EP3146625A2 - Methode de commande en couple d'un moteur electrique - Google Patents

Methode de commande en couple d'un moteur electrique

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Publication number
EP3146625A2
EP3146625A2 EP15726059.7A EP15726059A EP3146625A2 EP 3146625 A2 EP3146625 A2 EP 3146625A2 EP 15726059 A EP15726059 A EP 15726059A EP 3146625 A2 EP3146625 A2 EP 3146625A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
control
motor
control method
loop
current
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP15726059.7A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Neil ABROUG
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Original Assignee
Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
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Filing date
Publication date
Application filed by Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA filed Critical Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Publication of EP3146625A2 publication Critical patent/EP3146625A2/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
    • H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/40—Regulating or controlling the amount of current drawn or delivered by the motor for controlling the mechanical load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P31/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors not provided for in groups H02P1/00 - H02P5/00, H02P7/00 or H02P21/00 - H02P29/00

Definitions

  • the invention relates to the field of torque control of electric motors.
  • the rotor of a DC motor carries conductors forming an induced circuit, said conductors being subject to the magnetic influence of inductor poles (permanent magnets or electromagnets) of the stator.
  • the inductive poles generate on the conductors a proportional counter-electromotive force, with a constant magnetic flux generated by the inductive poles, at the speed of rotation of the rotor.
  • the counter-electromotive force under load differs from the counter-electromotive force when empty, since the current flowing in charge in the conductors of the induced circuit modifies the distribution of the magnetic flux in the inductor circuit of the stator.
  • the torque control (or current) of a DC motor requires the implementation of an effective current control loop to limit the effects of the force-electromotive and the effects of non-linearities disrupting the control (power supply). , rubbing, dead bands, etc.).
  • the invention relates to a control method of an electric motor for reducing the effects of the counter-electromotive force and non-linearities disrupting the control without degrading the bandwidth nor the controllability of the motor and the actuator.
  • a method of controlling an electric motor comprising the implementation of a regulation loop of an internal current. circulating in a circuit induced by a rotor of the mo ⁇ tor, the control loop having as input signal a current setpoint, for a feedback signal a signal representative of the induced current, and for output signal a voltage control of the motor.
  • the regulation loop comprises a correction block formed of an integral proportional corrector and a delay compensator.
  • an actuator comprising a DC motor forms a system having a finite gain at low frequency, and therefore that a single corrector having an integrating behavior at low frequencies is sufficient in a current control loop used. to control the DC motor.
  • This unique corrector is chosen from competing candidates including in particular full proportional corrector and delay compensator correctors.
  • experiments have shown that when the rotor of the DC motor is not blocked, the gain becomes zero or almost zero.
  • the combination of a proportional corrector and a delay compensator then makes it possible to obtain a double integration behavior on certain frequency ranges, and thus to very clearly reduce the effects of the counter-electromotive force and the non-linearities. .
  • the control method of the invention uses only a current regulation loop, it is not necessary to take into account in the control the mechanical behavior of the motor, which makes it possible to improve the bandwidth and does not degrade the engine controllability.
  • FIG. 1 represents a block diagram illustrating the control method of the invention
  • FIG. 2 is a graph illustrating the gain of a conventional integral proportional corrector
  • FIG. 3 is a graph illustrating the gain of a conventional delay compensator
  • FIG. 4 is a graph illustrating the gain of a correction block of the control method of the invention.
  • FIG. 5 is a graph illustrating the gain of a sensitivity function of a control loop of the control method of the invention.
  • FIG. 6 is a graph illustrating the index response (time response at an input step) of a sensitivity function complementary to the control loop of the control method of the invention.
  • control method of the invention is here intended to control a DC motor 1 integrated in a maneuvering actuator 2 of a mobile segment of a robot arm. used in comipulation.
  • the control method of the invention is implemented by an electrical control circuit 3 connected to the DC motor 1 and having a number of electronic components. These components include elec ⁇ tronic in particular components 4 for supplying power from an external power supply 5 to the electronic components and the DC motor 1, processing components 6 here comprising a microcontroller in which control process operations are programmed, and power components 7 (transistors, etc.) controlled by the processing components 6 for supplying the DC motor 1 with a supply voltage and a supply current.
