EP3105995A1 - Treiberschaltung für leds - Google Patents

Treiberschaltung für leds

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EP3105995A1
EP3105995A1 EP15701700.5A EP15701700A EP3105995A1 EP 3105995 A1 EP3105995 A1 EP 3105995A1 EP 15701700 A EP15701700 A EP 15701700A EP 3105995 A1 EP3105995 A1 EP 3105995A1
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EP
European Patent Office
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driver circuit
circuit
pwm
current
signal
Prior art date
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EP15701700.5A
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English (en)
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EP3105995B1 (de
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Thomas KÜNG
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Tridonic GmbH and Co KG
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Tridonic GmbH and Co KG
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Publication of EP3105995A1 publication Critical patent/EP3105995A1/de
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Publication of EP3105995B1 publication Critical patent/EP3105995B1/de
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    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/382—Switched mode power supply [SMPS] with galvanic isolation between input and output
    • H—ELECTRICITY
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    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/39—Circuits containing inverter bridges

Definitions

  • the present invention relates in particular to a
  • Control circuit and a converter for the operation of at least one light source e.g. a driver circuit for the operation of at least one LED, and a
  • a driver circuit for operating LEDs is basically known from the prior art. Such
  • Resonant circuit such as an LLC converter, which is responsible, power over a galvanic barrier or galvanic barrier from a primary side to a
  • the invention is based on such an LLC topology, e.g. a half-bridge inverter with the following resonant circuit comprises.
  • the resonant circuit feeds a transformer, starting from the secondary side in turn an LED track can be supplied. From the prior art, however, it is known for the constant control of the LED current, the current through the
  • Secondary microcontroller is sent via the SELV barrier to the microcontroller on the primary side.
  • This microcontroller thus corrects the primary current measurement by this correction contribution, the
  • the microcontroller controls the frequency of the half-bridge depending on the current and current via an ASIC as manipulated variable
  • the invention is based on the technical problem of specifying a control circuit or driver circuit for operating light sources, in particular LEDs, in which a desired value for the brightness is better implemented.
  • the driver circuit provided for lighting means, in particular for one or more LEDs.
  • the driver circuit comprises a voltage-supplyable circuit which is clocked by means of at least one switch and supplies a resonant circuit for supplying the lighting means with power.
  • the driver circuit further comprises a control circuit for controlling the luminous flux, comprising a regulator.
  • the controller generates a manipulated variable for the regulation of the luminous flux as a function of a
  • the driver circuit comprises a PWM modulator for modulating the manipulated variable with a PWM signal.
  • control loop is continuous and
  • the modulating of the manipulated variable by the PWM signal causes the control loop
  • the control loop has a time constant that is slower than the time duration of a period of the PWM modulation.
  • the time constant of the control loop is much slower than the duration of a period of the PWM modulation, e.g. at least 5 times slower,
  • the driver circuit preferably has a low-pass filter for filtering the feedback signal.
  • the controller adjusts depending on the low-pass filtered
  • the time constant of the low-pass filter is slower than the duration of a period of the PWM modulation.
  • the time constant of the control loop may be slower than the duration of a period of the PWM modulation that the time constant of the low-pass filtering by the low-pass filter is slower than the duration of a period of the PWM modulation.
  • the time constant of the regulator is the time constant of the regulator
  • the time constant of the control loop can thereby be slower than the time duration of a period of the PWM modulation that the time constant of the controller
  • the PWM modulation due to the slow time constant, in particular due to the slowdown by the low-pass filter, by the control loop is not adjustable.
  • the driver circuit comprises a PWM dimming unit for setting a duty ratio for the PWM modulation depending on a dimming command. DB).
  • the duty cycle is preferably independent of
  • the PWM modulation can be done in particular open-loop. That the PWM signal is only through
  • the driver circuit preferably has an amplitude dimming unit for determining the setpoint value for the luminous flux in dependence on the dimming command.
  • the setpoint can be set independently of the set value
  • the duty cycle for the PWM modulation is 100%. lies.
  • the duty cycle is stepped or even
  • a cascade control is provided.
  • the first control circuit comprising the regulator for regulating the luminous flux is interleaved with a second control circuit having a further regulator.
  • the second loop may have a faster time constant than the first loop.
  • the second control circuit can in particular serve to regulate a residual ripple of the voltage.
  • the driver circuit has a on the
  • Resonant circuit following transformer for transmitting electrical energy from a coupled to the resonant circuit primary winding to a secondary winding, starting from which the bulbs can be supplied with power
  • the feedback signal indirectly provides the feedback signal
  • the driver circuit preferably has a driver for output, based on the PWM-modulated manipulated variable, at least one on / off drive signal for the control of the at least one switch of the clocked circuit.
  • the manipulated variable preferably gives the frequency and / or the duty cycle of the control of the at least one
  • Control unit for operating a driver circuit for lighting means, in particular for one or more LEDs, Feedback signal.
  • the control unit comprises a control circuit for regulating the luminous flux, comprising a regulator.
  • the controller generates a manipulated variable for the
  • Control unit comprises a PWM modulator for modulating the manipulated variable with a PWM signal.
  • the control unit is in the form of a
  • ASIC integrated circuit
  • Microcontroller or a hybrid version of it.
  • Illuminant power reproducing signal becomes a
  • Manipulated variable for the regulation of the lamp current generated A PWM signal is applied to the manipulated variable
  • the invention thus preferably proposes that the PWM signal does not temporarily switch off the control loop or modulate the entire half-bridge driver, but rather modulate the output signal of the half-bridge control loop.
  • a control of the LED current by changing the frequency of the half-bridge drive is present. This control loop runs constantly, so also in the
  • This control has a time constant that is significantly slower than the frequency / duration of the PWM modulation.
  • the targeted, slowing ⁇ by the low-pass filtering of the feedback signal before the comparator with the desired signal is the targeted, slowing ⁇ by the low-pass filtering of the feedback signal before the comparator with the desired signal.
  • this time constant can also be implemented after the comparator or in the control algorithm itself.
  • the LED current remains substantially constant over a period of PWM modulation, resulting in improved color consistency of the LED path.
  • Fig. 1 shows schematically the structure of a
  • Light sources in particular for the supply of LEDs or an LED track,
  • Fig. 2 shows an alternative embodiment of the
  • Fig. 3 shows an alternative embodiment of the Fig. 4 shows an alternative embodiment of the
  • FIG. 5 shows the influence of a dimming value on parameters of the control according to the invention
  • Fig. 6 shows another embodiment of a
  • Driver circuit 1 for the supply of lighting means shown in particular in the form of an LED converter for the supply of LEDs or an LED track.
  • the driver circuit 1 is the input side of a
  • the input voltage Vdc is preferably a rectified, and optionally filtered, AC voltage or mains voltage.
  • this rectified mains voltage is still applied to a converter in the form of e.g. a power factor correction circuit (not shown) supplied before the
  • the input voltage Vdc is in this case an approximately constant bus voltage possibly having a residual ripple.
  • the input voltage Vdc has an amplitude of 400V.
  • the input voltage can also be called bus voltage or DC link voltage.
  • the input voltage Vdc may also be a DC voltage or a constant voltage, such as a battery voltage. is fed.
  • the input voltage Vdc supplies in particular a clocked circuit or a
  • Inverter e.g. in form of a
  • Half-bridge circuit 2 may be configured.
  • the inverter 2 has at least one switch.
  • a switch e.g. a flyback o converter (not shown) may be provided.
  • Half-bridge circuit 2 may be implemented as transistors, e.g. FET or MOSFET be configured.
  • the switches LS, HS are 5 of respective control signals S / LS, S / HS starting from
  • the switches LS, HS by the control signals S / LS, S / HS or through the
  • Half-bridge driver 12 alternately turned on and off. o
  • the mean value of the current through the LEDs can be through
  • the potential-lower switch LS is connected to a primary-side ground.
  • a resonant circuit 3 in o form e.g. connected to a series resonant circuit.
  • a parallel resonant circuit Inductance and capacitance elements At the center of the half-bridge circuit 2 according to the invention, a parallel resonant circuit Inductance and capacitance elements.
  • a series circuit comprising a first coil Lr, a second coil La and a
  • Capacitor Cr The resonant circuit 3 is referred to in this case as the LLC resonant circuit.
  • the coil Lr and the capacitor Cr preferably form an LC resonant circuit and are referred to as a resonant coil and a resonant capacitor.
  • the second coil La connected in series with the coil Lr and the capacitor Cr is preferably
  • the transformer T Primary winding of a transformer T, which serves as a transformer for galvanic isolation.
  • the transformer T is an example of a galvanic barrier, which is shown in FIG. 1 as safety extra low voltage barrier (SELV) barrier (Safety Extra Low Voltage).
  • SELV safety extra low voltage barrier
  • the transformer T forms a total of a galvanic barrier between a primary side having the primary winding La and a secondary side having the secondary winding Lb of the transformer T.
  • SELV safety extra low voltage barrier
  • the transformer T forms a total of a galvanic barrier between a primary side having the primary winding La and a secondary side having the secondary winding Lb of the transformer T.
  • the transformer T is shown as an ideal transformer, wherein the
  • the secondary winding Lb of the transformer T has a tapping, in particular a
  • this center tap can serve as a secondary mass.
  • Detection winding LI ' are preferably identical.
  • the respective number of turns nLl_sec, nLl'_sec of the detection windings LI, LI ' are the same.
  • a first diode D1 is connected in series with the first detection winding LI.
  • a second diode Dl' is connected in series with the second detection winding LI '.
