EP3729647A1 - Verfahren zum abschalten eines leistungshalbleiterbauelements - Google Patents

Verfahren zum abschalten eines leistungshalbleiterbauelements

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EP3729647A1
EP3729647A1 EP18704471.4A EP18704471A EP3729647A1 EP 3729647 A1 EP3729647 A1 EP 3729647A1 EP 18704471 A EP18704471 A EP 18704471A EP 3729647 A1 EP3729647 A1 EP 3729647A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
voltage
power semiconductor
semiconductor device
dvge
voltage value
Prior art date
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Ceased
Application number
EP18704471.4A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Ignacio Esteban LIZAMA ARCOS
Rodrigo Alonso Alvarez Valenzuela
Steffen Bernet
Herbert Gambach
Dominik Schuster
Sebastian SEMMLER
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens Energy Global GmbH and Co KG
Original Assignee
Siemens AG
Siemens Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG, Siemens Corp filed Critical Siemens AG
Publication of EP3729647A1 publication Critical patent/EP3729647A1/de
Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/04—Modifications for accelerating switching
    • H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0412—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/0414—Anti-saturation measures
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/165—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches by feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/166—Soft switching
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/168—Modifications for eliminating interference voltages or currents in composite switches

Definitions

  • the invention relates to a method for switching off a bipolar switchable power semiconductor component and a drive circuit for a bipolar switchable
  • Insulated gate bipolar transistors to operate with comparatively large gate-emitter voltages.
  • gate-emitter voltages In the past, only 15 V gate-emitter voltages were used to drive the power semiconductor components. However, it has been shown that gate-emitter voltages greater than or equal to 18 V are advantageous, because in such
  • the power semiconductor device can destroy.
  • the invention is based on the object, a method for switching off a bipolar switchable
  • Gate-emitter voltages greater than or equal to 18 V in the event of a short circuit the power semiconductor device can be safely switched off. This object is achieved by a method and by a drive circuit according to the independent
  • the gate-emitter voltage of the power semiconductor component in response to a switch-off signal, is reduced from a first voltage value in a first time segment with a first average voltage change rate up to a second voltage value,
  • Gate-emitter voltage is kept constant or reduced to a third voltage value, wherein the
  • Gate-emitter voltage in the second period of time has a second mean voltage change rate, and the amount of the second average voltage change rate is smaller than the amount of the first middle
  • Voltage value is reduced to the second voltage value and then the gate-emitter voltage in the second
  • Time period is chosen so that at the end of the second Thereafter, during the third time period, the gate-emitter voltage can be rapidly reduced to the fourth voltage value (the minimum value of the gate-emitter voltage).
  • the fourth voltage value the minimum value of the gate-emitter voltage
  • the procedure may be such that the first voltage value is greater than or equal to 18V.
  • a gate-emitter voltage greater than or equal to 18 V (in
  • the method can also proceed in such a way that the second voltage value is less than 15 V and greater than the pinch-off voltage
  • the method may be such that the magnitude of the second mean voltage change rate is at least a factor of 5 less than the amount of the first average voltage change rate.
  • the method may also be such that the magnitude of the second average voltage change rate is at least a factor of 5 less than the amount of the third average voltage change rate.
  • Gate-emitter voltage during the second period is significantly less reduced than during the first time Time period or during the third time period. This contributes to a quick desaturation of the
  • the method may also be such that the second average voltage change rate is between 0 and -1 V / ps, more preferably between -0.01 and -1 V / ps. This is a small second mean rate of voltage change. If the second average voltage change rate is zero, then the gate-emitter voltage remains constant in the second time period. The second period represents a waiting period.
  • the procedure can also be such that the second
  • the second period is one
  • Gate-emitter voltage is reduced up to the fourth voltage value.
  • the method can also run such that the first voltage value corresponds to the gate-emitter voltage of the power semiconductor component in the switched-on state. In this switched-on state, the advantageous effects of the increased occur
  • Gate-emitter voltage in particular the reduced forward losses of the power semiconductor device.
  • the method may also be such that the first voltage value is between 18 and 35 volts. It has been found that at such voltage values of the gate-emitter voltage a significant reduction of the forward losses of the
  • Power semiconductor device is present (compared to lower voltage values of the gate-emitter voltage).
  • the method may include a method for switching off a
  • the modular Multilevel power converter has a plurality of modules that form a series electrical connection, the modules each at least the power semiconductor device, a second power semiconductor device and an electrical
  • Power semiconductor device are arranged in a half-bridge circuit, or the modules each at least the
  • Power semiconductor device are arranged in a full bridge circuit.
  • the method can thus be used advantageously in a modular multilevel power converter.
  • the method may also be configured such that the first voltage value is a positive voltage value, the fourth voltage value is a negative voltage value and the magnitude of the first voltage value is greater than the magnitude of the fourth voltage value. Due to this asymmetry (amount of the first voltage value is greater than the amount of the fourth
  • the method may also be such that the bipolar switchable power semiconductor device is an insulated gate bipolar transistor.
  • Power semiconductor device is set up, wherein
  • Gate-emitter voltage remains constant or drops to a third voltage value, wherein the gate-emitter voltage in the second period of time, a second average
  • Voltage value decreases, wherein the amount of the third average voltage change rate is greater than the amount of the second average voltage change rate.
  • This drive circuit may be configured such that the magnitude of the second mean voltage change rate is at least a factor of 5 smaller than the amount of the first average voltage change rate.
  • the drive circuit may be configured such that the magnitude of the second average voltage change rate is at least a factor of 5 less than the amount of the third average voltage change rate.
  • the drive circuit may also be configured such that the second average voltage change rate is between 0 and -1 V / ps, in particular between -0.01 and -1 V / ps.
  • the drive circuit can also be designed such that the second time interval is between 1 and 20 ps, in particular between 3 and 10 ps.
  • the drive circuit may be configured such that the first voltage value of the gate-emitter voltage of
  • Power semiconductor device in the on state corresponds.
  • the drive circuit may also be designed such that the first voltage value is between 18 and 35 V.
  • the drive circuit may be configured such that the first voltage value is a positive voltage value, the fourth voltage value is a negative voltage value and the magnitude of the first voltage value is greater than the magnitude of the fourth voltage value.
  • the drive circuit can also be configured such that the second voltage value is less than 15 V and greater than the pinch-off voltage (pinch-off voltage) of the power semiconductor component.
  • the drive circuit may be configured such that the bipolar switchable power semiconductor component
  • Bipolar transistor with insulated gate electrode is.
  • a power semiconductor unit with a bipolar switchable power semiconductor component in particular with a bipolar transistor with isolated
  • the drive circuit, the power semiconductor unit and the module of the modular multilevel converter have
  • Figure 1 shows a first embodiment of a modular
  • Figure 2 shows a second embodiment of a modular
  • FIG. 3 shows an exemplary embodiment of a phase module branch of a modular multilevel converter
  • FIG. 4 shows a section from the phase module branch of FIG. 3, in FIG.
  • Figure 5 shows an embodiment of a module of a modular
  • Figure 6 shows another embodiment of a module of a modular multi-level power converter, in
  • Figure 7 shows an embodiment of a
  • Multilevel power converter 1 shown in bridge circuit.
  • This modular multilevel power converter 1 has a first AC power connection 4, a second AC power connection 6 and a third AC power connection 8.
  • the first alternating current connection 4, the second alternating current connection 6 and the third alternating current connection 8 can be connected to a three-phase alternating current network.
  • the first AC connection 4 is electrically connected to a first phase module branch 12 and a second phase module branch 14.
  • Phase module branch 14 form a first phase module 16 of the power converter 1.
  • the end of the first phase module branch 12 facing away from the first AC connection 4 is electrically connected to a first DC voltage connection 18; the end of the second phase module branch 14 facing away from the first AC connection 4 is connected to a second one
  • the first DC voltage terminal 18 electrically connected.
  • the first DC voltage terminal 18 is a positive one
  • the second DC voltage terminal 20 is a negative DC voltage terminal. Between the first DC voltage terminal 18 and the second
  • DC voltage terminal 20 is connected to a DC voltage Ud.
  • the second AC connection 6 is electrically connected to one end of a third phase module branch 22 and to one end of a fourth phase module branch 24.
  • Phase module branch 22 and the fourth phase module branch 24 form a second phase module 26.
  • the third AC connection 8 is electrically connected to one end of a fifth phase module branch 28 and to one end of a sixth phase module branch 30.
  • the fifth phase module branch 28 and the sixth phase module branch 30 form a third phase module 32.
  • the second AC terminal 6 facing away from the end of the third phase module branch 22 and the third
  • Phase module branches 2827 are connected to the first
  • the end of the fourth phase module branch 24 facing away from the second AC connection 6 and the end of the sixth phase module branch 30 facing away from the third AC connection 8 are electrically connected to the second DC voltage connection 20.
  • the first phase module branch 12, the third phase module branch 22 and the fifth phase module branch 28 form a positive side
  • Power converter part 38; the second phase module branch 14, the fourth phase module branch 23 and the sixth phase module branch 30 form a negative-side converter element 40.
  • Each phase module branch has a plurality of modules which are electrically connected in series, see also Figure 3. Such modules are also referred to as submodules. in the
  • each phase module branch n modules each phase module branch n modules.
  • the number of electrically connected in series by means of their galvanic power connections modules can be very different, at least two modules are connected in series, but it can also be, for example, 3, 50, 100 or more modules connected electrically in series.
  • Power converter 1 optical messages or optical signals via an optical communication link (for example, via an optical fiber) to the individual modules.
  • the control device sends to the individual modules in each case a desired value for the amount of the output voltage that is to provide the respective module.
