EP3195000A1 - Kalibrierung von stromsensoren mittels referenzstrom während der strommessung - Google Patents

Kalibrierung von stromsensoren mittels referenzstrom während der strommessung

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EP3195000A1
EP3195000A1 EP15766463.2A EP15766463A EP3195000A1 EP 3195000 A1 EP3195000 A1 EP 3195000A1 EP 15766463 A EP15766463 A EP 15766463A EP 3195000 A1 EP3195000 A1 EP 3195000A1
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EP
European Patent Office
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current
voltage drop
operating
measuring resistor
operating voltage
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EP15766463.2A
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English (en)
French (fr)
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EP3195000B1 (de
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Martin Schramme
Wolfgang Jöckel
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Continental Teves AG and Co OHG
Aumovio Germany GmbH
Original Assignee
Continental Teves AG and Co OHG
Continental Automotive Technologies GmbH
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Publication date
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    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
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    • G11C5/00—Details of stores covered by group G11C11/00

Definitions

  • the invention relates to a method for measuring a current with a current sensor.
  • Electric currents in and out of a vehicle battery are measured, for example, in DE 10 2009 044 992 A1 and in DE 10 2004 062 655 A1 with a current sensor via a measuring resistor, also called a shunt.
  • a method for calibrating a current sensor configured to determine in an on-board network of a vehicle an electrical operating current flowing through a measuring resistor based on a comparison of a voltage drop across the measuring resistor caused by the operating current and a regulation dependent on the measuring resistor, the steps of determining an induced by the operating current at the measuring resistor operating voltage drop, impressing a known electrical ⁇ rule Kalibrierstromes in the measuring resistor, detecting an induced by the calibration current and the operating current at the measuring resistor total voltage drop, filtering the Be ⁇ operating voltage drop from the total voltage drop, so that by the Calibration stream evoked
  • the specified method is based on the consideration that the measuring resistor, also referred to as shunt, is subject to tolerances.
  • the measuring resistor should therefore be designed to be stable with respect to these tolerances, which is correspondingly expensive.
  • a more cost-effective measuring resistor could be used if the corresponding tolerances can be detected and corrected.
  • the measuring resistor could be measured and calibrated with a known calibration current.
  • the measuring resistor should not be subjected to the unknown operating current during the calibration. This is problematic insofar as only long-term dynamic tolerances can be taken into account, as they arise, for example, as a result of the aging of the measuring resistor. Short-term dynamic tolerances, for example due to temperature dependencies of the measuring resistor, can not be taken into account in this way because they only develop during operation of the measuring resistor under the applied operating current or ambient temperature. For this reason, a correspondingly expensive material must be selected for the measuring resistor, at least with regard to its short-term dynamics.
  • the specified method attacks with the suggestion during the calibration first of all to determine the operating voltage drop on the faulty measuring resistor, which is consequently also faulty. Then, the standing under the operating current faulty measuring resistor becomes ⁇ additionally acted upon by the calibration current and the resultant total voltage drop tapped. Finally, the total voltage drop is corrected for the faulty operating voltage drop. Through this cleanup will also the Fault is removed from the total voltage drop so that thereafter the actual calibration voltage drop is available, with which the current sensor can also be calibrated during operation in order to suppress or extinguish short-term dynamic tolerances.
  • the calibration current comprises a periodic current pulse.
  • the calibration current is a current pulse having a pulse width, in particular of less than 10 s. This refinement is based on the consideration that the calibration current should be recorded as constantly as possible with a few short-term dynamic changes, such as those caused by electrically induced temperature changes. The shorter the current pulse is therefore chosen, the safer the short-term dynamic changes hide.
  • a charac ⁇ teristic size of the operating voltage drop is determined from at least two operating voltage measured values, which are detected outside the current pulse for determining the operating voltage drop.
  • characteristic size of a value is to be understood below, which characterizes the course of an alternating signal with respect to a certain physika ⁇ metallic property.
  • Such characteris ⁇ diagram sizes are, for example, average, RMS values, equal reference values, and so on. The training is based on the consideration that the operating voltage drop and the "
  • Total voltage drop should actually be measured together in time, so that the above error in the operating voltage drop as completely as possible can be adjusted from the total chip ⁇ tion waste.
  • the operating voltage drop and the total voltage drop can in principle only be measured consecutively. In order to resolve this contradiction, it is proposed in the present development to estimate the operating voltage drop during the applied current pulse and to estimate from the estimated operating voltage drop a suitable measured value for the operating voltage drop. This appropriate reading is described by the characteristic size.
  • the estimation can be done by any means, for example by interpolation or extrapolation.
  • the aforementioned estimation and determination of the characteristic variable can be realized if the mean value between the two detected operating voltage measured values is detected as a characteristic variable.
  • the current pulse lies between the operating voltage measured values. In this way, a particularly small estimation error is achieved in estimating the operating voltage drop in ⁇ particular in the averaging.
  • the total voltage drop and the operating voltage measured values are converted into a respective digital value with at least one analog-to-digital converter and stored in each case in a separate memory.
  • the values stored in the memories then all occur synchronously, so that the calibration voltage drop, which is necessary for calibrating the current sensor, can be determined with a simple arithmetic unit.
  • the total voltage drop and the operating voltage ⁇ measured values are each converted with its own analog-to-digital converter, the analog-to-digital converters are interchanged at intervals. By interchanging the individual analog-to-digital converters with each other, an interleaving is achieved, whereby the error dependencies are evenly distributed to all measured values entering the calibration voltage drop.
  • the method is preferably further characterized in that the induced by the calibration current and the operating current at the measuring resistor total voltage drop means we ⁇ tendonss an amplifier stage is enhanced, in particular before the filtering of the operating voltage drop is performed from the Ge ⁇ felditionsabfall.
  • the amplifier stage is preceded by at least one chopper circuit, which converts the signal of the total voltage drop into an alternating signal, wherein in particular the polarity of the signal of the total voltage waste is reversed periodically.
  • the operation and / or the clocking of the chopper circuit is designed so that within a time interval, limited by the times at which the two operating voltage measured values are determined, which are detected outside the current pulse, no polarity change and / or period change of the chopper circuit is performed ,
  • a de-chopping member is used in determining the operating voltage drop from the total voltage drop, a de-chopping member, and in particular, when determining the calibration voltage drop, no de-chopping member is used.
  • a control device is set up to carry out a method according to one of the preceding claims.
  • the specified device has a memory and a processor.
  • the specified method is stored in the form of a Compu ⁇ terprogramms in the memory and the processor is provided for performing the method when the computer program from the memory is loaded into the processor.
  • a computer program comprises program code means for performing all the steps of one of the specified methods when the computer program is executed on a computer or one of the specified devices.
  • a computer program product comprises a program code which is stored on a data carrier and the compu ⁇ terlesbaren when on a data processing device is executed, performs one of the specified methods.
  • a current sensor for measuring an electric current comprises an electrical measuring resistor, via which the electrical current to be measured is feasible, one of the specified control devices.
  • a vehicle includes one of the specified controllers and / or the specified current sensor.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a connected to an electrical system of a vehicle current sensor
  • FIG. 2 shows the schematic diagram of FIG. 1 with an alternative line selection
  • FIG. 3 is a time diagram with in the current sensor of FIG. 1 falling voltages
  • Fig. 4 is a timing diagram with control signals for the
  • FIG. 5 is a schematic diagram of an alternative to a vehicle electrical system of a vehicle connected to the current sensor, and FIG. 6 shows a time diagram with control signals for the current sensor from FIG. 3.
  • FIG. 1 shows a schematic diagram of a current sensor 4 connected to a vehicle electrical system 2 of a vehicle, not shown.
  • the finely dotted lines are initially disregarded in FIG. 1 in order to explain the operating principle of the current sensor 4 in more detail.
  • the elements shown in dashed lines in Fig. 1 are therefore not provided with a reference numeral.
  • the electrical system 2 comprises a vehicle battery 6 with a plus pole 8 and a minus pole 10, which is connected to a reference potential ⁇ tial 11, such as ground.
  • the vehicle battery 6 outputs via the positive pole 8 from an electrical operating current 12, which supplies various electrical loads 14 in the electrical system 2 with electrical energy and so operates.
  • the operation ⁇ stream 12 is then fed back to the negative terminal of the tenth For practical reasons, this ⁇ -Nazi is usually done on the chassis 16 of the vehicle.