  • processing components 6 here comprising a microcontroller in which control process operations are programmed
  • power components 7 transistors, etc.
  • the DC motor 1 comprises a rotor 8 carrying conductors forming an induced circuit in which circulates an induced current I, and a stator 9 comprising permanent magnets generating a magnetic field at the origin of a force applied to the conductors.
  • the DC motor produces a mechanical torque tending to rotate the rotor 8.
  • the DC motor 1 is further provided with a current sensor 10 for measuring the induced current I.
  • the control method of the invention aims at controlling the DC motor 1 by regulating its torque, which amounts to regulating it in current.
  • the control method of the invention therefore comprises the implementation of a current regulation loop 11 intended to regulate the induced current I flowing in the induced circuit of the rotor 8 of the DC motor 1.
  • the current control loop 11 has as its input signal a current setpoint Ic, for a signal returning a signal representative of the induced current Ir, and for output signal a voltage control U of the DC motor 1 applied at the level of the current. 8.
  • the signal representative of the induced current Ir is measured by the current sensor 10 of the induced circuit.
  • the control loop 11 includes a first subtracter 12 used to subtract from the current setpoint the signal representative of the induced current Ir, so as to generate a current error ⁇ .
  • the transformation of the voltage control U into an induced current I is carried out by a system 13 comprising the power components 7 and the DC motor 1, said system 13 being here modeled by a transfer function comprising a linear component and a non-linear component.
  • the behavior of the linear component of the transfer function of the system 13 is governed by a first linear differential equation called electrical equation and a second linear differential equation called mechanical equation.
  • Nonlinearities generated by the electric control circuit 3 are introduced into this model.
  • Nonlinearities first come from a saturation of the control voltage U neck motor ⁇ rant continuous 1. This saturation comes from limitations minimum and maximum of the supply voltage of the mo tor ⁇ DC 1, said minimum and maximum limitations resulting directly from the dimensioning of the power components 4 and 5.
  • the saturation of the voltage control U is modeled by a saturator block 14 of unity gain.
  • the non-linearities then come from “dead bands” due to so-called “boot-strap” capabilities included in the power components 7 of the electrical control circuit 3, said bootstrap capabilities causing the cancellation of the setpoint for a period of time. dead band at the moment of a current set reversal.
  • the control loop 11 further comprises a con troller ⁇ 15 comprising a correction block 16 and a feedforward filter 17.
  • This controller 15 is designed for deli- implementing a command of the type "H ⁇ " intended to minimize the effect of disturbances at the output of the control loop ⁇ tion 11, and to comply with the following constraints in the time domain:
  • the correction block 16 is formed of an integral proportional corrector 18 and a delay compensator 19 (or "lag compensator" in English).
  • the delay compensator 19 has a first-order transfer function whose gain at low frequencies is greater than the gain at high frequencies.
  • an integral proportional corrector has an infinite gain at low frequency. This gain decreases by 20dB per decade of frequency up to a cutoff frequency fcl from which the gain becomes constant.
  • a delay compensator has a finite gain at low frequency. From a cutoff frequency fc2, the gain decreases from 20 dB per frequency decade fc3 to a second cut-off frequency at which the gain becomes as rec ⁇ .
  • the combined use of the integral proportional corrector 18 and the delay compensa ⁇ tor 19 makes it possible to obtain a correction block 16 exhibiting an infinite gain at low frequency. This gain decreases from 20dB per decade of frequency up to fc2, from 40dB per decade of frequency between fc2 and fc3, from 20dB per decade of frequency from fc3 to fcl and becomes constant from fcl.
  • the behavior of the correction block 16 is therefore that of a dual integrator between fc2 and fc3.
  • the transfer function K of the correction block 16 is here:
  • the correction block 16 is connected to the first subtracter 12 and has as input signal the current error ei.