  • FIG. 2 shows an exemplary embodiment of another modular multilevel converter 201.
  • This modular multilevel power converter 201 has in addition to the three AC connections 4, 6 and 8 only the three
  • Phase module branches 12, 22 and 28 are connected in a delta connection.
  • Such a modular multilevel power converter can be
  • the first AC connection 4 the second AC connection 4
  • AC terminal 6 and the third AC terminal 8 are connectable to a three-phase AC mains.
  • FIG. 3 shows an exemplary embodiment of a phase module branch 301.
  • the phase module branches illustrated in FIGS. 1 and 2 can be constructed like this phase module branch 301.
  • the phase module branch 301 has modules 304_1, 304_2 ... 304_n. These n modules are electrically connected in series. With the modules electrically connected in series is a
  • Coupling inductance 307 and a current measuring device 310 By means of the current measuring device 310 can be determined whether a short circuit has occurred and therefore an increased current flows as a short-circuit current through the phase module branch 301.
  • the phase module branch 301 has a first terminal 313 and a second terminal 316.
  • the first terminal 313 is electrically connected to the current measuring device 310; the second terminal 316 is electrically connected to the coupling inductor 307.
  • the first terminal 313 and the second terminal 316 may also be referred to as a first AC terminal 313 and a second AC terminal 316, because an AC voltage can be generated between the two AC terminals 313, 316 by means of the modules 304_1 to 304_n.
  • FIG. 4 shows a section of the phase module branch 301 of FIG. 3.
  • the series circuit 401 shown in FIG. 4 has k modules 304_1 to 304_k, where k is smaller than n.
  • the series circuit 401 has exactly those k modules of modular multilevel power converter, which are arranged spatially on a plane 403 of a converter tower.
  • a converter tower usually has several levels (floors), so that a plurality of modules is arranged on a converter tower in several levels.
  • FIG. 5 shows an embodiment of a module 500 of the modular multilevel converter 1. This may, for example, be the module 304_1 of the phase module branch 301 (or else one of the other modules illustrated in FIG. 3 or 4).
  • the module is configured as a half-bridge module 500.
  • the module 500 has a first on and
  • the switchable power semiconductor device 502 with a first antiparallel connected diode 504 (first freewheeling diode 504) on. Furthermore, the module 500 has a second power semiconductor component 506 that can be switched on and off with a second antiparallel-connected diode 508 (second
  • Freewheeling diode 508 and an electrical energy storage 510 in the form of an electrical capacitor 510.
  • Power semiconductor device 506 are each as a
  • Bipolar transistor designed with insulated gate electrode.
  • the first power semiconductor device 502 is electrically connected in series with the second power semiconductor device 506. At the connection point between the two
  • a first (galvanic) module connection 512 is arranged.
  • a second (galvanic) module connection 515 is arranged.
  • the second module connection 515 is furthermore connected to a first connection of the energy store 510; a second terminal of the energy storage 510 is electrically connected to the terminal of the first
  • the energy store 510 is thus electrically connected in parallel with the series circuit of the first
  • Triggering the first power semiconductor component 502 and the second power semiconductor component 506 can be achieved that between the first module connection 512 and the second module connection 515 either the voltage of
  • Energy storage 510 is output or no voltage is output (i.e., a zero voltage is output).
  • FIG. 6 shows a further exemplary embodiment of a module 600 of the modular multilevel converter.
  • This module 600 can be, for example, the module 304_n (or also one of the other modules shown in FIG. 3 or 4).
  • the module 304_n or also one of the other modules shown in FIG. 3 or 4.
  • Power semiconductor device 606 are each configured as an IGBT. In contrast to the circuit of FIG. 5, the second module connection 615 is not connected to the second one
  • the module of FIG. 6 is a so-called full-bridge module 600.
  • This full-bridge module 600 is characterized in that, with appropriate control of the four
  • Module connection 512 and the second module connection 615 selectively either the positive voltage of the energy storage device 510, the negative voltage of the energy storage device 510 or a voltage of zero (zero voltage) can be output.
  • the full-bridge module 600 by means of the full-bridge module 600, the polarity of the output voltage can be reversed.
  • Multilevel power converters can either have only half-bridge modules 500, only full-bridge modules 600 or also half-bridge modules 500 and full-bridge modules 600.
  • FIG. 7 shows by way of example a power semiconductor unit 700 which has a drive circuit 701 and a bipolar switchable power semiconductor component 703 which is electrically connected to the drive circuit.
  • this module can be configured either in half-bridge circuit (see Figure 5) or in full-bridge circuit (see Figure 6).
  • the bipolar switchable power semiconductor component 703 is a
  • This transistor 703 has a collector terminal, an emitter terminal and a gate terminal.
  • the emitter terminal is connected to the collector terminal by way of a freewheeling diode 706, wherein the anode of the freewheeling diode 706 is electrically connected to the emitter terminal and the cathode of the freewheeling diode 706 is electrically connected to the collector terminal.
  • the emitter connection is with
  • Power semiconductor device 703 is connected to an output 712 of drive circuit 701. At this exit 712 the Drive circuit 701 may (in the embodiment)
  • the bipolar switchable power semiconductor device 703 can be applied with almost any gate-emitter voltage waveforms between -15V and + 35V.
  • the bipolar switchable power semiconductor device 703 may also be implemented differently, for example as a
  • the drive circuit 701 is supplied with a positive voltage (in the exemplary embodiment +15 V); via a second terminal 718 is the
  • Embodiment -15 V Embodiment -15 V
  • the drive circuit 701 is supplied with a variable voltage (variable supply voltage, variable in the embodiment between +15 V and +35 V). Via a fourth terminal 725, the drive circuit 701 is supplied with a further voltage, which in the embodiment as
  • the first terminal 715, the second terminal 718 and the third terminal 721 are each switchably connected via a resistor RGonl, RGon2, RGoffl, RGoff, SC or RGoff, soft to the output 712 of the drive circuit.
  • each of the terminals 715, 718 and 721 can be connected to the output 712 or disconnected from the output 712 by means of at least one electronic switch Son1, Son2, Soffl, Soff, SC or Soff.
  • the fourth terminal 725 is switchably connected via a diode Delamp to the output 712 of the drive circuit.
  • the fourth connection 725 can be connected to the output 712 or disconnected from the output 712 by means of an electronic switch Sclamp.
  • the electronic switches of the drive circuit 701 each have a field effect transistor.
  • a diode Dl is connected in the connection branch between the first terminal 715 and the output 712.
  • the two branches with the electronic switches Sonl and Son2 are essentially switched on when the Power semiconductor device required.
  • the branches with the electronic switches Soffl, Soff, SC, Soff, soft and Sclamp are switched off during the switch-off process of the
  • Power semiconductor device 703 can be provided.
  • the drive circuit 701 thus has a gate driver with a multi-stage output stage.
  • the gate terminal of the power semiconductor device is connected to different voltage levels. Switching on and off of the individual switches Sonl, Son2 and Soff1, Soff, SC, Soff, soft and Sclamp can be time-controlled or event-controlled.
  • the gate voltage applied to the gate terminal can be generated by means of a pulse width modulation or a programmable voltage source. Furthermore, the production of such
  • Modules 500 and 600 of the modular multilevel power converter may include drive circuits 701 each associated with the power semiconductor devices of the modules. So the modules can
  • FIG. 8 shows an exemplary sequence of the method for switching off the bipolar switchable
  • the gate-emitter voltage VGE has a first voltage value VI.
  • the first voltage value VI corresponds to the gate-emitter voltage of the power semiconductor component 703 in the switched-on state.
  • the first voltage value VI is the positive maximum voltage value of the gate-emitter voltage.
  • Short-circuit detection device for example, due to a measurement or estimation of the electric current passing through the phase module branch 301 and thus through the
  • Power semiconductor device 703 flows) detected the presence of a short circuit.
  • Short-circuit detection device then generates a power-off semiconductor device 703 relating to the shutdown signal A and outputs this shutdown signal A.
  • a detection of a short circuit by means of an estimate of current values is The power semiconductor component 703 is switched off on the basis of the switch-off signal A. For this purpose, first the switches Sclamp and Soff, SC are switched on
  • the second voltage value V2 is less than 15 V (ie smaller than the conventional drive voltage of an IGBT). At the same time, the second voltage value V2 is greater than the so-called pinch-off voltage (pinch-off voltage) Vth of the IGBT.
  • Embodiment -15 V Embodiment -15 V
  • Gate-emitter voltage VGE relatively quickly reduced or lowered during the first period.
  • the first mean voltage change rate dVGE_l / dt is thus
  • Period (t4-t5) thus represents a waiting period. During the second time period (t4-t5) is therefore waiting, until the power semiconductor device is desaturated.
  • this second time period is selected.
  • Voltage change rate dVGE_3 / dt decreases from the third voltage value V3 to a fourth voltage value V4.
  • the fourth voltage value V4 corresponds to
  • Gate-emitter voltage this is -15 V.
  • the magnitude of the second mean voltage change rate dVGE_2 / dt is smaller than the amount of the third middle one
  • the second mean voltage change rate dVGE_2 / dt can be between 0 and -1 V per ys, in particular also between -0.01 and -1 V per ys.
  • the second section (t4-t5) can be between 1 and 20 y seconds long, in particular between 3 and 10 y seconds.
  • the first voltage value VI is a positive voltage value
  • the fourth voltage value V4 is a negative voltage value and the magnitude of the first voltage value
  • the magnitude of the first voltage value is 20 V and the magnitude of the fourth voltage value is 15 V. The greater the magnitude of the first
  • Period (t4-t5) kept the gate-emitter voltage almost constant.
  • the second mean voltage change rate dVGE_2 / dt is approximately zero.