  • the current sensor 4 is intended to detect the operating current 12, and make it available to a processing computing device, such as a battery management system 18 indicated in FIG. 1.
  • the battery management system 18 is basically a circuit that monitors the vehicle battery 6 and / or regulates its charge level. So various protective functions are implemented, one of which is known 20 2010 015 132 Ul, DE and the driving ⁇ convincing battery 6, for example, protects against deep discharge.
  • a measuring resistor 20 also referred to as a shunt, is arranged in the vehicle electrical system 2. Loading ⁇ operating current 16 flowing through this measuring resistor 20 and thus provides an operating voltage drop 22 across the measuring resistor 20.
  • the Measuring resistor 20 expediently connect directly to the reference potential 11 at the negative terminal 10, since so only a further potential tap 24 is necessary to detect the operating voltage drop 22.
  • the current sensor 2 comprises an amplifier 25, which is designed in two stages in the present embodiment. In principle, a single-stage amplifier would suffice to determine the operating current 12.
  • the amplifier 25 comprises a low-pass filter 26, which picks up the operating voltage drop 22 at the potential tap 24 and filters unwanted signal components, such as switching transients from it.
  • the low-pass filtered till ⁇ griffenen operating voltage drop 22 is now converted by a chopper circuit 28 into an alternating signal.
  • the chopper circuit is a so-called chopper circuit, which is based on a chopper control 29 chopper signal 30 separates the operating voltage drop 22 in signal periods and reversed individual of these separated signal periods in their polarity.
  • alternating voltage 31 is generated from the operating voltage drop 22.
  • Chopper circuits are known for example from DE 10 2012 105 162 AI and will not be further elaborated below.
  • the task of the chopper circuit 28 is to eliminate an offset subsequent first first amplifier stage 32 and via a further low-pass 26 leading second amplifier stage 32. An intermediate tap 33 between the two amplifier stages 32 will be discussed later.
  • the amplified alternating voltage 31 'at the output of the second amplifier stage 32 is now finally in a digitized signal on ⁇ preparation circuit 33 and to a digital DC operating voltage value 22' converted.
  • the signal conditioning circuit 33 has an A / D converter 34 called analog-to-digital converter, which converts the amplified AC voltage 31 'in a digital signal, not shown.
  • An ⁇ closing the resolution of the digitized amplified alternating voltage 31 may be increased 'in a pre-filter 35 optionally when the previously provided by the A / D converter 34 resolution is insufficient.
  • the digitized amplified AC voltage 31 ' is now converted in a de-chopping member 36 back into an offset-biased Wech ⁇ selliquid not shown.
  • the digitized amplified AC voltage 31 'in the de-chopping member 36 in the periods from the chopper control 29 is multiplied by -1 and +1 based on a reverse chopper signal 30'.
  • the two amplifier stages 32 amplify the AC voltage ⁇ 31 for technical reasons with an offset, For example, the originally positive periods and the "upwardly-flipped" periods have a different amplitude, which is why the AC voltage is offset.
  • This offset-affected AC voltage is then smoothed in a final filter 37 by averaging, whereby the voltage introduced by the two amplifier stages 32 From the signal conditioning circuit 33, the operating voltage drop 22 is thus output in digitized form, ie as a digital operating voltage drop 22 '.
  • FIG. 2 In which the finely dashed illustrated elements of FIG. 1 are now shown as normal elements and provided with a reference numeral.
  • the idea behind the present embodiment is, during operation of the electrical system 2 and thus of the current sensor 4 from a reference current source 39, also called Kalibrierstromquelle, a known reference current 40, also called Kalibrierstrom to impress in the measuring resistor 20 and from the known reference current 40 and the At the output of the signal conditioning circuit 33 can be tapped off voltage drop to determine the actual physical properties of the measuring resistor 20 and thus to correct the measurement result of the current sensor 4 to kor ⁇ .
  • this idea is fundamentally contrary to the fact that during operation of the vehicle electrical system 2, the operating current 12 also flows and is thus superimposed with the reference current 40.
  • a total voltage drop 42 which can be tapped off at the output of the signal conditioning circuit 33 does not confront a known reference current 40 but a total current 41 from the operating current 12 and the reference current 40, so that the actual physical properties of the measuring resistor 20 during operation can not be determined in this way ,
  • Fig. 3 the voltage values 43 of the Radiosab- are appropriate 22-mentioned (without the effect of the reference current 40), one also Kalibrierwhisabfall reference voltage drop 44 (without the action of the operating current 12) and the total clamping ⁇ voltage drop 42 applied over the time is 45.
  • the different from Ge ⁇ yakschreibsabfall 42 the course of the operating voltage drop 22 and the reference voltage drop 44 are shown in dotted lines in Fig. 3.
  • Fig. 3 is to be understood purely qualitatively, wherein the actual relationships between the voltages are not reproduced.
  • the reference current 40 For estimating the operating voltage drop 22 is pre ⁇ propose to perform in the form of a pulse, the reference current 40, so that the reference voltage drop 44 takes the form of a indicated in Fig.
  • the mean value 51 describes the actual voltage value 43 more accurately the more linear the operating voltage drop 22 is in the range between the two measuring times 47, 48. Therefore, the pulse width 53 of the pulse 46 should be as low as possible and limited only by the limits of signal processing. As meaningful pulse width 53 less than 10ys have been shown.
  • the correction factor 58 can optionally be filtered with a filter element in the form of a demodulator 59 in order to smooth it.
  • the demodulator 59 is based on the consideration that over a Considered comparatively long time period, the operating current 12 is periodic because it is composed of a charging current flowing into the vehicle battery 6 and a discharge current flowing out of the vehicle battery 6. Since the capacity of the vehicle battery 6 is limited, the operating current 12 must therefore have a periodic course over a long period of time and be zero on average.
  • the demodulator 59 therefore considers a possible remaining in the correction factor 58 proportion of operating current 12 as a carrier signal and filters it analogous to a demodulation (for example, amplitude amplitude ⁇ modulation) out of this by averaging out.
  • the filtered correction factor 58 is then fed to the Conversion ⁇ device 38 which may correct, for example, the characteristic line 20 for determining the operating current 20 based on the Cor ⁇ rektur composition 58th
  • the necessary for the determination of the correction factor 58 measuring ⁇ values 40, 50, 54, 59 are stored in respective memories 60, 61, 62, 63rd These memories 60, 61, 62, 63 are double Darge ⁇ merely for clarity in Figs. 1 and 2, so that the signal paths do not cross. In fact, every memory is present only once.
  • various control signals are present in the present embodiment.
  • a switch 65 is closed, which conducts the reference current 40 via a reference resistor 66 to the measuring resistor 20.
  • the reference resistor 66 is not necessary, because the method with the reference current source 39 alone would be possible.
  • the requirements for the reference current source 39 are moreover stable and so on then very high. Under Using the reference resistor 66 this Anforde ⁇ conclusions can then be lowered, because the reference current 40 based on the electrical characteristics 67 of the reference resistor 66, which may be stored in a corresponding memory 68 and a corresponding voltage drop 69 can be determined at the reference resistor 66th
  • the voltage drop 69 at the reference resistor 66 is not the reference voltage drop 44, which drops at the measuring resistor 20 and is included in the total voltage drop 42.
  • the reference resistor 66 should be selected to be many times greater than the measuring resistor 20.
  • the reference current 40 should be selected higher by a multiple than the operating current 12. In normal operation, If the operating Ström 12 supplies, for example, only display elements as electrical loads 14 with electrical energy, this is in the range of a few mA. Then, the reference current 40 can be selected in the range of one ampere. In this way, the voltage drop 69 can be tapped at the reference resistor 66 via a single tap point 70 relative to the reference potential 11, wherein the total voltage drop 42 at the measuring resistor 20 can be.
  • the voltage drop 69 at the reference resistor 66 is stored with the reference current control signal 64 via a further switch 65, a high-pass filter 71 and a low-pass filter 26 in a first latch 72 and can be tapped again via another switch 65 from this.
  • the total measured value 54 for the total voltage drop 42 through a high-pass filter 71 at the Zvi is ⁇ schenabgriff 33 picked up and stored in a second intermediate memory 73 with the reference current control signal 64th
  • the total voltage drop 42 is very high from the point of view of the high reference current 40.
  • the reinforce both amplifier stages 32 a relatively small Be ⁇ operating voltage 22.
  • the high contrast total voltage drop 42 would at least the second drive Verellrstu ⁇ fe 32 into saturation and thus falsify the measurement. Therefore, the total voltage drop 42 should be tapped at the intermediate tap 33.
