EP2865086A1 - Procédé de commande d'un onduleur de tension et dispositif associé - Google Patents

Procédé de commande d'un onduleur de tension et dispositif associé

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Publication number
EP2865086A1
EP2865086A1 EP13744628.2A EP13744628A EP2865086A1 EP 2865086 A1 EP2865086 A1 EP 2865086A1 EP 13744628 A EP13744628 A EP 13744628A EP 2865086 A1 EP2865086 A1 EP 2865086A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
switching elements
vectors
duration
vector
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP13744628.2A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Tiémélé ANE
Mamadou-Fall TEUW
Aurélien BATTELIER
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Valeo Electrification SAS
Original Assignee
Valeo Systemes de Controle Moteur SAS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Valeo Systemes de Controle Moteur SAS filed Critical Valeo Systemes de Controle Moteur SAS
Publication of EP2865086A1 publication Critical patent/EP2865086A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M7/53875—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H02M7/53876—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times

Definitions

  • the present invention relates to the field of voltage converters for supplying electric motors and more particularly the control of an inverter which makes it possible to convert a DC voltage into an AC voltage.
  • Pulse Width Modulation Pulse Width Modulation
  • Pulse Width Modulation Pulse Width Modulation
  • a pulse width modulation in which a state of the switching elements is represented by a vector. At each modulation cycle, a vector corresponding to a desired voltage in the motor is determined. The switching scheme corresponding to this vector is then applied.
  • the vector applied to the switching elements is typically the algebraic sum of basic spatial vectors.
  • the switching scheme of the switches is then implemented by applying the basic vectors for respective durations.
  • these basic spatial vectors some are said to be null or inactive if they correspond to a state which is transparent for the desired fundamental, that is to say which does not modify the fundamental of the desired tension; or not null or active if they correspond to a state that modifies the fundamental of the desired voltage.
  • the voltage delivered to the motor depends on the duration of the active vectors. In a symmetric modulation, the respective application times of the zero vectors are equal. This simplifies the control and limits the harmonic distortion of the current delivered to the motor.
  • the current can be measured at a switching element on an arm of the inverter, in particular the current can be measured at the foot of the bridge.
  • the switch must be closed, that is to say must allow a passage of the current.
  • the measurement is performed when the switching elements are in a state of switching corresponding to a null vector.
  • the measurement time must be long enough to obtain a reliable measurement of the current.
  • the duration of the null vector must therefore be greater than a minimum duration. Consequently, in a symmetric modulation where the duration of the null vectors are equal, the durations of the other zero vectors are also greater than the minimum duration, whereas no current measurement is performed on these other zero vectors.
  • the measurement of the current flowing through the motor phases therefore limits the range of use of the duty cycle of the pulse width modulation and therefore the range of voltage deliverable to the motor.
  • the minimum duration of closure of the switching element may be of the order of 5% of a modulation cycle.
  • the range of cyclic ratios that can be used for vectors that are active in the pulse width modulation is then limited to 90% of the modulation cycle.
  • 90% of the DC voltage supplied by the voltage source is exploited, which reduces the overall efficiency of the motor.
  • the invention relates to a method for controlling a voltage converter supplying an electric machine from a DC voltage source, said voltage converter comprising at least one set of switching elements,
  • said method comprising a control of pulse width modulation switching elements in which:
  • a state of the set of switching elements is associated with a vector
  • a state of the set of switching elements corresponds to a temporal distribution between predetermined vectors, among the said vectors at least two vectors, called zero, having a negligible influence on the value of the signal delivered by the converter,
  • a first null vector has a duration T0 which is greater than a minimum duration TOmin and the duration T7 of the second null vector is such that T7 ⁇ T0.
  • a duration T7 of the second zero vector which is less than that T0 of the first vector makes it possible to increase the portion of the modulation cycle that can be used for the application of the active vectors compared with the methods of the prior art.
  • T7 T0-T0min.
  • the voltage deliverable to the machine is thus increased compared to a method of the prior art; or at equal machine deliverable voltage, the voltage source can be decreased compared to the method of the prior art.
  • the method according to the invention makes it possible to reach a range of 95% cyclic ratios which can be used for active vectors.
  • the predetermined vectors are, for example, basic vectors of the Concordia reference system.
  • the temporal distribution between the predetermined vectors comprises a comparison of at least a first signal, said signal modulating with a second periodic signal, said carrier P; and the times T0, T7 of the null vectors are obtained by applying, before the comparison step, an offset to the modulating signal.
  • the pulse width modulation control is symmetrical.
  • the minimum duration TOmin of the first null vector corresponds to a current measurement duration performed when the set of switches is in a state corresponding to the first null vector.
  • the set of switching elements comprises a plurality of switching elements, said switching elements being arranged in arms, an arm comprising two switching elements connected in series; and the switching elements of an arm are switched synchronously and oppositely.
  • the method is such that the voltage converter comprises three arms. According to one embodiment, said switching elements are arranged in three arms.
  • the minimum duration TOmin of the first null vector is between 1 and 5 ⁇ .
  • the invention further relates to a voltage converter for powering an electric machine from a DC voltage source, said converter comprising:
  • said switching elements are arranged in arms, an arm comprising two switching elements connected in series; and said switching elements of an arm are intended to be switched synchronously and oppositely.
  • the voltage converter comprises three arms.
  • At least one arm comprises a current sensor located between a switch of the arm and a mass of the voltage converter.
