und der Spannung an Eingang und Ausgang der Halbbrücke berechnen.
- Die Steuerung kann die Totzeiten so einstellen, dass ein spannungsfreies Anschalten der Leistungshalbleiter passiert. Hierdurch wird eine erhebliche Reduzierung der Schaltverluste erreicht. Weiterhin wird auch eine erhebliche Verbesserung der EMV-Eigenschaften erreicht, da ein resonanter
Umschwingvorgang stattfindet. Die Flanken der Schaltspannung werden dadurch deutlich flacher und abgerundet. Das Spektrum einer solchen Schaltspannung zeigt erheblich niedrigere Amp lituden in den Oberschwingungen.
- Die Steuerung kann dazu die Totzeiten berechnen oder aus einer gespeicherten Wertetabelle auswählen. Die Berechnung kann beispielsweise aus der summierten Ausgangskapazität der Leistungshalbleiter, der Induktivität in der Ausgangsleitung und der Spannung an Eingang und Ausgang der Halbbrücke pas sieren. Alternativ kann die Halbbrücke Mittel zur Messung der Spannung über den ersten und zweiten Leistungshalbleiter auf weisen. Eine Schaltung kann dann anhand der gemessenen Span nung erfolgen, was ein sicheres resonantes Schalten ermög licht .
- Erste und zweite Totzeit sind zweckmäßig voneinander ver schieden, da das Umladen der Kapazitäten der Leistungshalb leiter bei unterschiedlichen absoluten Strömen stattfindet und damit unterschiedlich lange dauert.
Vorteilhaft werden durch die Anpassung der Totzeiten die Schaltverluste fast völlig eliminiert. Dadurch kann die Effi zienz von Systemen mit der Halbbrücke deutlich gesteigert werden. Mit neuen wide-bandgap-Halbleitern, also beispiels- weise Schaltern auf GaN- oder SiC-Basis können dadurch deut lich höhere Schaltfrequenzen als bisher erreicht werden. Die gleichzeitig verbesserten EMV-Eigenschaften verringern den Filteraufwand deutlich und ermöglichen dadurch einen kompak teren und kostengünstigeren Aufbau.
Die Halbbrücke und das Verfahren betreffen die Leistungs elektronik. Die von den Leistungshalbleitern schaltbare Leis tung beträgt wenigstens 10 W, insbesondere wenigstens 100 W oder wenigstens 1 kW. Die geschaltete Spannung beträgt we nigstens 50 V, insbesondere wenigstens 100 V oder wenigstens 300 V.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Halbbrücke und des Verfahrens gehen aus den vorstehend nicht angesprochenen Un teransprüchen hervor. Die Erfindung wird nachfolgend an Hand von bevorzugten Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung noch weiter erläutert. Dabei zeigen jeweils in schematisierter und vereinfachter Form
Figur 1 einen elektrischen Wandler,
Figur 2 einen Stromkreisausschnitt mit einer Halbbrücke mit einer ersten Ansteuerschaltung,
Figur 3 ein Schaltschema und Stromverlauf,
Figur 4 die Halbbrücke mit einer zweiten Ansteuerschaltung, Figur 5 die Halbbrücke mit einer dritten Ansteuerschaltung, Figur 6 ein simuliertes Schaltverhalten,
Figur 7 ein Messergebnis einer Schaltung.
Figur 1 zeigt ein Schaltbild für einen elektrischen Wandler 10, in dem ein Ausführungsbeispiel für die Erfindung einge setzt wird. Der Wandler 10 entspricht in seinem Aufbau einer Zusammenschaltung eines Aufwärtswandlers und eines Invers wandlers, wobei die jeweiligen Ausgänge in Reihe geschaltet sind. Der Wandler 10 hat einen ersten und zweiten Eingangsan schluss 11A, 11B für die Eingangsspannung, wobei der erste
Eingangsanschluss 11A als positiver Pol zu verwenden ist. Weiterhin weist der Wandler 10 einen ersten und zweiten Aus- gangsanschluss 13A, 13B auf, wobei der erste Ausgangsan schluss 13A ebenfalls typischerweise den positiven Pol dar stellt. Der Wandler 10 weist weiterhin drei elektrische Kno tenpunkte 12A, 12B, 12C auf, anhand derer der Aufbau be schrieben wird.