  • the intermediate tap 33 has the disadvantage that the corresponding signals picked up there do not pass through the de-chopping element 36. To overcome this disadvantage, it should be ensured that all measured values 49, 50, 54 tapped at the intermediate tap 33 are tapped in one pulse period of the chopper signal 30. Then, the offset of the first amplifier stage 32 automatically clears out in the determination of the correction factor 58.
  • the first measurement value 49 with Uo which designates center 54 of the pulse 46 to Ui
  • the second measured value 50 with U 2 the reference current 40 with I re fr Kor ⁇ rektur composition 58 K and the offset of the first amplifier stage 32 having x
  • the determination of the correction factor 58 according to FIG. 2 can be represented by the following formula:
  • a first reading control signal 74 may be analogous to the Ge ⁇ felmesswert 54 for the total voltage drop 42 of the first measured value are recorded 49 and stored in a third temporary storage 75 while being locked by a second reading control signal 76 of the second measurement value 50 and stored in a fourth latch 77 ,
  • the first intermediate memory 72 can then be read out via a first read-out signal 78 via a switch 65, while the second intermediate memory 73 is read out via a second read-out signal 79 via a switch 65, the third intermediate memory 75 is read out via a third read-out signal 80 via a switch 65 and the fourth latch 77 can be read out via a fourth read-out signal 81 via a switch 65.
  • Control signals 30, 64, 74, 76, 78, 79, 80, 81 in FIGS. 1 and 2 are plotted against time 45 in FIG.
  • the first measured value 49 is first sampled with the first measured value signal 74 from the total voltage drop 42 with the corresponding switch 65 and stored in the corresponding intermediate memory 75 at the first measuring time 47. As soon as the first measured value 49 is present in the corresponding intermediate memory 75, it is read out via the first read-out signal 78 and stored in its memory 62 via an A / D converter 34.
  • the total measured value 54 for the total voltage drop 42 and the voltage drop 69 at the reference resistor 66 are already sampled in the center 52 of the pulse 46 via the corresponding switches 65 and stored in the corresponding latches 72, 73 , Subsequently, the intermediate memory 73 with the second readout signal 79 and the latch 72 with the third readout signal 80 are successively read out.
  • the sampled total measured value 54 for the overall voltage drop 42 is stored in the corresponding memory 61, while the voltage drop 69 initially in the reference current 40 to the physical properties 67 of the reference resistor 66 will ba ⁇ sierend converted the reference resistor 66 before then the thus sawn If reference current 40 is stored in the corresponding memory 60.
  • the second measured value is finally sampled 50 with the second Messwertsig ⁇ nal 76 via the switch 65 at the second measurement time ⁇ point 48 and stored in the corresponding latch 77 .
  • the reading of the intermediate memory 77 is analogous to reading out the insectspei ⁇ Chers 73, but with the fourth read-out signal 81, the second measured value is stored in the corresponding memory 50 63rd In this way, all measured values 40, 49, 50, 54 are now present in the memories 60 to 63, so that the correction factor 58 according to FIG. 2 can be determined.
  • the multiplexer 82 itself is not necessary. Also, switches 65 as shown in Figs. 1 and 2 may be used. With the multiplexer 82, however, the individual A / D converters 34 can be rotated or interchanged during the conversion of the measured values 69, 54, 49, 50, as a result of which different digitization errors of the individual A / D converters 34 uniformly affect the individual measured values 69 , 54, 49, 50 are distributed. In this way, the digitization errors in the determination of the correction factor 58 cancel out analogously to the abovementioned offset of the first amplifier stage 32 as well.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein 1. Verfahren zum Kalibrieren eines Stromsensors (4), der eingerichtet ist, in einem Bordnetz (2) eines Fahrzeuges einen durch einen Messwiderstand (20) fließenden elektrischen Betriebsstrom (12) basierend auf einer Gegenüberstellung (38) eines durch den Betriebsstrom (12) hervorgerufenen Spannungsabfall am Messwiderstand (20) und einer vom Messwiderstand (20) abhängigen Vorschrift (21) zu bestimmen, umfassend: Bestimmen eines durch den Betriebsstrom (12) am Messwiderstand (20) hervorgerufenen Betriebsspannungsabfalls (22); Einprägen eines bekannten elektrischen Kalibrierstromes (40) in den Messwiderstand (20), - Erfassen eines durch den Kalibrierstrom (40) und den Betriebsstrom (12) am Messwiderstand (20) hervorgerufenen Gesamtspannungsabfalls (4), Filtern des Betriebsspannungsabfalls (22) aus dem Gesamtspannungsabfall (42), so dass ein durch den Kalibrierstrom (40) hervorgerufener Kalibrierspannungsabfall (44) verbleibt, und Kalibrieren (58) der vom Messwiderstand (20) abhängigen Vorschrift (21) basierend auf einer Gegenüberstellung (57) des Kalibrierstromes (40) und des Kalibrierspannungsabfalls (42).

Description

Kalibrierung von Stromsensoren mittels Referenzstrom während der Strommessung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Messen eines Stromes mit einem Stromsensor.
Elektrische Ströme in und aus einer Fahrzeugbatterie werden beispielsweise in der DE 10 2009 044 992 AI und in der DE 10 2004 062 655 AI mit einem Stromsensor über einen Messwiderstand, auch Shunt genannt, gemessen.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung das bekannte Verfahren zur Strommessung zu verbessern.
Die Aufgabe wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst. Bevorzugte Weiterbildungen sind Gegenstand der ab¬ hängigen Ansprüche.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung umfasst ein Verfahren zum Kalibrieren eines Stromsensors, der eingerichtet ist, in einem Bordnetz eines Fahrzeuges einen durch einen Messwiderstand fließenden elektrischen Betriebsstrom basierend auf einer Gegenüberstellung eines durch den Betriebsstrom hervorgerufenen Spannungsabfalls am Messwiderstand und einer vom Messwiderstand abhängigen Vorschrift zu bestimmen, die Schritte Bestimmen eines durch den Betriebsstrom am Messwiderstand hervorgerufenen Betriebsspannungsabfalls, Einprägen eines bekannten elektri¬ schen Kalibrierstromes in den Messwiderstand, Erfassen eines durch den Kalibrierstrom und den Betriebsstrom am Messwiderstand hervorgerufenen Gesamtspannungsabfalls, Filtern des Be¬ triebsspannungsabfalls aus dem Gesamtspannungsabfall, so dass ein durch den Kalibrierstrom hervorgerufener
Kalibrierspannungsabfall verbleibt, und Kalibrieren der vom Messwiderstand abhängigen Vorschrift basierend auf einer Ge- genüberstellung des Kalibrierstromes und des
Kalibrierspannungsabfalls .
Dem angegebenen Verfahren liegt die Überlegung zugrunde, dass der auch Shunt genannte Messwiderstand mit Toleranzen behaftet ist. Der Messwiderstand sollte daher hinsichtlich dieser Toleranzen stabil ausgelegt werden, was entsprechend teuer ist. Alternativ könnte auch ein kostengünstigerer Messwiderstand verwendet werden, wenn sich die entsprechenden Toleranzen erfassen und korrigieren lassen. Hierzu könnte der Messwiderstand mit einem bekannten Kalibrierstrom vermessen und kalibriert werden.
Der Messwiderstand sollte bei der Kalibrierung nicht mit dem unbekannten Betriebsstrom beaufschlagt werden. Das ist insofern problematisch, weil sich so nur langzeitdynamische Toleranzen berücksichtigen lassen, wie sie beispielsweise durch die Alterung des Messwiderstandes entstehen. Kurzzeitdynamische Toleranzen, beispielsweise durch Temperaturabhängigkeiten des Messwiderstandes bedingt, lassen sich so nicht berücksichtigen, weil diese sich im Betrieb des Messwiderstandes unter dem angelegten Betriebsstrom oder der Umgebungstemperatur erst entwickeln. Aus diesem Grund ist für den Messwiderstand zumindest hinsichtlich seiner Kurzzeitdynamik ein entsprechend teures Material zu wählen.