  • FIG. 1 shows a diagram of an inverter powered by a DC voltage source and for supplying an electric machine
  • FIG. 2 a diagram of the different configurations of the switching elements of the inverter and the vectors associated with the different configurations;
  • FIG. 3 represents a representation in a plane ⁇ - ⁇ of the different vectors generated by the different configurations of the switching elements of the inverter
  • FIG. 4 represents an exemplary modulation cycle in a method of the prior art
  • FIG. 5 represents a switching diagram of the switching elements of the inverter during the modulation cycle illustrated in FIG. 4;
  • FIG. 6 represents an example of a modulation cycle in an exemplary method according to the invention;
  • FIG. 7 represents a switching diagram of the switching elements of the inverter during the modulation cycle illustrated in FIG. 6;
  • FIG. 8 represents an example of a modulation cycle for a switch of the inverter in a method of the prior art
  • FIG. 9 represents an example of a modulation cycle for a switch of the inverter in an exemplary method according to the invention.
  • the same reference numbers designate identical elements.
  • the number indicates a category of elements having a common function while the letter indicates a particular element of the category.
  • reference numeral 7 designates all switching elements while reference numeral 7a designates a particular switching element.
  • MOSFET metal-oxid semiconductor fielder effect transistor and corresponds to a metal-oxide gate field effect transistor.
  • IGBT is the English acronym insulated gate bipolar transistor and corresponds to an insulated gate bipolar transistor, that is to say a hybrid transistor, comprising a MOSFET transistor input and a bipolar transistor output .
  • FIG. 1 shows an example of inverter 5 supplying an electric machine 9 from a DC voltage source 3, such as a battery.
  • the machine 9 is for example a three-phase electric machine.
  • the inverter 5 comprises switching elements 7 organized as bridge arms B1, B2, B3.
  • the inverter 5 comprises six switching elements or switches denoted 7a, 7b, 7c, 7d, 7e and 7f distributed over three arms Bl, B2 and B3.
  • the three switching elements 7a, 7b and 7c connected to the positive terminal of the DC voltage source 3 correspond to the switching elements 7 of an upper part H of the arms B1, B2, B3 while the other three switching elements.
  • 7d, 7e and 7f correspond to switching elements 7 of a lower portion L of the arms B1, B2, B3.
  • the midpoints of the arms, located between the switching elements 7 of the upper H and lower L parts are connected to the phases denoted Pa, Pb and Pc of the electric machine 9.
  • the switching elements 7 comprise a transistor, for example a transistor of MOSFET or IGBT type, mounted in parallel with a diode.
  • the MOSFET or IGBT type transistors have the advantage of having a negligible dead time between their open position and their closed position, which limits the risk of having the two switching elements of an arm in the same state. for a significant time.
  • the switching elements 7 of the inverter 5 are controlled by a control circuit 13.
  • the control of the switches 7 comprises a control by pulse width modulation ("Pulse Width Modulation" in English) known per se.
  • Pulse Width Modulation in English
  • the concept of pulse width modulation is illustrated in Figure 2.
  • the pulse width modulation of the switches 7 of the inverter 5 makes it possible to obtain a desired AC voltage at the phases Pa, Pb, Pc of the machine 9 from the DC voltage delivered by the voltage source 3, thanks to a succession of openings and closings of the switches 7 on several cycles of modulation ("carrier cycle" in English) of equal durations Tm.
  • this opening and closing sequence is characterized by a duty cycle corresponding to the ratio of the closing time of the switch 7 to the duration Tm of the modulation cycle.
  • the duty cycle is usually expressed as a percentage of the modulation cycle.
  • a pulse width modulation is known in which the different states of the switching elements 7 are represented by vectors. At each modulation cycle, a vector corresponding to a desired voltage in the machine 9 is determined, then the switching scheme corresponding to this vector is applied.
  • FIG. 2 represents the eight possible states denoted a, b, c, d, e, f, g and h for all of the switching elements 7 of the inverter 5.
  • the switching elements 7 of an arm are switched in a synchronized and opposite manner so that when the switching element 7a, 7b, 7c of an upper part H is high, the switching element 7d, 7e, 7f of the corresponding lower part L is at the low level. and vice versa.
  • the eight states can be represented by respective vectors denoted U0 to U7 in a plane coordinate system whose axes are the vector alpha (a) and the vector beta ( ⁇ ) as represented in FIG. 3.
  • a vector is said to be zero or inactive if it corresponds to a state of the switches which does not modify the fundamental of the voltage delivered to the machine; or non-zero or active if it corresponds to a state that modifies the fundamental of the voltage delivered to the machine.
  • the vectors U1, U2, U3, U4, U5 and U6 are active vectors which define six sectors denoted S1 to S6 while the vectors U0 and U7 are null vectors. All vectors located within a sector can be produced by a modulation of the two adjacent active vectors that delimit the sector.
  • the vector U represented in FIG. 3 can be produced by the modulation of the vectors U1 and U2 which delimit the sector S1 in which the vector U is located.
  • the vector U in order to obtain, on average, the vector U during a cycle. modulation of a duration Tm, it is necessary to apply the vector U1 for a time T1, the vector U2 for a time T2.
  • the null vectors U0 and U7 are applied, the vector U0 for a time T0 and the vector U7 for a time T7.
  • the times T0, T7 of the null vectors U0, U7 are equal, which limits the harmonic distortion of the current delivered to the machine 9.
  • the intersective modulation is known in which a first signal, called modulating signal Ma, Mb, Me, is used, a second signal, called carrier P, which is a signal periodic for example a sawtooth signal or a triangular signal.
  • the period of the carrier corresponds to the modulation cycle.
  • the points of intersection of the carrier and the modulator define the switching times of the element 7.
  • the instants or switching times actually applied to the switching elements 7 are obtained by comparing the modulante Ma, Mb, Me with carrier P.
  • FIG. 4 illustrates the case of symmetrical modulation.
  • the carrier P is a periodic signal whose period corresponds to the modulation cycle.
  • the carrier P is symmetrical over a switching cycle, for example triangular as shown.