Der erste Knotenpunkt 12A ist direkt mit dem zweiten Ein gangsanschluss 11B verbunden und weiterhin mit Masse verbun den. Zwischen dem ersten Eingangsanschluss 11A und dem zwei ten Knotenpunkt 12B ist eine erste Induktivität LI angeord net. Zwischen dem ersten Ausgangsanschluss 13A und dem zwei ten Knotenpunkt 12B ist ein erster Halbleiterschalter S1 an geordnet. Zwischen dem zweiten Knotenpunkt 12B und dem ersten Knotenpunkt 12A ist ein zweiter Halbleiterschalter S2 ange ordnet .
Zwischen dem ersten Ausganganschluss 13A und dem ersten Kno tenpunkt 12A ist ein erster Kondensator CI angeordnet, der den Ausgang des Aufwärtswandlers darstellt, der aus dem ers ten Halbleiterschalter Sl, dem zweiten Halbleiterschalter S2 und der ersten Induktivität LI gebildet ist.
Zwischen dem ersten Eingangsanschluss 11A und dem dritten Knotenpunkt 12C ist ein dritter Halbleiterschalter S3 ange ordnet. Zwischen dem zweiten Ausgangsanschluss 13B und dem dritten Knotenpunkt 12C ist ein vierter Halbleiterschalter S4 angeordnet. Zwischen dem dritten Knotenpunkt 12C und dem ers ten Knotenpunkt 12A ist eine zweite Induktivität L2 angeord net .
Zwischen dem zweiten Ausganganschluss 13B und dem ersten Kno tenpunkt 12A ist ein zweiter Kondensator C2 angeordnet, der den Ausgang des Inverswandlers darstellt, der aus dem vierten Halbleiterschalter S4, dem dritten Halbleiterschalter S3 und der zweiten Induktivität L2 gebildet ist. Die Halbleiterschalter S1...4 im Wandler 10 sind in diesem Bei spiel GaN-Schalter . Es können aber auch andere Schalter wie MOSFETs oder IGBTs verwendet werden.
Im Betrieb der Schaltung erzeugt der Aufwärtswandler eine po sitive Spannung am ersten Kondensator CI. Diese positive Spannung ist prinzipbedingt mindestens so groß wie die Ein¬ gangsspannung an den Eingangsanschlüssen 11A, 11B. Der In verswandler wiederum erzeugt eine negative Spannung am zwei ten Ausgangsanschluss 13B relativ zum ersten Knotenpunkt 12A. Durch die Serienschaltung der beiden Kondensatoren CI, C2 ist die Ausgangsspannung zwischen den beiden Ausgangsanschlüssen 13A, 13B dem Betrag nach die Summe der Beträge der beiden er zeugten Spannungen. Somit ist das Übersetzungsverhältnis, das sich bei einer gegebenen Ein- und Ausgangsspannung ergibt, für den Aufwärtswandler und den Inverswandler jeweils hal biert .
Zusätzlich kann der Wandler 10 auch so betrieben werden, dass die Zielspannungen an den Kondensatoren CI, C2 nicht mehr DC- Spannungen, sondern andere Wellenformen, also allgemein
Mischspannungen sind. Hierzu ist eine in den Figuren nicht gezeigte Steuerungseinrichtung vorhanden, die ausgestaltet ist, den ersten bis vierten Halbleiterschalter S1...S4 so zu schalten, dass sich der gewünschte Spannungsverlauf an den Kondensatoren CI, C2 ergibt.
Ein solcher gewünschter Spannungsverlauf kann beispielsweise in einer Folge von Halbwellen bestehen oder in einer DC-Span- nung mit einer zusätzlichen Modulation. Da sich weiterhin die erzeugten Spannungen am ersten und zweiten Kondensator CI, C2 zur Ausgangsspannung addieren, kann auch bei einer Mischspan nung eine hohe Amplitude bei moderatem Übersetzungsverhältnis für den Wandler erreicht werden. Für die Folge von Halbwellen können beispielsweise sowohl der Aufwärtswandler als auch der Inverswandler einen phasen- und amplitudengleichen Halbwel lenverlauf erzeugen. Dann addieren sich die Amplituden der Halbwellen in der Ausgangsspannung an den Ausgangsanschlüssen 13A, 13B.
Der Wandler 10 weist zwei Halbbrücken auf, die jeweils direkt mit einer Induktivität verbunden sind: Die Halbbrücke aus dem ersten und zweiten Halbleiterschalter Sl, S2 ist mit der ers ten Induktivität LI verbunden und die Halbbrücke aus dem dritten und vierten Halbleiterschalter S3, S4 ist mit der zweiten Induktivität LI verbunden.