  • the anticipation filter 17 of the controller 15 is for its part intended to add to an output signal Is of the correction block 16 the input signal of the control loop, or set current, with a certain delay and multiplied by some gain.
  • the regulation loop is provided with an adder 22.
  • the anticipation filter 17 is a second-order filter having the following transfer function F: p_ -0.13762. (S z + 7192.s + 1.932e 7 )
  • FIG. 5 shows the gain of the output sensitivity function of the controller 15, which describes the sensitivity of the output of the controller 15 to the disturbances tions.
  • FIG. 6 represents the gain of the complementary sensitivity function which determines the relationship between the output of the controller 15 and the current setpoint 1c, in the case of a current setpoint in step.
  • the regulation loop 11 further comprises an anti-runaway device 23 intended to contain the effects of the saturation of the voltage control U, while maintaining the value of an input signal Se of the heat block 14 close to that of an output signal Ss of the saturator block 14 and thus avoid making the control loop 11 unstable.
  • the anti-runaway device 23 comprises a first-order filter 25 and a second subtractor 26 intended to subtract the signal.
  • input signal Se of the saturator block 14 to the output signal Ss of the saturator block 14.
  • An output signal Sr of the second subtracter 26 is applied to the input of the first-order filter 25.
  • An output signal Sf of the first-order filter 25 is subtracted from the input signal of the servo loop, or current setpoint on, by the first subtractor 12.
  • the transfer function of the first order filter 25 is as follows: AlV - 0 85971 ( s + 256g )
  • the servocontrol loop 11 finally comprises a friction compensator type dead band compensator 27 connected to the output of the saturator block 14.
  • the deadband compensator is intended to compensate for harmonic distortions introduced by the dead band.
  • control method of the invention has been implemented here on a DC motor, the method can also be used to control another type of electric motor, in particular a brushless synchronous electric motor (or motor). "Brushless”). Indeed, by a mathematical transformation (transformation of Clarke and Park), the control of a brushless synchronous electric motor can be brought conceptually to the control of two DC motors: we speak of vector control.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
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Abstract

Procédé de commande d'un moteur électrique comprenant la mise en œuvre d'une boucle de régulation (11) d'un courant induit (I) circulant dans un circuit induit d'un rotor (8) du moteur, la boucle de régulation (11) ayant pour signal d'entrée une consigne de courant (lc), pour signal de retour un signal représentatif du courant induit (Ir), et pour signal de sortie une commande en tension (U) du moteur. La boucle de régulation (11) comporte un bloc correcteur (16) formé d'un correcteur proportionnel intégral (18) et d'un compensateur de retard (19).

Description

Méthode de commande en couple d' un moteur électrique
L'invention concerne le domaine de la commande en couple des moteurs électriques .
ARRIERE PLAN DE L'INVENTION
Le rotor d'un moteur à courant continu porte des conducteurs formant un circuit induit, lesdits conducteurs étant soumis à l'influence magnétique de pôles inducteurs (aimants permanents ou électro-aimants) du sta- tor. Les pôles inducteurs génèrent sur les conducteurs une force contre-électromotrice proportionnelle, à flux magnétique constant généré par les pôles inducteurs, à la vitesse de rotation du rotor. La force contre- électromotrice en charge diffère de la force contre- électromotrice à vide, car le courant circulant en charge dans les conducteurs du circuit induit modifie la distribution du flux magnétique dans le circuit inducteur du stator. La commande en couple (ou en courant) d'un moteur à courant continu nécessite de mettre en œuvre une boucle de régulation de courant efficace pour limiter les effets de la force-électromotrice ainsi que les effets de non- linéarités perturbant la commande (alimentation, frottements, bandes mortes, etc.) .
Il est connu, pour réduire les effets de la force contre-électromotrice et de ces non-linéarités, d' implémenter une régulation par rétroaction à base d'un correcteur de type correcteur proportionnel intégral (PI) . Ce type de correcteur ne permet pas de compenser la totalité des effets de la force contre-électromotrice, notamment en l'absence de charge. Ce problème peut, de prime abord, sembler peu important, car les moteurs sont généralement associés à une charge prévisible ou connue. Cependant, lorsqu'une certaine flexibilité existe entre le rotor du moteur et la charge (par exemple dans le cas d'un moteur d' actionneur série élastique), il peut être requis d'assurer une compensation efficace des effets de la force contre-électromotrice sans qu'il soit nécessaire de supposer qu'une charge est ou non en place.
