EP3289828A1 - Schaltungsanordnung und verfahren zur verringerung der lichtmodulation von mindestens einer an einer spannung betriebenen lichtquelle - Google Patents

Schaltungsanordnung und verfahren zur verringerung der lichtmodulation von mindestens einer an einer spannung betriebenen lichtquelle

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EP3289828A1
EP3289828A1 EP16711272.1A EP16711272A EP3289828A1 EP 3289828 A1 EP3289828 A1 EP 3289828A1 EP 16711272 A EP16711272 A EP 16711272A EP 3289828 A1 EP3289828 A1 EP 3289828A1
Authority
EP
European Patent Office
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light source
current
circuit arrangement
value
transistor
Prior art date
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Ceased
Application number
EP16711272.1A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Andreas Seider
Felix Franck
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Osram GmbH
Original Assignee
Osram GmbH
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Filing date
Publication date
Application filed by Osram GmbH filed Critical Osram GmbH
Publication of EP3289828A1 publication Critical patent/EP3289828A1/de
Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/395—Linear regulators
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
    • Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement and a method for reducing the light modulation of at least one operated at a voltage light source.
  • the invention relates to a circuit arrangement according to the preamble of the main claim.
  • converter or operating devices for light sources such as LEDs are increasingly designed so that they no longer completely smooth the changing pulsating DC voltage, which arises from the mains voltage after rectification, since this large storage such as electrolytic capacitors necessary which are expensive, bulky and unreliable in use. Rather, it is transferred to provide smaller energy ⁇ memory, which are cost effective or reliable executable.
  • more and more is being adopted to provide several smaller instead of a single concentrated converter, which are then also assigned to only one part of the light sources.
  • this results in the problem that the current is modulated by the Lichtquel ⁇ len with twice or multiple mains frequency, resulting in light emitting diodes as light sources to an unwanted light modulation.
  • the object is achieved with respect to the device according to the invention with a circuit arrangement for Verringe ⁇ tion of the light modulation of at least one operated at a voltage light source having a Lichtmodu ⁇ lation causing alternating component, wherein the circuit arrangement is serially switchable to the at least one light source and is set up, a current ⁇ value of the current through the at least one light source wherein it has a current control device which regulates the current through the at least one light source, wherein the instantaneous value of the measured current through the at least one light source is used as the actual value for the Stromreg gel worn and wherein an average value of the instantaneous value of the measured current through the at least a light source is used as the setpoint for the flow control device.
  • the circuit arrangement according to the invention is particularly advantageously active only in the case of correspondingly large and rapid current changes, while at constant current it has a very low impedance and thus hardly consumes energy.
  • Another advantage is the adaptability of the circuit arrangement according to the invention: Since it reacts only to changes in current, it can be used for any applications with a wide range of average and average currents in an unchanged circuit structure, in a particularly advantageous embodiment even with identical component values.
  • the design is relevant only for the measure of the current change, not for the absolute magnitude of the current. This is applied in the dimensioning of the circuit, which is to be regarded as a "large” or "fast ⁇ le” current change. This depends on the respective application. When using a mains voltage, this current change will therefore be in the ms range, whereas it is more in the ys range in an application, for example on an electronic transformer and thus will be much faster.
  • the circuit arrangement according to the invention is particularly advantageously active only in the case of correspondingly large and rapid current changes, while at constant
  • Circuit arrangement an averaging device (17). So she can easily and elegantly average advantageous even from the instantaneous value of the current determ ⁇ men, and the average value does not have to be entered in the circuit ⁇ arrangement from the outside.
  • the dung means Mittelwertbil- is a low-pass, and the average value of the ge ⁇ measured current through the at least one light source is formed by the low pass. This measure ensures a very simple, inexpensive and precise analogue averaging value.
  • the flow control device further preferably comprises:
  • the output of the operational amplifier is coupled to the control electrode of the transistor ⁇
  • the mean value of the instantaneous value of the measured current through the at least one light source is input to the negative input of the operational amplifier
  • the path between the working electrode and the reference electrode of the transistor is connected in series with the at least one light source.
  • the Heidelbergungsanord- voltage is arranged to measure the instantaneous value of the current through the at least one light source by means of a Strommesseinrich ⁇ tung, which is connected in series with the at least one light ⁇ source and to the distance between working electrode and reference electrode of the transistor.
  • the current measuring device is an ohmic resistance
  • the current can be measured by the light sources advantageously a particularly simple and cost-effective manner from the lining ⁇ processing arrangement itself.
  • the circuit arrangement is a two-terminal, which can be connected in series at any point in the circuit of the at least one light source.
  • This measure provides a particularly advantageous mush ⁇ tes application for the invention Druckungsan ⁇ properly secure.
  • the circuit arrangement has an integrated auxiliary voltage supply. With this measure, the circuit arrangement is even more universal, since it generates the internally required voltages themselves.
  • the circuit arrangement consists solely of the advantageous two-terminal, which is particularly versatile.
  • the auxiliary voltage supply comprises a half-wave rectifier.
  • This solution is particularly simple and inexpensive, since only one diode and one capacitor are necessary for this.
  • the at least one Lichtquel ⁇ le is an LED. LEDs are particularly efficient and an indispensable part of the lighting industry.
  • the at least one light source is an OLED.
  • Organic light-emitting diodes will play an increasingly important role in lighting in the future, and the circuit arrangement according to the invention is advantageously also suitable for this light source type.
  • the solution of the object with respect to the method is carried out according to the invention with a method for reducing the light modulation of at least one operated at a voltage light source, which voltage has an alternating component, wherein serially to the at least one light ⁇ source a current control circuit is provided, the actual value of the instantaneous value of the current is derived by the at least one light source, and their setpoint from an average of the instantaneous value of the current through the at least one light source is derived.
  • a current control circuit is provided, the actual value of the instantaneous value of the current is derived by the at least one light source, and their setpoint from an average of the instantaneous value of the current through the at least one light source is derived.
  • Fig.l is a schematic block diagram of the inventive ⁇ circuit arrangement for reducing the
  • FIG. 2 shows a first embodiment of the circuit arrangement for reducing the light modulation of at least one light source with a PNP
  • Transistor as variable impedance 3 shows a second embodiment of the circuit arrangement for reducing the light modulation of at least one light source with an NPN transistor as variable impedance
  • FIG. 4 shows the current through the at least one light source without the circuit for reducing the light modulation of at least one voltage operated light source
  • Fig. 5 shows the current through the at least one light source with the circuit arrangement for reducing the
  • Fig. 6 shows a third embodiment which is similar to
  • FIG. 3 Arrangement of FIG. 3 is, however, with interchangeable component arrangement in series with the light source
  • FIG. 8 shows the circuit from FIG. 7 with saturation prevention , even with transistors connected in parallel
  • FIG. 9 shows the circuit from FIG. 8 with half-wave rectifier
  • FIG. 10 shows the reciprocal circuit of FIG. 9 with pnp instead of npn transistor as a fifth embodiment.
  • Fig.l shows a schematic block diagram of the circuit arrangement OF INVENTION ⁇ to the invention 1 in a typical application to a chain of series-connected LEDs 5 that are operated at an alternating supply voltage UN.
  • the network AC voltage UN is input to a full-wave rectifier 3 and converted into a pulsating DC voltage.
  • This is applied to a chain 55 of serially connected LEDs 5.
  • a converter 7 is connected, which operates the LEDs with the appropriate current.
  • a part of the serially connected LEDs is bridged depending on the current voltage in order to be able to emit light in the network zero crossing.
  • the storage capacity of the converter is selected so that a predetermined light modulation in Netznull ⁇ passage is not exceeded, since the voltage at the storage capacitor drops so far that the current decreases in the LED chain 55.
  • the temporal change in brightness of the at least one light source 5, in this case the at least one LED 5, is referred to as light modulation.
  • the change in the light brightness emitted by the at least one LED 5 is due to the change in the current through the at least one LED 5.
  • Straight LEDs have, in contrast to classic incandescent lamps a very low inertia in the implementation of the input electric power in light and are therefore very critical regarding light modulation (see also
  • the circuit arrangement 1 is connected in series with the LED chain 55 from the LEDs 5 and to the operating device 7.
  • the circuit arrangement 1 has two connections and is thus a two-pole.
  • the circuit arrangement 1 has a current control device 11 and a current measuring device 13, which are connected in series.
  • the series circuit of the current control device 11 and the current measuring device 13 is coupled to the two terminals of the circuit arrangement 1.
  • the first terminal of the circuit arrangement 1 is coupled to one end of the series circuit, the second terminal of the circuit arrangement 1 is coupled to the other end of the series circuit.
  • a current ILED flows.
  • this current also flows through the current regulating device 11 and the current measuring device 13.
  • the current measuring device 13 measures the instantaneous value of the current ILED and transmits it as the actual value I i to the current regulating circuit 11 and to an averaging device 17.
  • the averaging device 17 forms a moving average from the actual values of I i and forwards them to the current control device 11 as the setpoint value I s.