Figur 2 zeigt einen stark vereinfachten Ausschnitt aus einem Stromkreis 100 mit einer Halbbrücke 102, die beispielsweise dem Paar aus erstem und zweitem Halbleiterschalter Sl, S2 und/oder dem Paar aus drittem und viertem Halbleiterschalter S3, S4 der Figur 1 entspricht. Die Halbbrücke 102 kann Teil des Wandlers 10 oder eines beliebigen anderen Stromrichters, beispielsweise eines Umrichters, Gleichrichters, Netzteils oder eines anderen Wandlers sein oder für sich allein reali siert sein. Die Halbbrücke 102 umfasst zwei in Serie geschal tete Leistungshalbleiter 108, 110 wie beispielsweise MOSFETs. Häufig ist die Halbbrücke 102 mit den Außenanschlüssen 104, 106 an eine Gleichspannung 114 angeschlossen, beispielsweise an den Zwischenkreis eines Umrichters. Der Mittelanschluss 112 zwischen den Leistungshalbleitern 108, 110 ist mit einer induktiven Last 116 verbunden. Die induktive Last 116 steht stellvertretend für alle Sorten von Lasten, die auch nur teilweise induktiv sein können und für solche Aufbauten, in denen der induktive Teil der Last beispielsweise durch eine Leitungsinduktivität zustande kommt. Die induktive Last 116 kann also ebenso gut ein dediziertes Bauteil sein wie ein pa rasitäres Element oder beides zusammen.
Die Ansteuerung der Leistungshalbleiter 108, 110 wird durch eine Steuereinheit 120 vorgenommen. Die Steuereinheit 120 um fasst einen digitalen Controller 122, einen ersten und zwei ten Komparator 124, 126 und einen Modulator 128. Es ist mög lich, dass diese Elemente Teile eines einzelnen Mikrocontrol lers sind und somit als ein einzelner Baustein aufgebaut sind. Ebenso können diese Elemente aber auch teilweise oder vollständig als separate Bauteile vorliegen. Ferner umfasst die Steuereinheit 120 eine Strommessvorrichtung 130, die den vom Mittelanschluss 112 ein- oder ausgehenden Strom als Sig nal 131 erfasst.
Der erste Komparator erhält als Eingangssignale das Signal 131 für den gemessenen Strom und einen ersten Schwellwert 132 für den maximalen Strom. Der zweite Komparator erhält als Eingangssignale ebenfalls das Signal 131 für den gemessenen Strom und einen zweiten Schwellwert 134 für den minimalen Strom. Die Schwellwerte 132, 134 werden vom Controller 122 zur Verfügung gestellt. Der Controller 122 kann diese bei spielsweise aus Vorgabe-Werten für den mittleren Strom und den Stromrippel errechnen. Diese Vorgabe-Werte können von au ßen, beispielsweise durch eine übergeordnete Umrichter- Steuerung vorgegeben sein oder vom Controller 122 selbst be stimmt werden. Die Ausgangssignale der Komparatoren 124, 126 werden in den Modulator 128 eingespeist. Der Modulator 128 setzt diese sowie gespeicherte Werte für anzuwendende Totzei ten in Ansteuersignale für die Leistungshalbleiter 108, 110 um, die an den jeweiligen Gatetreiber weitergegeben werden.
Durch den Vergleich des gemessenen Stroms mit den Schwellwer ten 132, 134 für den maximalen und minimalen Strom und die
Weitergabe in den Modulator 128 wird erreicht, dass bei Er reichen des maximalen Stroms der aktive Leistungshalbleiter 108, 110 abgeschaltet wird und nach Abwarten der Totzeit zur Verhinderung eines Kurzschlusses in der Halbbrücke 102 der andere Leistungshalbleiter 108, 110 eingeschaltet wird. Bei Erreichen des minimalen Stroms wird ebenfalls der aktive Leistungshalbleiter 108, 110 abgeschaltet und nach Abwarten der Totzeit der andere Leistungshalbleiter 108, 110 einge schaltet .
Ein sich ergebendes Schaltschema mit einem Schaltverlauf 202 für den oberen Leistungshalbleiter 108, einem Schaltverlauf 204 für den unteren Leistungshalbleiter 110, einem Spannungs- verlauf 206 über den unteren Leistungshalbleiter 110 ist zu sammen mit einem sich ergebenden vereinfachten Stromverlauf 208 in Figur 3 dargestellt. Die Totzeiten 210, 212, die nach dem Abschalten eines jeweiligen Leistungshalbleiters 108, 110 verstreichen, sind dabei stark verlängert für bessere Erkenn barkeit. Figur 3 zeigt, dass der sich ergebende Stromverlauf näherungsweise dreieckig ist.