  • Figure 9 is a
  • FIG. 9 shows an exemplary embodiment of a method for switching off a power semiconductor component, wherein the gate-emitter voltage during the second
  • Time interval (t4-t5) is slowly reduced from the second voltage value V2 to a third voltage value V3 with a second average voltage change rate dVGE_2 / dt.
  • this reduction is almost linear, the second mean voltage change rate has a relatively low constant value.
  • This slow change of the gate-emitter voltage VGE can be achieved by means of the drive circuit 701, for example, by slowly decreasing the voltage Vclamp linearly during the second time period.
  • the gate-emitter voltage VGE does not need to be constant during the second time period (t4-t5). It is also possible that the gate-emitter voltage during the second time period is reduced comparatively less than during the first time period or during the third time period.
  • the amount of the second average voltage change rate dVGE_2 / dt is thus smaller than the amount of the first middle
  • converter internal faults (short circuits) in modular multilevel converters can thus be switched off safely, even if the
  • Gate-emitter voltage (VGE> 18 V) are operated. Namely, if such a modular multilevel power converter has an internal fault (for example, a flash over the modules of a plane of a power converter tower,
  • Short circuit loop existing modules a so-called “failure Under load "(Short circuit type 2) .Interruption of such an error could cause high consequential damages, for example in the
  • Short circuit loop modules are destroyed. This error can be switched off by means of the described method and the drive circuit described, so that a threat to the power semiconductor components is reduced.
  • the actual detection of the short circuit as such is done using established and known methods, such as
  • Gate-emitter voltage In this case, the gate-emitter voltage with a predetermined first middle
  • Voltage change speed dVGE_l / dt rapidly reduced to the second voltage value V2.
  • the magnitude of the average voltage change rates can be determined by the
  • voltage change rates slopes
  • the three different voltage change rates allow good controllability of the turn-off method, and in particular a near-fluence transition between the desaturation of the power semiconductor device and the subsequent final turn-off of the power semiconductor device.
  • Gate-emitter voltage is operated above 18V and a

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  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Abschalten eines bipolaren schaltbaren Leistungshalbleiterbauelements (703). Bei diesem Verfahren wird auf ein Abschaltsignal hin die Gate-Emitter-Spannung (VGE) des Leistungshalbleiterbauelements (703) von einem ersten Spannungswert (V1) ausgehend in einem ersten Zeitabschnitt (t3-t4) mit einer ersten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_1/dt) bis zu einem zweiten Spannungswert (V2) verringert. Danach wird in einem zweiten Zeitabschnitt (t4-t5) die Gate-Emitter-Spannung (VGE) konstant gehalten oder bis zu einem dritten Spannungswert (V3) verringert, wobei die Gate-Emitter-Spannung in dem zweiten Zeitabschnitt eine zweite mittlere Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_2/dt) aufweist, und der Betrag der zweiten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_2/dt) kleiner ist als der Betrag der ersten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_1/dt).

Description

Beschreibung
Verfahren zum Abschalten eines Leistungshalbleiterbauelements
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Abschalten eines bipolaren schaltbaren Leistungshalbleiterbauelements und eine Ansteuerschaltung für ein bipolares schaltbares
Leistungshalbleiterbauelement .
Es hat sich herausgestellt, dass es vorteilhaft ist, bipolare schaltbare Leistungshalbleiterbauelemente, insbesondere
Bipolartransistoren mit isolierter Gate-Elektrode, mit vergleichsweise großen Gate-Emitter-Spannungen zu betreiben. Früher wurden lediglich Gate-Emitter-Spannungen von maximal 15 V zur Ansteuerung der Leistungshalbleiterbauelemente verwendet. Es hat sich aber gezeigt, dass Gate-Emitter-Spannungen größer oder gleich 18 V vorteilhaft sind, weil bei derartigen
Gate-Emitter-Spannungen die Durchlassverluste der
Leistungshalbleiterbauelemente verringert sind. Allerdings wirft das Betreiben von Leistungshalbleiterbauelementen mit derartig hohen Gate-Emitter-Spannungen Schwierigkeiten auf: Wenn beispielsweise bei einem durch ein eingeschaltetes
Leistungshalbleiterbauelement fließenden elektrischen Strom ein Kurzschluss auftritt (sogenannter Typ-2-Kurzschluss) , dann können sehr hohe Kurzschlussströme entstehen, welche im
Extremfall das Leistungshalbleiterbauelement zerstören können.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zum Abschalten eines bipolaren schaltbaren
Leistungshalbleiterbauelements sowie eine Ansteuerschaltung für ein bipolares schaltbares Leistungshalbleiterbauelement anzugeben, mit denen auch bei Nutzung von
Gate-Emitter-Spannungen größer oder gleich 18 V bei Auftreten eines Kurzschlusses das Leistungshalbleiterbauelement sicher abgeschaltet werden kann. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch ein Verfahren und durch eine Ansteuerschaltung nach den unabhängigen
Patentansprüchen. Vorteilhafte Ausführungsformen des Verfahrens und der Ansteuerschaltung sind in den abhängigen
Patentansprüchen angegeben.
Offenbart wird ein Verfahren zum Abschalten eines bipolaren schaltbaren Leistungshalbleiterbauelements, bei dem
- auf ein Abschaltsignal hin die Gate-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiterbauelements von einem ersten Spannungswert ausgehend in einem ersten Zeitabschnitt mit einer ersten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit bis zu einem zweiten Spannungswert verringert wird,
- danach in einem zweiten Zeitabschnitt die
Gate-Emitter-Spannung konstant gehalten oder bis zu einem dritten Spannungswert verringert wird, wobei die
Gate-Emitter-Spannung in dem zweiten Zeitabschnitt eine zweite mittlere Spannungsänderungsgeschwindigkeit aufweist, und der Betrag der zweiten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit kleiner ist als der Betrag der ersten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit , und
- danach in einem dritten Zeitabschnitt die
Gate-Emitter-Spannung mit einer dritten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit bis zu einem vierten
Spannungswert verringert wird, wobei der Betrag der dritten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit größer ist als der Betrag der zweiten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit. Hierbei ist besonders vorteilhaft, dass auf das Abschaltsignal hin die Gate-Emitter-Spannung schnell von dem ersten
Spannungswert bis zu dem zweiten Spannungswert verringert wird und danach die Gate-Emitter-Spannung in dem zweiten
Zeitabschnitt konstant gehalten oder nur wenig verringert wird. Dadurch wird eine beschleunigte Entsättigung des
Leistungshalbleiterbauelements erzwungen und ein sanfter Übergang in den dritten Zeitabschnitt ermöglicht, in welchem der Abschaltvorgang beendet wird. Die Länge des zweiten
Zeitabschnitts ist dabei so gewählt, dass am Ende des zweiten Zeitabschnitts das Leistungshalbleiterbauelement entsättigt ist, daraufhin kann während des dritten Zeitabschnitts die Gate-Emitter-Spannung schnell bis zu dem vierten Spannungswert (dem Minimalwert der Gate-Emitter-Spannung) verringert werden. Bei diesem Verfahren findet eine schnelle Entsättigung des Leistungshalbleiterbauelements statt, so dass die während dieser Entsättigung auftretenden Stromspitzen begrenzt sind. Dadurch wird eine Schädigung des bipolaren schaltbaren
Leistungshalbleiterbauelements vermieden .
Das Verfahren kann so ablaufen, dass der erste Spannungswert größer als oder gleich 18 V ist. Durch die Nutzung einer Gate-Emitter-Spannung größer oder gleich 18 V (im
eingeschalteten Zustand des Leistungshalbleiterbauelements) werden insbesondere geringe Durchlassverluste erreicht.
Das Verfahren kann auch so ablaufen, das der zweite Spannungswert kleiner 15 V und größer der Abschnürspannung
(pinch-off-Spannung) des Leistungshalbleiterbauelements ist. Die Wahl eines derartigen zweiten Spannungswerts führt zu einer besonders schnellen Entsättigung des
Leistungshalbleiterbauelements .
Das Verfahren kann so ablaufen, dass der Betrag der zweiten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit mindestens um den Faktor 5 kleiner ist als der Betrag der ersten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit .
Das Verfahren kann auch so ablaufen, dass der Betrag der zweiten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit mindestens um den Faktor 5 kleiner ist als der Betrag der dritten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit .
Durch die beiden vorstehend beschriebenen Verfahrensvarianten wird vorteilhafterweise erreicht, dass die
Gate-Emitter-Spannung während des zweiten Zeitabschnitts deutlich weniger verringert wird als während des ersten Zeitabschnitts oder während des dritten Zeitabschnitts. Dies trägt zu einer schnellen Entsättigung des
Leistungshalbleiterbauelements bei .
Das Verfahren kann auch so ablaufen, dass die zweite mittlere Spannungsänderungsgeschwindigkeit zwischen 0 und -1 V/ps, insbesondere zwischen -0,01 und -1 V/ps, liegt. Dies ist eine geringe zweite mittlere Spannungsänderungsgeschwindigkeit. Wenn die zweite mittlere Spannungsänderungsgeschwindigkeit Null beträgt, dann bleibt die Gate-Emitter-Spannung in dem zweiten Zeitabschnitt konstant. Der zweite Zeitabschnitt stellt einen Warte-Zeitabschnitt dar.
Das Verfahren kann auch so ablaufen, dass der zweite
Zeitabschnitt zwischen 1 und 20 ps, insbesondere zwischen 3 und 10 ps, lang ist. Der zweite Zeitabschnitt ist ein
Warte-Zeitabschnitt, nach dessen Ablauf die
Gate-Emitter-Spannung bis zu dem vierten Spannungswert verringert wird.