  • the mean value over a certain period of time, which runs along with the current time is regarded as the moving average (see also
  • the current control device 11 thus receives as the actual value, the instantaneous value of the current ILED and as the setpoint the moving average of the instantaneous value of the current ILED. It is thereby achieved that the circuit arrangement according to the invention intervenes in the case of strong current fluctuations and smoothes the current, while they are weak or slow
  • the circuit arrangement 1 comprises wei ⁇ terhin nor an auxiliary power supply 15 which their Energy over the first and the second connection of the
  • Circuit 1 relates and provides an auxiliary voltage U B for the current control circuit 11 is available.
  • Fig. 2 shows a first embodiment of the circuit arrangement for reducing the light modulation of at least one light source with a PNP transistor Ql as a variable impedance.
  • the PNP transistor is part of the current regulating device 11 and controls the current through the LEDs 5 with its collector-emitter path. It is driven by the output of an operational amplifier U1 via a base resistor R17.
  • the current ILED through the LEDs is converted by a shunt R2 into a measuring voltage which is input as the actual value I i into the positive input of the operational amplifier U1.
  • the shunt R2 is thus the current ⁇ measuring device 13.
  • This voltage is passed through a low-pass from the resistor R3 and the capacitor C2, and the voltage across C2 is input as a setpoint Is in the negative input of the operational amplifier Ul.
  • the low-pass ⁇ from the resistor R3 and the capacitor C2 is thus the averaging means 17, which generates as a low pass filter moving average of the instantaneous value of the current ILED through the LED chain 55th
  • the shunt R2 is connected to the collector of the PNP transistor Ql.
  • the other terminal of the shunt R2 is connected to the second terminal of the circuit arrangement 1.
  • the emitter of transistor Ql is connected to the first terminal of the scarf ⁇ processing arrangement.
  • the averaging device 17 consists of the low-pass filter with the components R3 and C2, wherein a connection of the resistor R3 to the first terminal of the shunt R2 and is connected to the collector of the transistor Ql, and the other terminal of the resistor R3 is connected to the capacitor C2 and the negative input of the operational amplifier Ul.
  • the other terminal of the capacitor C2 is connected to the second terminal of the shunt R2 and to the second terminal of the circuit arrangement 1.
  • the circuit arrangement 1 also has an auxiliary voltage supply 15.
  • the auxiliary voltage supply 15 has a decoupling diode D20 and a serially connected charging resistor R20. The first connection of this
  • the auxiliary voltage supply 15 thus comprises a half-wave rectifier, represented by the capacitor C20 and the decoupling diode D20.
  • the voltage at Kon ⁇ capacitor C20 is limited by the parallel Zener diode D21.
  • the voltage applied to the capacitor C20 voltage is used as a power supply for the operational amplifier Ul. How it works:
  • the current control device 11 controls, like all control devices, to the desired value Is, which is the average value of the LED. Electricity is ILED. So long as this LED current does not change greatly, the output of the operational amplifier Ul is at a potential near the reference potential of the Operationsver ⁇ amplifier Ul on. This potential is input to the PNP transistor through resistor R17 and leads to it
  • the instantaneous value I i of the LED current ILED is greater than the average value I s of the LED current ILED.
  • the actual value is greater than the target value ⁇ . Due to the unusual assignment of setpoint and actual value to plus and minus input of the operational amplifier Ul, the potential at the output of the operational amplifier Ul increases, instead of reducing as usual, and the transistor is successively high-impedance. Thus, the impedance of the collector-emitter path of the transistor Ql increases, and the current ILED through the LEDs becomes smaller.
  • the circuit arrangement correspondingly reverses and controls its transistor successively at a lower impedance.
  • the circuit arrangement 1 counteracts the current fluctuations of the LED current ILED and equalizes them.
  • Fig. 3 shows a second embodiment of the circuit arrangement for reducing the light modulation of at least one light source with an NPN transistor as a variable impedance.
  • the second embodiment is similar to the first embodiment, in principle “horizontal”. gelt ", therefore, only the differences from the first embodiment will be described.
  • the second embodiment uses, instead of the PNP transistor, an NPN type in the current regulating circuit 11. As a result, the current measuring device 13, which is in
  • the instantaneous value of the current I LED is again measured by the LEDs 5.
  • This point is in turn connected to a low-pass filter from the components C2 and R4.
  • This low-pass filter in turn represents the averaging device 17.
  • a first terminal of the capacitor C2 is connected to the first terminal of the circuit arrangement 1.
  • the second terminal of the capacitor C2 is connected to the first terminal of the Widerstan ⁇ of R4 and the negative input of the operational amplifier Ul.
  • the second terminal of the resistor R4 is connected to the collector of the transistor Ql and to the positive input of the operational amplifier Ul.
  • the auxiliary voltage supply 15 is dual in comparison with the first embodiment.
  • the capacitor C5 and the cathode of the parallel-connected Zener diode D3 are connected to the first terminal of the circuit arrangement 1 and to the positive terminal of the power supply of the operational amplifier Ul.
  • the other terminal of the parallel circuit is connected to the first terminal of the resistor R5 and the negative terminal of the voltage ⁇ supply of the operational amplifier Ul.
  • the second terminal of the resistor R5 is connected to the anode of the diode D2, the cathode of the diode D2 is connected to the second terminal of the circuit arrangement 1 and the emitter of the transistor Ql.
  • the auxiliary power supply 15 thus comprises again a peak value rectifier, represented by C5 and D2, but which here works “suction”:
  • the diode D2 sucks the potential at the connection ⁇ point to capacitor C5 whose second point is fixedly connected to the first terminal of the circuit arrangement 1
  • the circuit arrangement 1 of the second embodiment operates analogously to the circuit arrangement 1 of the first embodiment, in a dual manner
  • the operational amplifier acts in a reverse manner and controls the NPN transistor of this embodiment again accordingly, so that this at low current changes of the current ILED remains low-ohmic through the LEDs 5, while it successively becomes more highly ohmic in the event of faster and stronger changes of the current ILED by the LEDs 5.
  • the constant input assignment of the operational amplifier in both embodiments is due to the fact that not only its input signals but ge ⁇ nauso also the output signals in the second embodiment to those in the first negative exactly. Further embodiments not illustrated arise through the use of so-called open-collector amplifiers, or by exchanging the order of current Regels circuit and current measuring device.
  • the second embodiment illustrated in FIG. 3 and described above in detail is preferably suitable for using an open-collector amplifier instead of the operational amplifier and the NPN transistor, which thus represents the entire current-regulating circuit.
  • an output current can only flow into its output, and that at the same time the output current flows out at its negative supply connection.
  • Said output current can be, for example, the current to be regulated ILED.
  • the respective current measuring means may also be connected to the emitter of the transistor acting as a variable impedance. Regardless of the polarity of the transistor itself then applies, however, that the instantaneous value of the LED current I LED is to be led to the inverting input, ie the negative input of the operational amplifier, and that the mean ⁇ value of the same current to the non-inverting input , So is to lead to the positive input of the operational amplifier.
  • Fig. 4 and 5 show the effects of the circuit arrangement on the current through the LEDs 5 and the LED chain.
  • Fig. 4 shows the current through the LEDs 5 without the circuit arrangement according to the invention. It is interpreting ⁇ Lich to see a high current modulation of over 50%, which shows up in the same way in a corresponding light modulation due to the characteristic of the LED. The current varies from a minimum value of approx. 33mA to a maximum value of approx. 77mA within a period of approx. 5ms.
  • Fig. 5 shows the current through the LEDs 5 with the circuit arrangement according to the invention.
  • the circuit arrangement according to the invention acts as described above, the current flow through the LEDs 5 in FIG. 5 is very uniform at about 45 mA and no longer shows any significant modulation.
  • the Lichtmo ⁇ modulation in converters with a small energy storage according to the invention can be virtually completely suppressed.
  • the result is a uniformly emitted light, which is very well absorbed by the human organism and does not lead to any impairment of human physiology.
  • Fig. 6 shows a third embodiment which differs from the second embodiment of the circuit arrangement characterized in that to reduce the light modulation of at least one light source, the order of the construction ⁇ elements and functional blocks is switched in series with the light source.
  • the third embodiment from FIG. 6 is not suitable for use with an open-collector amplifier instead of the operational amplifier and the NPN transistor.
  • open-collector amplifiers necessarily require the order shown in Fig. 2 or 3 between current measuring device and current control circuit. This compulsion is eliminated as soon as current control circuits as here fully developed operational amplifier with a basic resistor of their outputs controlled discrete transistors as effective variable impedance in use. Then, in contrast to the figures 2 or 3, the respective current measuring devices may also be connected to the emitter of the transistor acting as a variable impedance Ql.
  • the current measuring device 13 which is connected in series with the collector-emitter path of the NPN transistor Ql and connected to the emitter of this transistor, is now connected at its other end to the second terminal of the circuit arrangement 1, so it is seen in the classical voltage direction. below the variable impedance associated therewith.