  • Detecting windings LI, LI ' are connected to the anode of the diodes D1, D1'.
  • Secondary winding Lb of the transistor T preferably flows in operation, an AC current i. an alternating current. Depending on the direction of this alternating current, a current flows through the first diode D1 or through the second diode D1 '. At the output of the rectifier circuit 4, i. at the connection point of the diodes Dl, Dl ', thus flows a rectified current.
  • the rectifier is also referred to as the center rectifier.
  • the rectifier circuit 4 supplies a storage capacitor C2 on the output side.
  • This storage capacitor C2 is preferably connected between the connection point of the diodes D1, D1 'and the center tap of the secondary winding Lb.
  • storage capacitor C2 may preferably due to its relatively high capacity LI 'is thus first rectified to operate the LEDs by the rectifier circuit 4 and then preferably filtered or low-pass filtered.
  • the lighting means preferably LEDs or an LED track
  • the driver circuit 1 has two output terminals Kl, K2 for connecting the LEDs.
  • the illustrated LED is intended to be representative of one or more LEDs.
  • the LED circuit operated by the driver circuit 1 may comprise a series connection of a plurality of LEDs. Alternatively, you can also do it in parallel
  • LEDs or a combination of parallel and series connected LEDs are supplied.
  • Storage capacitor C2 can further components for
  • Filtering be provided.
  • a coil L2 is shown in FIG. This coil L2 may preferably be arranged in series with the LEDs, these
  • the coil L2 is preferably between the
  • the driver circuit may have a further storage or filter capacitor C3.
  • a resistor R3 may be provided between the output terminal K2 and the center tap of the secondary winding Lb.
  • the current through the primary-side winding LI' ' gives the current through the secondary-side windings LI, LI', i. also the current through the LEDs, again. At least averaged over time, the current through the primary-side winding LI '' is a representation of the mean value of the current through the LEDs.
  • the ratio of the number of turns of the corresponding primary and secondary windings to each other is taken into account.
  • the ratio of the number of turns of the corresponding primary and secondary windings to each other is taken into account.
  • the secondary winding Lb on the one hand and the detection windings LI, LI 'on the other hand are formed as separate windings. That the secondary winding Lb and the detection windings LI, LI 'form two separate transformers. This results in particular from the requirement that the detection transformer LI, LI ', LI' 'is designed as a current transformer.
  • the windings of the detection transformer are in particular designed to enable as loss-free detection of the secondary-side alternating current. By suitable choice of the windings can as
  • the alternating current through the detection windings LI, LI ' Evaluation circuit 6 is on the primary side
  • Detection winding LI '' connected to generate a measured value Im for the current through the LEDs.
  • the control circuit ST generates the control signals S / LS, S / HS for the switches LS, HS. Starting from the actual value Im, the control circuit ST performs a current control to a
  • o half-bridge circuit 2 is clocked accordingly.
  • the evaluation circuit 6 serves in principle to evaluate or process the information supplied by the detection winding LI '' about the current through the LEDs
  • the rectifier 5 may be e.g. in the form of a full-bridge rectifier having four diodes (not shown) configured.
  • Resistor or resistor Rshunt connected, the current through the secondary side and through the LEDs
  • the actual value signal Im of the LED o current of the control circuit ST is returned.
  • the low-pass filter LPF can be configured, for example, as an RC element with a resistor and a capacitor, wherein the capacitor LED power again.
  • the analog average actual value Im of the LED current is preferably converted by an analog-to-digital converter ADC into a digital actual value.
  • the analog-to-digital converter ADC is preferably designed as a 12-bit converter.
  • the measured actual value Im of the LED current is determined by the
  • Control unit ST deducted a setpoint for the LED current ILS.
  • the control unit ST comprises means such as e.g. a comparator 9 for comparing the set value ILS and the actual value Im or for forming the difference thereof
  • the set value ILS for the LED current can be set internally by the control unit ST.
  • a dimming command B as shown in Fig. 1 may be externally given.
  • the control unit ST can be connected to a line in order to receive the dimming command B via this line and to derive therefrom the current setpoint ILS.
  • this line can be a
  • Data transmission can be analog or preferably digital by means of a protocol for controlling
  • the received dimming command B is converted by an amplitude dimming unit 8 into the desired value ILS or
  • the amplitude dimming unit 8 generates The control difference RDF is fed to a controller 10, in which a control algorithm for the regulation of the LED current is implemented.
  • the controller 10 is preferably designed as a digital controller and can be configured, for example in the form of a PI controller.
  • the controller Depending on the supplied control difference RDF, the controller generates a control variable, by means of which the half-bridge driver 12 is driven.
  • a manipulated variable for example, the drive frequency ASF, the switch LS, HS, and / or the duty cycle of
  • Control of the switches LS, HS be provided.
  • the switches LS, HS of the half-bridge 2 are switched to high-frequency, typically in a frequency range of about 10 kHz.
  • the drive frequency ASF is so
  • the control unit ST comprises, in parallel with the amplitude dimming unit 8 for determining the set value ILS for the LED current as a function of the dimming command B, a PWM circuit.
  • This PWM dimming unit 8 ⁇ serves to convert the received dimming command B in a duty cycle TVH for a PWM modulation (pulse width modulation).
  • the frequency of the PWM modulation is opposite to the
  • the duty cycle TVH is fed to a PWM modulator 11.
  • the PWM modulator 11 receives on the input side, on the one hand, the value of the duty cycle TVH for the PWM modulation and, on the other hand, the manipulated variable ASF or a signal which reproduces this manipulated variable.
  • the duty cycle TVH is preferably dependent only on the dimming command B and in particular not on the set value ILS.
  • a look-up table may be provided in which a suitable duty cycle TVH is stored for different dimming commands B.
  • the duty cycle TVH affects the PWM modulation by the PWM modulator 11, but not the current regulation by the controller 10.
  • the controller 10 receives as input only the set value ILS for the LED current and not the duty cycle TVH.
  • the controller 10 is also not turned off during a turn-off period of the PWM modulation.
  • the PWM dimming being done by modulating the PWM signal through the PWM modulator 11 and the AM dimming or amplitude dimming by controlling the amplitude of the LED Current through the controller 10 takes place.
  • the LED current in the turn-on time is higher than a true AM / PWM dimming, where the control is switched off in a AusschaltZeitdauer the PWM modulation.
  • the LED current remains essentially constant - except for one
  • the control loop of the LED current is selected, for example, between 5 and 10 times slower than the low-frequency PWM modulation of the operation of the inverter 2.
  • This PWM modulation becomes dimming
  • the signal representing the LED current according to the invention is such low-pass filtered or averaged that the
  • Time constant is much slower than the frequency of the PWM signal.
  • controller topology according to the invention is now that the control loop with the actual value signal
  • Frequency of the half-bridge inverter ⁇ is continuously activated, ie in particular in the
  • the PWM signal which stops the operation of the half-bridge in the off-time periods, is the output of the
  • the control loop is unable to regulate the PWM modulation due to the slowdown due to the low-pass filtering of the feedback signal.
  • the low-pass filter LPF is provided outside the control unit ST.
  • the low-pass filter is designed analogously.
  • the low-pass filter can also be connected within the control unit ST.
  • the low-pass filter LPF may be after the analog-to-digital converter ADC, in which case the low-pass filter is implemented digitally.
  • the low-pass filter can either be between the analog-to-digital converter ADC and the
  • Comparator 9 be interconnected, or between the
  • Comparator 9 and the controller 10. 2 shows an alternative construction of the rectification of the secondary-side current.
  • the detection winding LI as in the embodiment of FIG. 1, is connected in series with the secondary winding Lb, which in contrast to the embodiment of FIG. 1 is designed as a single winding without center tap.
  • the current through the secondary winding Lb becomes one
  • Rectifier circuit 20 is supplied, that is
  • Detection winding LI is coupled.
  • Rectifier circuit 20 is designed as a bridge rectifier or full-bridge rectifier with four diodes (not shown).
  • the circuit at the output of the rectifier circuit 20 again corresponds to the circuit at the output of the rectifier circuit 4 shown in FIG.
  • Output terminals of the rectifier circuit 20 are in particular connected to the storage capacitor C2, the terminals Kl, K2, the LEDs are connected.
  • Fig. 3 shows a further alternative embodiment for the secondary side of the driver circuit.
  • a further alternative construction of the rectification of the secondary-side current is shown.
  • the detection winding LI is connected in series with the secondary winding Lb.
  • the terminal of the secondary winding Lb which is not connected to the detection winding LI is provided with two diodes 30, 31, respectively connected.
  • a first storage capacitor C30 is connected between the cathode of the first diode 30 and the detection winding LI.
  • a second storage capacitor C31 is connected between the anode of the second diode 31 and the
  • the diodes D30, D31 form a rectifier circuit 30, which is the
  • Rectifier circuit 4 of FIG. 1 corresponds. Depending on the direction of flow of the current flowing through the secondary winding Lb current blocks the first or the second diode D30, D31.
  • the storage capacitors C30, C31 are preferably the same and corresponding to that shown in FIG.
  • Fig. 4 shows an alternative embodiment of the
  • a series connected to the LEDs shunt or measuring resistor Rshunt is used here for current measurement.
  • a signal is tapped, which reflects the current through the LEDs.
  • This signal is preferably low pass filtered, e.g. by an RC element consisting of a capacitor C40 and a
  • the tapped signal can be used to charge the capacitor C40, which serves as a
  • the charging voltage of the capacitor C40 is supplied to a secondary-side control unit ST2 as a signal provided to the LEDs.