  • Each arm B1, B2, B3 receives a respective modulating signal Ma, Mb, Me which corresponds to a duty cycle representative of a predetermined voltage value to be applied to the phase Pa, Pb, Pc of the arm.
  • the state of the switches 7 is a function of the comparison of the modulator Ma, Mb, Me and the carrier P.
  • the duty cycles of the switching elements 7 to obtain the vector U during a modulation cycle Tm are shown in FIG. 5.
  • the switches 7a, 7b, 7c of the upper part H of the arms B1, B2, B3 when the modulator Ma, Mb, Me is greater than the carrier P the switch 7a, 7b, 7c is in the open state; and when the modulator Ma, Mb, Me is less than the carrier, the switch 7a, 7b, 7c is in the closed state.
  • the switches 7e, 7f, 7g of the lower part L are in opposite states to those of the switches 7a, 7b, 7c of the upper part H.
  • the switching elements of the upper part H are all at the low level.
  • the switching element 7a is switched to the high level for a duration PI then is brought back to the low state at time t12 for a duration TO / 2 until at the end th time of the modulation cycle.
  • the vector U0 is successively produced during a duration TO / 2, then the vector U1 for a duration T1 / 2, then the vector U2 during a duration T2 / 2, then the vector U7 during a period duration T7 / 2.
  • the vector U7 is produced for a duration T7 / 2, the vector U2 for a duration T2 / 2, the vector U1 for a duration T1 / 2 and the vector U0 for a duration TO / 2 .
  • each phase Pa, Pb, Pc of the machine 9 makes it possible to determine the power consumed by the machine 9, the position of the rotor of the machine 9 or to protect the switches 7 of the converter.
  • a current sensor 11 disposed on each arm B 1, B 2 and B 3 between the negative terminal of the DC voltage source 3 and the switching element 7d. 7e, 7f of the lower part L of each arm B l, B2 and B3.
  • This sensor current 11 generally includes a shunt.
  • the current measurement takes place at each modulation cycle when the switching elements 7d, 7e, 7f of the lower part of the arms are all closed, i.e. when their control signals are in a low state.
  • This closed position of these switching elements 7d, 7e, 7f corresponds to the zero vector U0.
  • the measurement time Tmes must be greater than a minimum duration so that the time during which the switches 7d, 7e, 7f must be closed at the same time must be greater than a certain time. value.
  • the duration T0 of the null vector U0 must be greater than a minimum duration TOmin.
  • the durations T0, T7 of the null vectors U0, U7 are equal.
  • the duration T7 of the second zero vector U7 is also greater than TOmin, which limits the duty cycle range that can be used for the time distribution of the active vectors U1, U2.
  • the method of the invention comprises a modification of the temporal distribution between the null vectors U0, U7 with respect to the modulations of the state of the art which makes it possible to improve the usable range.
  • the duration T7 of the second zero vector U7 is less than the duration T0 of the first zero vector U0.
  • the temporal distribution can be obtained by applying a shift D to the modulating signal Ma, Mb, Me during the modulation cycle.
  • This shift D corresponds to a shift ⁇ of the result of the comparison which is equal to half the minimum duration TOmin of the first vector U0.
  • the shift D is uniformly applied to the three modulators Ma, Mb, Me.
  • the negative offset D the range of values achievable by the converter is increased. Compared to the prior art with the same source of
  • FIG. 7 is a solid line showing the cyclic ratios obtained with such an offset.
  • the dotted lines represent the cyclic ratios without offset as shown in FIG. 5.
  • an offset ⁇ is introduced at the switching times so as to reduce the periods PI, P2, P3 during which the switching elements 7 of the upper part are high a duration ⁇ .
  • the same values are maintained for the application times T1 and T2 of the vectors U1, U2 with respect to the example illustrated in FIG. 4.
  • FIGS. 8 and 9 show the duty cycle of a switching element when the duration T 0 of the first zero vector U 0 is equal to the minimum duration TO min .
  • the duty cycle of FIG. 8 is obtained with a method according to the prior art in which the durations T0, T7 of the null vectors U0, U7 are equal over all the modulation cycles.
  • the duty cycle of FIG. 9 is obtained with a method according to the invention.
  • the part of the modulation cycle for the time distribution of the active vectors U1, U2 is limited by the duration T7 of the second zero vector U7.
  • the null vector U7 is not applied, since its duration T7 is equal to zero when the duration T0 of the first vector U0 is equal to the minimum duration TOmin.
  • the temporal distribution of the active vectors U1, U2 is not limited by the duration T7 of the second zero vector U7.
  • the range of duty cycle that can be used by the active vectors U1, U2 is equal to 95%.
  • the method according to the invention makes it possible to increase the usable duty cycle range for the time distribution of the active vectors U1, U2 and thus makes it possible to achieve higher electrical signal values in the connected phases Pa, Pb, Pc. to the inverter 5.
  • the minimum duration TOmin may correspond to the measurement time Tmes of a current flowing in a switching element 7e, 7f, 7g of the lower part of an arm B1, B2, B3.
  • the control of the pulse width modulation inverter 5 described in the embodiments of the present invention based on a particular time distribution between the null vectors allows to use a larger range of cyclic ratios while allowing the measurement of a current. Compared with the prior art, the saturation voltage is pushed back to a higher value, which makes it possible to transmit a greater voltage value to the phases of the electric machine.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
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Abstract

L'invention concerne unprocédé de commande d'un convertisseur de tension alimentant une machine électrique à partir d'une source de tension continue, ledit convertisseur de tension comprenant au moins un ensemble d'éléments de commutation, ledit procédé comportant une commande des éléments de commutation par modulation de largeur d'impulsion dans laquelle : -un état de l'ensemble des éléments de commutation est associé à un vecteur, et -à chaque cycle de modulation, un état de l'ensemble des éléments de commutation correspond à une répartition temporelle entre des vecteurs prédéterminés parmi les dits vecteurs au moins deux vecteurs, dits nuls, ayant une influence négligeable sur la valeur du signal délivré par le convertisseur, ledit procédé étant caractérisé en ce que, dans un cycle de modulation, un premier vecteur nul U0a une durée T0 qui est supérieure à une durée minimale T0min et la durée T7 du second vecteur nul U7 est telle que T7<T0.