  • the collector of the NPN transistor Q1 is connected to the first terminal of the circuit arrangement 1.
  • shunt R2 which again represents the current measuring device 13, and the emitter of the transistor Ql
  • the instantaneous value of the current I LED is again measured by the LEDs 5.
  • This point is in turn connected to a low pass filter of components C2 and R4. Again, this low-pass filter represents the averaging means 17th
  • a first terminal of gate capacitors C2 is connected to the second terminal of the circuit arrangement ⁇ . 1
  • the second terminal of Kondensa ⁇ tors C2 is connected to the first terminal of resistor R4 and the positive input of the operational amplifier Ul connected.
  • the second terminal of the resistor R4 is connected to the emitter of the transistor Ql and to the negative input of the operational amplifier Ul.
  • the auxiliary voltage supply 15 is here not dual, but as in the first embodiment of Fig. 2 constructed.
  • circuit arrangement 1 of this third embodiment operates analogously to the circuit arrangement 1 of the first embodiment. Because of the also "lying down"
  • Shunts R2 are the voltage changes across the resistor R2 and thus the actual values Ii poled same as in the first embodiment of FIG. 2. Because the operational amplifier is to work in the same way, but must drive an NPN transistor accordingly, its inputs here are between ⁇ exchange setpoint and actual value. Then Ql also acts here so that it remains low impedance at low current changes of the current I LED through the LEDs 5, while it is successively higher impedance at times faster and stronger changes of the current I LED by the LEDs 5 and thus counteracts the current change.
  • variable impedance Ql and current measuring device R2 The arrangement of variable impedance Ql and current measuring device R2 is taken over unchanged from the predecessor figure.
  • Ql is an NPN transistor, which is considered to be the easiest way to build an amplifier. Its Jacobkoppeleingang is its emitter, the signal for a voltage whose Mitkoppeleingang its base. This closes the circle of polarities with the known properties of each NPN transistor.
  • a positive feed-in signal is a current that flows into the base.
  • the capacitor C2 is also charged to a voltage whose value corresponds to the mean value of the measured current flowing through the light source.
  • it is connected substantially parallel to the current measuring resistor R2, and the mesh is supplemented by the low-pass-forming resistor R4.
  • this low-pass-forming mass at the node between R4 and R2 not directly, but over the base-emitter path of
  • Fig. 8a shows a development of the third embodiment ⁇ example with linearization of the gain of the NPN transistor Ql through a resistor R18, which is switched directly pa ⁇ rallel to the base-emitter path of this transistor ge ⁇ .
  • This linearization shows clear advantages at low input voltages, in particular, it avoids the saturation of the transistor and then the following dips in the current through the light source, which undesirably increase the current ripple.
  • FIG. 8b shows how several small NPN transistors can be connected in parallel. All collector and base connections are interconnected, but not the emitter connections: Each individual transistor gets its own current sense resistor R2 ⁇ and its own linearization resistance R18 x .
  • the peak value rectifier becomes a half-wave rectifier.
  • the drop across the pull-up resistor R17 voltage compensates for this, because in C2, a significantly small ⁇ rer value for the average light source current is now saved and no longer a peak value of the total voltage.
  • the overall voltage drop across the circuitry may become less than the voltage currently stored in C2. Then, the so-called collector gene coupling begins, portions of the actual ⁇ provided for the base current from C2 flow instead via the collector of the same transistor and displace not only the actually provided there
  • FIG. 10 shows a fifth embodiment of the circuit arrangement, which essentially corresponds to FIG. 9 with a PNP transistor Q1, which is used as a variable impedance.
  • the auxiliary voltage supply 15 is now again “suction" constructed as in Fig. 3, as is the
  • I circuit arrangement for reducing the light modulation of at least one light source

Landscapes

  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zur Verringerung der Lichtmodulation von mindestens einer an einer Spannung betriebenen Lichtquelle, welche Spannungeinen die Lichtmodulation verursachenden Wechselanteil aufweist, wobei die Schaltungsanordnung seriell zu der mindestens einen Lichtquelle schaltbar ist und eingerichtet ist, einen Momentanwert des Stromes durch die mindestens eine Lichtquelle zu messen, wobei sie eine Stromregelungseinrichtung aufweist, die den Strom durch die mindestens eine Lichtquelle regelt, wobei der Momentanwert des gemessenen Stromes durch die mindestens eine Lichtquelle als Istwert für die Stromregeleinrichtung verwendbar ist und wobei ein Mittelwert des Momentanwertes des gemessenen Stromes durch die mindestens eine Lichtquelle als Sollwert für die Stromregeleinrichtung verwendbar ist.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung und Verfahren zur Verringerung der Lichtmodulation von mindestens einer an einer Spannung betriebenen Lichtquelle
Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zur Verringerung der Lichtmodulation von mindes- tens einer an einer Spannung betriebenen Lichtquelle.
Hintergrund
Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung nach der Gattung des Hauptanspruchs.
Aus Kosten- und Bauraumgründen werden Wandler beziehungs- weise Betriebsgeräte für Lichtquellen wie LEDs zunehmend so ausgeführt, dass sie die sich ändernde pulsierende Gleich¬ spannung, die aus der Netzspannung nach der Gleichrichtung entsteht, nicht mehr komplett glätten, da hierfür große Speicher wie Elektrolytkondensatoren notwendig sind, die teuer, raumgreifend und in der Anwendung unzuverlässig sind. Es wird vielmehr dazu übergegangen, kleinere Energie¬ speicher vorzusehen, die kostengünstiger oder zuverlässiger ausführbar sind. Zusätzlich wird mehr und mehr dazu übergegangen, statt eines einzigen konzentrierten Wandlers mehre- re kleinere vorzusehen, die dann auch nur jeweils einem Teil der Lichtquellen zugeordnet sind. Dabei ergibt sich allerdings das Problem, dass der Strom durch die Lichtquel¬ len mit der doppelten oder vielfachen Netzfrequenz moduliert wird, was bei Leuchtdioden als Lichtquellen zu einer ungewünschten Lichtmodulation führt. Um diese Lichtmodulation etwas zu entschärfen, genügt oft ein einfacher ohmscher Widerstand in Serie zu den Lichtquellen. Um die Lichtmodulation zu eliminieren ist es bekannt, in Serie zu den Lichtquellen einen auf einen vorbe- stimmten Strom durch die Lichtquellen regelnden Linearregler vorzusehen, der den Strom durch die Lichtquellen auf einen gleichmäßen Stromwert regelt, der als Sollwert vorzu¬ geben ist. Dadurch wird jedoch in den jeweiligen Spitzen der die Lichtquellen versorgenden Spannung viel Energie verloren, was wiederum nicht gewünscht ist. Ebenso uner¬ wünscht ist oft, dass ein Sollwert für den Strom durch die Lichtquellen im Inneren ihres Wandlers fest vorgegeben oder sogar inhärent parametrisiert ist, weil solch ein Sollwert dann von außen, z. B. beim Dimmen, nicht mehr zugänglich geschweige denn veränderbar ist.
Aufgabe
Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zur Verringerung der Lichtmodulation von mindestens einer an einer Spannung betriebenen Lichtquelle anzugeben, die mög- liehst effizient arbeitet und den Nachteil der auf einen vorbestimmten Strom regelnden Linearregler nicht mehr aufweist.
Darstellung der Erfindung
Die Lösung der Aufgabe bezüglich der Vorrichtung erfolgt erfindungsgemäß mit einer Schaltungsanordnung zur Verringe¬ rung der Lichtmodulation von mindestens einer an einer Spannung betriebenen Lichtquelle, die einen die Lichtmodu¬ lation verursachenden Wechselanteil aufweist, wobei die Schaltungsanordnung seriell zu der mindestens einen Licht- quelle schaltbar ist und eingerichtet ist, einen Momentan¬ wert des Stromes durch die mindestens eine Lichtquelle zu messen, wobei sie eine Stromregelungseinrichtung aufweist, die den Strom durch die mindestens eine Lichtquelle regelt, wobei der Momentanwert des gemessenen Stromes durch die mindestens eine Lichtquelle als Istwert für die Stromre- geleinrichtung verwendbar ist und wobei ein Mittelwert des Momentanwertes des gemessenen Stromes durch die mindestens eine Lichtquelle als Sollwert für die Stromregeleinrichtung verwendbar ist.