  • the secondary-side control unit ST2 that is on the
  • Secondary side of the transformer T is arranged, comprises an analog-to-digital converter 40 for converting the
  • the analog-to-digital converter 40 is preferably designed as a 12-bit converter.
  • This digital data is e.g. returned to the primary side of the transformer 7 via an optocoupler 41 via the SELV barrier.
  • an optocoupler 41 e.g. a digital isolator, e.g. ADUM digital isolator.
  • the digital isolator e.g. ADUM digital isolator.
  • the half-bridge circuit 2 depends on the one hand on these returned actual values of the LED current and on the other hand on the current setpoint ILS or of the
  • Dimming command B triggers.
  • FIG. 5 shows an exemplary embodiment for dimming by the amplitude dimming unit 8 and the PWM dimming unit 8.
  • dimming of the LED line is now carried out as follows:
  • Duty cycle TVH to 100%, so that the PWM modulator 11 has no influence on the manipulated variable. From a certain dimming value DWB of, for example, 35%, the duty cycle of the PWM modulation is then set below 100%. In other words, between this threshold value DWB of 35% and a lower threshold value USW of, for example, 1%, the duty cycle TVH is gradually reduced.
  • this threshold value DWB of 35% and a lower threshold value USW of, for example, 1% the duty cycle TVH is gradually reduced.
  • dimming value B and duty cycle TVH saved.
  • the duty cycle TVH remains constant for a specific dimming range.
  • dimming range DWB - USW 35% -x%) the duty cycle is the value y% etc. , s. Fig. 5th
  • the dimming value specification signal B is thus converted on the one hand into a variable PWM duty cycle, and on the other hand as a steadily decreasing setpoint for the time
  • the PWM duty cycle and the setpoint preferably do not affect each other. Both values are rather dependent
  • stepwise with the dimming value B preferably from the dimming value DWB, for example, 35%.
  • the PWM modulation is thus modulated open loop. Of the set due to the low-pass filtering, for example, the actual value signal.
  • FIG. 5 shows how the controller 10 attempts to correct the PWM modulation in which the controller 10 attempts to average the LED current to the value ILED_R.
  • the setpoint value ILS for the current controller 10 is continuously reduced.
  • the current through the LEDs remains substantially constant in the turn-on durations of the PWM signal, except for a small sawtooth ripple. This ripple is not available over time, but at
  • Fig. 6 shows a further embodiment of a
  • the driver circuit 60 of FIG. 6 basically is based on the structure of Fig. 1.
  • ILED_i the secondary-side LED current is st measured as shown in Fig. 4. Similar to FIG. 1, the actual value is subtracted from the desired value ILS by a comparator 61 and fed to a controller 62, for example in the form of a P, PI or PID controller.
  • the output of the regulator 62 is supplied to a second comparator or subtractor 63.
  • the feedback topology of FIG. 1 can be used with the detection transformer Tl for measuring the LED current.
  • the rectified current value is then lowpass filtered by an RC element 64, i. 5, and from an analog-to-digital converter 65 in FIG
  • a digital actual value preferably converted into a 12-bit value.
  • the measured actual value of the primary-side current is subtracted from the output of the regulator 62 and the controller 10
  • the output of the regulator 10, as in FIG. 1, is the PWM modulator 11 and the half-bridge driver 12
  • the input voltage Vdc may be of e.g. 400 V have a residual ripple.
  • the second interleaved loop with the controller 64 implements a faster algorithm, e.g. the residual ripple of the input voltage Vdc
  • the PWM modulation according to the invention can be used to limit the maximum switching frequency of the LLC resonant circuit.
  • the PWM modulation according to the invention can be used in combination or as an alternative to amplitude dimming without the need for additional circuitry.

Landscapes

  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)

Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf eine Treiberschaltung (1) für Leuchtmittel, insbesondere für eine oder mehrere LEDs, aufweisend: - eine mit Spannung (Vdc) versorgbare und mittels wenigstens eines Schalters (LS, HS) getaktete Schaltung (2), die einen zum Versorgen der Leuchtmittel mit Strom dienenden Resonanzkreis (3) speist,- einen Regelkreis zur Regelung des Leuchtmittel-Stroms aufweisend einen Regler (10),wobei der Regler (10) abhängig von einem Rückführsignal (Im), das den Strom durch die Leuchtmittel wiedergibt, und einem Signal (ILS), das einen Sollwert für den Leuchtmittel-Strom wiedergibt, eine Stellgröße (ASF) für die Regelung des Leuchtmittel-Stroms erzeugt, - einen PWM-Modulator (11) zum modulieren der Stellgröße (ASF) mit einem PWM-Signal.

Description

Treiberschaltung für LEDs
Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere eine
Steuerschaltung und einen Konverter für den Betrieb wenigstens eines Leuchtmittels, z.B. eine Treiberschaltung für den Betrieb wenigstens einer LED, sowie ein
entsprechendes Verfahren zum Betreiben eines
Leuchtmittels.
Eine Treiberschaltung zum Betreiben von LEDs ist aus dem Stand der Technik grundsätzlich bekannt. Eine solche
Treiberschaltung wird von einer elektrischen
Versorgungsquelle versorgt, und umfasst einen
Resonanzkreis, wie z.B. einen LLC-Konverter, der dafür zuständig ist, Strom über eine galvanische Sperre bzw. galvanische Barriere von einer Primärseite auf eine
Sekundärseite der galvanischen Sperre zu übertragen. Zweck dieser Übertragung von elektrischer Energie ist die
Versorgung einer auf der Sekundärseite geschalteten LED- Strecke mit Strom.
Die Erfindung geht von einer solchen LLC-Topologie aus, die z.B. ein Halbbrücken-Wechselrichter mit folgendem Resonanzkreis umfasst. Der Resonanzkreis speist einen Übertrager, ausgehend von dessen Sekundärseite wiederum eine LED-Strecke versorgbar ist. Aus dem Stand der Technik ist es indessen bekannt, zur Konstantregelung des LED-Stroms den Strom durch die
Primärseite des Übertragers als Istwert des LED-Stroms zu erfassen. Diese Messung ist allerdings behaftet mit der Unsicherheit des Magnetisierungstroms, dessen genaue Größe bei dieser Topologie nicht ermittelt wird.
Dabei besteht eine bekannte Korrektur dieser Messung darin, dass auf der Sekundärseite die Spannung über der LED-Strecke gemessen wird und, ggf. mit weiteren
Messwerten wie z.B. der Temperatur, von einem
sekundärseitigen Mikrocontroller über die SELV-Barriere zu dem Mikrocontroller auf der Primärseite gesandt wird.
Dieser Mikrocontroller korrigiert somit die primärseitige Strommessung um diesen Korrekturbeitrag, der unter
Verwendung empirischer, z.B. in einer Look-Up Tabelle gespeicherter Messwerte ausgehend von der sekundärseitigen LED-Spannungsmessung ermittelt wird. Schließlich steuert der Mikrocontroller über einen ASIC als Stellgröße die Frequenz der Halbbrücke abhängig von der Strom- und
Spannungsmessung ein. Nachteilig ist dabei, dass die Look- Up Tabelle zur Ermittlung des Korrekturwerts nur
näherungsweise den richtigen Korrekturbeitrag ermitteln kann. Darüber hinaus ist die Lösung hinsichtlich der
Bauteile, insbesondere zur Überwindung der SELV-Barriere relativ aufwendig.
Bei einer derartigen Treiberschaltung kann ein Dimmen der LED-Strecke durch ein kurzzeitiges Abschalten der
hochfrequenten Taktung der Schalter der Halbbrücke. Dies wird durch eine niederfrequente PWM-Modulation erreicht. Allerdings ist es hier problematisch, dass die Stufen der PWM-Modulation begrenzt sind. Die Auflösung der Stufen der PWM-Modulation, z.B. 7-bit, verursacht ein so-genanntes Dithering, d.h. die Frequenz des LLC-Konverters kann nicht präzise genug angesteuert werden. Folglich kann der Der Erfindung liegt das technische Problem zugrunde, eine Steuerschaltung bzw. Treiberschaltung zum Betreiben von Leuchtmitteln, insbesondere LEDs, anzugeben, bei denen ein Sollwert für die Helligkeit besser umgesetzt wird.
Dieses der Erfindung zugrunde liegende Problem wird nunmehr durch die Kombination der Merkmale der
unabhängigen Ansprüche gelöst. Die abhängigen Ansprüche bilden den zentralen Gedanken der Erfindung vorteilhaft weiter .
Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung ist eine
Treiberschaltung für Leuchtmittel vorgesehen, insbesondere für eine oder mehrere LEDs. Die Treiberschaltung umfasst eine mit Spannung versorgbare und mittels wenigstens eines Schalters getaktete Schaltung, die einen zum Versorgen der Leuchtmittel mit Strom dienenden Resonanzkreis speist. Die Treiberschaltung umfasst weiterhin einen Regelkreis zur Regelung des Leuchtmittel-Stroms aufweisend einen Regler. Der Regler erzeugt eine Stellgröße für die Regelung des Leuchtmittel-Stroms in Abhängigkeit von einem
Rückführsignal, das den Strom durch die Leuchtmittel wiedergibt, und von einem Signal, das einen Sollwert für den Leuchtmittel-Strom wiedergibt. Die Treiberschaltung umfasst einen PWM-Modulator zum modulieren der Stellgröße mit einem PWM-Signal.
Vorzugsweise ist der Regelkreis durchgehend und
insbesondere auch in den AusschaltZeitdauern des PWM-
Signals aktiviert. Vorzugsweise führt das Modulieren der Stellgröße durch das PWM-Signal dazu, dass der Regelkreis Vorzugsweise weist der Regelkreis eine Zeitkonstante auf, die langsamer ist als die Zeitdauer einer Periode der PWM- Modulation .