Description

PROCÉDÉ DE COMMANDE D'UN ONDULEUR DE TENSION ET DISPOSITIF
ASSOCIÉ
La présente invention concerne le domaine des convertisseurs de tension destinés à alimenter les moteurs électriques et plus particulièrement la commande d'un onduleur qui permet de convertir une tension continue en tension alternative.
Il est connu d'alimenter un moteur électrique par un onduleur à partir d'une source de tension continue, par exemple une batterie. L'onduleur est généralement commandé par une modulation de largeur d'impulsions (« Puise Width Modulation » en anglais) qui permet d'obtenir une tension alternative désirée au niveau des phases du moteur en appliquant différents rapports cycliques aux éléments de commutation de l'onduleur. Il est connu d'utiliser une modulation de largeur d'impulsions dans laquelle un état des éléments de commutation est représenté par un vecteur. A chaque cycle de modulation, on détermine un vecteur correspondant à une tension désirée dans le moteur. On applique ensuite le schéma de commutation correspondant à ce vecteur.
Le vecteur appliqué aux éléments de commutation est typiquement la somme algébrique de vecteurs spatiaux de base. Le schéma de commutation des interrupteurs est alors mis en œuvre en appliquant les vecteurs de base pendant des durées respectives. Parmi ces vecteurs spatiaux de base, certains sont dits nuls ou inactifs s'ils correspondent à un état qui est transparent pour le fondamental désiré, c'est-à-dire qui ne modifie le fondamental de la tension désirée ; ou non nuls ou actifs s'ils correspondent à un état qui modifie le fondamental de la tension désirée. La tension délivrée au moteur dépend de la durée des vecteurs actifs. Dans une modulation symétrique, les durées d'application respectives des vecteurs nuls sont égales. Ceci simplifie la commande et limite la distorsion harmonique du courant délivré au moteur.
Par ailleurs, la connaissance du courant parcourant les phases du moteur est indispensable pour le pilotage du moteur. Le courant peut être mesuré au niveau d'un élément de commutation sur un bras de l'onduleur, en particulier le courant peut être mesuré en pied de pont. Lors de la mesure, l'interrupteur doit être fermé, c'est-à-dire doit permettre un passage du courant. En outre, la mesure est réalisée lorsque les éléments de commutation sont dans un état de commutation correspondant à un vecteur nul.
Cependant, le temps de mesure doit être suffisamment long pour obtenir une mesure fiable du courant. La durée du vecteur nul doit donc être supérieure à une durée minimale. En conséquence, dans une modulation symétrique où les durées des vecteurs nuls sont égales, les durées des autres vecteurs nuls sont elles aussi supérieures à la durée minimale, alors qu'aucune mesure de courant n'est réalisée sur ces autres vecteurs nuls. La mesure du courant parcourant les phases du moteur limite donc la plage d'utilisation des rapports cycliques de la modulation de largeur d'impulsions et par conséquent la plage de tension délivrable au moteur.
Par exemple, la durée minimale de fermeture de l'élément de commutation peut être de l'ordre de 5% d'un cycle de modulation. Dans une modulation comprenant deux vecteurs nuls, la plage de rapports cycliques utilisable pour des vecteurs actifs dans la modulation de largeur d'impulsions est alors limitée à 90% du cycle de modulation. Ainsi, seulement une plage de 90% de la tension continue fournie par la source de tension est exploitée, ce qui réduit le rendement global du moteur.
II est donc recherché un procédé et un dispositif permettant d'améliorer l'efficacité de l'alimentation d'une machine électrique en augmentant la plage d'utilisation des rapports cycliques de la modulation de largeur d'impulsions.
A cet effet, l'invention concerne un procédé de commande d'un convertisseur de tension alimentant une machine électrique à partir d'une source de tension continue, ledit convertisseur de tension comprenant au moins un ensemble d'éléments de commutation,
ledit procédé comportant une commande des éléments de commutation par modulation de largeur d'impulsion dans laquelle :
- un état de l'ensemble des éléments de commutation est associé à un vecteur, et
- à chaque cycle de modulation, un état de l'ensemble des éléments de commutation correspond à une répartition temporelle entre des vecteurs prédéterminés, parmi les dits vecteurs au moins deux vecteurs, dits nuls, ayant une influence négligeable sur la valeur du signal délivré par le convertisseur,
ledit procédé étant caractérisé en ce que, dans un cycle de modulation, un premier vecteur nul a une durée T0 qui est supérieure à une durée minimale TOmin et la durée T7 du second vecteur nul est telle que T7<T0.
Une durée T7 du second vecteur nul qui est inférieure à celle T0 du premier vecteur permet d'augmenter la portion du cycle de modulation utilisable pour l'application des vecteurs actifs par rapport aux procédés de l'art antérieur.
Selon un mode de réalisation, T7=T0-T0min. Ainsi, on s'assure que lorsque la durée T0 du premier vecteur nul est égale à la durée minimale TOmin, la durée T7 du second vecteur nul est nulle.
Avec le procédé selon l'invention, à source de tension comparable, la tension délivrable à la machine est donc augmentée par rapport à un procédé de l'art antérieur ; ou à tension délivrable à la machine égale, la source de tension peut être diminuée par rapport au procédé de l'art antérieur. Dans le cas où la durée minimale de fermeture de l'élément de commutation est de l'ordre de 5% d'un cycle de modulation, le procédé selon l'invention permet d'atteindre une plage de rapports cycliques de 95% utilisable pour les vecteurs actifs.