Une solution possible pour résoudre ce problème serait d' implémenter au sein de la boucle de régulation de courant une régulation de vitesse avec un correcteur pro- portionnel . Ainsi, les auteurs du document « Achieving efficient and stable communication through adaptation to changes in human arm impédance. LA Y . 2009 IEEE International Confernece on Robotics and Automation » proposent d'ajouter une telle régulation de vitesse à la boucle de courant pour conférer un comportement visqueux à une articulation d'un bras de robot utilisable en comanipula- tion. Cette solution présente au moins deux désavantages : elle diminue la bande passante de la boucle de régulation, et elle réduit commandabilité du moteur, c'est-à-dire la faculté de celui-ci à passer d'un état initial à un état de consigne.
OBJET DE L'INVENTION
L'invention a pour objet un procédé de commande d'un moteur électrique permettant de réduire les effets de la force contre-électromotrice et des non-linéarités perturbant la commande sans dégrader la bande passante ni la commandabilité du moteur et de l' actionneur .
RESUME DE L'INVENTION
En vue de la réalisation de ce but, on propose un procédé de commande d'un moteur électrique comprenant la mise en œuvre d'une boucle de régulation d'un courant in- duit circulant dans un circuit induit d'un rotor du mo¬ teur, la boucle de régulation ayant pour signal d'entrée une consigne de courant, pour signal de retour un signal représentatif du courant induit, et pour signal de sortie une commande en tension du moteur. Selon l'invention, la boucle de régulation comporte un bloc correcteur formé d'un correcteur proportionnel intégral et d'un compensateur de retard.
On considère généralement qu'un actionneur compre- nant un moteur à courant continu forme un système présentant un gain fini à basse fréquence, et donc qu'un unique correcteur ayant un comportement intégrateur en basses fréquences est suffisant dans une boucle de régulation de courant utilisée pour commander le moteur à courant con- tinu. Cet unique correcteur est choisi parmi des candidats concurrents comprenant notamment les correcteurs de type correcteur proportionnel intégral et compensateur de retard. Or, des expérimentations ont montré que, lorsque le rotor du moteur à courant continu n'est pas bloqué, le gain devient nul ou quasi-nul. L'association d'un correcteur proportionnel et d'un compensateur de retard permet alors d' obtenir un comportement de double intégration sur certaines plages de fréquence, et donc de réduire très nettement les effets de la force contre-électromotrice et des non-linéarités. De plus, comme le procédé de commande de l'invention utilise uniquement une boucle de régulation de courant, il n'est pas nécessaire de prendre en compte dans la commande le comportement mécanique du moteur, ce qui permet d'améliorer la bande passante et ne dégrade pas la commandabilité du moteur.
BREVE DESCRIPTION DES DESSINS L'invention sera mieux comprise à la lumière de la description qui suit en référence aux figures des dessins annexés parmi lesquelles :
- la figure 1 représente un schéma-bloc illus- trant le procédé de commande de l'invention ;
- la figure 2 est un graphique illustrant le gain d'un correcteur proportionnel intégral classique ;
- la figure 3 est un graphique illustrant le gain d'un compensateur de retard classique ;
- la figure 4 est un graphique illustrant le gain d'un bloc correcteur du procédé de commande de 1 ' invention ;
- la figure 5 est un graphique illustrant le gain d'une fonction de sensibilité d'une boucle de régulation du procédé de commande de l'invention ;
- la figure 6 est un graphique illustrant la réponse indicielle (réponse temporelle à un échelon d'entrée) d'une fonction de sensibilité complémentaire de la boucle de régulation du procédé de commande de l'invention.