Vorzugsweise ist die Zeitkonstante des Regelkreises wesentlich langsamer als die Zeitdauer einer Periode der PWM-Modulation, z.B. mindestens 5mal langsamer,
insbesondere zwischen 5 und lOmal langsamer.
Vorzugsweise weist die Treiberschaltung einen Tiefpass- Filter auf zum Filtern des Rückführsignals. Somit stellt der Regler abhängig von dem tiefpassgefilterten
Rückführsignal die Stellgröße ein.
Vorzugsweise ist die Zeitkonstante des Tiefpass-Filters langsamer als die Zeitdauer einer Periode der PWM- Modulation . Dabei kann die Zeitkonstante des Regelkreises dadurch langsamer als die Zeitdauer einer Periode der PWM- Modulation sein, dass die Zeitkonstante der Tiefpass- Filterung durch den Tiefpass-Filter langsamer als die Zeitdauer einer Periode der PWM-Modulation ist.
Vorzugsweise ist die Zeitkonstante des im Regler
implementierten Regelalgorithmus langsamer als die
Zeitdauer einer Periode der PWM-Modulation. Dabei kann die Zeitkonstante des Regelkreises dadurch langsamer als die Zeitdauer einer Periode der PWM- Modulation sein, dass die Zeitkonstante des im Regler Vorzugsweise ist die PWM-Modulation aufgrund der langsamen Zeitkonstante, insbesondere aufgrund der Verlangsamung durch den Tiefpass-Filter, durch den Regelkreis nicht ausregelbar.
Vorzugsweise weist die Treiberschaltung eine PWM-Dimm- Einheit auf zum Einstellen eines Tastverhältnisses für die PWM-Modulation abhängig von einem Dimm-Befehl. DB) . Das Tastverhältnis wird vorzugsweise unabhängig von
Rückführgrößen insbesondere aus dem Bereich der
Treiberschaltung eingestellt.
Dabei kann die PWM-Modulation insbesondere Open-Loop erfolgen. D.h. das PWM-Signal wird lediglich durch
Steuerung und nicht durch Regelung auf die Stellgröße aufmoduliert . Mit anderen Worten erfolgt die PWM- Modulation ohne Rückkopplung. Vorzugsweise weist die Treiberschaltung eine Amplituden- Dimm-Einheit auf zur Festlegung des Sollwerts für den Leuchtmittel-Strom in Abhängigkeit von dem Dimm-Befehl.
Dabei kann der Sollwert unabhängig vom eingestellten
Tastverhältnis für die PWM-Modulation festgelegt werden.
Vorzugsweise liegt in einem ersten Dimm-Bereich des Dimm- Befehls das Tastverhältnis für die PWM-Modulation bei 100%. liegt. Vorzugsweise wird in einem zweiten Dimm- Bereich das Tastverhältnis stufenweise oder auch
fortlaufend (kontinuierlich oder quasi-kontinuierlich insb. bei einer digitalen Ausgestaltung) herabgesetzt. Vorzugsweise ist eine Kaskadenregelung vorgesehen. Der erste Regelkreis aufweisend den Regler zur Regelung des Leuchtmittel-Stroms ist mit einem zweiten Regelkreis aufweisend einen weiteren Regler verschachtelt. Der zweite 5 Regelkreis kann eine schnellere Zeitkonstante aufweisen als der erste Regelkreis. Der zweite Regelkreis kann insbesondere zur Ausregelung einer Restwelligkeit der Spannung dienen. o Vorzugsweise weist die Treiberschaltung einen auf den
Resonanzkreis folgenden Übertrager auf zum Übertragen elektrischer Energie von einer mit dem Resonanzkreis gekoppelten Primärwicklung zu einer Sekundärwicklung, ausgehend von der die Leuchtmittel mit Strom versorgbar
5 sind.
Vorzugsweise gibt das Rückführsignal indirekt den
Leuchtmittel-Strom wieder, in dem es auf der Sekundärseite des Übertragers induktiv ausgekoppelt ist.
o
Vorzugsweise weist die Treiberschaltung einen Treiber auf zur Ausgabe, ausgehend von der PWM-modulierten Stellgröße, mindestens eines Ein/Aus-Ansteuersignals für die Steuerung des wenigstens eines Schalters der getakteten Schaltung.
5
Vorzugsweise gibt die Stellgröße die Frequenz und/oder das Tastverhältnis der Steuerung des wenigstens eines
Schalters der getakteten Schaltung wieder. o Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine
Steuereinheit zum Betreiben einer Treiberschaltung für Leuchtmittel, insbesondere für eine oder mehrere LEDs, Rückführsignal. Die Steuereinheit umfasst einen Regelkreis zur Regelung des Leuchtmittel-Stroms aufweisend einen Regler. Der Regler erzeugt eine Stellgröße für die
Regelung des Leuchtmittel-Stroms abhängig von dem
Rückführsignal und von einem, einen Sollwert für den
Leuchtmittel-Strom wiedergebenden Signal. Die
Steuereinheit umfasst einen PWM-Modulator zum modulieren der Stellgröße mit einem PWM-Signal. Vorzugsweise ist die Steuereinheit in Form einer
integrierten Schaltung, insbesondere ASIC oder
Microcontroller oder einer Hybridversion davon.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein
Verfahren zur Regelung des Stroms durch Leuchtmittel, insbesondere durch eine oder mehrere LEDs, vorgesehen. Ein den Strom durch die Leuchtmittel wiedergebendes
Rückführsignal wird abgegriffen. Abhängig von dem
Rückführsignal und von einem, einen Sollwert für den
Leuchtmittel-Strom wiedergebenden Signal wird eine
Stellgröße für die Regelung des Leuchtmittel-Stroms erzeugt. Ein PWM-Signal wird auf die Stellgröße
aufmoduliert . Die oben in Bezug auf die Treiberschaltung genannten
Aspekte sind auch auf die Steuereinheit und auf das
Verfahren anwendbar.
Die Erfindung schlägt somit vorzugsweise vor, dass das PWM-Signal nicht zeitweise die Regelschleife abschaltet bzw. den gesamten Halbbrückentreiber, sondern vielmehr das Ausgangssignal der Halbbrücken-Regelschleife moduliert. Vorzugsweise liegt eine Regelung des LED-Stroms durch Veränderung der Frequenz der Halbbrückenansteuerung vor. Diese Regelschleife läuft konstant, also auch in den
AusschaltZeitdauern der PWM-Modulation . Diese Regelung weist eine Zeitkonstante auf, die deutlich langsamer ist als die Frequenz/Zeitdauer der PWM-Modulation.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel erfolgt die gezielte , Verlangsamung Λ durch die Tiefpaßfilterung des Rückführsignals vor dem Komparator mit dem Sollsignal.
Indessen kann diese Zeitkonstante auch nach dem Komparator oder auch im Regelalgorithmus selbst implementiert sein.
Insgesamt liegt vorzugsweise eine Art kombinierter PWM/AM- Dimmung vor. Da allerdings das Istwertsignal
tiefpassgefiltert ist und die Regelschleife durchgehend aktiv ist, bleibt der LED-Strom über eine Periode der PWM- Modulation im wesentlichen konstant, was eine verbesserte Farbkonstanz der LED-Strecke ergibt.
Nachfolgend wird die Erfindung außerdem in Hinblick auf die Figuren beschrieben.
Fig. 1 zeigt schematisch den Aufbau einer
erfindungsgemäßen Treiberschaltung zur Versorgung von
Leuchtmitteln, insbesondere zur Versorgung von LEDs bzw. einer LED-Strecke,
Fig. 2 zeigt eine alternative Ausführungsform der
erfindungsgemäßen Treiberschaltung,
Fig. 3 zeigt eine alternative Ausführungsform der Fig. 4 zeigt eine alternative Ausführungsform der
Erfassung des Stroms durch die LEDs bei der
erfindungsgemäßen Treiberschaltung Fig. 5 zeigt den Einfluss eines Dimmwerts auf Parameter der erfindungsgemäßen Regelung, und
Fig. 6 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer
Treiberschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung.
In Fig. 1 ist ein Ausführungsbeispiel einer
Treiberschaltung 1 zur Versorgung von Leuchtmitteln gezeigt, insbesondere in Form eines LED-Konverters zur Versorgung von LEDs bzw. einer LED-Strecke.
Die Treiberschaltung 1 wird eingangsseitig von einer
Eingangsspannung Vdc gespeist. Die Eingangsspannung Vdc ist vorzugsweise eine gleichgerichtete, und gegebenenfalls gefilterte, Wechselspannung bzw. Netzspannung.
Vorzugsweise wird diese gleichgerichtete Netzspannung noch einem Wandler in Form z.B. einer Leistungsfaktorkorrektur- Schaltung (nicht gezeigt) zugeführt, bevor sie die
Treiberschaltung 1 versorgt. Die Eingangsspannung Vdc ist in diesem Fall eine näherungsweise konstante Busspannung gegebenenfalls aufweisend eine Restwelligkeit . Im
Ausführungsbeispiel der Fig. 1 weist die Eingangsspannung Vdc eine Amplitude von 400 V auf. Die Eingangsspannung kann auch Busspannung oder Zwischenkreisspannung genannt werden. Alternativ kann die Eingangsspannung Vdc auch eine Gleichspannung bzw. eine konstante Spannung wie z.B. eine BatterieSpannung . gespeist wird. Die Eingangsspannung Vdc versorgt insbesondere eine getaktete Schaltung bzw. einen
Wechselrichter, der z.B. in Form einer
Halbbrückenschaltung 2 ausgestaltet sein kann. Die
5 gezeigte Halbbrückenschaltung 2 weist einen
potentialniedrigeren Schalter LS und einen
potentialhöheren Schalter HS auf. Erfindungsgemäß weist der Wechselrichter 2 zumindest einen Schalter auf. Als Wechselrichter mit einem Schalter kann z.B. ein Flyback- o Konverter (nicht gezeigt) vorgesehen sein.