Les vecteurs prédéterminés sont par exemple des vecteurs de base du référentiel de Concordia.
Selon un mode de réalisation, la répartition temporelle entre les vecteurs prédéterminés comprend une comparaison d'au moins un premier signal, dit signal modulant avec un second signal périodique, dit porteuse P ; et les durées T0, T7 des vecteurs nuls sont obtenues en appliquant, avant l'étape de comparaison, un décalage au signal modulant.
Selon un mode de réalisation, la commande par modulation de largeur d'impulsion est symétrique.
Selon un mode de réalisation, la durée minimale TOmin du premier vecteur nul correspond à une durée de mesure de courant réalisée lorsque l'ensemble des interrupteurs est dans un état correspondant au premier vecteur nul.
Selon un mode de réalisation, l'ensemble d'éléments de commutation comprend une pluralité d'éléments de commutation, les dits éléments de commutation étant agencés en bras, un bras comprenant deux éléments de commutation montés en série ; et les éléments de commutation d'un bras sont commutés de manière synchronisée et opposée.
Selon un mode de réalisation, le procédé est tel que le convertisseur de tension comprend trois bras. Selon un mode de réalisation, les dits éléments de commutation sont agencés en trois bras.
Selon un mode de réalisation, la durée minimale TOmin du premier vecteur nul est comprise entre 1 et 5 μβ.
L'invention concerne en outre un convertisseur de tension destiné à alimenter une machine électrique à partir d'une source de tension continue, ledit convertisseur comprenant :
- un ensemble d'éléments de commutation, et
- une unité de contrôle configurée pour la mise en œuvre d'un procédé selon l'invention. Selon un mode de réalisation du convertisseur de tension, les dits éléments de commutation sont agencés en bras, un bras comprenant deux éléments de commutation montés en série ; et les dits éléments de commutation d'un bras sont destinés à être commutés de manière synchronisée et opposée.
Selon un mode de réalisation, le convertisseur de tension comprend trois bras.
Selon un mode de réalisation, au moins un bras comprend un capteur de courant situé entre un interrupteur du bras et une masse du convertisseur de tension.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront dans la description qui va maintenant en être faite, en référence aux dessins annexés qui en représentent, à titre indicatif mais non limitatif, un mode de réalisation possible.
Sur ces dessins:
- la figure 1 représente un schéma d'un onduleur alimenté par une source de tension continue et destiné à alimenter une machine électrique ;
- la figure 2 un schéma des différentes configurations des éléments de commutation de l'onduleur et les vecteurs associés aux différentes configurations ;
- la figure 3 représente une représentation dans un plan α-β des différents vecteurs engendrés par les différentes configurations des éléments de commutation de l'onduleur ;
- la figure 4 représente un exemple de cycle de modulation dans un procédé de l'art antérieur;
- la figure 5 représente un schéma de commutation des éléments de commutation de l'onduleur pendant le cycle de modulation illustré en figure 4 ; - la figure 6 représente un exemple de cycle de modulation dans un exemple de procédé selon l'invention ;
- la figure 7 représente un schéma de commutation des éléments de commutation de l'onduleur pendant le cycle de modulation illustré en figure 6 ;
- la figure 8 représente un exemple de cycle de modulation pour un interrupteur de l'onduleur dans un procédé de l'art antérieur;
- la figure 9 représente un exemple de cycle de modulation pour un interrupteur de l'onduleur dans un exemple de procédé selon l'invention. Sur ces figures, les mêmes numéros de référence désignent des éléments identiques. De plus, pour les références composées d'un numéro et d'une lettre, le numéro indique une catégorie d'éléments ayant une fonction commune tandis que la lettre indique un élément particulier de la catégorie. Ainsi, le numéro de référence 7 désigne tous les éléments de commutation tandis que le numéro de référence 7a désigne un élément de commutation particulier.
Dans la description qui va suivre, de façon générale:
- le terme « MOSFET » est l'acronyme anglais metal-oxyd semiconductor fïeld effect transistor et correspond à un transistor à effet de champ à grille métal-oxyde.
- le terme « IGBT » est l'acronyme anglais insulated gâte bipolar transistor et correspond à un transistor bipolaire à grille isolée, c'est-à-dire un transistor hybride, regroupant un transistor de type MOSFET en entrée et un transistor bipolaire en sortie.
La figure 1 présente un exemple d'onduleur 5 alimentant une machine électrique 9 à partir d'une source de tension continue 3, telle qu'une batterie. La machine 9 est par exemple une machine électrique triphasée. L'onduleur 5 comprend des éléments de commutation 7 organisés en bras de pont Bl , B2, B3. En particulier, l'onduleur 5 comprend six éléments de commutation ou interrupteurs notés 7a, 7b, 7c, 7d, 7e et 7f répartis sur trois bras Bl, B2 et B3. Les trois éléments de commutation 7a, 7 b et 7c reliés à la borne positive de la source de tension continue 3 correspondent aux éléments de commutation 7 d'une partie supérieure H des bras Bl, B2, B3 tandis que les trois autres éléments de commutation 7d, 7e et 7f correspondent aux éléments de commutation 7 d'une partie inférieur L des bras Bl, B2, B3. Les points milieux des bras, situés entre les éléments de commutation 7 des parties supérieure H et inférieure L sont reliés aux phases notées Pa, Pb et Pc de la machine électrique 9. Les éléments de commutation 7 comprennent un transistor, par exemple un transistor de type MOSFET ou IGBT, monté en parallèle avec une diode. En effet les transistors de type MOSFET ou IGBT présentent l'avantage d'avoir un temps mort négligeable entre leur position ouverte et leur position fermée, ce qui limite le risque d'avoir les deux éléments de commutation d'un bras dans le même état pendant une durée non négligeable.