Hier greift das angegebene Verfahren mit dem Vorschlag an, während der Kalibrierung zunächst den Betriebsspannungsabfall am fehlerbehafteten Messwiderstand zu bestimmen, der folglich ebenfalls fehlerbehaftet ist. Anschließend wird der unter dem Betriebsstrom stehende fehlerbehaftete Messwiderstand zu¬ sätzlich mit dem Kalibrierstrom beaufschlagt und der resultierende Gesamtspannungsabfall abgegriffen. Schließlich wird der Gesamtspannungsabfall vom fehlerbehafteten Betriebsspannungsabfall bereinigt. Durch diese Bereinigung wird auch der Fehler aus dem Gesamtspannungsabfall entfernt, so dass danach der tatsächliche Kalibrierspannungsabfall zur Verfügung steht, mit dem sich auch während des Betriebes der Stromsensor kalibrieren lässt, um kurzzeitdynamische Toleranzen zu unterdrücken oder auszulöschen.
Daher können bei der Wahl des Messwiderstandes auch kurz- zeitdynamische Toleranzen unberücksichtigt bleiben und ein entsprechend kostengünstiges Material für diesen gewählt werden.
Zweckmäßigerweise umfasst der Kalibrierstrom einen periodischen Strompuls .
In einer Weiterbildung des angegebenen Verfahrens ist der Kalibrierstrom ein Strompuls mit einer Pulsbreite, insbesondere von weniger als 10ys. Dieser Weiterbildung liegt die Überlegung zugrunde, dass der Kalibrierstrom möglichst konstant mit wenigen kurzzeitdynamischen Veränderungen erfasst werden sollte, wie sie beispielsweise durch elektrisch bedingte Temperaturverände- rungen hervorgerufen werden. Je kürzer der Strompuls daher gewählt wird, desto sicherer lassen sich die kurzzeitdynamischen Veränderungen ausblenden.
In einer zweckmäßigen Weiterbildung des angegebenen Verfahrens wird zum Bestimmen des Betriebsspannungsabfalls eine charak¬ teristische Größe des Betriebsspannungsabfalls aus wenigstens zwei Betriebsspannungsmesswerten bestimmt, die außerhalb des Strompulses erfasst werden. Unter der charakteristischen Größe soll nachstehend ein Wert verstanden werden, der den Verlauf eines Wechselsignals hinsichtlich einer bestimmten physika¬ lischen Eigenschaft charakterisiert. Derartige charakteris¬ tische Größen sind beispielsweise Mittelwerte, Effektivwerte, Gleichrichtwerte, und so weiter. Der Weiterbildung liegt die Überlegung zugrunde, dass der Betriebsspannungsabfall und der „
Gesamtspannungsabfall eigentlich zeitlich gemeinsam gemessen werden sollten, damit der oben genannte Fehler im Betriebsspannungsabfall möglichst vollständig aus dem Gesamtspan¬ nungsabfall bereinigt werden kann. Andererseits können der Betriebsspannungsabfall und der Gesamtspannungsabfall prinzipbedingt nur nacheinander gemessen werden. Um diesen Widerspruch aufzulösen, wird im Rahmen der vorliegenden Weiterbildung vorgeschlagen, den Betriebsspannungsabfall während des angelegten Strompulses zu schätzen und aus dem geschätzten Betriebsspannungsabfall einen geeigneten Messwert für den Betriebsspannungsabfall zu schätzen. Dieser geeignete Messwert wird durch die charakteristische Größe beschrieben.
Das Schätzen kann dabei mit beliebigen Mitteln, beispielsweise durch Interpolation oder Extrapolation erfolgen. In technisch besonders einfacher Weise lässt sich das zuvor genannte Schätzen und Bestimmten der charakteristischen Größe realisieren, wenn als charakteristische Größe der Mittelwert zwischen den beiden erfassten Betriebsspannungsmesswerten erfasst wird.
In einer besonders bevorzugten Weiterbildung des angegebenen Verfahrens liegt der Strompuls zwischen den Betriebsspannungsmesswerten. Auf diese Weise wird ein besonders kleiner Schätzfehler beim Schätzen des Betriebsspannungsabfalls ins¬ besondere bei der Mittelwertbildung erreicht.
In einer anderen Weiterbildung des angegebenen Verfahrens werden der Gesamtspannungsabfall und die Betriebsspannungsmesswerte mit wenigstens einem Analog-Digitalwandler in je einen Digi- talwert umgewandelt und in je einem eigenen Speicher hinterlegt. Die in den Speichern hinterlegten Werte liegen dann alle synchron vor, so dass der Kalibrierspannungsabfall, der zur Kalibrierung des Stromsensors notwendig ist, mit einem einfachen Rechenwerk bestimmbar ist. In einer bevorzugten Weiterbildung des angegebenen Verfahrens werden der Gesamtspannungsabfall und die Betriebsspannungs¬ messwerte mit je einem eigenen Analog-Digitalwandler umge- wandelt, wobei die Analog-Digitalwandler in zeitlichen Abständen untereinander vertauscht werden. Durch das Vertauschen der einzelnen Analog-Digitalwandler untereinander wird ein Interleaving erreicht, wodurch die Fehlerabhängigkeiten auf alle in den Kalibrierspannungsabfall eingehenden Messwerte gleichmäßig verteilt werden.
In einer anderen bevorzugten Weiterbildung des angegebenen Verfahrens werden der Gesamtspannungsabfall und die Be¬ triebsspannungsmesswerte zwischengespeichert und zeitlich versetzt über einen gemeinsamen Analog-Digitalwandler in je einen Digitalwert umgewandelt. Auf diese Weise kann nicht nur ein in kostengünstiger Weise einzelner Analog-Digitalwandler bei der Bestimmung des Kalibrierspannungsabfalls verwendet werden, Die Verwendung eines einheitlichen Analog-Digitalwandlers bringt auch eine einheitliche Fehlerabhängigkeit in die in den Kalibrierspannungsabfall eingehenden Messwerte ein, die dann rechentechnisch wieder herausgekürzt werden können.
Das Verfahren ist bevorzugt dadurch weitergebildet, dass der durch den Kalibrierstrom und den Betriebsstrom am Messwiderstand hervorgerufenen Gesamtspannungsabfall mittels we¬ nigstens einer Verstärkerstufe verstärkt wird, insbesondere bevor das Filtern des Betriebsspannungsabfalls aus dem Ge¬ samtspannungsabfall durchgeführt wird.
Es ist bevorzugt, dass der Verstärkerstufe zumindest eine Chopperschaltung vorgeschaltet ist, welche das Signal des Gesamtspannungsabfalls in ein Wechselsignal wandelt, wobei insbesondere die Polarität des Signals des Gesamtspannungs- abfalls periodisch vertauscht wird. Besonders bevorzugt ist dabei der Betrieb und/oder die Taktung der Chopperschaltung so ausgelegt, dass innerhalb eines Zeitintervalls, begrenzt durch die Zeitpunkte zu denen die zwei Betriebsspannungsmesswerte bestimmt werden, die außerhalb des Strompulses erfasst werden, kein Polaritätswechsel und/oder Periodenwechsel der Chopperschaltung durchgeführt wird.
Es ist zweckmäßig, dass beim Bestimmen des Betriebsspannungsabfalls aus dem Gesamtspannungsabfall, ein De-Chopperglied verwendet wird, und insbesondere beim Bestimmen des Kalibrierspannungsabfalls kein De-Chopperglied verwendet wird .
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine Steuervorrichtung eingerichtet, ein Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche durchzuführen.
In einer Weiterbildung der angegebenen Steuervorrichtung weist die angegebene Vorrichtung einen Speicher und einen Prozessor auf. Dabei ist das angegebene Verfahren in Form eines Compu¬ terprogramms in dem Speicher hinterlegt und der Prozessor zur Ausführung des Verfahrens vorgesehen, wenn das Computerprogramm aus dem Speicher in den Prozessor geladen ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung umfasst ein Computerprogramm Programmcodemittel, um alle Schritte eines der angegebenen Verfahren durchzuführen, wenn das Computerprogramm auf einem Computer oder einer der angegebenen Vorrichtungen ausgeführt wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung enthält ein Computerprogrammprodukt einen Programmcode, der auf einem compu¬ terlesbaren Datenträger gespeichert ist und der, wenn er auf einer Datenverarbeitungseinrichtung ausgeführt wird, eines der angegebenen Verfahren durchführt.
Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung umfasst ein Stromsensor zum Messen eines elektrischen Stromes einen elektrischen Messwiderstand, über den der zu messende elektrische Strom führbar ist eine der angegebenen Steuervorrichtungen.
Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung umfasst ein Fahrzeug eine der angegebenen Steuervorrichtungen und/oder den angegebenen Stromsensor.