Die in Serie geschalteten Schalter LS, HS der
Halbbrückenschaltung 2 können als Transistoren, z.B. FET oder MOSFET, ausgestaltet sein. Die Schalter LS, HS werden 5 von jeweiligen Steuersignalen S/LS, S/HS ausgehend von
einem Halbbrückentreiber 12 einer Steuereinheit ST
gesteuert. Vorzugsweise werden die Schalter LS, HS durch die Steuersignale S/LS, S/HS bzw. durch den
Halbbrückentreiber 12 alternierend ein- und ausgeschaltet. o Der Mittelwert des Stroms durch die LEDs kann durch
Veränderung der Ansteuerfrequenz ASF der Schalter LS, HS, und/oder durch Veränderung des Tastverhältnisses der
Ansteuerung angepasst werden. Der potentialniedrigere Schalter LS ist mit einer primärseitigen Masse verbunden.
5 An der Halbbrückenschaltung 2 liegt die Eingangsspannung Vdc an .
Zwischen den zwei Schaltern LS, HS, d.h. am Mittelpunkt der Halbbrückenschaltung 2, ist ein Resonanzkreis 3 in o Form z.B. eines Serienresonanzkreises angeschlossen.
Alternativ kann am Mittelpunkt der Halbbrückenschaltung 2 erfindungsgemäß auch ein Parallelresonanzkreis Induktanz- und Kapazitätselemente. Insbesondere ist zwischen der primärseitigen Masse und dem Mittelpunkt der Halbbrückenschaltung 2 eine Serienschaltung aufweisend eine erste Spule Lr, eine zweite Spule La und einen
Kondensator Cr. Der Resonanzkreis 3 wird in diesem Fall als LLC-Resonanzkreis bezeichnet. Die Spule Lr und der Kondensator Cr bilden vorzugsweise einen LC-Resonanzkreis und werden dann als Resonanzspule und Resonanzkondensator bezeichnet .
7
Die in Serie zu der Spule Lr und dem Kondensator Cr geschaltete zweite Spule La ist vorzugsweise die
Primärwicklung eines Transformators T, der als Übertrager zur galvanischen Trennung dient. Der Transformator T ist ein Beispiel einer galvanischen Sperre, die in Fig. 1 als Sicherheitskleinspannungs-Barriere bzw. SELV Barriere 7 (engl. Safety Extra Low Voltage) dargestellt ist. Der Transformator T bildet insgesamt eine galvanische Sperre zwischen einer Primärseite aufweisend die Primärwicklung La und einer Sekundärseite aufweisend die Sekundärwicklung Lb des Transformators T. In Fig. 1 ist der Transformator T als idealer Transformator dargestellt, wobei die
Primärwicklung des realen Transformators T eine
Streuinduktivität und eine Hauptinduktivität zum Führen des Magnetisierungsstroms aufweisen kann.
Die Sekundärwicklung Lb des Transformators T weist eine Anzapfung bzw. Abzapfung, insbesondere eine
Mittelanzapfung bzw. Mittelpunktanzapfung, wobei diese Mittelanzapfung als sekundärseitige Masse dienen kann. Alternativ kann die Sekundärwicklung Lb aus zwei
getrennten Wicklungen bestehen, wobei dann der Mittelpunkt Eine Klemme der Sekundärwicklung Lb ist mit einer ersten Erfassungswicklung LI verbunden, und die andere Klemme der Sekundärwicklung Lb mit einer zweiten Erfassungswicklung LI' . Die erste Erfassungswicklung LI und die zweite
Erfassungswicklung LI' sind vorzugsweise identisch.
Vorzugsweise sind die jeweiligen Windungszahlen nLl_sec, nLl'_sec der Erfassungswicklungen LI, LI' gleich. In Serie zur ersten Erfassungswicklung LI ist eine erste Diode Dl geschaltet. In Serie zur zweiten Erfassungswicklung LI' ist eine zweite Diode Dl' geschaltet. Die
Erfassungswicklungen LI, LI' sind mit der Anode der Dioden Dl, Dl' verbunden. Die jeweiligen Kathoden der Dioden Dl, Dl' sind
zusammengeführt, so dass diese Dioden Dl, Dl' eine
Gleichrichterschaltung 4 bilden. Durch die
Sekundärwicklung Lb des Transistors T fließt im Betrieb vorzugsweise ein AC-Strom d.h. ein Wechselstrom. Je nach Richtung dieses Wechselstroms fließt ein Strom durch die erste Diode Dl oder durch die zweite Diode Dl' . Am Ausgang der Gleichrichterschaltung 4, d.h. am Verbindungspunkt der Dioden Dl, Dl', fließt somit ein gleichgerichteter Strom. Der Gleichrichter wird auch als Mittelpunktgleichrichter bezeichnet.
Die Gleichrichterschaltung 4 speist ausgangsseitig einen Speicherkondensator C2. Dieser Speicherkondensator C2 ist vorzugsweise zwischen dem Verbindungspunkt der Dioden Dl, Dl' und der Mittelanzapfung der Sekundärwicklung Lb geschaltet. Als Speicherkondensator C2 kann aufgrund seiner vergleichsweise hohen Kapazität vorzugsweise ein LI' wird also zum Betreiben der LEDs zunächst durch die Gleichrichterschaltung 4 gleichgerichtet und anschließend vorzugsweise gefiltert bzw. tiefpassgefiltert .
Parallel zum Speicherkondensator C2 sind die Leuchtmittel, vorzugsweise LEDs bzw. eine LED-Strecke, geschaltet. Die Treiberschaltung 1 weist entsprechend zwei Ausgangsklemmen Kl, K2 zum Anschließen der LEDs. In Fig. 1 soll die dargestellte LED für eine oder mehrere LEDs repräsentativ sein. Vorzugsweise kann die von der Treiberschaltung 1 betriebene LED-Strecke eine Reihenschaltung von mehreren LEDs aufweisen. Alternativ können auch parallel
angeordnete LEDs oder eine Kombination aus parallel und in Serie geschalteten LEDs versorgt werden.
Am Ausgang der Gleichrichterschaltung 4 bzw. des
Speicherkondensators C2 können weitere Bauteile zur
Filterung vorgesehen sein. Beispielhaft ist hierzu in Fig. 1 eine Spule L2 gezeigt. Diese Spule L2 kann vorzugsweise in Serie zu den LEDs angeordnet sein, wobei diese
Serienschaltung parallel zum Kondensator C2 geschaltet ist. Die Spule L2 ist vorzugsweise zwischen der
Ausgangsklemme Kl einerseits und dem Verbindungspunkt der Dioden Dl, Dl' andererseits geschaltet. Zwischen beiden Ausgangsklemmen Kl, K2 kann die Treiberschaltung noch ein weiterer Speicher- bzw. Filterkondensator C3 aufweisen. Zwischen der Ausgangsklemme K2 und der Mittelanzapfung der Sekundärwicklung Lb kann zusätzlich ein Widerstand R3 vorgesehen sein.
Die Erfassungswicklungen LI, LI' sind mit einer
primärseitigen Wicklung LI'' gekoppelt. Der durch die vorgesehenen Erfassungswicklungen LI, LI' in einen durch die Wicklung LI'' fließenden primärseitigen Strom
transformiert. Diese drei Wicklungen LI, LI', LI'' bilden einen Erfassungstransformator bzw. einen vorzugsweise potentialgetrennten Erfassungsübertragers Tl. Der Strom durch die primärseitige Wicklung LI'' gibt den Strom durch die sekundärseitigen Wicklungen LI, LI', d.h. auch den Strom durch die LEDs, wieder. Zumindest zeitlich gemittelt ist der Strom durch die primärseitige Wicklung LI'' eine Wiedergabe des Mittelwerts des Stroms durch die LEDs.
Dabei ist natürlich das Verhältnis der Windungszahlen der entsprechenden primär- und sekundärseitigen Wicklungen zueinander zu berücksichtigen. Vorzugsweise sind die
Windungszahlen nLl''_prim, nLl_sec, nLl'_sec der primär- und sekundärseitigen Erfassungswicklungen LI'', LI, LI' gleich .
Vorzugsweise sind dabei die Sekundärwicklung Lb einerseits und die Erfassungswicklungen LI, LI' andererseits als separate Wicklungen ausgebildet. D.h. die Sekundärwicklung Lb und die Erfassungswicklungen LI, LI' bilden zwei separate Transformatoren. Dies ergibt sich insbesondere aus der Anforderung, dass der Erfassungstransformator LI, LI', LI'' als Stromtransformator ausgebildet ist. Die Wicklungen des Erfassungstransformators sind insbesondere dazu ausgebildet, eine möglichst verlustfreie Erfassung des sekundärseitigen Wechselstroms zu ermöglichen. Durch geeignete Wahl der Wicklungen kann der als
Stromtransformator ausgebildete Erfassungstransformator LI, LI', LI'' eine möglichst geringe Impedanz aufweisen.