Les éléments de commutation 7 de l'onduleur 5 sont pilotés par un circuit de contrôle 13. Le pilotage des interrupteurs 7 comprend une commande par modulation de largeur d'impulsions (« Puise Width Modulation » en anglais) connue en soi. Le concept de la modulation de largeur d'impulsions est illustré en figure 2.
La modulation de largeur d'impulsion des interrupteurs 7 de l'onduleur 5 permet d'obtenir une tension alternative désirée au niveau des phases Pa, Pb, Pc de la machine 9 à partir de la tension continue délivrée par la source de tension 3, grâce à une succession d'ouvertures et de fermetures des interrupteurs 7 sur plusieurs cycles de modulation (« carrier cycle » en anglais) de durées Tm égales. Sur un cycle, cette succession d'ouverture et de fermeture est caractérisée par un rapport cyclique (« duty cycle » en anglais) correspondant au rapport du temps de fermeture de l'interrupteur 7 sur la durée Tm du cycle de modulation. Le rapport cyclique est généralement exprimé en pourcentage du cycle de modulation.
On connaît une modulation de largeur d'impulsions dans laquelle les différents états des éléments de commutation 7 sont représentés par des vecteurs. A chaque cycle de modulation, on détermine un vecteur correspondant à une tension désirée dans la machine 9, on applique ensuite le schéma de commutation correspondant à ce vecteur.
La figure 2 représente les huit états possibles notés a, b, c, d, e, f, g et h pour l'ensemble des éléments de commutation 7 de l'onduleur 5. Les éléments de commutation 7 d'un bras sont commutés de manière synchronisée et opposée de sorte que lorsque l'élément de commutation 7a, 7b, 7c d'une partie supérieur H est au niveau haut, l'élément de commutation 7d, 7e, 7f de la partie inférieur L correspondante est au niveau bas et vice versa. En appliquant une transformée de Concordia au système triphasé illustré en figure 1 et en supposant la composante homopolaire nulle, on peut représenter les huit états par des vecteurs respectifs notés UO à U7 dans un repère plan dont les axes sont le vecteur alpha (a) et le vecteur bêta (β) comme représenté sur la figure 3. Un vecteur est dit nul ou inactif s'il correspond à un état des interrupteurs qui ne modifie pas le fondamental de la tension délivrée à la machine ; ou non nul ou actif s'il correspond à un état qui modifie le fondamental de la tension délivrée à la machine. Les vecteurs Ul , U2, U3, U4, U5 et U6 sont des vecteurs actifs qui définissent six secteurs notés SI à S6 tandis que les vecteurs UO et U7 sont des vecteurs nuls. Tous les vecteurs situés à l'intérieur d'un secteur peut être produit par une modulation des deux vecteurs actifs adjacents qui délimitent le secteur. Par exemple le vecteur U représenté sur la figure 3 peut être produit par la modulation des vecteurs Ul et U2 qui délimitent le secteur SI dans lequel se trouve le vecteur U. Ainsi, afin d'obtenir, en moyenne, le vecteur U pendant un cycle de modulation d'une durée Tm, il faut appliquer le vecteur Ul pendant un temps Tl , le vecteur U2 pendant un temps T2. Dans le reste du cycle de modulation, les vecteurs nuls UO et U7 sont appliqués, le vecteur UO pendant un temps T0 et le vecteur U7 pendant un temps T7. Dans le cas d'une modulation de largeur d'impulsion symétrique, les temps T0, T7 des vecteurs nuls UO, U7 sont égaux, ce qui limite la distorsion harmonique du courant délivré à la machine 9.
Pour déterminer les instants ou durées de commutation des éléments de commutations 7 sur un cycle, on connaît la modulation intersective dans laquelle on utilise un premier signal, dite modulante Ma, Mb, Me, un second signal, dite porteuse P, qui est un signal périodique par exemple un signal en dents de scie ou un signal triangulaire. La période de la porteuse correspond au cycle de modulation. Les points d'intersection de la porteuse et de la modulante définissent les instants de commutation de l'élément 7. Sur un cycle de modulation, les instants ou durées de commutation effectivement appliqués aux éléments de commutation 7 sont obtenus par la comparaison de la modulante Ma, Mb, Me avec la porteuse P.
Ceci sera mieux compris en faisant référence à la figure 4 qui illustre le cas d'une modulation symétrique. La porteuse P est un signal périodique dont la période correspond au cycle de modulation. La porteuse P est symétrique sur un cycle de commutation, par exemple triangulaire comme représenté. Chaque bras Bl, B2, B3 reçoit un signal modulant Ma, Mb, Me respectif qui correspond à un rapport cyclique représentatif d'une valeur de tension prédéterminée à appliquer à la phase Pa, Pb, Pc du bras. L'état des interrupteurs 7 est fonction de la comparaison de la modulante Ma, Mb, Me et de la porteuse P.
Les rapport cycliques des éléments de commutation 7 pour obtenir le vecteur U au cours d'un cycle de modulation Tm sont représentés sur la figure 5. Pour les interrupteurs 7a, 7b, 7c de la partie supérieure H des bras Bl, B2, B3, lorsque la modulante Ma, Mb, Me est supérieure à la porteuse P l'interrupteur 7a, 7b, 7c est à l'état ouvert ; et lorsque la modulante Ma, Mb, Me est inférieure à la porteuse l'interrupteur 7a, 7b, 7c est à l'état fermé. Les interrupteurs 7e, 7f, 7g de la partie inférieure L sont dans des états inverses de ceux des interrupteurs 7a, 7b, 7c de la partie supérieure H.
Plus précisément, à l'instant t0 de début de cycle de modulation, les éléments de commutation de la partie supérieure H sont tous au niveau bas.