Das Verfahren kann auch so ablaufen, dass der erste Spannungswert der Gate-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiterbauelements im eingeschalteten Zustand entspricht. In diesem eingeschalteten Zustand treten die vorteilhaften Wirkungen der erhöhten
Gate-Emitter-Spannung auf, insbesondere die verringerten Durchlassverluste des Leistungshalbleiterbauelements.
Das Verfahren kann auch so ablaufen, dass der erste Spannungswert zwischen 18 und 35 V beträgt. Es hat sich herausgestellt, dass bei solchen Spannungswerten der Gate-Emitter-Spannung eine deutliche Verringerung der Durchlassverluste des
Leistungshalbleiterbauelements vorliegt (gegenüber niedrigeren Spannungswerten der Gate-Emitter-Spannung) .
Das Verfahren kann ein Verfahren zum Abschalten eines
Leistungshalbleiterbauelements eines Moduls eines modularen Multilevel-Stromrichters sein, wobei der modulare Multilevel-Stromrichter eine Vielzahl von Modulen aufweist, die eine elektrische Reihenschaltung bilden, die Module jeweils mindestens das Leistungshalbleiterbauelement, ein zweites Leistungshalbleiterbauelement und einen elektrischen
Energiespeicher aufweisen, wobei das
Leistungshalbleiterbauelement und das zweite
Leistungshalbleiterbauelement in einer Halbbrückenschaltung angeordnet sind, oder die Module jeweils mindestens das
Leistungshalbleiterbauelement, ein zweites
Leistungshalbleiterbauelement, ein drittes
Leistungshalbleiterbauelement, ein viertes
Leistungshalbleiterbauelement und einen elektrischen
Energiespeicher aufweisen, wobei das
Leistungshalbleiterbauelement, das zweite
Leistungshalbleiterbauelement, das dritte
Leistungshalbleiterbauelement und das vierte
Leistungshalbleiterbauelement in einer Vollbrückenschaltung angeordnet sind. Das Verfahren lässt sich also vorteilhaft bei einem modularen Multilevel-Stromrichter anwenden.
Das Verfahren kann auch so ausgestaltet sein, dass der erste Spannungswert ein positiver Spannungswert ist, der vierte Spannungswert ein negativer Spannungswert ist und der Betrag des ersten Spannungswerts größer ist als der Betrag des vierten Spannungswerts. Durch diese Asymmetrie (Betrag des ersten Spannungswerts ist größer als der Betrag des vierten
Spannungswerts) werden die beschriebenen vorteilhaften
Wirkungen, insbesondere die reduzierten Durchlassverluste des Leistungshalbleiterbauelements, erreicht .
Das Verfahren kann auch so ablaufen, dass das bipolare schaltbare Leistungshalbleiterbauelement ein Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode ist.
Offenbart wird weiterhin eine Ansteuerschaltung für ein bipolares schaltbares Leistungshalbleiterbauelement, die zum Ausgeben einer Gate-Emitter-Spannung für das
Leistungshalbleiterbauelement eingerichtet ist, wobei
- die Gate-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiterbauelements von einem ersten Spannungswert ausgehend in einem ersten Zeitabschnitt mit einer ersten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit bis zu einem zweiten
Spannungswert abfällt,
- danach in einem zweiten Zeitabschnitt die
Gate-Emitter-Spannung konstant bleibt oder bis zu einem dritten Spannungswert abfällt, wobei die Gate-Emitter-Spannung in dem zweiten Zeitabschnitt eine zweite mittlere
Spannungsänderungsgeschwindigkeit aufweist, und der Betrag der zweiten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit kleiner ist als der Betrag der ersten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit , und
- danach in einem dritten Zeitabschnitt die
Gate-Emitter-Spannung mit einer dritten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit bis zu einem vierten
Spannungswert abfällt, wobei der Betrag der dritten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit größer ist als der Betrag der zweiten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit.
Diese Ansteuerschaltung kann so ausgestaltet sein, dass der Betrag der zweiten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit mindestens um den Faktor 5 kleiner ist als der Betrag der ersten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit .
Die Ansteuerschaltung kann so ausgestaltet sein, dass der Betrag der zweiten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit mindestens um den Faktor 5 kleiner ist als der Betrag der dritten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit .
Die Ansteuerschaltung kann auch so ausgestaltet sein, dass die zweite mittlere Spannungsänderungsgeschwindigkeit zwischen 0 und -1 V/ps, insbesondere zwischen -0,01 und -1 V/ps, liegt. Die Ansteuerschaltung kann auch so ausgestaltet sein, dass der zweite Zeitabschnitt zwischen 1 und 20 ps, insbesondere zwischen 3 und 10 ps, lang ist.
Die Ansteuerschaltung kann so ausgestaltet sein, dass der erste Spannungswert der Gate-Emitter-Spannung des
Leistungshalbleiterbauelements im eingeschalteten Zustand entspricht .
Die Ansteuerschaltung kann auch so ausgestaltet sein, dass der erste Spannungswert zwischen 18 und 35 V beträgt.
Die Ansteuerschaltung kann so ausgestaltet sein, dass der erste Spannungswert ein positiver Spannungswert ist, der vierte Spannungswert ein negativer Spannungswert ist und der Betrag des ersten Spannungswerts größer ist als der Betrag des vierten Spannungswerts .
Die Ansteuerschaltung kann auch so ausgestaltet sein, dass der zweite Spannungswert kleiner 15 V und größer der Abschnürspannung (pinch-off-Spannung) des Leistungshalbleiterbauelements ist.
Die Ansteuerschaltung kann so ausgestaltet sein, dass das bipolare schaltbare Leistungshalbleiterbauelement ein
Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode ist.
Offenbart wird weiterhin eine Leistungshalbleitereinheit mit einem bipolaren schaltbaren Leistungshalbleiterbauelement, insbesondere mit einem Bipolartransistor mit isolierter
Gate-Elektrode, und mit einer Ansteuerschaltung nach einer der vorstehend beschriebenen Varianten.
Offenbart wird weiterhin ein Modul eines modularen
Multilevel-Stromrichters mit einer derartigen
Leistungshalbleitereinheit . Die Ansteuerschaltung, die Leistungshalbleitereinheit und das Modul des modularen Multilevel-Stromrichters weisen
gleichartige Vorteile auf, wie sie oben im Zusammenhang mit dem Verfahren beschrieben sind.
Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Gleiche Bezugszeichen verweisen dabei auf gleiche oder gleichwirkende Elemente. Dazu ist in
Figur 1 ein erstes Ausführungsbeispiel eines modularen
Multilevel-Stromrichters, in
Figur 2 ein zweites Ausführungsbeispiel eines modularen
Multilevel-Stromrichters, in
Figur 3 ein Ausführungsbeispiel eines Phasenmodulzweigs eines modularen Multilevel-Stromrichters, in
Figur 4 ein Ausschnitt aus dem Phasenmodulzweig der Figur 3, in
Figur 5 ein Ausführungsbeispiel eines Moduls eines modularen
Multilevel-Stromrichters, in
Figur 6 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Moduls eines modularen Multilevel-Stromrichters, in
Figur 7 ein Ausführungsbeispiel einer
Leistungshalbleitereinheit mit einem
Leistungshalbleiterbauelement und einer
Ansteuerschaltung, in
Figur 8 ein beispielhafter Verlauf des Abschaltens des
Leistungshalbleiterbauelements, und in
Figur 9 ein Detail eines weiteren Ausführungsbeispiels eines
Abschaltens des Leistungshalbleiterbauelements dargestellt .
In Figur 1 ist ein Ausführungsbeispiel eines modularen
Multilevel-Stromrichters 1 in Brückenschaltung dargestellt. Dieser modulare Multilevel-Stromrichter 1 weist einen ersten Wechselstromanschluss 4, einen zweiten Wechselstromanschluss 6 und einen dritten Wechselstromanschluss 8 auf. Der erste Wechselstromanschluss 4, der zweite Wechselstromanschluss 6 und der dritte Wechselstromanschluss 8 sind mit einem dreiphasigen Wechselstromnetz verbindbar.
Der erste Wechselstromanschluss 4 ist elektrisch mit einem ersten Phasenmodulzweig 12 und einem zweiten Phasenmodulzweig 14 verbunden. Der erste Phasenmodulzweig 12 und der zweite
Phasenmodulzweig 14 bilden ein erstes Phasenmodul 16 des Stromrichters 1. Das dem ersten Wechselstromanschluss 4 abgewandte Ende des ersten Phasenmodulzweigs 12 ist mit einem ersten Gleichspannungs-anschluss 18 elektrisch verbunden; das dem ersten Wechselstromanschluss 4 abgewandte Ende des zweiten Phasenmodulzweigs 14 ist mit einem zweiten
Gleichspannungsanschluss 20 elektrisch verbunden. Der erste Gleichspannungsanschluss 18 ist ein positiver
Gleichspannungs-anschluss; der zweite Gleichspannungsanschluss 20 ist ein negativer Gleichspannungsanschluss. Zwischen dem ersten Gleichspannungsanschluss 18 und dem zweiten
Gleichspannungsanschluss 20 liegt eine Gleichspannung Ud an.