DESCRIPTION DETAILLEE DE L'INVENTION En référence à la figure 1, le procédé de commande de l'invention est ici destiné à commander un moteur à courant continu 1 intégré dans un actionneur de manœuvre 2 d'un segment mobile d'un bras de robot utilisé en coma- nipulation .
Le procédé de commande de l'invention est mis en œuvre par un circuit électrique de commande 3 connecté au moteur à courant continu 1 et comportant un certain nombre de composants électroniques. Ces composants élec¬ troniques comprennent en particulier des composants d'alimentation 4 destinés à alimenter à partir d'une alimentation externe 5 les composants électroniques et le moteur à courant continu 1, des composants de traitement 6 comprenant ici un microcontrôleur dans lequel sont pro- grammées des opérations du procédé de commande, et des composants de puissance 7 (transistors, etc.) commandés par les composants de traitement 6 pour fournir au moteur à courant continu 1 une tension d'alimentation et un courant d'alimentation.
Le moteur à courant continu 1 comporte un rotor 8 portant des conducteurs formant un circuit induit dans lequel circule un courant induit I, et un stator 9 comportant des aimants permanents générant un champs magnétique à l'origine d'une force appliquée sur les conduc- teurs du circuit induit produisant un couple mécanique tendant à faire tourner le rotor 8. Le moteur à courant continu 1 est de plus muni d'un capteur de courant 10 destiné à mesurer le courant induit I.
Le procédé de commande de l'invention vise à comman- der le moteur à courant continu 1 en régulant son couple, ce qui revient à le réguler en courant. Le procédé de commande de l'invention comprend donc la mise en œuvre d'une boucle de régulation de courant 11 destinée à réguler le courant induit I circulant dans le circuit induit du rotor 8 du moteur à courant continu 1.
La boucle de régulation de courant 11 a pour signal d'entrée une consigne de courant le, pour signal de retour un signal représentatif du courant induit Ir, et pour signal de sortie une commande en tension U du moteur à courant continu 1 appliquée au niveau du rotor 8. Le signal représentatif du courant induit Ir est mesuré par le capteur de courant 10 du circuit induit. La boucle d'asservissement 11 comporte un premier soustracteur 12 utilisé pour retrancher à la consigne de courant le le signal représentatif du courant induit Ir, de manière à générer une erreur de courant εί.
La transformation de la commande en tension U en courant induit I est réalisé par un système 13 comprenant les composants de puissance 7 et le moteur à courant continu 1, ledit système 13 étant ici modélisé par une fonc- tion de transfert comprenant une composante linéaire et une composante non-linéaire.
Le comportement de la composante linéaire de la fonction de transfert du système 13 est régi par une première équation différentielle linéaire dite équation électrique et par une deuxième équation différentielle linéaire dite équation mécanique.
L'équation électrique est la suivante : et l'équation mécanique est la suivante :
J.^=kt-f.^ ,
J dt2 ' dT ' où U est la commande en tension du moteur appliquée au niveau du rotor 8, I est le courant induit, R une résistance de rotor 8, V une vitesse du rotor 8, L une inductance du rotor 8, kt une constante électromécanique du rotor 8, J un moment d'inertie du rotor 8, et f un coef- ficient de frottement visqueux du rotor 8. La composante linéaire de la fonction de transfert du système 13 peut donc être mise sous la forme :
A.X + B.U
C.X + DU, où U est le vecteur des entrées, Y est le vecteur des sorties, X est le vecteur d'état, et où :
-932.9 -575.7 -1486 300.2 361.2 " 575.7 -0.5805 -13.26 13.15 8.709
A = 1486 -13.26 -336.7 657.6 281.5
300.2 -13.15 -657.6 -153.6 -336.5
-361.2 8.709 281.5 336.5 -909.4
[27.49 0.6586 11.42 -5.496 -5.132]
D = [0.2032]
On introduit dans cette modélisation des non- linéarités générées par le circuit électrique de commande 3.