Die oben beschriebenen Eigenschaften, Merkmale und Vorteile dieser Erfindung sowie die Art und Weise, wie diese erreicht werden, werden klarer und deutlicher verständlich im Zusammenhang mit der folgenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele, die im Zusammenhang mit den Zeichnungen näher erläutert werden, wobei :
Fig. 1 eine Prinzipdarstellung eines an ein Bordnetz eines Fahrzeuges angeschlossenen Stromsensor,
Fig. 2 die Prinzipdarstellung der Fig. 1 mit einer alternativen Linienwahl,
Fig. 3 ein zeitliches Diagramm mit im Stromsensor der Fig. 1 abfallenden Spannungen,
Fig. 4 eine zeitliches Diagramm mit Steuersignalen für den
Stromsensor aus Fig. 1,
Fig. 5 eine Prinzipdarstellung eines alternativen an ein Bordnetz eines Fahrzeuges angeschlossenen Stromsensor, und Fig. 6 eine zeitliches Diagramm mit Steuersignalen für den Stromsensor aus Fig. 3 zeigen.
In den Figuren werden gleiche technische Elemente mit gleichen Bezugszeichen versehen und nur einmal beschrieben.
Es wird auf Fig. 1 Bezug genommen, die eine Prinzipdarstellung eines an ein Bordnetz 2 eines nicht weiter dargestellten Fahrzeuges angeschlossenen Stromsensors 4 zeigt. Die fein gestrichtelt dargestellten Linien sollen in Fig. 1 zunächst unberücksichtigt bleiben, um das Funktionsprinzip des Stromsensors 4 näher zu erläutern. Die fein gestrichelt dargestellten Elemente in Fig. 1 sind daher auch nicht mit einem Bezugszeichen versehen .
Das Bordnetz 2 umfasst eine Fahrzeugbatterie 6 mit einem Pluspol 8 und einem Minuspol 10, der mit einem Bezugspoten¬ tial 11, wie Masse, verbunden ist. Die Fahrzeugbatterie 6 gibt über den Pluspol 8 einen elektrischen Betriebsstrom 12 ab, der diverse elektrische Verbraucher 14 in dem Bordnetz 2 mit elektrischer Energie versorgt und so betreibt. Der Betriebs¬ strom 12 wird dann zum Minuspol 10 zurückgeführt. Aus prak¬ tischen Gründen erfolgt dies in der Regel über das Chassis 16 des Fahrzeuges .
Der Stromsensor 4 soll den Betriebsstrom 12 erfassen, und einer verarbeitenden Recheneinrichtung, wie einem in Fig. 1 angedeuteten Batteriemanagementsystem 18 zur Verfügung stellen . Das Batteriemanagementsystem 18 ist grundsätzlich eine Schaltung, die die Fahrzeugbatterie 6 überwacht und/oder ihren Ladestand regelt. So werden diverse Schutzfunktionen realisiert, von denen eine aus der DE 20 2010 015 132 Ul bekannt ist und die Fahr¬ zeugbatterie 6 beispielsweise vor einer Tiefenentladung schützt . Zur Erfassung des Betriebsstromes 12 ist in dem Bordnetz 2 ein auch Shunt genannter Messwiderstand 20 angeordnet. Der Be¬ triebsstrom 16 durchfließt diesen Messwiderstand 20 und sorgt so für einen Betriebsspannungsabfall 22 am Messwiderstand 20. Grundsätzlich erfasst der Stromsensor 2 den Betriebsspannungsabfall 22 und bestimmt basierend auf den elektrischen Eigenschaften des Messwiderstandes 20 in an sich bekannter Weise den Betriebsstrom 12. Hierzu ist der Messwiderstand 20 zweckmäßigerweise direkt am Bezugspotential 11 am Minuspol 10 verschalten, da so nur ein weitere Potentialabgriff 24 notwendig ist, um den Betriebsspannungsabfall 22 zu erfassen.
Zur Bestimmung des Betriebsstromes 12 basierend auf dem Be- triebsspannungsabfall 22 greift der Stromsensor 2 den Be¬ triebsspannungsabfall 22 am Potentialabgriff 24. Dieser Betriebsspannungsabfall 22 ist in der Regel so klein, dass er für eine direkte Signalverarbeitung zur Bestimmung des Betriebsstromes 12 unbrauchbar ist. Daher wird der Betriebsspan- nungsabfall 22 vor der Bestimmung des Betriebsstromes 12 zu¬ nächst verstärkt.
Zur Verstärkung des Betriebsspannungsabfalls 12 umfasst der Stromsensor 2 einen Verstärker 25, der in der vorliegenden Ausführung zweistufig ausgeführt ist. Grundsätzlich würde zu Bestimmung des Betriebsstromes 12 ein einstufiger Verstärker ausreichen. Der Verstärker 25 umfasst einen Tiefpass 26, der den Betriebsspannungsabfall 22 am Potentialabgriff 24 abgreift und ungewünschte Signalkomponenten, wie beispielsweise Schalt- transiente aus diesem filtert. Der tiefpassgefilterte abge¬ griffene Betriebsspannungsabfall 22 wird nun mit einer Chopperschaltung 28 in ein Wechselsignal gewandelt. Die Chopperschaltung ist eine sogenannte Zerhackerschaltung, die basierend auf einem durch eine Zerhackersteuerung 29 vorge- gebenen Zerhackersignal 30 den Betriebsspannungsabfall 22 in Signalperioden auftrennt und einzelne dieser aufgetrennten Signalperioden in ihrer Polarität vertauscht. Auf diese Weise wird aus dem Betriebsspannungsabfall 22 eine Wechselspannung 31 erzeugt. Chopperschaltungen sind beispielsweise aus der DE 10 2012 105 162 AI bekannt und sollen nachstehend nicht weiter ausgeführt werden. Aufgabe der Chopperschaltung 28 ist es einen Offset sich anschließenden ersten ersten Verstärkerstufe 32 und über einen weiteren Tiefpass 26 führenden zweiten Verstärkerstufe 32 zu eliminieren. Auf einen Zwischenabgriff 33 zwischen den beiden Verstärkerstufen 32 wird an späterer Stelle eingegangen .
Die verstärkte Wechselspannung 31' am Ausgang der zweiten Verstärkerstufe 32 wird nun abschließend in einer Signalauf¬ bereitungsschaltung 33 digitalisiert und in einen digitalen Betriebsgleichspannungswert 22' umgewandelt. Hierzu weist die Signalaufbereitungsschaltung 33 einen A/D-Wandler 34 genannten Analog-Digital-Wandler auf, der die verstärkte Wechselspan- nung 31' in ein nicht gezeigtes Digitalsignal umwandelt. An¬ schließend kann optional die Auflösung der digitalisierten verstärkten Wechselspannung 31' in einem Vorfilter 35 erhöht werden, wenn die zuvor vom A/D-Wandler 34 bereitgestellte Auflösung unzureichend ist. In jedem Fall wird die digitalisierte verstärkte Wechselspannung 31' nun in einem De-Chopperglied 36 zurück in eine nicht weiter gezeigte offsetbehaftete Wech¬ selspannung gewandelt. Hierzu wird die digitalisierte verstärkte Wechselspannung 31' im De-Chopperglied 36 in den Perioden aus der Zerhackersteuerung 29 basierend auf einem Um- kehr-Zerhackersignal 30' mit -1 und +1 multipliziert. Dadurch werden die negativen Perioden der digitalisierten verstärkten Wechselspannung 31' positiv oder salopp gesagt „nach oben geklappt". Weil die beiden Verstärkerstufen 32 die Wechsel¬ spannung 31 technisch bedingt mit einem Offset verstärken, weisen die ursprünglich positiven Perioden und die „nach oben geklappten" Perioden eine unterschiedliche Amplitude auf, weshalb es sich um eine offsetbehaftete Wechselspannung handelt. Diese offsetbehaftete Wechselspannung wird nun in einem Ab- schlussfilter 37 per Mittelwertbildung geglättet, wodurch der durch die beiden Verstärkerstufen 32 eingebrachte Offset ausgelöscht wird. Aus der Signalaufbereitungsschaltung 33 wird so der Betriebsspannungsabfall 22 in digitalisierter Form, i.e. als digitaler Betriebsspannungsabfall 22' ausgegeben.