Durch diese Maßnahme wird die erfindungsgemäße Schaltungs- anordnung besonders vorteilhaft nur bei entsprechend großen und schnellen Stromänderungen aktiv, während sie bei konstantem Strom eine sehr niedrige Impedanz aufweist und somit kaum Energie verbraucht. Ein weiterer Vorteil ist die Anpassungsfähigkeit der erfindungsgemäßen Schaltungsanord- nung: Da sie nur auf Stromänderungen reagiert, kann sie für beliebige Anwendungen mit unterschiedlichsten mittleren bzw. durchschnittlichen Strömen in unveränderter Schaltungsstruktur verwendet werden, in einer besonders vorteilhaften Ausführungsform sogar mit jeweils identischen Bau- teilewerten. Die Auslegung ist lediglich für das Maß der Stromänderung relevant, nicht für die absolute Größe des Stromes. Damit ist in der Dimensionierung der Schaltungsanordnung angelegt, was als „große" beziehungsweise „schnel¬ le" Stromänderung anzusehen ist. Dies ist von der jeweili- gen Anwendung abhängig. Bei Anwendung einer Netzspannung wird diese Stromänderung daher im ms-Bereich liegen, wohingegen sie bei einer Anwendung z.B. an einem elektronischen Transformator eher im ys-Bereich liegt und damit deutlich schneller sein wird. In einer besonders bevorzugten Ausführungsform weist die
Schaltungsanordnung eine Mittelwertbildungseinrichtung (17) auf. Damit kann sie sehr einfach und elegant den Mittelwert vorteilhaft selbst aus dem Momentanwert des Stromes bestim¬ men, und der Mittelwert muss nicht mehr in die Schaltungs¬ anordnung von außen eingegeben werden.
In einer weiteren Ausführungsform ist die Mittelwertbil- dungseinrichtung ein Tiefpass, und der Mittelwert des ge¬ messenen Stromes durch die mindestens eine Lichtquelle wird durch den Tiefpass gebildet. Diese Maßnahme stellt eine sehr einfache, kostengünstige und präzise analoge Mittel¬ wertbildung sicher. In einer weiteren Ausführungsform weist die Stromregeleinrichtung weiterhin bevorzugt auf:
- einen Transistor mit einer Bezugselektrode, einer Arbeit¬ selektrode und einer Steuerelektrode,
- einen Operationsverstärker mit einem positiven Eingang, einem negativen Eingang und einem Ausgang, wobei
- der Ausgang des Operationsverstärkers mit der Steuer¬ elektrode des Transistors gekoppelt ist,
- der Momentanwert des gemessenen Stroms durch die mindes¬ tens eine Lichtquelle in den positiven Eingang des Operati- onsverstärkers eingegeben wird,
- der Mittelwert des Momentanwertes des gemessenen Stromes durch die mindestens eine Lichtquelle in den negativen Eingang des Operationsverstärkers eingegeben wird,
wobei die Strecke zwischen Arbeitselektrode und Be- zugselektrode des Transistors seriell zur mindestens einen Lichtquelle geschaltet ist. Diese Maßnahme stellt vorteil¬ haft eine sehr einfache, kostengünstige und wirksame analo¬ ge Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dar . In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform weist die Stromregeleinrichtung weiterhin auf:
- einen Transistor mit einer Bezugselektrode, einer Arbeit- selektrode und einer Steuerelektrode, wobei
- der Momentanwert des gemessenen Stroms durch die mindes¬ tens eine Lichtquelle als Gegenspannung in die Bezugselekt¬ rode des Transistors eingegeben wird,
- der Mittelwert des Momentanwertes des gemessenen Stromes durch die mindestens eine Lichtquelle in die Steuerelektro¬ de des Transistors eingegeben wird,
wobei die Strecke zwischen Arbeitselektrode und Be¬ zugselektrode des Transistors seriell zur mindestens einen Lichtquelle geschaltet ist. Diese Maßnahme stellt vorteil¬ haft eine sehr einfache, sehr kostengünstige und wirksame analoge Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dar.
In einer weiteren Ausführungsform ist die Schaltungsanord- nung eingerichtet, den Momentanwert des Stromes durch die mindestens eine Lichtquelle mittels einer Strommesseinrich¬ tung zu messen, die seriell zu der mindestens einen Licht¬ quelle und zu der Strecke zwischen Arbeitselektrode und Bezugselektrode des Transistors geschaltet ist. Das Vorse- hen einer Strommesseinrichtung erübrigt vorteilhaft einen zusätzlichen Eingang, durch den der Stromwert von außen zugeführt werden muss.
Wenn die Strommesseinrichtung ein ohmscher Widerstand ist, dann kann der Strom durch die Lichtquellen vorteilhaft auf besonders einfache und kostengünstige Weise von der Schal¬ tungsanordnung selbst gemessen werden.
In einer anderen Ausführungsform ist die Schaltungsanordnung ein Zweipol, der seriell an jeder Stelle in den Stromkreis der mindestens einen Lichtquelle geschaltet werden kann. Diese Maßnahme stellt besonders vorteilhaft ein brei¬ tes Anwendungsgebiet für die erfindungsgemäße Schaltungsan¬ ordnung sicher. In einer weiteren Ausführungsform weist die Schaltungsanordnung eine integrierte Hilfsspannungsversorgung auf. Mit dieser Maßnahme wird die Schaltungsanordnung noch universeller einsetzbar, da sie die intern benötigten Spannungen selbst erzeugt.
Dabei ist es von besonderem Vorteil, wenn die Hilfsspan- nungsversorgung die Hilfsspannung aus der am Zweipol abfallenden Spannung generiert. Damit besteht die Schaltungsanordnung einzig aus dem vorteilhaften Zweipol, der besonders vielseitig verwendbar ist.
In einer besonders vorteilhaften Ausführungsform umfasst die Hilfsspannungsversorgung einen Einweggleichrichter. Diese Lösung ist besonders einfach und kostengünstig, da hierfür nur eine Diode und eine Kapazität notwendig ist. In einer Ausführungsform ist die mindestens eine Lichtquel¬ le eine LED. LEDs sind besonders effizient und aus der Beleuchtungsindustrie nicht mehr wegzudenken.
In einer anderen Ausführungsform ist die mindestens eine Lichtquelle eine OLED. Organische Leuchtdioden werden in Zukunft eine immer größere Rolle in der Beleuchtung spie¬ len, und die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist vorteilhaft auch für diesen Lichtquellentyp geeignet.
Die Lösung der Aufgabe bezüglich des Verfahrens erfolgt erfindungsgemäß mit einem Verfahren zur Verringerung der Lichtmodulation von mindestens einer an einer Spannung betriebenen Lichtquelle, welche Spannung einen Wechselanteil aufweist, wobei seriell zu der mindestens einen Licht¬ quelle eine Stromregelschaltung vorgesehen ist, deren Istwert von dem Momentanwert des Stromes durch die mindestens eine Lichtquelle abgeleitet ist, und deren Sollwert von einem Mittelwert des Momentanwertes des Stromes durch die mindestens eine Lichtquelle abgeleitet ist. Wie oben schon ausgeführt wird durch diese Maßnahme die das erfindungsge¬ mäße Verfahren durchführende Schaltungsanordnung besonders vorteilhaft nur bei entsprechend großen und schnellen Stro- mänderungen aktiv, während sie bei konstantem Strom eine sehr niedrige Impedanz aufweist und somit kaum Energie verbraucht .
Weitere vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung und des erfin- dungsgemäßen Verfahrens zur Verringerung der Lichtmodulation von mindestens einer an einer Spannung betriebenen
Lichtquelle ergeben sich aus weiteren abhängigen Ansprüchen und aus der folgenden Beschreibung.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich anhand der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen sowie anhand der Zeichnungen, in welchen gleiche oder funktionsgleiche Elemente mit identi- sehen Bezugszeichen versehen sind. Dabei zeigen:
Fig.l ein schematisches Blockschaltbild der erfindungs¬ gemäßen Schaltungsanordnung zur Verringerung der
Lichtmodulation von mindestens einer Lichtquelle in einer typischen Anwendung an einer Kette seriell verschalteter LEDs, die an einer Netzspannung betrieben werden.
Fig. 2 eine erste Ausführungsform der Schaltungsanord¬ nung zur Verringerung der Lichtmodulation mindestens einer Lichtquelle mit einem PNP-
Transistor als variable Impedanz, Fig. 3 eine zweite Ausführungsform der Schaltungsanord¬ nung zur Verringerung der Lichtmodulation von mindestens einer Lichtquelle mit einem NPN- Transistor als variable Impedanz, Fig. 4 den Strom durch die mindestens eine Lichtquelle ohne die Schaltungsanordnung zur Verringerung der Lichtmodulation von mindestens einer an einer Spannung betriebenen Lichtquelle,
Fig. 5 den Strom durch die mindestens eine Lichtquelle mit der Schaltungsanordnung zur Verringerung der
Lichtmodulation von mindestens einer an einer Spannung betriebenen Lichtquelle.
Fig. 6 eine dritte Ausführungsform welche ähnlich zur
Anordnung von Fig. 3 ist, jedoch mit vertauschter Bauteileanordnung in Serie zur Lichtquelle,
Fig. 7 die grundlegende Schaltung mit nur einem Transis¬ tor als vierte Ausführungsform,
Fig. 8 die Schaltung aus Fig. 7 mit Sättigungsvermei¬ dung, auch bei parallelgeschalteten Transistoren, Fig. 9 die Schaltung aus Fig. 8 mit Einweggleichrichter,
Fig. 10 die reziproke Schaltung aus Fig. 9 mit pnp- statt npn-Transistor als fünfte Ausführungsform.