Der Wechselstrom durch die Erfassungswicklungen LI, LI' Auswerteschaltung 6 ist an der primärseitigen
Erfassungswicklung LI'' angeschlossen, um einen Messwert Im für den Strom durch die LEDs zu erzeugen. Dieser
Messwert Im wird der Steuerschaltung ST zurückgeführt. Auf
5 der Grundlage des erhaltenen Rückführwerts Im erzeugt die Steuerschaltung ST die Steuersignale S/LS, S/HS für die Schalter LS, HS. Ausgehend von dem Istwert Im führt die Steuerschaltung ST eine Stromregelung auf einen
gewünschten Sollwert ILS durch, in dem die
o Halbbrückenschaltung 2 entsprechend getaktet wird.
Die Auswerteschaltung 6 dient prinzipiell dazu, die von der Erfassungswicklung LI'' gelieferte Information über den Strom durch die LEDs auszuwerten bzw. zu verarbeiten
5 und anschließend zu der Steuerschaltung ST zurückzuführen.
Sekundärseitig wird also induktiv ein den Strom durch die Sekundärseite wiedergebendes Signal ausgekoppelt und auf die Primärseite transferiert, wo es gleichgerichtet, gemittelt und dann der Steuerschaltung ST zugeführt wird. o Die Erfassungswicklung LI'' ist hierzu mit einem
Gleichrichter 5 verschaltet. Der Gleichrichter 5 kann z.B. in Form eines Vollbrückengleichrichters aufweisend vier Dioden (nicht gezeigt) ausgestaltet sein.
5 Am Ausgang des Gleichrichters 5 ist wiederum ein
Widerstand bzw. Messwiderstand Rshunt geschaltet, der den Strom durch die Sekundärseite und durch die LEDs
wiedergibt. Nach einer Tiefpass-Filterung durch einen Tiefpass-Filter LPF wird das Istwert-Signal Im des LED- o Stroms der Steuerschaltung ST zurückgeführt. Der Tiefpass- Filter LPF kann z.B. als RC-Glied mit einem Widerstand und einem Kondensator ausgestaltet sein, wobei der Kondensator LED-Stroms wieder. Der analoge gemittelte Istwert Im des LED-Stroms wird von einem Analog-Digital-Umsetzer ADC vorzugsweise in einen digitalen Istwert umgesetzt. Der Analog-Digital-Umsetzer ADC ist vorzugsweise als 12-bit Umsetzer ausgestaltet.
Der gemessene Istwert Im des LED-Stroms wird von der
Steuereinheit ST einem Sollwert für den LED-Strom ILS abgezogen. Die Steuereinheit ST umfasst Mittel wie z.B. einen Komparator 9 zum Vergleichen des Sollwerts ILS und des Istwerts Im bzw. zum Bilden der Differenz dieser
Werte. Daraus ergibt sich eine Regeldifferenz RDF zum Regeln des Stroms durch die LEDs.
Der Sollwert ILS für den LED-Strom kann indessen intern von der Steuereinheit ST festgelegt werden. Alternativ kann ein Dimm-Befehl B, wie in Fig. 1 gezeigt, extern vorgegeben werden. Z.B. kann die Steuereinheit ST an einer Leitung angeschlossen sein, um über diese Leitung den Dimm-Befehl B zu empfangen und daraus den Strom-Sollwert ILS abzuleiten. Insbesondere kann diese Leitung eine
Daten-Leitung bzw. einen Daten-Bus zur Datenübertragung zwischen der Steuereinheit ST und einer externen
Kommunikationseinheit (nicht gezeigt) sein. Die
Datenübertragung kann analog oder vorzugsweise digital mittels eines Protokolls zur Steuerung von
lichttechnischen Betriebsgeräten erfolgen. Als Protokoll kann z.B. DALI (Digital Addressable Lighting Interface) oder DSI (Digital Serial Interface) verwendet werden. Der empfangene Dimm-Befehl B wird von einer Amplituden-Dimm- Einheit 8 in den Sollwert ILS konvertiert bzw.
umgewandelt. Die Amplituden-Dimm-Einheit 8 erzeugt Die Regeldifferenz RDF wird einem Regler 10 zugeführt, in welchem ein Regelalgorithmus für die Regelung des LED- Stroms implementiert ist. Der Regler 10 ist vorzugsweise als Digitalregler ausgestaltet und kann z.B. in Form eines PI-Reglers konfiguriert sein. Abhängig von der zugeführten Regeldifferenz RDF erzeugt der Regler eine Stellgröße, mittels der der Halbbrückentreiber 12 angesteuert wird. Als Stellgröße kann z.B. die Ansteuerfrequenz ASF der Schalter LS, HS, und/oder das Tastverhältnis der
Ansteuerung der Schalter LS, HS vorgesehen sein. Dabei werden die Schalter LS, HS der Halbbrücke 2 hochfrequent geschaltet, typischerweise in einem Frequenzbereich von über 10 kHz. Die Ansteuerfrequenz ASF ist also
typischerweise höher als 10 kHz und kann z.B. bis zu einigen MHz betragen.
Die Steuereinheit ST umfasst parallel zur Amplituden-Dimm- Einheit 8 zur Festlegung des Sollwerts ILS für den LED- Strom in Abhängigkeit vom Dimm-Befehl B noch eine PWM-
Dimm-Einheit 8 Λ . Diese PWM-Dimm-Einheit 8 Λ dient dazu, den empfangenen Dimm-Befehl B in ein Tastverhältnis TVH für eine PWM-Modulation (Pulsweitenmodulation) umzuwandeln. Die Frequenz der PWM-Modulation ist gegenüber der
Ansteuerfrequenz ASF niederfrequent, typischerweise im
Bereich von 100-1000 Hz. Das Tastverhältnis TVH wird einem PWM-Modulator 11 zugeführt.
Der PWM-Modulator 11 erhält eingangsseitig einerseits den Wert des Tastverhältnisses TVH für die PWM-Modulation und andererseits die Stellgröße ASF bzw. ein Signal, das diese Stellgröße wiedergibt. Das Tastverhältnis TVH ist vorzugsweise abhängig nur von dem Dimm-Befehl B und insbesondere nicht von dem Sollwert ILS. In der PWM-Dimm-Einheit 8Λ kann eine Look-Up-Tabelle vorgesehen sein, in welcher für verschiedene Dimm-Befehle B ein passendes Tastverhältnis TVH gespeichert ist.
Das Tastverhältnis TVH beeinflusst die PWM-Modulation durch den PWM-Modulator 11, nicht aber die Strom- Regulation durch den Regler 10. Mit anderen Worten erhält der Regler 10 als Eingangsgröße nur den Sollwert ILS für den LED-Strom und nicht das Tastverhältnis TVH. Somit wird der Regler 10 während einer AusschaltZeitdauer der PWM- Modulation auch nicht ausgeschaltet. Es liegt somit eine Art kombinierter PWM/AM-Dimmung vor, wobei die PWM-Dimmung durch das Aufmodulieren des PWM- Signals durch den PWM-Modulator 11 erfolgt und die AM- Dimmung - oder Amplituden-Dimmung - durch die Regelung der Amplitude des LED-Stroms durch den Regler 10 erfolgt. Da allerdings das Istwertsignal Im tiefpaßgefiltert ist und die Regelschleife durchgehend aktiv ist, ist der LED-Strom in den EinschaltZeitdauern höher als bei einem echten AM/PWM-Dimmen, wo die Regelung in einer AusschaltZeitdauer der PWM-Modulation ausgeschaltet wird. Somit bleibt der LED-Strom im Wesentlichen konstant - bis auf einen
Sägezahnrippel -, was eine verbesserte Farbkonstanz der LED-Strecke ergibt.
Erfindungsgemäß ist die Regelschleife des LED-Stroms beispielsweise zwischen 5 und lOmal langsamer gewählt als die PWM-Modulation mit niedriger Frequenz des Betriebs des Wechselrichters 2. Diese PWM-Modulation wird zum Dimmen Das den LED-Strom wiedergebende Signal ist erfindungsgemäß derart tiefpaßgefiltert oder gemittelt, dass die
Zeitkonstante wesentlich langsamer ist als die Frequenz des PWM-Signals.
Die erfindungsgemäße Reglertopologie liegt nunmehr darin, dass die Regelschleife mit dem Istwertsignal
, tiefpaßgefilterter LED-Strom'' und der Stellgröße
, Frequenz des Halbbrücken-Wechselrichters Λ durchgehend aktiviert ist, also insbesondere auch in den
AusschaltZeitdauern des PWM-Signals.
Das PWM-Signal, das also in den AusschaltZeitdauern den Betrieb der Halbbrücke stoppt, wird dem Ausgang des
Regelalgorithmus beaufschlagt. Die Regelschleife ist aufgrund der Verlangsamung durch die Tiefpassfilterung des Istwert-Signals nicht in der Lage, die PWM-Modulation aus zuregeln .
Im Ausführungsbeispiel der Fig. 1 ist der Tiefpass-Filter LPF außerhalb der Steuereinheit ST vorgesehen.
Vorzugsweise ist der Tiefpass-Filter analog ausgestaltet. Alternativ kann der Tiefpass-Filter auch innerhalb der Steuereinheit ST geschaltet sein. Z.B. kann der Tiefpass- Filter LPF nach dem Analog-Digital-Umsetzer ADC vorgehen sein, wobei dann der Tiefpass-Filter digital ausgeführt ist. In diesem Fall kann der Tiefpass-Filter entweder zwischen dem Analog-Digital-Umsetzer ADC und dem
Komparator 9 verschaltet sein, oder zwischen dem
Komparator 9 und dem Regler 10. dieser Fig. 2 ein alternativer Aufbau der Gleichrichtung des sekundärseitigen Stroms gezeigt.