Aus dem digitalen Betriebsspannungsabfall 22 ' kann nun in einer Umrechnungseinrichtung 38, beispielsweise mit einer die physikalischen Eigenschaften des Messwiderstandes 20 beschrei¬ benden Kennlinie 21 aus einem Speicher 23 der zu messende Betriebsstrom 12 bestimmt und ausgegeben werden. Die Umwandlung in der Umrechnungseinrichtung 38 kann hierbei ausgehend von bekannten physikalischen Gesetzen, wie dem ohmschen Gesetz in Abhängigkeit der oben genannten physikalischen Eigenschaften 21 des Messwiderstandes 20 erfolgen. Dann wird einem Wert für die Betriebsspannung 22 ein eindeutiger Wert für den Betriebsstrom 12 zugeordnet. Das ist jedoch nur dann der Fall, wenn die zuvor genannten elektrischen Eigenschaften des Messwiderstandes 20 und damit seine Kennlinie 21 lang- und kurzzeitstabil sind. In der Regel ändern diese sich jedoch beispielsweise alters-, zustands- und/oder umgebungsbedingt. So hat bekann¬ termaßen die Umgebungstemperatur Einfluss auf den elektrischen Widerstand. Entsprechend stabil muss das Material für den Messwiderstand 20 für alle zuvor genannten Einflüsse gewählt werden, was in der Regel nur mit sehr kostenintensiven Mate- rialien möglich ist.
Hier soll das vorliegende Ausführungsbeispiel angreifen, was anhand von Fig. 2 beschrieben wird, in der die fein gestrichelt dargestellten Elemente aus Fig. 1 nun als normale Elemente dargestellt und mit einem Bezugszeichen versehen sind.
Idee hinter der vorliegenden Ausführung ist es, während des Betriebes des Bordnetzes 2 und damit des Stromsensors 4 aus einer Referenzstromquelle 39, auch Kalibrierstromquelle genannt, einen bekannten Referenzstrom 40, auch Kalibrierstrom genannt, in den Messwiderstand 20 einzuprägen und aus dem bekannten Referenzstrom 40 und dem am Ausgang der Signalaufbereitungs- Schaltung 33 abgreifbaren Spannungsabfall die tatsächlichen physikalischen Eigenschaften des Messwiderstandes 20 zu bestimmen und so dass Messergebnis des Stromsensors 4 zu kor¬ rigieren . Diesem Gedanken steht jedoch grundsätzlich entgegen, dass während des Betriebes des Bordnetzes 2 auch der Betriebsstrom 12 fließt und so mit dem Referenzstrom 40 überlagert ist. Damit steht einem am Ausgang der Signalaufbereitungsschaltung 33 abgreifbarem Gesamtspannungsabfall 42 am Messwiderstand 20 kein bekannter Referenzstrom 40 sondern ein Gesamtstrom 41 aus dem Betriebsstrom 12 und dem Referenzstrom 40 gegenüber, so dass die tatsächlichen physikalischen Eigenschaften des Messwiderstandes 20 während des Betriebes auf diese Weise nicht ermittelbar sind.
Um dennoch die tatsächlichen physikalischen Eigenschaften des Messwiderstandes 20 basierend auf dem Referenzstrom 40 ermittelbar zu machen, wird im Rahmen der vorliegenden Ausführung vorgeschlagen, den Gesamtspannungsabfall 42 von einem ge- schätzten Betriebsspannungsabfall 22 zu bereinigen. Der Be¬ triebsspannungsabfall 22 während der Überlagerung des Betriebesstromes 12 und des Referenzstromes 40 kann mit hin¬ reichender Genauigkeit geschätzt werden, was vor einer weiteren Erläuterung der Fig. 2 anhand der Fig. 3 kurz ausgeführt werden soll .
In Fig. 3 sind Spannungswerte 43 des Betriebsspannungsab- falls 22 (ohne Einwirkung des Referenzstromes 40), eines auch Kalibrierspannungsabfall genannten Referenzspannungsabfalls 44 (ohne Einwirkung des Betriebsstromes 12) und des Gesamtspan¬ nungsabfalls 42 über die Zeit 45 aufgetragen. Der vom Ge¬ samtspannungsabfall 42 abweichende Verlauf des Betriebsspan- nungsabfalls 22 und des Referenzspannungsabfalls 44 sind in Fig. 3 gepunktet dargestellt. Ferner ist Fig. 3 rein qualitativ zu verstehen , wobei nicht die tatsächlichen Verhältnisse zwischen den Spannungen wiedergegeben sind. Zum Schätzen des Betriebsspannungsabfalls 22 wird vorge¬ schlagen, den Referenzstrom 40 in Form eines Pulses auszuführen, so dass auch der Referenzspannungsabfall 44 die Form eines in Fig. 3 angedeuteten Pulses 46 annimmt. Weil von einem stetigen Betriebsspannungsabfall 22 ausgegangen werden kann, sollte dieser in der zeitlichen Nähe des Pulses 46 geschätzt werden. Zum Schätzen des Betriebsspannungsabfalls 22 kann jedes beliebige Schätzverfahren, bis hin zu einem Kalmann-Filter eingesetzt werden . Technisch besonders einfach und effizient umzusetzen ist es, zu einem ersten Messzeitpunkt 47 zeitlich in unmittelbarer Nähe vor dem Puls 46 und zu einem zweiten Messzeitpunkt 48 zeitlich in unmittelbarer Nähe nach dem Puls einen Messwert 43 entsprechend einen ersten Messwert 49 und einen zweiten Messwert 50 für den Betriebsspannungsabfall 22 zu erfassen. Aus den beiden Mess¬ werten 49, 50 kann dann ein Mittelwert 51 bestimmt werden, der mit einer ausreichenden Toleranz den des Betriebsspannungsabfalls 22 in der Mitte 52 des Pulses 46 beschreibt. Der Mittelwert 51 beschreibt den tatsächlichen Spannungswert 43 umso genauer, je linearer der Betriebsspannungsabfalls 22 im Bereich zwischen den beiden Messzeitpunkten 47, 48 verläuft. Deshalb sollte die Pulsbreite 53 des Pulses 46 so gering wie möglich gewählt und nur durch die Grenzen der Signalverarbeitung eingeschränkt werden. Als sinnvolle Pulsbreite 53 haben sich weniger als 10ys gezeigt.
Mit dem Mittelwert 51 zum Mittenzeitpunkt 52 kann Gesamt- messwert 54 für den den Gesamtspannungsabfall 42 am Mitten¬ zeitpunkt 52 erfasst und um den Betriebsspannungsabfall 22 bereinigt werden, so dass der durch den Referenzstrom 40 hervorgerufene Referenzspannungsabfalls 44 zum Mittenzeit¬ punkt 52 bekannt ist und zum Kalibrieren des Stromsensors 4 verwendet werden kann. Mit anderen Worten liegen in der vorliegenden Ausführung zum Mittenzeitpunkt 52 alle notwendigen Informationen vor, um den Stromsensor 4 zu kalibrieren.
Die technische Ausführung der Kalibrierung soll nun anhand von Fig. 2 weiter erläutert werden.
In dem Stromsensor 4 erfolgt die Mittelwertbildung zwischen den Messweren 49, 50 in einem Mittelwertbildner 55 und die Differenzbildung zwischen dem Gesamtmesswert 54 und dem Mittel- wert 51 zur Bestimmung des Referenzspannungsabfalls 44 in einer Subtraktionsstufe 56. Abschließend wird in einer
Dividierstufe 57 der Referenzstrom 40 durch Dividieren dem Referenzspannungsabfall 44 gegenübergestellt, woraus ein Korrekturfaktor 58 als Grundlage zur Korrektur resultiert, des unkorrigierten Betriebsstromes resultiert, der in Fig. 2 mit dem Bezugszeichen 12' versehen ist. Der Korrekturfaktor 58 kann abschließend optional noch mit einem Filterglied in Form eines Demodulators 59 gefiltert werden, um es zu glätten. Dem De- modulator 59 liegt die Überlegung zugrunde, dass über einen vergleichsweise langen Zeitraum betrachtet der Betriebsstrom 12 periodisch ist, weil er sich aus einem in die Fahrzeugbatterie 6 einfließenden Ladestrom und einem aus der Fahrzeugbatterie 6 herausfließenden Entladestrom zusammensetzt. Da die Kapazität der Fahrzeugbatterie 6 begrenzt ist, muss der Betriebsstrom 12 daher über einen langen Zeitraum betrachtet periodischen Verlauf haben und im Mittel gleich Null sein. Der Demodulator 59 betrachtet daher einen eventuellen im Korrekturfaktor 58 verbleibenden Anteil an Betriebsstrom 12 als Trägersignal und filtert es analog zu einer Demodulation (beispielsweise Amp¬ litudendemodulation) aus diesem durch Mittelwertbildung heraus.