Der zweite Wechselstromanschluss 6 ist mit einem Ende eines dritten Phasenmodulzweigs 22 und mit einem Ende eines vierten Phasenmodulzweigs 24 elektrisch verbunden. Der dritte
Phasenmodulzweig 22 und der vierte Phasenmodulzweig 24 bilden ein zweites Phasenmodul 26. Der dritte Wechselstromanschluss 8 ist mit einem Ende eines fünften Phasenmodulzweigs 28 und mit einem Ende eines sechsten Phasenmodulzweigs 30 elektrisch verbunden. Der fünfte Phasenmodulzweig 28 und der sechste Phasenmodulzweig 30 bilden ein drittes Phasenmodul 32. Das dem zweiten Wechselstromanschluss 6 abgewandte Ende des dritten Phasenmodulzweigs 22 und das dem dritten
Wechselstromanschluss 8 abgewandte Ende des fünften
Phasenmodulzweigs 2827 sind mit dem ersten
Gleichspannungsanschluss 18 elektrisch verbunden. Das dem zweiten Wechselstromanschluss 6 abgewandte Ende des vierten Phasenmodulzweigs 24 und das dem dritten Wechselstromanschluss 8 abgewandte Ende des sechsten Phasenmodulzweigs 30 sind mit dem zweiten Gleichspannungsanschluss 20 elektrisch verbunden. Der erste Phasenmodulzweig 12, der dritte Phasenmodulzweig 22 und der fünfte Phasenmodulzweig 28 bilden ein positivseitiges
Stromrichterteil 38; der zweite Phasenmodulzweig 14, der vierte Phasenmodulzweig 23 und der sechste Phasenmodulzweig 30 bilden ein negativseitiges Stromrichterteil 40.
Jeder Phasenmodulzweig weist eine Mehrzahl von Modulen, welche elektrisch in Reihe geschaltet sind, vergleiche auch Figur 3. Solche Module werden auch als Submodule bezeichnet. Im
Ausführungsbeispiel weist jeder Phasenmodulzweig n Module auf. Die Anzahl der mittels ihrer galvanischen Stromanschlüsse elektrisch in Reihe geschalteten Module kann sehr verschieden sein, mindestens sind zwei Module in Reihe geschaltet, es können aber auch beispielsweise 3, 50, 100 oder mehr Module elektrisch in Reihe geschaltet sein.
Von einer (nicht dargestellten) Steuereinrichtung des
Stromrichters 1 werden optische Nachrichten beziehungsweise optische Signale über eine optische Kommunikationsverbindung (zum Beispiel über einen Lichtwellenleiter) zu den einzelnen Modulen übertragen. Beispielsweise sendet die Steuereinrichtung an die einzelnen Module jeweils einen Sollwert zur Höhe der Ausgangsspannung, die das jeweilige Modul bereitstellen soll.
In Figur 2 ist ein Ausführungsbeispiel eines weiteren modularen Multilevel-Stromrichters 201 dargestellt. Dieser modulare Multilevel-Stromrichter 201 weist neben den drei Wechselstromanschlüssen 4, 6 und 8 lediglich die drei
Phasenmodulzweige 12, 22 und 28 auf. Die drei Phasenmodulzweige 12, 22 und 28 sind einer Dreieckschaltung geschaltet. Ein derartiger modularer Multilevel-Stromrichter kann
beispielsweise zur Blindleistungskompensation eingesetzt werden. Der erste Wechselstromanschluss 4, der zweite
Wechselstromanschluss 6 und der dritte Wechselstromanschluss 8 sind mit einem dreiphasigen Wechselstromnetz verbindbar.
In Figur 3 ist ein Ausführungsbeispiel eines Phasenmodulzweigs 301 dargestellt. Die in den Figuren 1 und 2 dargestellten Phasenmodulzweige können wie dieser Phasenmodulzweig 301 aufgebaut sein.
Der Phasenmodulzweig 301 weist Module 304_1, 304_2 ... 304_n auf. Diese n Module sind elektrisch in Reihe geschaltet. Mit den Modulen elektrisch in Reihe geschaltet ist eine
Koppelinduktivität 307 sowie eine Strommesseinrichtung 310. Mittels der Strommesseinrichtung 310 kann festgestellt werden, ob ein Kurzschluss aufgetreten ist und deshalb ein erhöhter Strom als Kurzschlussstrom durch den Phasenmodulzweig 301 fließt.
Der Phasenmodulzweig 301 weist einen ersten Anschluss 313 sowie einen zweiten Anschluss 316 auf. Der erste Anschluss 313 ist mit der Strommesseinrichtung 310 elektrisch verbunden; der zweite Anschluss 316 ist mit der Koppelinduktivität 307 elektrisch verbunden. Der erste Anschluss 313 und der zweite Anschluss 316 können auch als ein erster Wechselstromanschluss 313 und ein zweiter Wechselstromanschluss 316 bezeichnet werden, weil mithilfe der Module 304_1 bis 304_n zwischen diesen beiden Wechselspannungsanschlüssen 313, 316 eine Wechselspannung erzeugt werden kann.
In Figur 4 ist ein Ausschnitt aus dem Phasenmodulzweig 301 der Figur 3 dargestellt. Die in Figur 4 dargestellte Reihenschaltung 401 weist k Module 304_1 bis 304_k auf, wobei k kleiner als n ist. Die Reihenschaltung 401 weist genau diejenigen k Module des modularen Multilevel-Stromrichters auf, welche räumlich auf einer Ebene 403 eines Stromrichterturmes angeordnet sind. Ein Stromrichterturm weist in der Regel mehrere Ebenen (Etagen) auf, so dass auf einem Stromrichterturm in mehreren Ebenen eine Vielzahl von Modulen angeordnet ist.
In Figur 5 ist ein Ausführungsbeispiel eines Moduls 500 des modularen Multilevel-Stromrichters 1 dargestellt. Dabei kann es sich beispielsweise um das Modul 304_1 des Phasenmodulzweigs 301 (oder auch um eines der anderen in Figur 3 oder 4 dargestellten Module) handeln. Das Modul ist als ein Halbbrückenmodul 500 ausgestaltet. Das Modul 500 weist ein erstes ein- und
abschaltbares Leistungshalbleiterbauelement 502 mit einer ersten antiparallel geschalteten Diode 504 (erste Freilaufdiode 504) auf. Weiterhin weist das Modul 500 ein zweites ein- und abschaltbares Leistungshalbleiterbauelement 506 mit einer zweiten antiparallel geschalteten Diode 508 (zweite
Freilaufdiode 508) und einen elektrischen Energiespeicher 510 in Form eines elektrischen Kondensators 510 auf. Das erste
Leistungshalbleiterbauelement 502 und das zweite
Leistungshalbleiterbauelement 506 sind jeweils als ein
Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode ausgestaltet. Das erste Leistungshalbleiterbauelement 502 ist elektrisch in Reihe geschaltet mit dem zweiten Leistungshalbleiterbauelement 506. Am Verbindungspunkt zwischen den beiden
Leistungshalbleiterbauelementen 502 und 506 ist ein erster (galvanischer) Modulanschluss 512 angeordnet. An dem Anschluss des zweiten Leistungshalbleiterbauelement 506, welcher dem Verbindungspunkt gegenüberliegt, ist ein zweiter (galvanischer) Modulanschluss 515 angeordnet. Der zweite Modulanschluss 515 ist weiterhin mit einem ersten Anschluss des Energiespeichers 510 verbunden; ein zweiter Anschluss des Energiespeichers 510 ist elektrisch verbunden mit dem Anschluss des ersten
Leistungshalbleiterbauelements 502, der dem Verbindungspunkt gegenüberliegt . Der Energiespeicher 510 ist also elektrisch parallel geschaltet zu der Reihenschaltung aus dem ersten
Leistungshalbleiterbauelement 502 und dem zweiten
Leistungshalbleiterbauelement 506. Durch entsprechende
Ansteuerung des ersten Leistungshalbleiterbauelements 502 und des zweiten Leistungshalbleiterbauelements 506 kann erreicht werden, dass zwischen dem ersten Modulanschluss 512 und dem zweiten Modulanschluss 515 entweder die Spannung des
Energiespeichers 510 ausgegeben wird oder keine Spannung ausgegeben wird (d.h. eine Nullspannung ausgegeben wird) . Durch Zusammenwirken der Module der einzelnen Phasenmodulzweige kann so die jeweils gewünschte Ausgangsspannung des Stromrichters erzeugt werden.
In Figur 6 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Moduls 600 des modularen Multilevel-Stromrichters dargestellt. Bei diesem Modul 600 kann es sich beispielsweise um das Modul 304_n (oder auch um eines der anderen in Figur 3 oder 4 dargestellten Module) handeln. Neben den bereits aus Figur 5 bekannten ersten
Leistungshalbleiterbauelement 502, zweiten
Leistungshalbleiterbauelement 506, erster Freilaufdiode 504, zweiter Freilaufdiode 508 und Energiespeicher 510 weist das in Figur 6 dargestellte Modul 600 ein drittes
Leistungshalbleiterbauelement 602 mit einer antiparallel geschalteten dritten Freilaufiode 604 sowie ein viertes
Leistungshalbleiterbauelement 606 mit einer vierten
antiparallel geschalteten Freilaufdiode 608 auf. Das dritte Leistungshalbleiterbauelement 602 und das vierte
Leistungshalbleiterbauelement 606 sind jeweils als ein IGBT ausgestaltet. Im Unterschied zur Schaltung der Figur 5 ist der zweite Modulanschluss 615 nicht mit dem zweiten
Leistungshalbleiterbauelement 506 elektrisch verbunden, sondern mit einem Mittelpunkt einer elektrischen Reihenschaltung aus dem dritten Leistungshalbleiterbauelement 602 und dem vierten Leistungshalbleiterbauelernent 606. Das Modul der Figur 6 ist ein sogenanntes Vollbrücken-Modul 600. Dieses Vollbrücken-Modul 600 zeichnet sich dadurch aus, dass bei entsprechender Ansteuerung der vier
Leistungshalbleiterbauelemente zwischen dem ersten
Modulanschluss 512 und dem zweiten Modulanschluss 615 wahlweise entweder die positive Spannung des Energiespeichers 510, die negative Spannung des Energiespeichers 510 oder eine Spannung des Wertes Null (Nullspannung) ausgegeben werden kann. Somit kann also mittels des Vollbrücken-Moduls 600 die Polarität der Ausgangsspannung umgekehrt werden. Ein modularer
Multilevel-Stromrichter kann entweder nur Halbbrücken-Module 500, nur Vollbrücken-Module 600 oder auch Halbbrücken-Module 500 und Vollbrücken-Module 600 aufweisen.