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Fig.l zeigt ein schematisches Blockschaltbild der erfin¬ dungsgemäßen Schaltungsanordnung 1 in einer typischen Anwendung an einer Kette seriell verschalteter LEDs 5, die an einer Netzwechselspannung UN betrieben werden. Die Netz- wechselspannung UN wird in einen Vollwellengleichrichter 3 eingegeben und in eine pulsierende Gleichspannung umgewandelt. Diese wird an eine Kette 55 seriell verschalteter LEDs 5 angelegt. Zwischen dieser LED-Kette 55 und der sie versorgenden pulsierenden Gleichspannung ist ein Wandler 7 geschaltet, welcher die LEDs mit dem geeigneten Strom betreibt. Bei Wandlern mit wenig Speicherkapazität wird z.B. ein Teil der seriell geschalteten LEDs je nach momentaner Spannung überbrückt, um im Netznulldurchgang noch Licht abgeben zu können. Die Speicherkapazität der Wandler ist so gewählt, dass eine vorgegebene Lichtmodulation im Netznull¬ durchgang nicht überschritten wird, da die Spannung am Speicherkondensator soweit absinkt, dass die Stromstärke in der LED-Kette 55 sinkt. Als Lichtmodulation wird im Folgen- den die zeitliche Helligkeitsänderung der mindestens einen Lichtquelle 5, hier der mindestens einen LED 5 bezeichnet. Die Änderung der von der mindestens einen LED 5 abgegebenen Lichthelligkeit ist bedingt durch die Änderung des Stromes durch die mindestens eine LED 5. Gerade LEDs weisen im Gegensatz zu klassischen Glühlampen eine sehr geringe Trägheit bei der Umsetzung der eingegebenen elektrischen Leistung in Licht auf und sind deswegen sehr kritisch bezüglich der Lichtmodulation (siehe auch
http : //de . wikipedia . org/wiki/Gl%C3%BChlampe#Lichtmodulation ) .
Bei vielen Betriebsgeräten ergibt sich damit ein Stromverlauf, der dem der Spannung am (sehr kleinen) Speicherkondensator im Betriebsgerät 7 folgt. Da dieser Stromverlauf eine unerwünschte Lichtmodulation zur Folge hat, wird die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 1 seriell zur LED- Kette 55 aus den LEDs 5 und zum Betriebsgerät 7 geschaltet. Die Schaltungsanordnung 1 weist zwei Anschlüsse auf und ist damit ein Zweipol. Die Schaltungsanordnung 1 weist eine Stromregeleinrichtung 11 und eine Strommesseinrichtung 13 auf, die seriell geschaltet sind. Die Serienschaltung der Stromregeleinrichtung 11 und der Strommesseinrichtung 13 ist mit den beiden Anschlüssen der Schaltungsanordnung 1 gekoppelt. Der erste Anschluss der Schaltungsanordnung 1 ist mit einem Ende der Serienschaltung gekoppelt, der zweite Anschluss der Schaltungsanordnung 1 ist mit dem anderen Ende der Serienschaltung gekoppelt. Durch die LED-Kette 55 fließt ein Strom ILED. Dieser Strom fließt demnach auch durch die Stromregeleinrichtung 11 und die Strommesseinrichtung 13. Die Strommesseinrichtung 13 misst den Momentanwert des Stromes ILED und gibt ihn als Istwert I i an die Stromregelschaltung 11 und an eine Mittelwertbildungsein- richtung 17 weiter. Als Momentanwert wird der gerade zeit¬ lich aktuell gemessene Wert des Stromes ILED bezeichnet (siehe auch http://de.wikipedia.org/wiki/Istwert). Die Mittelwertbildungseinrichtung 17 bildet einen gleitenden Mittelwert aus den Istwerten von I i und gibt diesen als Sollwert I s an die Stromregeleinrichtung 11 weiter. Als gleitender Mittelwert wird im Folgenden der Mittelwert über einen bestimmten Zeitraum angesehen, der mit dem aktuellen Zeitpunkt mitläuft (siehe auch
http : //de . wikipedia . org/wiki/Gleitender_Mittelwert ) Die Stromregeleinrichtung 11 erhält also als Istwert den Momentanwert des Stromes ILED und als Sollwert den gleitenden Mittelwert des Momentanwertes des Stromes ILED. Dadurch wird erreicht, dass die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung bei starken Stromschwankungen eingreift und den Strom glättet, während sie bei schwachen beziehungsweise langsamen
Stromschwankungen nicht oder kaum eingreift und damit wenig Verluste verursacht. Die Schaltungsanordnung 1 weist wei¬ terhin noch eine Hilfsspannungsversorgung 15 auf, die ihre Energie über den ersten und den zweiten Anschluss der
Schaltungsanordnung 1 bezieht und eine Hilfsspannung UB für die Stromregelschaltung 11 zur Verfügung stellt.
Fig. 2 zeigt eine erste Ausführungsform der Schaltungsanordnung zur Verringerung der Lichtmodulation von mindestens einer Lichtquelle mit einem PNP-Transistor Ql als variable Impedanz. Der PNP-Transistor ist Teil der Stromregelein- richtung 11 und steuert mit seiner Kollektor-Emitter- Strecke den Strom durch die LEDs 5. Er wird vom Ausgang eines Operationsverstärkers Ul über einen Basiswiderstand R17 angesteuert. Der Strom ILED durch die LEDs wird von einem Shunt R2 in eine Messspannung umgewandelt, die als Istwert I i in den positiven Eingang des Operationsverstärkers Ul eingegeben wird. Der Shunt R2 ist damit die Strom¬ messeinrichtung 13. Diese Spannung wird über einen Tiefpass aus dem Widerstand R3 und dem Kondensator C2 geführt, und die Spannung an C2 wird als Sollwert Is in den negativen Eingang des Operationsverstärkers Ul eingegeben. Der Tief¬ pass aus dem Widerstand R3 und dem Kondensator C2 ist damit die Mittelwertbildungseinrichtung 17, die als Tiefpassfilter den gleitenden Mittelwert aus dem Momentanwert des Stromes ILED durch die LED-Kette 55 erzeugt. Der Shunt R2 ist an den Kollektor des PNP Transistors Ql angeschlossen. Der andere Anschluss des Shunts R2 ist mit dem zweiten Anschluss der Schaltungsanordnung 1 verbunden. Der Emitter des Transistors Ql ist mit dem ersten Anschluss der Schal¬ tungsanordnung 1 verbunden. Die Mittelwertbildungseinrichtung 17 besteht aus dem Tiefpass mit den Bauteilen R3 und C2, wobei ein Anschluss des Widerstandes R3 mit dem ersten Anschluss des Shunts R2 und dem Kollektor des Transistors Ql verbunden ist, und der andere Anschluss des Widerstandes R3 mit dem Kondensator C2 und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers Ul verbunden ist. Der andere Anschluss des Kondensators C2 ist mit dem zweiten Anschluss des Shunts R2 und mit dem zweiten Anschluss der Schaltungsanordnung 1 verbunden.
Die Schaltungsanordnung 1 weist weiterhin noch eine Hilfs- spannungsversorgung 15 auf. Die Hilfsspannungsversorgung 15 weist eine Auskoppeldiode D20 und einen seriell geschalte- ten Ladewiderstand R20 auf. Der erste Anschluss dieser
Serienschaltung, der identisch ist mit der Anode der Diode D20, ist mit dem ersten Anschluss der Schaltungsanordnung 1 verbunden. Der zweite Anschluss dieser Serienschaltung ist mit einem Anschluss eines Kondensators C20 und mit dem positiven Versorgungsanschluss des Operationsverstärkers verbunden, dessen negativer Versorgungsanschluss ebenso wie der andere Anschluss des Kondensators C20 mit dem zweiten Anschluss der Schaltungsanordnung 1 verbunden ist. Parallel zum Kondensator C20 ist eine Zenerdiode D21 geschaltet. Durch die am ersten Anschluss der Schaltungsanordnung 1 anliegende Spannung fließt ein Strom über die Auskoppeldio¬ de D20 und den Widerstand R20 in den Kondensator C20 und lädt ihn auf. Die Hilfsspannungsversorgung 15 umfasst somit einen Einweggleichrichter, repräsentiert durch den Konden- sator C20 und die Auskoppeldiode D20. Die Spannung am Kon¬ densator C20 wird durch die parallelgeschaltete Zenerdiode D21 begrenzt. Die am Kondensator C20 anliegende Spannung wird als Spannungsversorgung für den Operationsverstärker Ul benutzt. Zur Funktionsweise:
Die Stromregeleinrichtung 11 regelt wie alle Regeleinrichtungen auf den Sollwert Is , der ja der Mittelwert des LED- Stromes ILED ist. Solange sich also dieser LED-Strom nicht stark ändert, liegt am Ausgang des Operationsverstärkers Ul ein Potential nahe dem Bezugspotential des Operationsver¬ stärkers Ul an. Dieses Potential wird in den PNP-Transistor über den Widerstand R17 eingegeben, und führt zu dessen
Einschalten, was zur Folge hat, dass die Impedanz der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Ql sehr niedrig ist, und die Schaltungsanordnung somit sehr wenig Verluste verursacht .