Der gefilterte Korrekturfaktor 58 wird nun der Umrechnungs¬ einrichtung 38 zugeführt, die beispielsweise die Kennlinie 20 zur Bestimmung des Betriebsstromes 20 basierend auf dem Kor¬ rekturfaktor 58 korrigieren kann.
Die zur Bestimmung des Korrekturfaktors 58 notwendigen Mess¬ werte 40, 50, 54, 59 werden in entsprechenden Speichern 60, 61, 62, 63 abgelegt. Diese Speicher 60, 61, 62, 63 sind in Fig. 1 und 2 lediglich der Übersichtlichkeit halber doppelt darge¬ stellt, damit sich die Signalpfade nicht überkreuzen. In der Tat ist jeder Speicher nur einmal vorhanden. Zur Befüllung der Speicher 60, 61, 62, 63 und damit zum Auslösen der Kalibrierung sind im vorliegenden Ausführungsbeispiel diverse Steuersignale vorhanden. Mit einem Referenzstromsteuersignal 64 wird ein Schalter 65 geschlossen, der den Referenzstrom 40 über einen Referenzwiderstand 66 zum Mess- widerstand 20 leitet. Grundsätzlich ist der Referenzwiderstand 66 nicht notwendig, weil sich das Verfahren mit der Referenzstromquelle 39 allein durchführen lassen würde. Jedoch sind die Anforderungen an die Referenzstromquelle 39 hin¬ sichtlich Stabilität und so weiter dann sehr hoch. Unter Verwendung des Referenzwiderstandes 66 können diese Anforde¬ rungen dann gesenkt werden, weil sich der Referenzstrom 40 basierend auf den elektrischen Eigenschaften 67 des Referenzwiderstandes 66, die in einem entsprechenden Speicher 68 hinterlegt sein können und einem entsprechenden Spannungsabfall 69 am Referenzwiderstand 66 bestimmt werden kann. Der Spannungsabfall 69 am Referenzwiderstand 66 ist dabei nicht der Referenzspannungsabfall 44, der am Messwiderstand 20 abfällt und im Gesamtspannungsabfall 42 enthalten ist. Um den Span- nungsabfall 69 am Referenzwiderstand 66 möglichst einfach zu bestimmen, sollte der Referenzwiderstand 66 um ein Vielfaches größer gewählt werden, als der Messwiderstand 20. Ferner sollte der Referenzstrom 40 um ein Vielfaches höher gewählt werden, als der Betriebsstrom 12. Im Normalbetrieb, wenn der Betriebs- ström 12 beispielsweise nur Anzeigeelemente als elektrische Verbraucher 14 mit elektrischer Energie versorgt, liegt dieser im Bereich von einigen mA. Dann kann der Referenzstrom 40 im Bereich ein einem Ampere gewählt werden. Auf diese Weise kann der Spannungsabfall 69 am Referenzwiderstand 66 über einen einzigen Abgriffpunkt 70 gegenüber dem Bezugspotential 11 abgegriffen werden, wobei der Gesamtspannungsabfall 42 am Messwiderstand 20 werden kann.
Der Spannungsabfall 69 am Referenzwiderstand 66 wird mit dem Referenzstromsteuersignal 64 über einen weiteren Schalter 65, einen Hochpass 71 und einen Tiefpass 26 in einem ersten Zwischenspeicher 72 hinterlegt und kann über einen weiteren Schalter 65 aus diesem wieder abgegriffen werden . Ferner wird mit dem Referenzstromsteuersignal 64 auch der Gesamtmesswert 54 für den Gesamtspannungsabfall 42 über einen Hochpass 71 am Zwi¬ schenabgriff 33 abgegriffen und in einem zweiten Zwischenspeicher 73 hinterlegt. Der Gesamtspannungsabfall 42 ist aus Sicht des hohen Referenzstromes 40 sehr hoch. Hier kommt der Abgriff am Zwischenabgriff 33 zum Tragen. Eigentlich müssen die beiden Verstärkerstufen 32 eine vergleichsweise kleine Be¬ triebsspannung 22 verstärken. Der demgegenüber hohe Gesamtspannungsabfall 42 würde zumindest die zweite Verstärkerstu¬ fe 32 in die Sättigung treiben und somit die Messung verfälschen. Daher sollte der Gesamtspannungsabfall 42 am Zwischenabgriff 33 abgegriffen werden.
Der Zwischenabgriff 33 hat jedoch den Nachteil, dass die entsprechenden, dort abgegriffenen Signale nicht das De-Chopperglied 36 durchlaufen . Um diesen Nachteil zu überwinden sollte sichergestellt sein, dass alle am Zwischenabgriff 33 abgegriffenen Messwerte 49, 50, 54 in einer Pulsperiode des Zerhackersignals 30 abgegriffen werden. Dann löscht sich der Offset der ersten Verstärkerstufe 32 bei der Bestimmung des Korrekturfaktors 58 automatisch heraus. Werden der erste Messwert 49 mit Uo , die Mitte 54 des Pulses 46 mit Ui , der zweite Messwert 50 mit U2, der Referenzstrom 40 mit I re f r der Kor¬ rekturfaktor 58 mit K und der Offset der ersten Verstärkerstufe 32 mit x bezeichnet, dann kann die Bestimmung des Kor- rekturfaktors 58 gemäß Fig. 2 mit folgender Formel dargestellt werden :
K=Iref/ [ ( Ui +x ) -1/2 { ( Uo+x) + (U2+x) } ] Aus dieser Formel kürzt sich der Offset der ersten Verstärkerstufe 32 heraus.
Über ein erstes Messwertsteuersignal 74 kann analog zum Ge¬ samtmesswert 54 für den Gesamtspannungsabfall 42 der erste Messwert 49 erfasst und in einem dritten Zwischenspeicher 75 hinterlegt werden, während über ein zweites Messwertsteuersignal 76 der zweite Messwert 50 erfasst und in einem vierten Zwischenspeicher 77 hinterlegt werden kann. Der erste Zwischenspeicher 72 kann dann über ein erstes Auslesesignal 78 über einen Schalter 65 ausgelesen werden, während der zweite Zwischenspeicher 73 über ein zweites Auslesesignal 79 über einen Schalter 65 ausgelesen, der dritte Zwischenspei- eher 75 über ein drittes Auslesesignal 80 über einen Schalter 65 ausgelesen und der vierte Zwischenspeicher 77 über ein viertes Auslesesignal 81 über einen Schalter 65 ausgelesen werden kann.
Die Steuersignale 30, 64, 74, 76, 78, 79, 80, 81 in Fig. 1 und 2 sind in Fig. 4 über die Zeit 45 aufgetragen.
Wie in Fig. 4 zu sehen ist, wird zum ersten Messzeitpunkt 47 zunächst der erste Messwert 49 mit dem ersten Messwertsignal 74 aus dem Gesamtspannungsabfall 42 mit dem entsprechenden Schalter 65 abgetastet und in dem entsprechenden Zwischenspeicher 75 hinterlegt. Sobald der erste Messwert 49 im entsprechenden Zwischenspeicher 75 vorliegt wird er über das erste Auslesesignal 78 ausgelesen und über einen A/D-Wandler 34 in seinem Speicher 62 hinterlegt.
Bereits während des Auslesens des Zwischenspeichers 75 des ersten Messwertes 49 werden in der Mitte 52 des Pulses 46 bereits der Gesamtmesswert 54 für den den Gesamtspannungsabfall 42 sowie der Spannungsabfall 69 am Referenzwiderstand 66 über die entsprechenden Schalter 65 abgetastet und in den entsprechenden Zwischenspeichern 72, 73 hinterlegt. Anschließend werden nacheinander der Zwischenspeicher 73 mit dem zweiten Auslesesignal 79 und der Zwischenspeicher 72 mit dem dritten Auslesesignal 80 ausgelesen. Der abgetastete Gesamtmesswert 54 für den den Gesamtspannungsabfall 42 wird im entsprechenden Speicher 61 hinterlegt, während der Spannungsabfall 69 am Referenzwiderstand 66 zunächst in den Referenzstrom 40 ba¬ sierend auf den physikalischen Eigenschaften 67 des Referenzwiderstandes 66 umgerechnet wird, bevor dann der so be- stimmte Referenzstrom 40 im entsprechenden Speicher 60 hinterlegt wird.