In Figur 7 ist beispielhaft eine Leistungshalbleitereinheit 700 dargestellt, welche eine Ansteuerschaltung 701 und ein mit der Ansteuerschaltung elektrisch verbundenes bipolares schaltbares Leistungshalbleiterbauelement 703 aufweist. Dieses
abzuschaltende Leistungshalbleiterbauelement 703 kann
vorzugsweise eines der Leistungshalbleiterbauelemente eines Moduls eines modularen Multilevel-Stromrichters sein, wobei dieses Modul entweder in Halbbrückenschaltung (vgl. Figur 5) oder in Vollbrückenschaltung (vgl. Figur 6) ausgestaltet sein kann.
Im Ausführungsbeispiel handelt es sich bei dem bipolaren schaltbaren Leistungshalbleiterbauelement 703 um einen
Bipolartransistor 703 mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT, Insulated Gate Bipolar Transistor) . Dieser Transistor 703 weist einen Kollektoranschluss, einen Emitter-Anschluss sowie einen Gate-Anschluss auf. Der Emitter-Anschluss ist mittels einer Freilaufdiode 706 mit dem Kollektor-Anschluss verbunden, wobei die Anode der Freilaufdiode 706 mit dem Emitter-Anschluss und die Kathode der Freilaufdiode 706 mit dem Kollektor-Anschluss elektrisch verbunden ist. Der Emitter-Anschluss ist mit
Erdpotential 709 verbunden. Der Gate-Anschluss des
Leistungshalbleiterbauelements 703 ist mit einem Ausgang 712 der Ansteuerschaltung 701 verbunden. An diesem Ausgang 712 der Ansteuerschaltung 701 können (beim Ausführungsbeispiel)
Spannungen zwischen -15 V und + 35 V ausgegeben werden. Somit kann das bipolare schaltbare Leistungshalbleiterbauelement 703 mit nahezu beliebigen Gate-Emitter-Spannungsverläufen zwischen -15 V und +35 V beaufschlagt werden . In anderen Ausführungsbeispielen kann das bipolare schaltbare Leistungshalbleiterbauelement 703 auch anders realisiert sein, beispielsweise als ein
Feldeffekttransistor.
Über einen ersten Anschluss 715 wird die Ansteuerschaltung 701 mit einer positiven Spannung (im Ausführungsbeispiel +15 V) versorgt; über einen zweiten Anschluss 718 wird die
Ansteuerschaltung 701 mit einer negativen Spannung (im
Ausführungsbeispiel -15 V) versorgt. Über einen dritten
Anschluss 721 wird die Ansteuerschaltung 701 mit einer variablen Spannung (variable Versorgungsspannung, im Ausführungsbeispiel variabel zwischen +15 V und +35 V) versorgt. Über einen vierten Anschluss 725 wird die Ansteuerschaltung 701 mit einer weiteren Spannung versorgt, welche im Ausführungsbeispiel als
Clamp-Spannung (Vclamp) bezeichnet wird. Der erste Anschluss 715, der zweite Anschluss 718 und der dritte Anschluss 721 sind jeweils schaltbar über einen ohmschen Widerstand RGonl, RGon2, RGoffl, RGoff , SC beziehungsweise RGoff , soft mit dem Ausgang 712 der Ansteuerschaltung verbunden. Dabei kann jeder der Anschlüsse 715, 718 und 721 mittels mindestens eines elektronischen Schalters Sonl, Son2, Soffl, Soff , SC beziehungsweise Soff , soft mit dem Ausgang 712 verbunden oder von dem Ausgang 712 getrennt werden. Der vierte Anschluss 725 ist schaltbar über eine Diode Delamp mit dem Ausgang 712 der AnsteuerSchaltung verbunden . Dabei kann der vierte Anschluss 725 mittels eines elektronischen Schalters Sclamp mit dem Ausgang 712 verbunden oder von dem Ausgang 712 getrennt werden. Die elektronischen Schalter der Ansteuerschaltung 701 weisen jeweils einen Feldeffekttransistor auf. Zusätzlich ist in dem Verbindungszweig zwischen dem ersten Anschluss 715 und dem Ausgang 712 eine Dioden Dl geschaltet. Die zwei Zweige mit den elektronischen Schaltern Sonl und Son2 werden im Wesentlichen beim Einschalten des Leistungshalbleiterbauelements benötigt. Mittels der an dem dritten Anschluss 721 anliegenden variablen Versorgungsspannung wird erreicht, dass die Gate-Emitter-Spannung des
Leistungshalbleiterbauelements 703 im stationären
eingeschalteten Zustand den ersten Spannungswert VI > 18 V annimmt .
Die Zweige mit den elektronischen Schaltern Soffl, Soff, SC, Soff, soft und Sclamp werden beim Ausschaltvorgang des
Leistungshalbleiterbauelements benötigt .
Weiter unten ist dargestellt, wie durch Öffnen und Schließen der Schalter Soffl, Soff, SC, Soff, soft und Sclamp am Ausgang 712 der Ansteuerschaltung die gewünschte Gate-Spannung für das bipolare schaltbare Leistungshalbleiterbauelement 703 erzeugt und somit die gewünschte Gate-Emitter-Spannung für das
Leistungshalbleiterbauelement 703 bereitgestellt werden kann.
Die Ansteuerschaltung 701 weist also einen Gate-Treiber mit einer mehrstufigen Endstufe auf. Durch diese Ansteuerschaltung wird der Gate-Anschluss des Leistungshalbleiterbauelements mit unterschiedlichen Spannungsniveaus verbunden. Das Ein- und Ausschalten der einzelnen Schalter Sonl , Son2 und Soff1 , Soff, SC, Soff, soft und Sclamp kann zeitgesteuert oder eventgesteuert erfolgen. Selbstverständlich sind auch andere Ausführungen denkbar, um den gewünschten Verlauf der Gate-Emitter-Spannung zu erzeugen. Beispielsweise kann die an dem Gate-Anschluss anliegende Gate-Spannung mittels einer Pulsweitenmodulation oder einer programmierbaren Spannungsquelle erzeugt werden. Weiterhin ist die Erzeugung eines derartigen
Gate-Emitter-Spannungsverlaufes durch Ladung oder Entladung von RC-Gliedern denkbar. Die Module 500 und 600 des modularen Multilevelstromrichters können Ansteuerschaltungen 701 aufweisen, die jeweils den Leistungshalbleiterbauelementen der Module zugeordnet sind. Die Module können also
Leistungshalbleitereinheiten 700 aufweisen. In Figur 8 ist ein beispielhafter Ablauf des Verfahrens zum Abschalten des bipolaren schaltbaren
Leistungshalbleiterbauelements 703 dargestellt. Dabei ist im oberen Teil des Diagramms der zeitliche Verlauf der
Gate-Emitter-Spannung VGE dargestellt, während im unteren Teil des Diagramms der zeitliche Verlauf des Ein- beziehungsweise Ausschaltens der elektronischen Schalter Soffl, Soff, soft, Sclamp und Soff, SC mittels Logiksignalen dargestellt ist. Das Ein- und Ausschalten dieser elektronischen Schalter führt in Verbindung mit den an die Ansteuerschaltung angelegten
Versorgungsspannungen zu dem dargestellten Verlauf der
Gate-Emitter Spannung VGE.
Zum Zeitpunkt t=tl werden die elektronischen Schalter in ihre Ausgangsstellung gebracht. Im Ausgangszustand (t=t2) weist die Gate-Emitter-Spannung VGE einen ersten Spannungswert VI auf. Der erste Spannungswert VI entspricht der Gate-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiterbauelements 703 im eingeschalteten Zustand. Der erste Spannungswert VI kann zwischen 18 und 35 V betragen; im Ausführungsbeispiel beträgt der erste Spannungswert 20 V (Vl=20 V) . Der erste Spannungswert VI ist der positive maximale Spannungswert der Gate-Emitter-Spannung. Die Schalter Soffl, Soff, soft, Sclamp und Soff, SC sind ausgeschaltet
(Ausgangsstellung) . Die übrigen Schalter Sonl und Son2 werden im Folgenden nicht berücksichtigt, diese werden für das Einschalten des Leistungshalbleiterbauelements benötigt.
Zum Zeitpunkt t=t3 wird von einer nicht dargestellten
Kurzschlusserkennungseinrichtung (beispielsweise aufgrund einer Messung oder Schätzung des elektrischen Stroms, der durch den Phasenmodulzweig 301 und damit auch durch das
Leistungshalbleiterbauelement 703 fließt) das Vorliegen eines Kurzschlusses festgestellt. Diese
Kurzschlusserkennungseinrichtung erzeugt daraufhin ein das Leistungshalbleiterbauelement 703 betreffendes Abschaltsignal A und gibt dieses Abschaltsignal A aus. Eine Erkennung eines Kurzschlusses mittels einer Schätzung von Stromwerten ist beispielsweise aus der europäischen Patentanmeldung EP 2 882 103 Al „Method and apparatus for short Circuit protection of power semiconductor switch" bekannt. Aufgrund des Abschaltsignals A wird das Leistungshalbleiterbauelement 703 abgeschaltet. Dazu werden zunächst die Schalter Sclamp und Soff, SC eingeschaltet. Dadurch beginnt die
Gate-Emitter-Spannung VGE zu fallen.