Steigt nun der LED-Strom sehr stark, so wird der Momentanwert I i des LED-Stromes ILED größer als der Mittelwert I s des LED-Stromes ILED. Der Istwert wird größer als der Soll¬ wert. Aufgrund der ungewöhnlichen Zuordnung von Soll- und Istwert zu Plus- und Minuseingang des Operationsverstärkers Ul erhöht sich das Potential am Ausgang des Operationsverstärkers Ul, anstatt sich wie üblich zu reduzieren, und der Transistor wird sukzessive hochohmiger. Damit erhöht sich die Impedanz der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Ql, und der Strom ILED durch die LEDs wird kleiner. Bei einem Fallen des LED-Stroms ILED unter seinen Mittelwert agiert die Schaltungsanordnung entsprechend umgekehrt und steuert seinen Transistor sukzessive niederohmiger . Damit wirkt die Schaltungsanordnung 1 den Stromschwankungen des LED-Stromes ILED entgegen und vergleichmäßigt diesen.
Fig. 3 zeigt eine zweite Ausführungsform der Schaltungsanordnung zur Verringerung der Lichtmodulation von mindestens einer Lichtquelle mit einem NPN-Transistor als variable Impedanz. Die zweite Ausführungsform ist ähnlich zur ersten Ausführungsform, im Prinzip an der Horizontalen „gespie- gelt", daher werden nur die Unterschiede zur ersten Ausführungsform beschrieben.
Die zweite Ausführungsform verwendet anstatt des PNP- Transistors einen NPN-Typ in der Stromregelschaltung 11. Dadurch bedingt ist die Strommesseinrichtung 13, die in
Serie zur Kollektor-Emitter-Strecke des NPN-Transistors Ql geschaltet und mit dem Kollektor dieses Transistors verbun¬ den ist, nun an ihrem anderen Ende mit dem ersten Anschluss der Schaltungsanordnung 1 verbunden, liegt also in klassi- scher Spannungsrichtung gesehen „oberhalb" der ihr zugeordneten variablen Impedanz. Grund dafür ist die Tatsache, dass der nun als variable Impedanz eingesetzte NPN- Transistor mit positivem Basisstrom anzusteuern ist, weshalb in Verbindung mit dem Basiswiderstand R17 das Aus- gangspotenzial eines entsprechend verschalteten Operations¬ verstärkers oberhalb aller Potenziale des Transistors Ql zu liegen hat, zumindest oberhalb seines Bezugspotenzials. Da beide Eingangspotenziale besagten Operationsverstärkers direkt oder indirekt mit der Strommesseinrichtung gekoppelt sind und der Ausgang desselben Operationsverstärkers die variable Impedanz, also den Transistor Ql ansteuert, liegt es aufgrund der recht knappen Hilfsspannung UB nahe, die Gleichtaktunterdrückung im Operationsverstärker zu minimieren und die gesamte Schaltungsmimik auf diejenige Seite des Transistors Ql zu legen, von welcher Seite aus auch seine Ansteuerung kommen muss: Nämlich von Oberhalb. Der Emitter des NPN-Transistors Ql ist mit dem zweiten Anschluss der Schaltungsanordnung 1 verbunden.
An dem Verbindungspunkt von dem Shunt R2, der wieder die Strommesseinrichtung 13 repräsentiert, und dem Kollektor des Transistors Ql wird wieder der Momentanwert des Stromes I LED durch die LEDs 5 gemessen. Dieser Punkt ist wiederum mit einem Tiefpassfilter aus den Bauteilen C2 und R4 verbunden. Dieser Tiefpassfilter stellt wiederum die Mittelwertbildungseinrichtung 17 dar. Ein erster Anschluss des Kondensators C2 ist dabei mit dem ersten Anschluss der Schaltungsanordnung 1 verbunden. Der zweite Anschluss des Kondensators C2 ist mit dem ersten Anschluss des Widerstan¬ des R4 und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers Ul verbunden. Der zweite Anschluss des Widerstandes R4 ist mit dem Kollektor des Transistors Ql und mit dem positiven Eingang des Operationsverstärkers Ul verbunden.
Auch die Hilfsspannungsversorgung 15 ist verglichen zur ersten Ausführungsform dual aufgebaut. Der Kondensator C5 und die Kathode der parallel geschalteten Zenerdiode D3 sind mit dem ersten Anschluss der Schaltungsanordnung 1 und mit dem positiven Anschluss der Spannungsversorgung des Operationsverstärkers Ul verbunden. Der andere Anschluss der Parallelschaltung ist mit dem ersten Anschluss des Widerstandes R5 und dem negativen Anschluss der Spannungs¬ versorgung des Operationsverstärkers Ul verbunden. Der zweite Anschluss des Widerstandes R5 ist mit der Anode der Diode D2 verbunden, die Kathode der Diode D2 ist mit dem zweiten Anschluss der Schaltungsanordnung 1 und dem Emitter des Transistors Ql verbunden. Die Hilfsspannungsversorgung 15 umfasst also wieder einen Spitzenwertgleichrichter, repräsentiert durch C5 und D2, der hier jedoch „saugend" arbeitet: Die Diode D2 saugt das Potenzial am Verbindungs¬ punkt zu Kondensator C5, dessen zweiter Punkt fix mit den ersten Anschluss der Schaltungsanordnung 1 verbunden ist, nach unten. Die Schaltungsanordnung 1 der zweiten Ausführungsform funktioniert analog der Schaltungsanordnung 1 der ersten Aus- führungsform, und zwar in dualer Weise. Durch den „oben liegenden" Shunt R2 sind die Spannungsänderungen am Widerstand R2 und damit die Istwerte I i negativ gegenüber denen der ersten Ausführungsform. Damit wirkt der Operationsverstärker in umgekehrter Weise und steuert den NPN-Transistor dieser Ausführungsform wieder entsprechend an, so dass dieser bei geringen Stromänderungen des Stromes ILED durch die LEDs 5 niederohmig bleibt, während er bei zeitlich schnelleren und stärkeren Änderungen des Stromes ILED durch die LEDs 5 sukzessive hochohmiger wird und so der Stromän- derung entgegenwirkt. Die gleichbleibende Eingangsbelegung des Operationsverstärkers in beiden Ausführungsformen rührt daher, dass nicht nur dessen Eingangssignale, sondern ge¬ nauso auch dessen Ausgangssignale in der zweiten Ausführungsform genau negativ zu denen in der ersten sind. Weitere, nicht dargestellte Ausführungsformen ergeben sich durch den Einsatz von sogenannten Open-Kollektor- Verstärkern oder durch Vertauschen der Reihenfolge von Stromregelschaltung und Strommesseinrichtung.
Die in Fig. 3 dargestellte sowie oben detailliert beschrie- bene zweite Ausführungsform eignet sich beispielsweise bevorzugt, statt des Operationsverstärkers und des NPN- Transistors einen Open-Kollektor-Verstärker einzusetzen, der somit die gesamte Stromregelschaltung darstellt. Dessen Besonderheit ist, dass in seinen Ausgang ein Ausgangsstrom nur hineinfließen kann, und dass an seinem negativen Ver- sorgungsanschluss zugleich der Ausgangsstrom wieder herausfließt. Besagter Ausgangsstrom kann beispielsweise der zu regelnde Strom ILED sein.
Diese zweite Aus führungs form „zurückgespiegelt" ergibt ihr Äquivalent, das folglich der in Fig. 2 dargestellten ersten Ausführungsform ähnelt. Dies sei der Vollständigkeit halber erwähnt, da Open-Kollektor-Verstärker mit einem an ihrem Ausgang integrierten PNP-Transistor so gut wie nicht im Gebrauch sind.
Beide Varianten mit Open-Kollektor-Verstärkern erfordern zwingend die in Fig. 2 oder 3 dargestellten Reihenfolgen zwischen Strommesseinrichtung und Stromregelschaltung.
Dieser Zwang entfällt, sobald als Stromregelschaltungen voll ausgebaute Operationsverstärker mit über einen Basisvorwiderstand von ihren Ausgängen angesteuerten diskreten Transistoren als wirksame variable Impedanz im Einsatz sind.
Dann können im Gegensatz zu den Figuren 2 oder 3 die jeweiligen Strommesseinrichtungen auch am Emitter des als variable Impedanz wirkenden Transistors angeschlossen sein. Unabhängig von der Polarität des Transistors selbst gilt dann jedoch, dass der Momentanwert des LED-Stroms I LED an den invertierenden Eingang, also den Minus-Eingang des Operationsverstärkers zu führen ist, und dass der Mittel¬ wert desselben Stroms an den nicht-invertierenden Eingang, also an den Pluseingang des Operationsverstärkers zu führen ist.