Im Anschluss an das Abtasten des Gesamtmesswerts 54 für den den Gesamtspannungsabfall 42 sowie des Spannungsabfalls 69 am Referenzwiderstand 66 wird abschließend am zweiten Messzeit¬ punkt 48 der zweite Messwert 50 mit dem zweiten Messwertsig¬ nal 76 über den Schalter 65 abgetastet und im entsprechenden Zwischenspeicher 77 hinterlegt. Das Auslesen des Zwischen- Speichers 77 erfolgt analog zum Auslesen des Zwischenspei¬ chers 73, jedoch mit dem vierten Auslesesignal 81, wobei der zweite Messwert 50 im entsprechenden Speicher 63 hinterlegt wird . Auf diese Weise sind nun alle Messwerte 40, 49, 50, 54 in den Speichern 60 bis 63 vorhanden, so dass der Korrekturfaktor 58 gemäß Fig. 2 bestimmt werden kann.
Das Verfahren und die Ausführung des Stromsensors 4 gemäß Fig. 2 hat den Vorteil, dass bei der Digitalisierung der Messwerte 40, 49, 50, 54 nur ein einziger A/D-Wandler 34 notwendig ist, weil die Digitalisierung der Messwerte 40, 49, 50, 54 durch die zeitliche Anordnung der Steuersignale gemäß Fig. 4 entzerrt werden kann. Auf diese Weise kürzen sich auch die Digitali- sierungsfehler, die durch den an der Digitalisierung beteiligten A/D-Wandler 34 zumindest in die Messwerte 49, 50, 54 eingehen, analog zum oben genannten Offset der ersten Verstärkerstufe 32 aus dem Korrekturfaktor 58 heraus. Der vergleichsweise hohe Aufwand an Steuersignalen kann jedoch mit einem alternativen Aufbau des Stromsensors 4 gemäß Fig. 5 reduziert werden. Hier wird statt der Auslesesignale 78 bis 81 ein Multiplexer 82 verwendet. Über diesen werden die entsprechenden Messwerte 69, 54, 49, 50 unmittelbar an parallel geschaltete A/D-Wandler 34 angeschlossen. Die A/D-Wandler 34 müssen hierzu jedoch entsprechend schnell arbeitend ausgeführt sein.
Der Multiplexer 82 selbst ist nicht notwendig. Es können auch Schalter 65, wie in Fig. 1 und 2 gezeigt, verwendet werden. Mit dem Multiplexer 82 können die einzelnen A/D-Wandler 34 bei der Wandlung der Messwerte 69, 54, 49, 50 jedoch rotiert oder vertauscht werden, wodurch unterschiedliche Digitalisie- rungsfehler der einzelnen A/D-Wandler 34 gleichmäßig auf die einzelnen Messwerte 69, 54, 49, 50 verteilt werden. Auf diese Weise löschen sich die Digitalisierungsfehler bei der Bestimmung des Korrekturfaktors 58 analog zum oben genannten Offset der ersten Verstärkerstufe 32 ebenfalls aus.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Kalibrieren eines Stromsensors (4), der eingerichtet ist, in einem Bordnetz (2) eines Fahrzeuges einen durch einen Messwiderstand (20) fließenden elektrischen Betriebsstrom (12) basierend auf einer Gegenüberstellung (38) eines durch den Betriebsstrom (12) hervorgerufenen Spannungsabfall am Messwiderstand (20) und einer vom Messwider¬ stand (20) abhängigen Vorschrift (21) zu bestimmen, umfassend: - Bestimmen eines durch den Betriebsstrom (12) am Messwiderstand (20) hervorgerufenen Betriebsspannungsabfalls (22);
Einprägen eines bekannten elektrischen
Kalibrierstromes (40) in den Messwiderstand (20),
Erfassen eines durch den Kalibrierstrom (40) und den Betriebsstrom (12) am Messwiderstand (20) hervorgerufenen Gesamtspannungsabfalls (4),
Filtern des Betriebsspannungsabfalls (22) aus dem Ge¬ samtspannungsabfall (42), so dass ein durch den Kalibrierstrom (40) hervorgerufener Kalibrierspannungsabfall (44) verbleibt, und
Kalibrieren (58) der vom Messwiderstand (20) abhängigen Vorschrift (21) basierend auf einer Gegenüberstellung (57) des Kalibrierstromes (40) und des Kalibrierspannungsabfalls (42).
2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Kalibrierstrom (40) ein Strompuls (46) mit einer Pulsbreite (53), insbesondere von weniger als 10ys ist.
3. Verfahren nach Anspruch 2, wobei zum Erfassen des Be- triebsspannungsabfalls (22) eine charakteristische Größe (51) des Betriebsspannungsabfalls (22) aus wenigstens zwei Be¬ triebsspannungsmesswerten (49, 50) bestimmt wird, die außerhalb des Strompulses (46) erfasst werden.
4. Verfahren nach Anspruch 3, wobei die charakteristische Größe (51) ein Mittelwert zwischen den wenigstens zwei Be¬ triebsspannungsmesswerten (49, 50) ist.
5. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, wobei der Strompuls (46) zwischen den Betriebsspannungsmesswerten (49, 50) liegt.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 5, wobei der Gesamtspannungsabfall (42) und die Betriebsspannungsmesswer- te (49, 50) mit wenigstens einem Analog-Digitalwandler (34) in je einen Digitalwert umgewandelt und in je einem eigenen Speicher (60 bis 63) hinterlegt werden.
7. Verfahren nach Anspruch 6, wobei der Gesamtspannungsab- fall (42) und die Betriebsspannungsmesswerte (49, 50) mit je einem eigenen Analog-Digitalwandler (34) umgewandelt werden, und insbesondere wobei die Analog-Digitalwandler (34) in zeitlichen Abständen untereinander vertauscht (82) werden.
8. Verfahren nach Anspruch 6, wobei der Gesamtspannungsab¬ fall (42) und die Betriebsspannungsmesswerte (49, 50) zwi¬ schengespeichert und zeitlich versetzt über einen gemeinsamen Analog-Digitalwandler (34) in je einen Digitalwert umgewandelt werden .
9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der durch den Kalibrierstrom (40) und den Betriebsstrom (12) am Messwiderstand (20) hervorgerufenen Gesamtspannungsab¬ fall mittels wenigstens einer Verstärkerstufe (32) verstärkt wird, insbesondere bevor das Filtern des Betriebsspannungs¬ abfalls (22) aus dem Gesamtspannungsabfall (42) durchgeführt wird .
10. Verfahren nach Anspruch 9, wobei der Verstärkerstufe (32) zumindest eine Chopperschaltung (28) vorgeschaltet ist, welche das Signal des Gesamtspannungsabfalls in ein Wechselsignal wandelt, wobei insbesondere die Polarität des Signals des Gesamtspannungsabfalls periodisch vertauscht wird.
11. Verfahren nach Anspruch 10, wobei der Betrieb und/oder die Taktung der Chopperschaltung (28) so ausgelegt ist, dass innerhalb eines Zeitintervalls, begrenzt durch die Zeitpunkte zu denen die zwei Betriebsspannungsmesswerte (49, 50) bestimmt werden, die außerhalb des Strompulses (46) erfasst werden, kein Polaritätswechsel und/oder Periodenwechsel der Chopperschaltung (28) durchgeführt wird.
12. Verfahren nach einem der Ansprüche 9 bis 11, wobei beim Bestimmen des Betriebsspannungsabfalls (22) aus dem Gesamt¬ spannungsabfall (42), ein De-Chopperglied (36) verwendet wird, und insbesondere beim Bestimmen des Kalibrierspannungsabfalls kein De-Chopperglied verwendet wird.
13. Vorrichtung, die eingerichtet ist, ein Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche durchzuführen.
14. Stromsensor (4) zum Messen eines elektrischen Stro- mes (12), umfassend:
einen elektrischen Messwiderstand (20), über den der zu messende elektrische Strom (12) führbar ist,
eine Vorrichtung nach Anspruch 13 zum Bestimmen des elektrischen Stromes (12) basierend auf der am elektrischen Messwiderstand (20) abfallenden Betriebsspannung (22) und der vorbestimmten Vorschrift (21) und zum Kalibrieren der Vorschrift (21) .
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