Les non-linéarités proviennent tout d'abord d'une saturation de la commande en tension U du moteur à cou¬ rant continu 1. Cette saturation provient de limitations minimale et maximale de la tension d'alimentation du mo¬ teur à courant continu 1, lesdites limitations minimale et maximale résultant directement du dimensionnement des composants d'alimentation 4 et de l'alimentation externe 5. Dans dans la boucle de régulation 11, la saturation de la commande en tension U est modélisée par un bloc saturateur 14 de gain unitaire.
Les non-linéarités proviennent ensuite de « bandes mortes » dues à des capacités dites « de boot- strap » comprises dans les composants de puissance 7 du circuit électrique de commande 3, lesdites capacités de bootstrap provoquant l'annulation de la consigne pendant un temps de bande morte au moment d'une inversion de consigne de courant.
Le comportement de la composante non-linéaire de la fonction de transfert du système 13 est quant à lui régi par les équations suivantes :
Ue E]-∞, -19.8] = U = -19.8 ;
\ Ue E ]— 19.8, -0.9] = U = Ue + 0.9
Ue E ] - 0.9, 0.8] = U = 0 ;
Ue E ]0.8, 19.8] = U = Ue - 0.8 ;
Ue E]19.8, ∞]= [/= 19.8 ; où Ue est la tension commandée par les composants de traitement 6 et U est, à nouveau, la commande en tension du moteur appliquée au niveau du rotor 8.
La boucle de régulation 11 comprend de plus un con¬ trôleur 15 comprenant un bloc correcteur 16 et un filtre à anticipation 17. Ce contrôleur 15 est conçu pour déli- vrer une commande de type « H∞ » destinée à minimiser l'effet des perturbations en sortie de la boucle de régu¬ lation 11, et pour être conforme aux contraintes suivantes dans le domaine temporel :
'Temps d'établissement à 95% ≤ 1ms ;
Dépassement ≤ 1% ;
Erreur statique : 0% ;
Perturbation maximale ≤ 40%.
Le bloc correcteur 16 est formé d'un correcteur proportionnel intégral 18 et d'un compensateur de retard 19 (ou « lag compensator » en anglais) .
Le compensateur de retard 19 a une fonction de transfert de premier ordre dont le gain aux basses fréquences est supérieur au gain aux hautes fréquences.
L'intérêt de constituer un tel bloc correcteur 16, formé d'un correcteur proportionnel intégral 18 et d'un compensateur de retard 19 généralement considérés comme concurrents, est visible sur les figures 2 à 4.
En référence à la figure 2, un correcteur proportionnel intégral présente un gain infini à basse fréquence. Ce gain diminue de 20dB par décade de fréquence jusqu'à une fréquence de coupure fcl à partir de laquelle le gain devient constant.
En référence à la figure 3, un compensateur de retard présente un gain fini à basse fréquence. A partir d'une fréquence de coupure fc2, ce gain diminue de 20dB par décade de fréquence jusqu'à une seconde fréquence de coupure fc3 à partir de laquelle le gain redevient cons¬ tant . En référence à la figure 4, l'utilisation conjuguée du correcteur proportionnel intégral 18 et du compensa¬ teur de retard 19 permet d'obtenir un bloc correcteur 16 présentant un gain infini à basse fréquence. Ce gain di- minue de 20dB par décade de fréquence jusqu'à fc2, de 40dB par décade de fréquence entre fc2 et fc3, de 20dB par décade de fréquence de fc3 à fcl et devient constant à partir de fcl. Le comportement du bloc correcteur 16 est donc celui d'un double intégrateur entre fc2 et fc3.
La fonction de transfert K du bloc correcteur 16 est ici : Le bloc correcteur 16 est relié au premier soustracteur 12 et a pour signal d'entrée l'erreur de courant ei.