In einem ersten Zeitabschnitt (t3-t4) wird die
Gate-Emitter-Spannung VGE mit einer ersten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit dVGE_l/dt von dem ersten Spannungswert VI bis zu einem zweiten Spannungswert V2 verringert. Der zweite Spannungswert V2 ist kleiner als 15 V (also kleiner als die herkömmliche Ansteuerspannung eines IGBTs) . Gleichzeitig ist der zweite Spannungswert V2 größer als die sogenannte Abschnürspannung (pinch-off-Spannung) Vth des IGBTs. Durch das Einschalten des elektronischen Schalter Soff, SC wird der Ausgang 712 der Ansteuerschaltung 701 über den Vorwiderstand RGoff, SC mit der negativen Spannungsquelle (im
Ausführungsbeispiel -15 V) verbunden. Dadurch wird die
Gate-Emitter-Spannung VGE während des ersten Zeitabschnitts relativ schnell verringert bzw. abgesenkt. Die erste mittlere Spannungsänderungsgeschwindigkeit dVGE_l/dt ist also
vergleichsweise groß. Dies ist auch gut in der grafischen Darstellung der Figur 8 zu erkennen. Zum Zeitpunkt t=t4 (also am Ende des ersten Zeitabschnitts) hat die Gate-Emitter-Spannung den zweiten Spannungswert V2 erreicht. Daraufhin wird der elektronische Schalter Soff, SC ausgeschaltet. Dadurch bleibt die Gate-Emitter-Spannung während eines darauffolgenden zweiten Zeitabschnitts (t4-t5) nahezu konstant; die
Gate-Emitter-Spannung V3 am Ende des zweiten Zeitabschnitts zum Zeitpunkt t=t5 entspricht ungefähr der Gate-Emitter-Spannung V2 am Anfang des zweiten Zeitabschnitts zum Zeitpunkt t=t4. Während dieses zweiten Zeitabschnitts findet eine schnelle Entsättigung des Leistungshalbleiterbauelements statt. Der zweite
Zeitabschnitt (t4-t5) stellt also einen Warte-Zeitabschnitt dar . Während des zweiten Zeitabschnitts (t4-t5) wird also gewartet, bis das Leistungshalbleiterbauelement entsättigt ist.
Entsprechend lang wird dieser zweite Zeitabschnitt gewählt. Zum Zeitpunkt t=t5 ist das Leistungshalbleiterbauelement
entsättigt. Daraufhin wird zum Zeitpunkt t=t5 (Ende des zweiten Zeitabschnitts) der elektronische Schalter Soffl eingeschaltet. Dadurch wird in einem dritten Zeitabschnitt (t5-t6) die
Gate-Emitter-Spannung mit einer dritten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit dVGE_3/dt von dem dritten Spannungswert V3 bis zu einem vierten Spannungswert V4 verringert. Der vierte Spannungswert V4 entspricht im
Ausführungsbeispiel der maximalen negativen
Gate-Emitter-Spannung, diese beträgt -15 V. Während des dritten Zeitabschnitts t5-t6 findet ein sanftes Ausschalten des
Leistungshalbleiterbauelements statt; unter „sanft" wird hier ein langsames Ausschalten verstanden, bei dem nur geringe Überspannungen am Leistungshalbleiterbauelement auftreten. Zum Zeitpunkt t=t5 erfolgt ein sanfter Übergang zwischen dem Wartezeit-Abschnitt (t4-t5) und der langsamen Abschaltung des Leistungshalbleiterbauelements im dritten Zeitabschnitt
(t5-t6) . So wird der Zeitpunkt der Entsättigung des
Leistungshalbleiterbauelements (t5) gleichzeitig der Beginn eines sehr sanften Ausschaltens . Zum Zeitpunkt t=t6 (also am Ende des dritten Zeitabschnitts) ist der Abschaltvorgang beendet; das Leistungshalbleiterbauelement ist abgeschaltet. (Optional können zum Zeitpunkt t=t5 auch die beiden elektronischen Schalter Soffl und Soff, soft gleichzeitig eingeschaltet werden; dann ist ein schnelleres Abschalten möglich.)
Im Ausführungsbeispiel der Figur 8 gilt: der Betrag der zweiten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit dVGE_2/dt ist kleiner als der Betrag der dritten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit dVGE_3/dt und der Betrag der dritten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit ist kleiner als der Betrag der ersten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit dVGE_l /dt :
und
Weiterhin gilt im Ausführungsbeispiel:
| dVGE_2 /dt | < |dVGE_3/dt| < |dVGE_l/dt|.
Es ist in Figur 8 zu erkennen, dass der Betrag der zweiten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit dVGE_2/dt
mindestens um den Faktor 5 kleiner ist als der Betrag der ersten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit dVGE_l/dt und als der Betrag der dritten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit dVGE_3/dt .
Die zweite mittlere Spannungsänderungsgeschwindigkeit dVGE_2/dt kann zwischen 0 und -1 V pro ys liegen, insbesondere auch zwischen -0,01 und -1 V pro ys . Dabei kann der zweite Abschnitte (t4-t5) zwischen 1 und 20 ySekunden lang sein, insbesondere auch zwischen 3 und 10 ySekunden.
Der erste Spannungswert VI ist ein positiver Spannungswert, der vierte Spannungswert V4 ist ein negativer Spannungswert und der Betrag des ersten Spannungswerts | VI | ist größer als der Betrag des vierten Spannungswerts |V4| . Im Ausführungsbeispiel ist der Betrag des ersten Spannungswerts 20 V und der Betrag des vierten Spannungswerts 15 V. Je größer der Betrag des ersten
Spannungswerts ist, desto besser sind die genannten
vorteilhaften Eigenschaften des eingeschalteten
Leistungshalbleiterbauelements, insbesondere die minimierten Durchlassverluste .
In dem Ausführungsbeispiel der Figur 8 wird im zweiten
Zeitabschnitt (t4-t5) die Gate-Emitter-Spannung nahezu konstant gehalten. Die zweite mittlere Spannungsänderungsgeschwindigkeit dVGE_2/dt beträgt ungefähr Null. In Figur 9 wird ein
Ausführungsbeispiel für ein Verfahren gezeigt, bei dem die Gate-Emitter-Spannung im zweiten Zeitabschnitt (t4-t5) langsam verringert wird.
In Figur 9 ist ein Ausführungsbeispiel für ein Verfahren zum Abschalten eines Leistungshalbleiterbauelements dargestellt, bei dem die Gate-Emitter-Spannung während des zweiten
Zeitabschnitts (t4-t5) langsam von dem zweiten Spannungswert V2 auf einen dritten Spannungswert V3 verringert wird mit einer zweiten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit dVGE_2/dt. Im Ausführungsbeispiel ist diese Verringerung nahezu linear, die zweite mittlere Spannungsänderungsgeschwindigkeit weist einen relativ geringen konstanten Wert auf. Diese langsame Veränderung der Gate-Emitter-Spannung VGE kann mittels der Ansteuerschaltung 701 beispielsweise dadurch erzielt werden, dass die Spannung Vclamp während des zweiten Zeitabschnitts langsam linear verringert wird. Die Gate-Emitter-Spannung VGE braucht also während des zweiten Zeitabschnitts (t4-t5) nicht konstant zu sein. Es ist auch möglich, dass die Gate-Emitter-Spannung während des zweiten Zeitabschnitts vergleichsweise weniger verringert wird als während des ersten Zeitabschnitts oder als während des dritten Zeitabschnitts. Der Betrag der zweiten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit dVGE_2/dt ist also kleiner ist als der Betrag der ersten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit dVGE_l/dt und als der Betrag der dritten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit dVGE_3/dt. Auch so wird eine schnelle Entsättigung des
Leistungshalbleiterbauelements erreicht .
Es wurde ein Verfahren zum Abschalten eines bipolaren schaltbaren Leistungshalbleiterbauelements sowie eine zugehörige
Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterbauelement beschrieben. Damit können insbesondere stromrichterinterne Fehler (Kurzschlüsse) in modularen Multilevel-Stromrichtern sicher abgeschaltet werden, auch wenn die
Leistungshalbleiterbauelemente dieser modularen
Multilevel-Stromrichter mit einer erhöhten
Gate-Emitter-Spannung (VGE > 18 V) betrieben werden. Wenn ein solcher modularer Multilevel-Stromrichter nämlich einen internen Fehler hat (zum Beispiel einen Überschlag über die Module einer Ebene eines Stromrichterturms,
„Etagenüberschlag") , dann tritt für mehrere in der
Kurzschlussschleife vorhandene Module ein sogenannter „failure under load" (Kurzschluss Typ 2) auf. Eine nicht rechtzeitige Abschaltung eines solchen Fehlers könnte hohe Folgeschäden verursachen, zum Beispiel könnten die sich in der
Kurzschlussschleife befindlichen Module zerstört werden. Dieser Fehler kann mittels des beschriebenen Verfahrens und der beschriebenen Ansteuerschaltung abgeschaltet werden, so dass eine Gefährdung der Leistungshalbleiterbauelemente verringert wird. Die eigentliche Erkennung des Kurzschlusses als solche erfolgt mit etablierten und bekannten Methoden, wie
beispielsweise anhand einer Messung des durch die Module fließenden Stromes oder anhand einer Schätzung dieses Stromes.