Die Erfassungswicklung LI ist, wie in der Ausführungsform der Fig. 1, in Serie zur Sekundärwicklung Lb geschaltet, die im Gegensatz zur Ausführungsform der Fig. 1 als eine einzige Wicklung ohne Mittelanzapfung ausgestaltet ist. Der Strom durch die Sekundärwicklung Lb wird einer
Gleichrichterschaltung 20 zugeführt, die also
eingangsseitig mit der Sekundärwicklung Lb bzw. mit der Reihenschaltung aus der Sekundärwicklung Lb und der
Erfassungswicklung LI gekoppelt ist. Die
Gleichrichterschaltung 20 ist als Brückengleichrichter bzw. Vollbrückengleichrichter mit vier Dioden (nicht gezeigt) ausgestaltet.
Der Schaltung am Ausgang der Gleichrichterschaltung 20 entspricht wiederum der Schaltung am Ausgang der in Fi gezeigten Gleichrichterschaltung 4. Die zwei
Ausgangsklemmen der Gleichrichterschaltung 20 sind insbesondere mit dem Speicherkondensator C2 verbunden, den Klemmen Kl, K2 sind die LEDs anschließbar.
Fig. 3 zeigt eine weitere alternative Ausführungsform für die Sekundärseite der Treiberschaltung. Insbesondere wird in dieser Fig. 3 ein weiterer alternativer Aufbau der Gleichrichtung des sekundärseitigen Stroms gezeigt.
Ähnlich wie in Fig. 2 ist die Erfassungswicklung LI in Serie zur Sekundärwicklung Lb geschaltet. Die Klemme der Sekundärwicklung Lb, die nicht an der Erfassungswicklung LI angeschlossen ist, ist jeweils mit zwei Dioden 30, 31 verbunden. Ein erster Speicherkondensator C30 ist zwischen der Kathode der ersten Diode 30 und der Erfassungswicklung LI geschaltet. Ein zweiter Speicherkondensator C31 ist zwischen der Anode der zweiten Diode 31 und der
Erfassungswicklung LI geschaltet. Die Dioden D30, D31 bilden eine Gleichrichterschaltung 30, die der
Gleichrichterschaltung 4 der Fig. 1 entspricht. Je nach Fließrichtung des durch die Sekundärwicklung Lb fließenden Stroms sperrt die erste oder die zweite Diode D30, D31. Die Speicherkondensatoren C30, C31 sind vorzugsweise gleich und entsprechend dem in Fig. 1 gezeigten
Speicherkondensator C2.
Fig. 4 zeigt eine alternative Ausführungsform der
Erfassung des Stroms durch die LEDs bei der
erfindungsgemäßen Treiberschaltung .
Während in den Ausführungsformen der Figs . 1 bis 3 der sekundärseitige Strom über einen Erfassungsübertragers Tl zur Primärseite zurückgeführt wird, verzichtet die
Ausführungsform der Fig. 4 auf den Erfassungsübertrager Tl und somit auf die sekundärseitige Erfassungswicklung bzw. sekundärseitigen Erfassungswicklungen Lb. Ein in Serie zu den LEDs geschalteter Shunt bzw. Messwiderstand Rshunt wird hier zur Strommessung verwendet.
An dem Messwiderstand Rshunt wird ein Signal abgegriffen, das den Strom durch die LEDs wiedergibt. Dieses Signal wird vorzugsweise tiefpassgefiltert , z.B. durch ein RC- Glied bestehend aus einem Kondensators C40 und einem
Widerstand R40. Das abgegriffene Signal kann nämlich zum Laden des Kondensators C40 verwendet werden, der als ein Die Ladespannung des Kondensators C40 wird als ein den LEDs zur Verfügung gestellten Strom wiedergebendes Signal einer sekundärseitigen Steuereinheit ST2 zugeführt. Die sekundärseitigen Steuereinheit ST2, die also auf der
Sekundärseite des Übertragers T angeordnet ist, umfasst einen Analog-Digital-Umsetzer 40 zur Umwandlung des
Messsignals in digitale Daten. Der Analog-Digital-Umsetzer 40 ist vorzugsweise als 12-bit Umsetzer ausgestaltet.
Diese digitalen Daten werden z.B. über eine Optokoppler 41 über die SELV-Barriere auf die Primärseite des Übertragers 7 zurückgeführt. Alternativ zum Optokoppler 41 kann auch z.B. ein Digital-Isolator, wie z.B. ADUM Digital-Isolator, eingesetzt werden. Insbesondere werden die digitalen
Daten, die Strom durch die LEDs wiedergeben, der
primärseitigen Steuereinheit ST zurückgeführt, die
wiederum die Halbbrückenschaltung 2 abhängig einerseits von diesen zurückgeführten Istwerten des LED-Stroms und andererseits von dem Strom-Sollwert ILS bzw. von dem
Dimmbefehl B ansteuert.
Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel für das Dimmen durch die Amplituden-Dimm-Einheit 8 und die PWM-Dimm-Einheit 8. Bevorzugt verläuft nunmehr ein Dimmen der LED-Strecke wie folgt :
Von Dimmwert 100% bis zu einem bestimmten Dimmwertbereich DWB von beispielsweise 35% wird der LED-Strom
kontinuierlich verringert. Hier bleibt vorzugsweise das
Tastverhältnis TVH auf 100%, so dass der PWM-Modulator 11 keinen Einfluss auf die Stellgröße hat. Ab einem bestimmten Dimmwert DWB von beispielsweise 35% wird dann das Tastverhältnis der PWM-Modulation auf unter 100% gesetzt. D.h. zwischen diesem Schwellwert DWB von 35% und einem unteren Schwellwert USW von z.B. 1% wird das Tastverhältnis TVH schrittweise reduziert. In der PWM- Dimm-Einheit 8 ist z.B. in einer Look-Up-Tabelle die
Korrespondenz zwischen Dimmwert B und Tastverhältnis TVH abgespeichert. Das Tastverhältnis TVH bleibt jeweils für einen bestimmten Dimmbereich konstant. Z.B. im Dimmbereich DWB - USW (35%-x%) beträgt das Tastverhältnis den Wert y% usw . , s . Fig . 5.
Wenn also ein Dimmwert unterhalb des Dimmwerts DWB, beispielsweise unter 35% vorgegeben wird, wird ein sich linear verringernder Sollwert für den LED-Strom den Regler zugeführt. Gleichzeitig wird ab diesem Dimmwert das
Tastverhältnis des PWM-Modulators bei 100% startend herabgesetzt . Das Dimmwert-Vorgabesignal B wird also einerseits in ein variables PWM-Tastverhältnis umgesetzt, und andererseits als stetig verringernder Sollwert für den zeitlich
gemittelten LED-Strom dem Regelalgorithmus zugeführt. Das PWM-Tastverhältnis und der Sollwert beeinflussen sich vorzugsweise nicht. Beide Werte hängen vielmehr
vorzugsweise nur vom Dimmwert B ab. Dies ist in Fig. 5 erkennbar, in dem der Sollwert ILS linear mit dem Dimmwert B abnimmt. Das Tastverhältnis TVH nimmt hingegen
stufenweise mit dem Dimmwert B ab, und zwar vorzugsweise ab dem Dimmwert DWB, beispielsweise 35%.
Die PWM-Modulation wird also Open-Loop aufmoduliert . Der gesetzt aufgrund der Tiefpass-Filterung beispielsweise des Istwertsignals. Fig. 5 zeigt wie der Regler 10 die PWM- Modulation versucht auszuregeln, in dem der Regler 10 den Mittelwert des LED-Stroms auf den Wert ILED_R versucht, zu erhöhen.
Es wird also der Sollwert ILS für den Stromregler 10 kontinuierlich verringert. Allerdings bleibt der Strom durch die LEDs in den EinschaltZeitdauern des PWM-Signals im Wesentlichen konstant, abgesehen von einem kleinen sägezahnförmigen Rippel. Dieser Rippel ist allerdings nicht im zeitlichen Verlauf vorhanden, sondern bei
kontinuierlichem Dimmen betrachtet, da j a der Regler in den bei stärkerem Dimmen stetig verkürzenden
EinschaltZeitdauern versucht, den Mittelwert des Stroms konstant zu regeln.
Fig. 6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer
Treiberschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung.
Die Treiberschaltung 60 der Fig. 6 basiert grundsätzlich auf dem Aufbau der Fig. 1. Als Istwert ILED_ist wird der sekundärseitige LED-Strom gemessen, wie in Fig. 4 gezeigt. Ähnlich wie in Fig. 1 wird der Istwert vom Sollwert ILS durch einen Komparator 61 abgezogen und einem Regler 62, z.B. in Form eines P-, PI- oder PID-Reglers, zugeführt. Der Ausgang des Reglers 62 wird einem zweiten Komparator bzw. Subtraktor 63 zugeführt. Alternativ kann zur Messung des LED-Stroms die Rückführ-Topologie der Fig. 1 mit dem Erfassungsübertrager Tl verwendet werden.
Ein Istwert für den Strom durch den LLC-Resonanzkreis , Insbesondere wird der primärseitige Wechselstrom durch den LLC-Resonanzkreis von z.B. einer Diode D60
gleichgerichtet. Der gleichgerichtete Stromwert wird anschließend durch ein RC-Glied 64 tiefpassgefiltert , d.h. 5 gemittelt, und von einem Analog-Digital-Umsetzer 65 in
einen digitalen Istwert, vorzugsweise in einen 12-bit Wert, umgesetzt.