A l'instant tl l = tO +T0/2, l'élément de commutation 7a est commuté vers le niveau haut pendant une durée PI puis est ramené à l'état bas à l'instant tl2 pendant une durée TO/2 jusqu'à l'instant th de fin de cycle de modulation.
L'élément de commutation 7b est commuté à l'état haut à l'instant t21 = to+ (T0+Tl)/2 pendant une durée P2 puis est ramené à l'état bas à l'instant t22 pendant une durée (T0+Tl)/2 jusqu'à l'instant th.
Enfin, l'élément de commutation 7c est commuté à l'état haut à l'instant t31= to+(TO+Tl+T2)/2 pendant une durée P3 puis est ramené à l'état bas à l'instant t32 pendant une durée (T0+Tl+T2)/2 jusqu'à l'instant th.
Ainsi, durant la première partie du cycle de modulation Tm, on produit successivement le vecteur U0 pendant une durée TO/2 puis le vecteur Ul pendant un durée Tl/2 puis le vecteur U2 pendant une durée T2/2 puis le vecteur U7 pendant une durée T7/2. Dans la seconde partie du cycle de modulation, on produit le vecteur U7 pendant une durée T7/2, le vecteur U2 pendant une durée T2/2, le vecteur Ul pendant une durée Tl/2 et le vecteur U0 pendant une durée TO/2.
Par ailleurs, la connaissance du courant parcourant chaque phase Pa, Pb, Pc de la machine 9 permet de déterminer la puissance consommée par la machine 9, la position du rotor de la machine 9 ou de protéger les interrupteurs 7 du convertisseur. Comme illustré en figure 1 , il est connu de réaliser la mesure du courant par un capteur de courant 11 disposé sur chaque bras B l , B2 et B3 entre la borne négative de la source de tension continue 3 et l'élément de commutation 7d, 7e, 7f de la partie inférieur L de chaque bras B l , B2 et B3. Ce capteur de courant 11 comprend généralement un shunt.
La mesure du courant a lieu à chaque cycle de modulation lorsque les éléments de commutation 7d, 7e, 7f de la partie inférieure des bras sont tous fermés, c'est-à-dire lorsque leurs signaux de commande sont à un état bas. Cette position fermée de ces éléments de commutation 7d, 7e, 7f correspond au vecteur nul U0. Cependant, pour que la valeur de courant mesurée soit fiable, le temps de mesure Tmes doit être supérieure à une durée minimale de sorte que le temps pendant lequel les interrupteurs 7d, 7e, 7f doivent être fermés en même temps doit être supérieur à une certaine valeur. Autrement dit, sur un cycle de modulation, la durée T0 du vecteur nul U0 doit être supérieure à une durée minimale TOmin.
Or, dans une modulation symétrique, les durées T0, T7 des vecteurs nuls U0, U7 sont égales. Ainsi, la durée T7 du second vecteur nul U7 est elle aussi supérieure à TOmin, ce qui limite la plage de rapport cyclique utilisable pour la répartition temporelle des vecteurs actifs Ul, U2. Le procédé de l'invention comprend une modification de la répartition temporelle entre les vecteurs nuls U0, U7 par rapport aux modulations de l'état de la technique qui permet d'améliorer la plage utilisable.
Dans le procédé selon l'invention, la durée T7 du second vecteur nul U7 est inférieure à la durée T0 du premier vecteur nul U0. En particulier, la durée T7 du second vecteur nul U7 est telle que T7=T0-T0min. Comme illustré en figure 6, la répartition temporelle peut être obtenue en appliquant un décalage D au signal modulant Ma, Mb, Me durant le cycle de modulation. Ce décalage D correspond à un décalage ΔΤ du résultat de la comparaison qui est égal à la moitié de la durée minimale TOmin du premier vecteur U0. Le décalage D est appliqué uniformément sur les trois modulantes Ma, Mb, Me. En appliquant le décalage négatif D on augmente la plage de valeurs atteignable par le convertisseur. Par rapport à l'art antérieur avec une même source de
TOmin
tension, on gagne x 100 en rapport cyclique.
Tm
La figure 7 représente en trait plein les rapports cycliques obtenus avec un tel décalage.
Les traits en pointillés représentent les rapports cycliques sans décalage tels que représentés en figure 5. Pour les interrupteurs 7a, 7b, 7e de la partie haute H, on introduit un décalage ΔΤ aux instants de commutation de manière à réduire les périodes PI , P2, P3 durant lesquelles les éléments de commutation 7 du partie supérieur sont au niveau haut d'une durée ΔΤ. On obtient alors des durées de commutation ΡΓ, Ρ2', P3' à l'état haut pour les éléments de commutation 7a, 7b, 7c des parties supérieures qui sont tels que ΡΓ=Ρ1-2ΔΤ, Ρ2*=Ρ2-2ΔΤ et Ρ3 -Ρ3-2ΔΤ. Cependant, on garde les mêmes valeurs pour les durées d'application Tl et T2 des vecteurs Ul, U2 par rapport à l'exemple illustré en figure 4. Seules les durées des vecteurs nuls UO, U7 sont modifiées pour être égales à Τ0 -Τ0+2ΔΤ et Τ7 -Τ7-2ΔΤ. Ainsi, en réduisant T7 et en augmentant T0 de la même quantité, on obtient le même vecteur U du point de vue de l'état électromagnétique de la machine puisque UO et U7 sont des vecteurs nuls. Cependant, on augmente la plage des valeurs atteignables par les rapports cycliques.