Bei dem beschriebenen Verfahren erfolgt unmittelbar auf das Abschaltsignal hin eine schnelle Verringerung der
Gate-Emitter-Spannung . Dabei wird die Gate-Emitter-Spannung mit einer vorgegebenen ersten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit dVGE_l/dt schnell bis zu dem zweiten Spannungswert V2 reduziert. Die Größe der mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeiten lässt sich bei der
Ansteuerschaltung gemäß Figur 7 durch die Größe der Widerstände RGoff, SC, RGoff, soft und RGoffl einstellen. Über die Wahl der Spannungsänderungsgeschwindigkeiten ist ein kontrollierter Einfluss auf die Entsättigung des
Leistungshalbleiterbauelements 703 möglich.
Vorteilhaft ist insbesondere die Verringerung der
Gate-Emitter-Spannung auf das Abschaltsignal A hin mittels mehrerer verschiedener Spannungsänderungsgeschwindigkeiten (Steigungen) . Dadurch wird eine schnelle Entsättigung des Leistungshalbleiterbauelements sichergestellt und daher der Spitzenwert des Kurzschlussstromes reduziert. Jede der drei Spannungsänderungsgeschwindigkeiten kann individuell
eingestellt mittels der Widerstände der Ansteuerschaltung 701 und/oder der Versorgungsspannungen. Dadurch kann zum einen eine schnelle und sichere Abschaltung des Kurzschlussstromes erreicht werden, gleichzeitig aber auch ein sanfter Übergang zwischen dem Wartezeitabschnitt (t4-t5) und dem dritten Zeitabschnitt (t5-t6) des sanften endgültigen Abschaltens des
Leistungshalbleiterbauelements .
Die drei verschiedenen Spannungsänderungsgeschwindigkeiten, die jeweils einzeln eingestellt werden können, ermöglichen eine gute Steuerbarkeit des Abschaltverfahrens und insbesondere einen nahezu fließenden Übergang zwischen der Entsättigung des Leistungshalbleiterbauelements und dem darauf folgenden endgültigen Abschalten des Leistungshalbleiterbauelements.
Es wurde ein Verfahren und eine Ansteuerschaltung beschrieben, mit denen ein Leistungshalbleiterbauelement auch dann sicher abgeschaltet werden kann, wenn dieses mit einer hohen
Gate-Emitter-Spannung über 18 V betrieben wird und ein
Kurzschluss auftritt.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Abschalten eines bipolaren schaltbaren
Leistungshalbleiterbauelements (703), bei dem
- auf ein Abschaltsignal hin die Gate-Emitter-Spannung (VGE) des Leistungshalbleiterbauelements (703) von einem ersten
Spannungswert (VI) ausgehend in einem ersten Zeitabschnitt (t3-t4) mit einer ersten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_l/dt) bis zu einem zweiten Spannungswert (V2) verringert wird,
- danach in einem zweiten Zeitabschnitt (t4-t5) die
Gate-Emitter-Spannung (VGE) konstant gehalten oder bis zu einem dritten Spannungswert (V3) verringert wird, wobei die
Gate-Emitter-Spannung in dem zweiten Zeitabschnitt eine zweite mittlere Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_2/dt) aufweist, und der Betrag der zweiten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_2/dt) kleiner ist als der Betrag der ersten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_l/dt), und
- danach in einem dritten Zeitabschnitt (t5-t6) die
Gate-Emitter-Spannung mit einer dritten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_3/dt) bis zu einem vierten Spannungswert (V4) verringert wird, wobei der Betrag der dritten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit
(dVGE_3/dt) größer ist als der Betrag der zweiten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_2/dt) .
2. Verfahren nach Anspruch 1,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
- der erste Spannungswert (VI) größer als oder gleich 18 V ist.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
- der zweite Spannungswert (V2) kleiner 15 V und größer der Abschnürspannung des Leistungshalbleiterbauelements (703) ist.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
- der Betrag der zweiten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_2/dt) mindestens um den Faktor 5 kleiner ist als der Betrag der ersten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_l/dt) .
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
- der Betrag der zweiten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_2/dt) mindestens um den Faktor 5 kleiner ist als der Betrag der dritten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_3/dt) .
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
- die zweite mittlere Spannungsänderungsgeschwindigkeit
(dVGE_2/dt) zwischen 0 und -1 V/ps, insbesondere zwischen -0,01 und -1 V/ps, liegt.
7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
- der zweite Zeitabschnitt (t4-t5) zwischen 1 und 20 ps, insbesondere zwischen 3 und 10 ps, lang ist.
8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
- der erste Spannungswert (VI) der Gate-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiterbauelements (703) im eingeschalteten Zustand entspricht .
9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
- der erste Spannungswert (V3) zwischen 18 V und 35 V beträgt.
10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass - das Verfahren ein Verfahren zum Abschalten eines
Leistungshalbleiterbauelements (502) eines Moduls (500) eines modularen Multilevel-Stromrichters (1) ist, wobei der modulare Multilevel-Stromrichter eine Vielzahl von Modulen (500) aufweist, die eine elektrische Reihenschaltung bilden, die Module (500) jeweils mindestens das
Leistungshalbleiterbauelement (502), ein zweites
Leistungshalbleiterbauelement (506) und einen elektrischen Energiespeicher (510) aufweisen, wobei das
Leistungshalbleiterbauelement (502) und das zweite
Leistungshalbleiterbauelement (506) in einer
Halbbrückenschaltung angeordnet sind, oder die Module (600) jeweils mindestens das Leistungshalbleiterbauelement (502), ein zweites Leistungshalbleiterbauelement (506) , ein drittes
Leistungshalbleiterbauelement (602), ein viertes
Leistungshalbleiterbauelement (606) und einen elektrischen Energiespeicher (510) aufweisen, wobei das
Leistungshalbleiterbauelement (502), das zweite
Leistungshalbleiterbauelement (504), das dritte
Leistungshalbleiterbauelement (602) und das vierte
Leistungshalbleiterbauelement (606) in einer
Vollbrückenschaltung angeordnet sind.
11. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
- der erste Spannungswert ein positiver Spannungswert (VI) ist, der vierte Spannungswert ein negativer Spannungswert (V4) ist und der Betrag des ersten Spannungswerts (VI) größer ist als der Betrag des vierten Spannungswerts (V4) .
12. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
- das bipolare schaltbare Leistungshalbleiterbauelement ein Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode (703) ist.
13. Ansteuerschaltung (701) für ein bipolares schaltbares Leistungshalbleiterbauelement (703), die zum Ausgeben einer Gate-Emitter-Spannung für das Leistungshalbleiterbauelement (703) eingerichtet ist, wobei
- die Gate-Emitter-Spannung (VGE) des
Leistungshalbleiterbauelements (703) von einem ersten
Spannungswert (VI) ausgehend in einem ersten Zeitabschnitt (t3-t4) mit einer ersten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_l/dt) bis zu einem zweiten Spannungswert (V2) abfällt,
- danach in einem zweiten Zeitabschnitt (t4-t5) die
Gate-Emitter-Spannung (VGE) konstant bleibt oder bis zu einem dritten Spannungswert (V3) abfällt, wobei die
Gate-Emitter-Spannung in dem zweiten Zeitabschnitt eine zweite mittlere Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_2/dt) aufweist, und der Betrag der zweiten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_2/dt) kleiner ist als der Betrag der ersten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_l/dt), und
- danach in einem dritten Zeitabschnitt (t5-t6) die
Gate-Emitter-Spannung mit einer dritten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_3/dt) bis zu einem vierten Spannungswert (V4) abfällt, wobei der Betrag der dritten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_3/dt) größer ist als der Betrag der zweiten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_2/dt) .
14. Ansteuerschaltung nach Anspruch 13,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
- der Betrag der zweiten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_2/dt) mindestens um den Faktor 5 kleiner ist als der Betrag der ersten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_l/dt) .
15. Ansteuerschaltung nach Anspruch 13 oder 14,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
- der Betrag der zweiten mittleren
Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_2/dt) mindestens um den Faktor 5 kleiner ist als der Betrag der dritten mittleren Spannungsänderungsgeschwindigkeit (dVGE_3/dt) .
16. Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 13 bis 15, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
- die zweite mittlere Spannungsänderungsgeschwindigkeit
(dVGE_2/dt) zwischen 0 und -1 V/ps, insbesondere zwischen -0,01 und -1 V/ps, liegt.
17. Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 13 bis 16, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
- der zweite Zeitabschnitt (t4-t5) zwischen 1 und 20 ps, insbesondere zwischen 3 und 10 ps, lang ist.
18. Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 13 bis 17, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
- der erste Spannungswert (VI) der Gate-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiterbauelements (703) im eingeschalteten Zustand entspricht .
19. Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 13 bis 18, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
- der erste Spannungswert (VI) zwischen 18 V und 35 V beträgt.
20. Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 13 bis 19, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
- der erste Spannungswert ein positiver Spannungswert (VI) ist, der vierte Spannungswert ein negativer Spannungswert (V4) ist und der Betrag des ersten Spannungswerts (VI) größer ist als der Betrag des vierten Spannungswerts (V4) .
21. Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 13 bis 20, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
- der zweite Spannungswert (V2) kleiner 15 V und größer der Abschnürspannung des Leistungshalbleiterbauelements (703) ist.
22. Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 13 bis 21, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
- das bipolare schaltbare Leistungshalbleiterbauelement ein Bipolartransistor (703) mit isolierter Gate-Elektrode ist.
23. Leistungshalbleitereinheit (700) mit einem bipolaren schaltbaren Leistungshalbleiterbauelement (703), insbesondere mit einem Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode, und mit einer Ansteuerschaltung (701) nach einem der Ansprüche 13 bis 22.
24. Modul (500, 600) eines modularen Multilevel-Stromrichters (1) mit einer Leistungshalbleitereinheit (700) nach Anspruch 23.
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