Ist der Stromverlauf zu einer beliebigen Zeit flacher, wird der entsprechende Schwellwert 132, 134 später erreicht und die Abschaltung des entsprechenden Leistungshalbleiters 108, 110 passiert erst später. Das beschriebene Vorgehen zur Steu erung der Leistungshalbleiter 108, 110 arbeitet also im Ge gensatz zu bekannten Verfahren nicht mehr mit einer festen Schaltfrequenz . Die momentane effektive Schaltfrequenz ergibt sich vielmehr aus den Vorgaben der Schwellwerte 132, 134 oder den Vorgaben zu dem mittleren Strom und dem Rippelstrom, der Induktivität 116 und den Spannungen 114, 117, die die Strom steilheit mitbestimmt. Die momentane Schaltfrequenz kann da her auch schwanken und kann sich ändern, wenn die Vorgabe- Werte geändert werden.
In dem Wandler 10 der Figur 1 können erfindungsgemäße Halb brücken besonders vorteilhaft verwendet werden, wenn der er zeugte Spannungsverlauf eine Wellenform ist, beispielsweise die Folge von Sinus-Halbwellen. Die Halbbrücken erzeugen die se dann nicht in der sonst üblichen Pulsweitenmodulation mit fest vorgegebener Schaltfrequenz , aber laufend angepasstem Tastgrad. Vielmehr wird der Strommittelwert, der zum
Momentanwert der Halbwellenform passt, laufend angepasst. Die Steuerung 120 legt zum Strommittelwert passende obere und un tere Schwellwerte fest, die damit ebenfalls laufend variie ren. Die richtige Spannung ergibt sich durch die Schaltung der Leistungshalbleiter 108, 110, die im Wandler 10 der Figur 1 dem Paar aus erstem und zweitem Halbleiterschalter Sl, S2 und/oder dem Paar aus drittem und viertem Halbleiterschalter S3, S4 entsprechen, wobei die Schaltung den Schwellwerten folgt und somit die richtige Spannung automatisch erreicht. Figur 4 zeigt wieder einen Ausschnitt aus einem Stromkreis 100 mit der Halbbrücke 102, aber mit einem veränderten Aufbau der Steuereinheit 120. In diesem Fall werden die Totzeiten 210, 212 nicht mehr im Modulator fest hinterlegt, sondern vielmehr vom Controller 122 vorgegeben. Die Totzeiten 210,
212 können damit vom Controller 122 verändert und der Be triebssituation angepasst werden. Eine solche Anpassung kann dazu verwendet werden, die Schaltverluste zu reduzieren, in dem ein resonantes Umladen der Ausgangskapazitäten der Leis tungshalbleiter 108, 110 erlaubt wird.
Hierzu wird bei einem positiven Mittelwert des Stroms der Schwellwert 134 für den minimalen Strom auf einen negativen Wert gesetzt, also auf einen Wert mit einem anderen Vorzei chen als der Mittelwert und der Schwellwert 132 für den maxi malen Strom. Ist der Mittelwert des Stroms negativ, wird der Schwellwert 132 für den maximalen Strom auf einen positiven Wert gesetzt, also wiederum auf einen Wert mit einem anderen Vorzeichen als der Mittelwert und der Schwellwert 134 für den minimalen Strom.
Die für das Umladen nötigen Werte können in ausreichender Nä herung wie folgt berechnet werden:
Dabei bezeichnen:
IL den unteren Schwellwert 134 für den Strom
L den Wert der Induktivität 116 in der Ausgangsleitung
Ui die Spannung über die beiden Leistungshalbleiter 108, , 110, also zwischen dem oberen Außenanschluss 104 des oberen Leis- tungshalbleiters 108 und dem unteren Außenanschluss 106 des unteren Leistungshalbleiters 110
U2 die Spannung 117 C die summierte Ausgangskapazität der Leistungshalbleiter 108, 110, also
Dabei bezeichnet IH den oberen Schwellwert 132 für den Strom
Hat der Term unter der Wurzel einen Wert < 0, wird der jewei lige Schwellwert auf 0 gesetzt.