L'augmentation de la plage de valeur atteignable sur un cycle sera mieux comprise en faisant référence aux figures 8 et 9 qui montrent les rapport cycliques d'un élément de commutation lorsque la durée T0 du premier vecteur nul U0 est égale à la durée minimale TOmin. Le rapport cyclique de la figure 8 est obtenu avec un procédé selon l'art antérieur dans lequel les durées T0, T7 des vecteurs nuls U0, U7 sont égales sur tous les cycles de modulation. Le rapport cyclique de la figure 9 est obtenu avec un procédé selon l'invention.
Sur la figure 8, on observe que la partie du cycle de modulation pour la répartition temporelle des vecteurs actifs Ul, U2 est limitée par la durée T7 du second vecteur nul U7. Ceci implique une limitation des valeurs atteignables. Par exemple, si la durée minimale TOmin est égale à 5%, la plage de rapport cyclique utilisable par les vecteurs actifs Ul, U2 est égale à 90%. Tandis que sur la figure 9, on observe que le vecteur nul U7 n'est pas appliqué, puisque sa durée T7 est égale à zéro lorsque la durée T0 du premier vecteur U0 est égale à la durée minimale TOmin. Ainsi, la répartition temporelle des vecteurs actifs Ul, U2 n'est pas limitée par la durée T7 du second vecteur nul U7. Dans le cas où la durée minimale TOmin est égale à 5%, la plage de rapport cyclique utilisable par les vecteurs actifs Ul , U2 est égale à 95%. Ainsi, le procédé selon l'invention permet d'augmenter la plage de rapport cyclique utilisable pour la répartition temporelle des vecteurs actifs Ul , U2 et ainsi permet d'atteindre des valeurs de signaux électriques plus élevées dans les phases Pa, Pb, Pc connectées à l'onduleur 5.
La durée minimale TOmin peut correspondre au temps de mesure Tmes d'un courant circulant dans un élément de commutation 7e, 7f, 7g de la partie inférieure d'un bras Bl, B2, B3.
La commande de l'onduleur 5 par modulation de largeur d'impulsions décrite dans les modes de réalisation de la présente invention basée sur une répartition temporelle particulière entre les vecteurs nuls permet d'utiliser une plus grande plage de rapports cycliques tout en permettant la mesure d'un courant. Par rapport à l'art antérieur, la tension de saturation est repoussée à une valeur supérieure ce qui permet de transmettre une plus grande valeur de tension aux phases de la machine électrique.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de commande d'un convertisseur de tension 5 alimentant une machine électrique 9 à partir d'une source de tension continue 3, ledit convertisseur de tension 5 comprenant au moins un ensemble d'éléments de commutation 7,
ledit procédé comportant une commande des éléments de commutation 7 par modulation de largeur d'impulsion dans laquelle :
- un état de l'ensemble des éléments de commutation 7 est associé à un vecteur U, et
- à chaque cycle de modulation, un état de l'ensemble des éléments de commutation 7 correspond à une répartition temporelle entre des vecteurs prédéterminés UO, Ul, U2, U7, parmi les dits vecteurs au moins deux vecteurs UO, U7, dits nuls, ayant une influence négligeable sur la valeur du signal délivré par le convertisseur,
ledit procédé étant caractérisé en ce que, dans un cycle de modulation, un premier vecteur nul UO a une durée T0 qui est supérieure à une durée minimale TOmin et la durée T7 du second vecteur nul U7 est telle que T7<T0.
2. Procédé de commande selon la revendication 1 dans lequel T7=T0-T0min.
3. Procédé de commande selon la revendication 1 ou 2, dans lequel :
- la répartition temporelle entre les vecteurs prédéterminés UO, Ul , U2, U7 comprend une comparaison d'au moins un premier signal, dit signal modulant Ma, Mb, Me, avec un second signal périodique, dit porteuse P ; et
- les durées T0, T7 des vecteurs nuls UO, U7 sont obtenues en appliquant, avant l'étape de comparaison, un décalage au signal modulant Ma, Mb, Me.
4. Procédé de commande selon l'une des revendications précédentes dans lequel la commande par modulation de largeur d'impulsion est symétrique.
5. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel la durée minimale TOmin du premier vecteur nul UO correspond à une durée de mesure de courant réalisée lorsque l'ensemble des interrupteurs 7 est dans un état correspondant au premier vecteur nul UO.
6. Procédé selon l'une des revendications précédentes, tel que les dits éléments de commutation 7 sont agencés en bras B l , B2, B3, un bras Bl, B2, B3 comprenant deux éléments de commutation 7 montés en série ; et dans lequel les éléments de commutation 7 d'un bras B l , B2, B3 sont commutés de manière synchronisée et opposée.
7. Procédé de commande selon la revendication 6, tel que les dits éléments de commutation 7 sont agencés en trois bras Bl, B2, B3.
8. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel la durée minimale TOmin du premier vecteur nul U0 est comprise entre 1 et 5μ8.
9. Convertisseur de tension 5 destiné à alimenter une machine électrique 9 à partir d'une source de tension continue 3, ledit convertisseur 5 comprenant :
- un ensemble d'éléments de commutation 7, et
- une unité de contrôle 13 configurée pour la mise en œuvre d'un procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes.
10. Convertisseur de tension 5 selon la revendication 9, dans lequel :
- les dits éléments de commutation sont agencés en bras Bl , B2, B3, un bras Bl, B2, B3 comprenant deux éléments de commutation 7 montés en série, et
- les dits éléments de commutation 7 d'un bras Bl, B2, B3 sont destinés à être commutés de manière synchronisée et opposée.
11. Convertisseur de tension 5 selon la revendication 9 ou 10 comprenant trois bras Bl, B2, B3.
12. Convertisseur de tension 5 selon l'une des revendications 9 à 11 dans lequel au moins un bras Bl, B2, B3 comprend un capteur de courant 1 1 situé entre un interrupteur 7 du bras Bl, B2, B3 et une masse du convertisseur de tension 5.
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