Fig. 4 und 5 zeigen die Auswirkungen der Schaltungsanordnung auf den Strom durch die LEDs 5 beziehungsweise der LED-Kette. Fig. 4 zeigt dabei den Strom durch die LEDs 5 ohne die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung. Es ist deut¬ lich eine hohe Strommodulation von über 50% zu sehen, die sich aufgrund der Charakteristik der LED auf gleiche Weise in einer entsprechenden Lichtmodulation zeigt. Der Strom variiert dabei von einem Minimalwert von ca. 33mA zu einem Maximalwert von ca. 77mA innerhalb einer Zeitspanne von etwa 5ms . Fig. 5 zeigt dabei den Strom durch die LEDs 5 mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung wirkt dem wie oben beschrieben entge- gen, der Stromverlauf durch die LEDs 5 ist in Fig. 5 sehr gleichmäßig bei etwa 45mA und zeigt keine signifikante Modulation mehr. Mit dieser Maßnahme kann also die Lichtmo¬ dulation bei Wandlern mit kleinem Energiespeicher erfindungsgemäß praktisch komplett unterdrückt werden. Ergebnis ist ein gleichmäßig abgestrahltes Licht, welches vom menschlichen Organismus sehr gut aufgenommen wird und zu keinerlei Beeinträchtigung der menschlichen Physiologie führt .
Fig. 6 zeigt eine dritte Ausführungsform die sich von der zweiten Ausführungsform der Schaltungsanordnung dadurch unterscheidet, dass zur Verringerung der Lichtmodulation von mindestens einer Lichtquelle die Reihenfolge der Bau¬ elemente und damit Funktionsblöcke in Serie zur Lichtquelle vertauscht ist.
Im Gegensatz zur in Fig. 3 dargestellten sowie oben detailliert beschriebenen zweiten Ausführungsform eignet sich die dritte Ausführungsform aus Fig. 6 gerade nicht zum Einsatz eines Open-Kollektor-Verstärkers statt des Operationsver- stärkers und des NPN-Transistors . Denn beide Varianten mit Open-Kollektor-Verstärkern erfordern zwingend die in Fig. 2 oder 3 dargestellten Reihenfolgen zwischen Strommesseinrichtung und Stromregelschaltung. Dieser Zwang entfällt, sobald als Stromregelschaltungen wie hier voll ausgebaute Operationsverstärker mit über einen Basisvorwiderstand von ihren Ausgängen angesteuerten diskreten Transistoren als wirksame variable Impedanz im Einsatz sind. Dann können im Gegensatz zu den Figuren 2 oder 3 die jeweiligen Strommesseinrichtungen auch am Emitter des als variable Impedanz wirkenden Transistors Ql angeschlossen sein. Unabhängig von der Polarität des Transistors Ql selbst gilt dann jedoch, dass der Momentanwert des LED-Stroms I LED an den invertierenden Eingang, also den Minus-Eingang des Operationsverstärkers zu führen ist, und dass der Mittel¬ wert desselben Stroms an den nicht-invertierenden Eingang, also an den Pluseingang des Operationsverstärkers zu führen ist.
Sollte auch hier der Transistor in den Verstärkerausgang integriert sein, ergäbe sich ein sogenannter Open-Emitter- Verstärker, der am Markt nicht erhältlich ist.
Die Strommesseinrichtung 13, die in Serie zur Kollektor- Emitter-Strecke des NPN-Transistors Ql geschaltet und mit dem Emitter dieses Transistors verbunden ist, ist nun an ihrem anderen Ende mit dem zweiten Anschluss der Schaltungsanordnung 1 verbunden, liegt also in klassischer Spannungsrichtung gesehen „unterhalb" der ihr zugeordneten variablen Impedanz. Der Kollektor des NPN-Transistors Ql ist mit dem ersten Anschluss der Schaltungsanordnung 1 verbunden .
An dem Verbindungspunkt von Shunt R2, der wieder die Strommesseinrichtung 13 repräsentiert, und dem Emitter des Tran- sistors Ql wird wieder der Momentanwert des Stromes I LED durch die LEDs 5 gemessen. Dieser Punkt ist wiederum mit einem Tiefpassfilter aus den Bauteilen C2 und R4 verbunden. Dieser Tiefpassfilter stellt wiederum die Mittelwertbildungseinrichtung 17 dar. Ein erster Anschluss des Kondensa- tors C2 ist dabei mit dem zweiten Anschluss der Schaltungs¬ anordnung 1 verbunden. Der zweite Anschluss des Kondensa¬ tors C2 ist mit dem ersten Anschluss des Widerstandes R4 und dem positiven Eingang des Operationsverstärkers Ul verbunden. Der zweite Anschluss des Widerstandes R4 ist mit dem Emitter des Transistors Ql und mit dem negativen Eingang des Operationsverstärkers Ul verbunden. Die Hilfsspannungsversorgung 15 ist hier nicht dual, sondern wie in der ersten Ausführungsform von Fig. 2 aufgebaut .
Die Schaltungsanordnung 1 dieser dritten Ausführungsform funktioniert analog der Schaltungsanordnung 1 der ersten Ausführungsform. Wegen des ebenfalls „unten liegenden"
Shunts R2 sind die Spannungsänderungen am Widerstand R2 und damit die Istwerte Ii gleich gepolt wie in der ersten Aus¬ führungsform von Fig. 2. Weil der Operationsverstärker in gleicher Weise arbeiten soll, jedoch einen NPN-Transistor entsprechend ansteuern muss, sind hier seine Eingänge zwi¬ schen Soll- und Istwert zu tauschen. Dann wirkt Ql auch hier so, dass dieser bei geringen Stromänderungen des Stromes I LED durch die LEDs 5 niederohmig bleibt, während er bei zeitlich schnelleren und stärkeren Änderungen des Stromes I LED durch die LEDs 5 sukzessive hochohmiger wird und so der Stromänderung entgegenwirkt.
Der Vorteil einer Minimierung der Gleichtaktunterdrückung im Operationsverstärker durch Lage der gesamten Schaltungsmimik aus beiden Eingangspotenzialen und dem den NPN- Transistor Ql ansteuernden Ausgang in dieselbe Hälfte der recht knappen Hilfsspannung UB geht in Fig. 6 im Vergleich zu Fig. 3 zwar verloren. Dafür wird hier eine Struktur gewonnen, die von sich aus einer nötigen Stromgegenkopplung sehr viel näher kommt. In Fig. 7 wird die in der Vorläuferfigur bereits hergestellte Nähe zu einer Stromgegenkopplung genutzt, um eine deutlich vereinfachte vierte Ausführungsform vorzuschlagen. Dabei gilt das Prinzip der Gegenkopplung eines Strommess- wertes durch eine Spannung am Emitter des betrachteten NPN- Transistors .
Die Anordnung aus variabler Impedanz Ql und Strommesseinrichtung R2 wird unverändert aus der Vorgängerfigur übernommen. Als Ql arbeitet ein NPN-Transistor, der im Folgen- den als die einfachste Möglichkeit angesehen wird, einen Verstärker aufzubauen. Dessen Gegenkoppeleingang ist sein Emitter, das Signal dafür eine Spannung, dessen Mitkoppeleingang seine Basis. Hier schließt sich der Kreis der Polaritäten mit den bekannten Eigenschaften jedes NPN- Transistors. Ein positives Mitkoppelsignal ist ein Strom, der in die Basis hineinfließt.
Wie in allen anderen Ausführungsbeispielen ist auch hier der Kondensator C2 auf eine Spannung aufgeladen, deren Wert dem Mittelwert des gemessenen durch die Lichtquelle flie- ßenden Stroms entspricht. Dazu ist er zum Strommesswider¬ stand R2 im Wesentlichen parallelgeschaltet, die Masche wird ergänzt durch den Tiefpass-bildenden Widerstand R4. Im Gegensatz zu den ersten drei Ausführungsbeispielen ist hier diese Tiefpass-bildende Masse am Knoten zwischen R4 und R2 nicht direkt, sondern über die Basis-Emitter-Strecke des
Transistors Ql geschlossen. Daher ist C2 hier um die Basis- Emitter-Flussspannung sowie um die Spannung an R4, die durch den positiven Basisstrom entsteht, höher aufgeladen als in den vorangegangenen Ausführungsbeispielen. Da es sich bei beiden um Offsets handelt, gilt eingangs aufge¬ stellter Zusammenhang auch hier. Der Tiefpass 17, der nach wie vor aus C2 und R4 besteht, verschmilzt hier jedoch mit der Hilfsspannungsversorgung 15. Der Kondensator C2 wird doppelt genutzt und hat daher auch den Wert des ehemaligen Pufferkondensators C5. Dank der sicheren Begrenzung seiner Spannung durch R4, R2 und die Basis-Emitter-Strecke von Ql kann die parallel geschal¬ tete Zenerdiode D3 entfallen. Der Ladewiderstand ver¬ schmilzt mit dem ehemaligen Basisvorwiderstand zum Pull-up- Widerstand R17 bei ähnlichen Werten. Zur Verbesserung der Tiefpasswirkung kann R4 hier auch durch eine Induktivität mit einem Wert von wenigen Millihenry ersetzt sein.