Le filtre à anticipation 17 du contrôleur 15 est quant à lui destiné à ajouter à un signal de sortie Is du bloc correcteur 16 le signal d'entrée de la boucle d'asservissement, ou consigne en courant le, présentant un certain retard et multiplié par un certain gain. La boucle de régulation est munie à cet effet d'un sommateur 22. Le filtre à anticipation 17 est un filtre du second ordre présentant la fonction de transfert F suivante : p _ -0.13762.(sz+7192.s+1.932e7)
_ sz+1140s+5.909e6)
La figure 5 représente le gain de la fonction de sensibilité en sortie du contrôleur 15, qui décrit la sensibilité de la sortie du contrôleur 15 aux perturba- tions . La figure 6 représente le gain de la fonction de sensibilité complémentaire qui détermine la relation entre la sortie du contrôleur 15 et la consigne de courant le, dans le cas d'une consigne de courant le en échelon.
La boucle de régulation 11 comporte de plus un dispositif d' anti-emballement 23 destiné à contenir les effets de la saturation de la commande en tension U, en maintenant la valeur d'un signal d'entrée Se du bloc sa- turateur 14 proche de celle d'un signal de sortie Ss du bloc saturateur 14 et éviter ainsi de rendre instable la boucle de régulation 11. Le dispositif d' anti-emballement 23 comporte un filtre du premier ordre 25 et un deuxième soustracteur 26 destiné à retrancher le signal d'entrée Se du bloc saturateur 14 au signal de sortie Ss du bloc saturateur 14. Un signal de sortie Sr du deuxième soustracteur 26 est appliqué en entrée du filtre du premier ordre 25. Un signal de sortie Sf du filtre du premier ordre 25 est retranché au signal d'entrée de la boucle d'asservissement, ou consigne de courant le, par le premier soustracteur 12.
La fonction de transfert du filtre du premier ordre 25 est la suivante : AlV - 0 85971 (s+256g)
s+4353
La boucle d'asservissement 11 comporte enfin un compensateur de bande morte 27, de type compensateur de friction, connecté à la sortie du bloc saturateur 14. Le compensateur de bande morte est destiné à compenser des distorsions harmoniques introduites par la bande morte. L'invention n'est pas limitée au mode de mise en œuvre particulier qui vient d'être décrit, mais, bien au contraire, couvre toute variante entrant dans le cadre de l'invention telle que définie par les revendications.
Bien que l'on ait ici mis en œuvre le procédé de commande de l'invention sur un moteur à courant continu, le procédé peut aussi être utilisé pour piloter un autre type de moteur électrique, notamment un moteur électrique synchrone sans balais (ou moteur « brushless ») . En effet, par une transformation mathématique (transformation de Clarke et de Park) , la commande d'un moteur électrique synchrone sans balais peut être ramenée conceptuellement à la commande de deux moteurs à courant continu : on parle de commande vectorielle.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de commande d'un moteur électrique comprenant la mise en œuvre d'une boucle de régulation (11) d'un courant induit (I) circulant dans un circuit induit d'un rotor (8) du moteur, la boucle de régulation (11) ayant pour signal d'entrée une consigne de courant (le), pour signal de retour un signal représentatif du courant induit (Ir) , et pour signal de sortie une commande en tension (U) du moteur, le procédé étant caractérisé en ce que la boucle de régulation (11) comporte un bloc correcteur (16) formé d'un correcteur proportionnel intégral (18) et d'un compensateur de retard (19) .
2. Procédé de commande selon la revendication 1, dans lequel le compensateur de retard (19) a une fonction de transfert de premier ordre dont le gain aux basses fréquences est supérieur au gain aux hautes fréquences.
3. Procédé de commande selon l'une des revendications précédentes, dans lequel la boucle de régulation (11) comporte en outre un filtre à anticipation (17) destiné à ajouter à un signal de sortie du bloc correcteur (16) le signal d'entrée de la boucle de régulation (11) présentant un certain retard et multiplié par un certain gain .
4. Procédé de commande selon la revendication 3, dans lequel le filtre à anticipation (17) est un filtre du second ordre.
5. Procédé de commande selon l'une des revendications précédentes, dans lequel la boucle de régulation (11) comporte un dispositif d' anti-emballement (23) des¬ tiné à minimiser des effets d'une saturation de la com- mande en tension (U) .
6. Procédé de commande selon la revendication 5, dans lequel le dispositif d' anti-emballement (23) comporte un filtre du premier ordre (25) .
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