Der gemessene Istwert des primärseitigen Stroms wird vom o Ausgang des Reglers 62 abgezogen und dem Regler 10
zugeführt. Der Ausgang des Reglers 10 wird wie in Fig. 1 dem PWM-Modulator 11 und dem Halbbrückentreiber 12
zugeführt .
5 Wie eingangs erläutert, kann die Eingangsspannung Vdc von z.B. 400 V eine Restwelligkeit aufweisen. Bei
Gleichrichtung einer Netzspannung ergibt sich insbesondere eine Restwelligkeit von 100 Hz. o Der erste Regelkreis mit dem Regler 62 bezieht sich
vorzugsweise auf eine langsame Regelung des LED-Stroms. Hierdurch kann z.B. der Einfluss der Temperatur,
insbesondere der Einfluss der Umgebungstemperatur auf die LEDs, kompensiert werden.
5
Der zweite, verschachtelte Regelkreis mit dem Regler 64 implementiert hingegen einen schnelleren Algorithmus, um z.B. die Restwelligkeit der Eingangsspannung Vdc
aus zuregeln .
Durch die Verschachtelung der zwei Regelkreise bzw. durch die Kaskadenregelung ergeben sich also noch schnellere Auswirkung des 10 OHz-Rippels in der Busspannung erfasst und kompensiert bzw. ausgeregelt werden.
Vorteilhafterweise kann die erfindungsgemäße PWM- Modulation zur Begrenzung der maximalen Schaltfrequenz des LLC-Resonanzkreises benutzt werden.
Mit der erfindungsgemäßen PWM-Modulation kann eine bessere Effizienz des Konverters bzw. des LLC-Resonanzkreises erzielt werden.
Die erfindungsgemäße PWM-Modulation kann in Kombination oder als Alternative zum Amplituden-Dimmen benutzt werden, ohne dass zusätzliche Schaltungen erforderlich wären.
Beim Einsetzen der erfindungsgemäßen PWM-Modulation werden Farbverschiebungen vermieden, insbesondere im Bereich von niedrigen Dimmwerten. Dies deshalb weil der Regler 10 auf einen höheren LED-Strom regelt. Dies ist z.B. in Fig. 5 erkennbar, wo auf einen Strom ILED_R geregelt wird, der deutlich höher als der Sollwert ILS ist, so dass die bei niedrigen Stromwerten auftretenden Farbverschiebungen erfindungsgemäß vermieden werden können. Die niedrige Auflösung der PWM-Modulation wird durch die Regelung des Mittelwerts des LED-Stroms kompensiert.

Claims

Ansprüche
1. Treiberschaltung (1) für Leuchtmittel, insbesondere für eine oder mehrere LEDs, aufweisend:
- eine mit Spannung (Vdc) versorgbare und mittels
wenigstens eines Schalters (LS, HS) getaktete Schaltung (2), die einen zum Versorgen der Leuchtmittel mit Strom dienenden Resonanzkreis (3) speist,
- einen Regelkreis zur Regelung des Leuchtmittel-Stroms aufweisend einen Regler (10),
wobei der Regler (10) abhängig von einem Rückführsignal (Im), das den Strom durch die Leuchtmittel wiedergibt, und einem Signal (ILS), das einen Sollwert für den
Leuchtmittel-Strom wiedergibt, eine Stellgröße (ASF) für die Regelung des Leuchtmittel-Stroms erzeugt,
- einen PWM-Modulator (11) zum modulieren der Stellgröße (ASF) mit einem PWM-Signal.
2. Treiberschaltung (1) nach Anspruch 1,
wobei das Modulieren der Stellgröße (ASF) durch das PWM- Signal dazu führt, dass der Regelkreis durchgehend und insbesondere auch in den AusschaltZeitdauern des PWM- Signals aktiviert ist.
3. Treiberschaltung (1) nach einem der vorigen Ansprüche, wobei der Regelkreis eine Zeitkonstante aufweist, die langsamer ist als die Zeitdauer einer Periode der PWM- Modulation . wobei die Zeitkonstante des Regelkreises wesentlich langsamer ist als die Zeitdauer einer Periode der PWM- Modulation, z.B. mindestens 5mal langsamer, insbesondere zwischen 5 und lOmal langsamer.
5. Treiberschaltung (1) nach einem der vorigen Ansprüche, aufweisend einen Tiefpass-Filter (LPF) zum Filtern des Rückführsignals (Im), so dass der Regler (10) abhängig von dem tiefpassgefilterten Rückführsignal (Im) die Stellgröße (ASF) einstellt.
6. Treiberschaltung (1) nach Ansprüche 5,
wobei die Zeitkonstante des Tiefpass-Filters (LPF)
langsamer ist als die Zeitdauer einer Periode der PWM- Modulation .
7. Treiberschaltung (1) nach einem der vorigen Ansprüche, wobei die Zeitkonstante des im Regler (10) implementierten Regelalgorithmus langsamer ist als die Zeitdauer einer Periode der PWM-Modulation .
8. Treiberschaltung (1) nach einem der Ansprüche 3 bis 7, wobei aufgrund der langsamen Zeitkonstante, insbesondere aufgrund der Verlangsamung durch den Tiefpass-Filter (LPF) bei einer Treiberschaltung (1) nach einem der Ansprüche 5 bis 6, die PWM-Modulation durch den Regelkreis nicht ausregelbar ist.
9. Treiberschaltung (1) nach einem der vorigen Ansprüche, aufweisend eine PWM-Dimm-Einheit (8Λ) zum Einstellen eines Tastverhältnisses (TVH) für die PWM-Modulation abhängig von einem Dimm-Befehl (B) , wobei das Tastverhältnis (TVH) vorzugsweise unabhängig von Rückführgrößen insbesondere aus dem Bereich der
Treiberschaltung (1) eingestellt wird. 10. Treiberschaltung (1) nach Anspruch 9,
aufweisend eine Amplituden-Dimm-Einheit (8) zur Festlegung des Sollwerts (ILS) für den Leuchtmittel-Strom in
Abhängigkeit von dem Dimm-Befehl (B) . 11. Treiberschaltung (1) nach Anspruch 10,
wobei in einem ersten Dimm-Bereich (100%-DWB) des Dimm- Befehls (B) das Tastverhältnis (TVH) für die PWM- Modulation bei 100% liegt, und
in einem zweiten Dimm-Bereich (DWB-USW) das Tastverhältnis (TVH) vorzugsweise stufenweise herabgesetzt wird.
12. Treiberschaltung (1) nach einem der vorigen Ansprüche, wobei der erste Regelkreis aufweisend den Regler (10) zur Regelung des Leuchtmittel-Stroms mit einem zweiten
Regelkreis aufweisend einen weiteren Regler (64)
verschachtelt ist,
wobei der zweite Regelkreis eine schnellere Zeitkonstante aufweist als der erste Regelkreis, und zur Ausregelung einer Restwelligkeit der Spannung (Vdc) dient.
13. Treiberschaltung (1) nach einem der vorigen Ansprüche, aufweisend einen auf den Resonanzkreis (3) folgenden
Übertrager (T) zum Übertragen elektrischer Energie von einer mit dem Resonanzkreis (3) gekoppelten Primärwicklung (La) zu einer Sekundärwicklung (Lb) , ausgehend von der die Leuchtmittel mit Strom versorgbar sind. wobei das Rückführsignal (Im) indirekt den Leuchtmittel- Strom wiedergibt, in dem es auf der Sekundärseite des Übertragers (T) induktiv ausgekoppelt ist. 15. Treiberschaltung (1) nach einem der vorigen Ansprüche, aufweisend einen Treiber (12) zur Ausgabe, ausgehend von der PWM-modulierten Stellgröße, mindestens eines Ein/Aus- Ansteuersignals (S/LS, S/HS) für die Steuerung des
wenigstens eines Schalters (LS, HS) der getakteten
Schaltung (2 ) .
16. Treiberschaltung (1) nach einem der vorigen Ansprüche, wobei die Stellgröße (ASF) die Frequenz und/oder das
Tastverhältnis der Steuerung des wenigstens eines
Schalters (LS, HS) der getakteten Schaltung (2)
wiedergibt .
17. Steuereinheit (ST) zum Betreiben einer
Treiberschaltung (1) für Leuchtmittel, insbesondere für eine oder mehrere LEDs, aufweisend:
- einen Eingang für ein den Strom durch die Leuchtmittel wiedergebendes Rückführsignal (Im),
- einen Regelkreis zur Regelung des Leuchtmittel-Stroms aufweisend einen Regler (10),
wobei der Regler (10) abhängig von dem Rückführsignal (Im) und einem, einen Sollwert für den Leuchtmittel-Strom wiedergebenden Signal (ILS) eine Stellgröße (ASF) für die Regelung des Leuchtmittel-Stroms erzeugt,
- einen PWM-Modulator (11) zum modulieren der Stellgröße (ASF) mit einem PWM-Signal
Steuereinheit (ST) nach Anspruch 17 in Form einer
19. Verfahren zur Regelung des Stroms durch Leuchtmittel, insbesondere durch eine oder mehrere LEDs, bei dem
- ein den Strom durch die Leuchtmittel wiedergebendes Rückführsignal (Im) abgegriffen wird,
- abhängig von dem Rückführsignal (Im) und einem, einen Sollwert für den Leuchtmittel-Strom wiedergebenden Signal (ILS) eine Stellgröße (ASF) für die Regelung des
Leuchtmittel-Stroms erzeugt wird,
- ein PWM-Signal auf die Stellgröße (ASF) aufmoduliert wird .
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