Die Totzeiten 210, 212 können auf verschiedene Weise vom Con troller 122 bestimmt werden. Die geeignete Bestimmung der Totzeiten 210, 212 ermöglicht das spannungsfreie Einschalten der Leistungshalbleiter 108, 110. Zum einen können die Tot zeiten 210, 212 berechnet werden oder aus einer vorab be stimmten und gespeicherten Tabelle (Look-Up) ausgelesen wer den .
Für eine Berechnung der Totzeiten 210, 212 können beispiels weise folgende Formeln verwendet werden:
Dabei bezeichnen:
tdbi,min die minimale Totzeit 210 für den oberen Leistungshalb leiter 108
L den Wert der Induktivität 116 in der Ausgangsleitung
Ui die Spannung über die beiden Leistungshalbleiter 108, 110, also zwischen dem oberen Außenanschluss 104 des oberen Leis tungshalbleiters 108 und dem unteren Außenanschluss 106 des unteren Leistungshalbleiters 110
U2 die Spannung 117 C die summierte Ausgangskapazität der Leistungshalbleiter 108, 110
Dabei bezeichnet:
tdioi , min die minimale Totzeit 212 für den unteren Leistungs halbleiter 110
Eine weitere Möglichkeit besteht darin, eine bauliche Anpas sung vorzunehmen, die in Figur 5 dargestellt ist. Im Aufbau gemäß Figur 5 umfasst die Steuereinheit 420 je einen Span nungsmesseinrichtung 402, 404 für jeden der Leistungshalblei ter 108, 110. Die Signale 403, 405 der Spannungsmesseinrich tungen 402, 404 werden einem dritten und vierten Komparator 406, 408 zugeführt. Als jeweils zweites Eingangssignal für den dritten und vierten Komparator 406, 408 wird eine feste geringe Spannung, beispielsweise 1 V, verwendet. Die Aus gangssignale des dritten und vierten Komparators 406, 408 werden dem Modulator 128 zugeführt und von diesem verwendet, um als EinschaltZeitpunkt für den jeweiligen Leistungshalb leiter 108, 110 den Zeitpunkt zu verwenden, an dem die Span nung über den Leistungshalbleiter 108, 110 gering ist, also beispielsweise 1 V.
Figur 6 zeigt den Verlauf der Spannung 206, des Stroms 207 und der EinschaltZeiten 502a, b für den ersten und zweiten Leistungshalbleiter 108, 110 als Ergebnis einer Simulation.
Die Schaltflanken der Spannung 206 sind erkennbar abgeflacht. Hier werden die Ausgangskapazitäten vor dem Einschalten des jeweiligen Leistungshalbleiters 108, 110 umgeladen. Dadurch erfolgt das Einschalten spannungsfrei. Die flacheren Flanken der Schaltspannung bedeuten deutlich niedrigere Amplituden der Oberschwingungen und sorgen somit auch für bessere EMV- Eigenschaften des Aufbaus. Da bei sehr kleinen Stromrippelwerten die Schaltfrequenz sehr groß werden kann, ist es vorteilhaft, einen minimalen Wert für den Stromrippel zu realisieren. Der Controller 122 ist ausgestaltet, diesen minimalen Wert umzusetzen und einzuhal- ten. Dadurch wird die Schaltfrequenz auf ein gewünschtes Ma ximum begrenzt.
Ein Messergebnis an einem realen Aufbau der vorgeschlagenen Schaltung ist in Figur 7 dargestellt. Figur 7 zeigt die
Schaltspannung 602 und den Stromverlauf 207 einer Onboard-
Strommessung . Der Stromverlauf 604 ist messbedingt nicht ge nau linear. In dem Versuchsaufbau, der der Messung von Figur 6 zugrunde liegt, wurde eine Eingangsspannung von 27 V auf etwa 100 V hochgesetzt bei einer Ausgangsleistung von etwa 90 W. Obwohl die Schaltfrequenz 1 Mhz beträgt und die Leistungs halbleiter 108, 110 nur durch freie Konvektion gekühlt wurden (d.h. ohne Kühlkörper oder Lüfter), blieben die Arbeits- Temperaturen in einem unkritischen Bereich unterhalb von 60 °C. Dies wäre hartschaltend nicht möglich.