Fig. 8a zeigt eine Weiterbildung des dritten Ausführungs¬ beispiels mit Linearisierung der Verstärkung des NPN- Transistors Ql durch einen Widerstand R18, der direkt pa¬ rallel zur Basis-Emitter-Strecke dieses Transistors ge¬ schaltet ist. Diese Linearisierung zeigt deutliche Vorteile bei kleinen Eingangsspannungen, insbesondere vermeidet sie die Sättigung des Transistors und danach folgende Einbrüche im Strom durch die Lichtquelle, welche die Stromwelligkeit ungewünscht erhöhen.
In Fig. 8b ist gezeigt, wie sich mehrere kleine NPN- Transistoren parallelschalten lassen. Alle Kollektor- und Basisanschlüsse sind untereinander verbunden, nicht jedoch die Emitteranschlüsse: Jeder einzelne Transistor bekommt seinen eigenen Strommesswiderstand R2 λ und eigenen Linearisierungswiderstand R18x.
In Fig. 9 schließlich ist die ursprüngliche Idee des Spit- zenwertgleichrichters als Hilfsspannungsversorgung 15 wie- der aufgegriffen. Da die Basisspannung von Ql niemals dem Spitzenwert der zwischen erstem und zweitem Anschluss der Schaltungsanordnung abfallenden Spannung entsprechen kann, wird aus dem Spitzenwertgleichrichter ein Einweggleichrich- ter. Die am Pull-Up-Widerstand R17 abfallende Spannung gleicht dies aus, denn in C2 ist jetzt ein deutlich kleine¬ rer Wert für den mittleren Lichtquellenstrom gespeichert und nicht mehr ein Spitzenwert der Gesamtspannung.
Im Eingangsspannungsminimum kann der Gesamtspannungsabfall über der Schaltungsanordnung jedoch kleiner als die momentan in C2 gespeicherte Spannung werden. Dann setzt die sogenannte Kollektorgegenkopplung ein, Anteile des eigent¬ lich für die Basis vorgesehenen Stroms aus C2 fließen stattdessen über den Kollektor desselben Transistors und verdrängen nicht nur den eigentlich dort vorgesehenen
Lichtquellenstrom, sondern schwächen gleichzeitig die An- steuerung. Die Folge sind Einbrüche im Lichtquellenstrom, die Lücken ähneln und somit die Stromwelligkeit gegen 100% gehen lassen. Die Lösung dieses Problems ist die (Wieder- ) Einführung der ehemaligen Spitzenwert-Detektionsdiode D2, die nun aller¬ dings als gewöhnlicher Einweggleichrichter arbeitet und vermeidet, dass Ladung aus C2 lediglich durch die Basis von Ql oder durch dessen Linearisierungswiderstand R18 abflie- ßen kann.
Fig. 10 schließlich zeigt eine fünfte Ausführungsform der Schaltungsanordnung, die im Wesentlichen Fig. 9 mit einem PNP-Transistor Ql entspricht, der als variable Impedanz genutzt wird. Die Hilfsspannungsversorgung 15 ist nun wieder "saugend" aufgebaut wie in Fig. 3, ebenso ist die
Strommesseinrichtung 13 bestehend aus dem niederohmigen Widerstand R2 wieder "obenliegend", also mit dem ersten Anschluss der Schaltungsanordnung 1 verbunden. Die übrigen Funktionsblöcke ergeben sich analog zu Fig. 9.
Bezugszeichenliste
I Schaltungsanordnung zur Verringerung der Lichtmodulation von mindestens einer Lichtquelle
3 Vollwellengleichrichter
5 LED
55 LED-Kette
7 Betriebsgerät
II Stromregeleinrichtung
13 Strommesseinrichtung
15 Hilfsspannungsversorgung
17 Mittelwertbildungseinrichtung
UN Netzspannung
ILED Strom durch die LED-Kette
Ii Istwert für die Stromregeleinrichtung
Is Sollwert für die Stromregeleinrichtung
Ql Transistor
Ul Operationsverstärker

Claims

Patentansprüche
Schaltungsanordnung (1) zur Verringerung der Lichtmodulation von mindestens einer an einer Spannung betriebenen Lichtquelle (5) , welche Spannung einen die Lichtmodulation verursachenden Wechselanteil aufweist, wobei die Schaltungsanordnung (1) seriell zu der mindestens einen Lichtquelle (5) schaltbar ist und
- eingerichtet ist, einen Momentanwert des Stromes (ILED) durch die mindestens eine Lichtquelle (5) zu messen,
- wobei sie eine Stromregelungseinrichtung (11) aufweist, die den Strom (ILED) durch die mindestens eine Lichtquelle regelt,
- wobei der Momentanwert des gemessenen Stromes (ILED) durch die mindestens eine Lichtquelle (5) als Istwert (Ii) für die Stromregeleinrichtung (11) verwendbar ist und
- wobei ein Mittelwert des Momentanwertes des ge¬ messenen Stromes durch die mindestens eine Licht¬ quelle als Sollwert (Is) für die Stromregeleinrich¬ tung (11) verwendbar ist.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sie eine Mittelwertbildungsein¬ richtung (17) aufweist.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittelwertbildungseinrichtung (17) ein Tiefpass ist, und der Mittelwert des gemessenen Stromes durch die mindestens eine Licht¬ quelle (5) durch den Tiefpass gebildet wird.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromregeleinrichtung (11) weiterhin aufweist:
- einen Transistor (Ql) mit einer Bezugselektrode, einer Arbeitselektrode und einer Steuerelektrode,
- einen Operationsverstärker (Ul) mit einem positi ven Eingang, einem negativen Eingang und einem Aus gang, wobei
- der Ausgang des Operationsverstärkers mit der Steuerelektrode des Transistors gekoppelt ist,
- der Momentanwert des gemessenen Stroms durch die mindestens eine Lichtquelle in den positiven Ein¬ gang des Operationsverstärkers eingegeben wird,
- der Mittelwert des Momentanwertes des gemessenen Stromes durch die mindestens eine Lichtquelle in den negativen Eingang des Operationsverstärkers eingegeben wird,
wobei die Strecke zwischen Arbeitselektrode und Be zugselektrode des Transistors (Ql) seriell zur min destens einen Lichtquelle geschaltet ist.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromregeleinrichtung (11) weiterhin aufweist:
- einen Transistor (Ql) mit einer Bezugselektrode, einer Arbeitselektrode und einer Steuerelektrode,
- wobei der Momentanwert des gemessenen Stroms durch die mindestens eine Lichtquelle in die Be¬ zugselektrode des Transistors eingegeben wird,
- der Mittelwert des Momentanwertes des gemessenen Stromes durch die mindestens eine Lichtquelle in die Steuerelektrode des Transistors eingegeben wird,
- wobei die Strecke zwischen Arbeitselektrode und Bezugselektrode des Transistors (Ql) seriell zur mindestens einen Lichtquelle geschaltet ist.
6. Schaltungsanordnung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass sie eine integrierte Hilfsspannungsversorgung (15) aufweist.
7. Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Hilfsspannungsversorgung (15) einen Spitzenwertgleichrichter umfasst und die Hilfsspannung (UB) aus der an der Schaltungsanord- nung insgesamt abfallenden Spannung generiert.
8. Schaltungsanordnung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass sie einge¬ richtet ist, den Momentanwert des Stromes durch die mindestens eine Lichtquelle mittels einer Strommes- seinrichtung (13) zu messen, die seriell zu der mindestens einen Lichtquelle und zu der Strecke zwischen Arbeitselektrode und Bezugselektrode des Transistors geschaltet ist.
9. Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 8, dadurch ge- kennzeichnet, dass die Strommesseinrichtung (13) ein ohmscher Widerstand ist.
10. Schaltungsanordnung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die mindestens eine Lichtquelle (5) eine LED ist.
11. Schaltungsanordnung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die mindestens eine Lichtquelle (5) eine OLED ist.
12. Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 8, rückbezogen auf Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass sie ein Zweipol ist, der seriell an jeder Stelle in den Stromkreis der mindestens einen Lichtquelle (5) geschaltet werden kann.
13. Verfahren zur Verringerung der Lichtmodulation von mindestens einer an einer Spannung (UN) betrie- benen Lichtquelle (5) , welche einen Wechselanteil aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass seriell zu der mindestens einen Lichtquelle (5) eine Stromre¬ gelschaltung (11) vorgesehen ist, deren Istwert von dem Momentanwert des Stromes (I LED) durch die min- destens eine Lichtquelle abgeleitet ist, und deren
Sollwert von einem Mittelwert des Momentanwertes des Stromes durch die mindestens eine Lichtquelle abgeleitet ist.
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