Claims

Patentansprüche
1. Halbbrücke (102) umfassend
- einen in Serie geschalteten ersten und zweiten Leistungs halbleiter (108, 110, Sl, S2 , S3 , S4),
- eine Steuerung (120) für die Leistungshalbleiter (108, 110, Sl, S2 , S3 , S4 ) ,
- eine Leitung, die von dem Verbindungsknoten (112) der Leis tungshalbleiter (108, 110, Sl, S2, S3, S4) ausgeht,
- eine Einrichtung (130) zur Messung des Stroms in der Lei tung,
wobei die Steuerung (120) ausgestaltet ist,
- den Strom mit einem oberen und einem unteren Schwellwert (132, 134) zu vergleichen,
- bei Erreichen des oberen Schwellwerts (132) den ersten
Leistungshalbleiter (108, 110, Sl, S2, S3, S4) abzuschalten und nach Ablauf einer ersten Totzeit (210) den zweiten Leis tungshalbleiter (108, 110, Sl, S2, S3, S4) einzuschalten, und
- bei Erreichen des unteren Schwellwerts (134) den zweiten
Leistungshalbleiter (108, 110, Sl, S2, S3, S4) abzuschalten und nach Ablauf einer zweiten Totzeit (212) den ersten Leis tungshalbleiter (108, 110, Sl, S2, S3, S4) einzuschalten.
2. Halbbrücke (102) nach Anspruch 1 mit einem ersten und zweiten Komparator (124, 126), denen als erstes Eingangssig nal der gemessene Strom zugeführt wird, wobei der obere
Schwellwert (132) dem ersten Komparator (124) als zweites Eingangssignal zugeführt wird und der untere Schwellwert (134) dem zweiten Komparator (126) als zweites Eingangssignal zugeführt wird.
3. Halbbrücke (102) nach Anspruch 2, bei der die Steuerung
(120) einen digitalen Controller (122) umfasst, der den obe ren und unteren Schwellwert (132, 134) über einen D/A-Wandler an die Komparatoren (124, 126) weitergibt.
4. Halbbrücke (102) nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Steuerung (120) die Schwellwerte (132, 134) aus vorgebbaren Werten für den Mittelwert des Stroms und für den Rippelstrom in der Ausgangsleitung berechnet.
5. Halbbrücke (102) nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Steuerung (120) ausgestaltet ist, für einen der Schwellwerte den Wert 0 A zu verwenden oder als Schwellwerte (132, 134) Werte zu verwenden, die unterschiedliche Strom richtungen kennzeichnen.
6. Halbbrücke (102) nach Anspruch 5, bei der die Steuerung (120) ausgestaltet ist, denjenigen Schwellwert (132, 134), der eine andere Stromrichtung kennzeichnet als die Stromrich tung des Mittelwerts für den Strom, aus der summierten Aus gangskapazität der Leistungshalbleiter (108, 110, Sl, S2, S3, S4), der Induktivität (116) in der Leitung und der Spannung an Eingang und Ausgang der Halbbrücke (102) zu berechnen.
7. Halbbrücke (102) nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Steuerung (120) ausgestaltet ist, die Totzeiten (210, 212) so einzustellen, dass ein spannungsfreies Ein schalten der Leistungshalbleiter (108, 110, Sl, S2, S3, S4) passiert .
8. Halbbrücke (102) nach Anspruch 7, bei der die Steuerung (120) ausgestaltet ist, die Totzeiten (210, 212) zu berechnen oder aus einer gespeicherten Wertetabelle auszuwählen.
9. Halbbrücke (102) nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Steuerung (120) Mittel (402, 404) zur Messung der Spannung über den ersten und zweiten Leistungshalbleiter (108, 110, Sl, S2 , S3 , S4) aufweist.
10. Verfahren zur Steuerung einer Halbbrücke (102) mit einem in Serie geschalteten ersten und zweiten Leistungshalbleiter (108, 110, Sl, S2 , S3 , S4), bei dem
- der Strom in einer vom Verbindungsknoten (112) der Leis tungshalbleiter (108, 110, Sl, S2, S3, S4) ausgehenden Lei- tung gemessen und mit einem oberen und einem unteren Schwell wert (132, 134) verglichen wird,
- bei Erreichen des oberen Schwellwerts (132) der erste Leis tungshalbleiter (108, 110, Sl, S2, S3, S4) abgeschaltet und nach Ablauf einer ersten Totzeit (210) der zweite Leistungs halbleiter (108, 110, Sl, S2, S3, S4) eingeschaltet wird, und
- bei Erreichen des unteren Schwellwerts (134) der zweite
Leistungshalbleiter (108, 110, Sl, S2, S3, S4) abgeschaltet und nach Ablauf einer zweiten Totzeit (212) der erste Leis- tungshalbleiter (108, 110, Sl, S2, S3, S4) eingeschaltet wird .
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