EP2777140A2 - Circuit for converting dc voltage with current limitation - Google Patents

Circuit for converting dc voltage with current limitation

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EP2777140A2
EP2777140A2 EP12779022.8A EP12779022A EP2777140A2 EP 2777140 A2 EP2777140 A2 EP 2777140A2 EP 12779022 A EP12779022 A EP 12779022A EP 2777140 A2 EP2777140 A2 EP 2777140A2
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EP
European Patent Office
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signal
circuit
sum
correction
switching signal
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP12779022.8A
Other languages
German (de)
French (fr)
Inventor
Manfred Lueger
Peter BLIEM
Christian Halper
Thomas Jessenig
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Ams Osram AG
Original Assignee
Ams AG
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Filing date
Publication date
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Withdrawn legal-status Critical Current

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Definitions

  • the invention relates to a circuit for DC voltage conversion with current limitation, in which a level of a coil current of a DC-DC converter is limited.
  • a DC-DC converter converts the level of an input voltage into a higher or a lower level of an output voltage, depending on whether the DC-DC converter is implemented as a step-down or step-up converter.
  • a DC-DC converter has, for example, a coil which is connected to a controllable switch.
  • the controllable switch can be switched by activation with a switching signal in the conductive or blocking state, whereby a current through the coil is switched on or off.
  • the current limitation is activated, for example, if an excessive load on the DC-DC converter draws too much current or, for example if in one application, the circuit ei ⁇ ne output load transient takes too much power.
  • the current coil current can be measured with a simple control and compared with a threshold value. Depending on the comparison, the controllable switch is then switched on or off for the coil current.
  • a slope compensation circuit can be provided in the control. The edge compensation circuit is to ensure stable operation when the coil current is limited.
  • the edge compensation within the simple control has the consequence that the level of the coil current, at which the control circuit limits the coil current, is dependent on the ratio of the respective duration of the switch-on and switch-off (duty cycle) of the switching signal.
  • the level of the peak current at which current limiting is applied is not constant with ⁇ , but may be indirectly proportional to the length of the input and off cycling with which the controllable switch between the mitochondriahmigeren and the higher resistance state is switched.
  • a current limiting DC-DC circuit includes a DC-DC converter having a coil and a controllable switch switchable to a first and second state, wherein the controllable switch in the second state is higher-impedance than in the first state, a switching signal generating circuit for generating a switching signal for switching the controllable switch and a current limiter for generating a control ersignals for controlling the switching signal generating circuit.
  • the switching signal generating circuit is configured to generate a periodic sequence of the switching signal in dependence on the level of the control signal, which switches the controllable switch into the first and second state during a period of the switching signal, or to generate the switching signal such that the controllable switch during the period of the switching signal in the second state is switched ge ⁇ .
  • the current limiter further comprises a signal ⁇ generator circuit for generating a periodic signal and a correction circuit for generating a correction signal.
  • the current limiter is a measurement signal, the level of which depends on the size of the current through the coil, to ⁇ feasible.
  • the current limiter is designed to determine a sum of a level of the periodic signal and a level of the measurement signal.
  • the correction circuit generates the correction signal in response to the periodic signal or the switching signal.
  • the current limiter generates the control signal in dependence on the correction signal and the sum.
  • the switching signal generating circuit may be formed, for example, as a pulse width modulator.
  • the switching signal generated by the pulse width modulator is in this Ausges ⁇ taltungsform example, a pulse width modulated signal.
  • the DC-DC converter In response to the output signal, such as an output voltage, the DC-DC converter generates the
  • the switching signal as a periodic sequence of rectangular signals with under defenceli ⁇ chen ratios of a high level to a low level period of a period, so that the DC-DC converter generates a constant output voltage.
  • the switching signal generating circuit can, for example, have a signal generator circuit for generating a ramp-shaped periodic signal, for example a periodic sawtooth-shaped signal. For example, if the level of the ramp-shaped periodic signal is above a
  • Threshold is, the switching signal changes its state, so that the controllable switch of the DC-DC converter is controlled by a low-impedance to a high-impedance state.
  • a measurement signal which is dependent on a value of the coil current, are fed back to the switching signal generating circuit.
  • the current limiter is designed to limit the coil current to a predetermined value.
  • the actual coil current of the DC converter can ⁇ limiter is compared with a threshold value of the coil current in the electricity.
  • the coil current is measured and the measurement signal is he witnesses ⁇ a function of the coil current, the level of which depends on the measured coil current.
  • the measuring signal is supplied to the current limiter.
  • a level of the control signal generated by the current limiter is generated such that the switching signal generating circuit generates a periodic sequence of the switching signal, wherein the controllable switch is switched within ⁇ within a period between the first and second state.
  • the duty cycle of the switching signal is from the switching signal generating circuit is set in response to the output voltage and the coil current of the DC-DC converter.
  • the current limiter has an edge compensation circuit.
  • the edge compensation circuit may comprise, for example, the signal generator circuit and a summation circuit.
  • the signal generator circuit generates a periodic signal having a rising and falling edge within a period.
  • the edge of the perio ⁇ sized signal may be linear, quadratic or exponential increasing or linear, quadratic or exponential decreasing.
  • the signal generator may generate ramped signals, in particular sawtooth-shaped signals.
  • the periodic signal of the edge compensation ⁇ circuit for example, correspond to the periodic signal of the switching signal generating circuit.
  • the summing circuit of the edge compensation circuit determines a sum of the periodic signal and the measured ⁇ signal and generates a sum signal in dependence on the sum determined.
  • the sum signal can be compared with a reference value representing a threshold value of the coil current.
  • the control signal is generated by the current limiter at a level which causes the switching signal generating circuit to generate the switching signal at a level such that the controllable switch is switched to the second state at least during a period duration of the switching signal that the coil current is limited.
  • the periodic signal of the edge compensating circuit corresponds to the periodic signal of the switching signal generating circuit, the control results that, as the ratio of the on-time to the off-time of the switching increases
  • the Steuersig ⁇ nal is generated for controlling the switching signal generating circuit even at ever-smaller levels of the actual coil current having a level which interrupts the generation of the periodic sequence of the switching signal and instead the controllable switch for at least one entire period of the switching signal high impedance controls.
  • the current limitation thus begins as the level of the coil current decreases.
  • the current limiter on the correction circuit.
  • the correction circuit may play testify ER- a level of the correction signal in response to the switching signal, wherein ⁇ a function of the mean value, to the level of the switching signal aufeist over several periods.
  • the correction circuit may alternatively generate the correction signal in response to a sample of the periodic signal of the edge compensation circuit.
  • the current limiter generates the control signal for controlling the switching signal generating circuit in response to the sum of the periodic signal and the measurement signal, a pre- ⁇ passed reference signal whose level can indicate a threshold value of the coil current, and the correction signal.
  • the current limiter If the actual coil current is below a threshold value of the coil current, the current limiter generates the Steuersig ⁇ nal having a first level.
  • the first level causes the switching signal generating circuit to generate the periodic sequence of the switching signal so that the controllable switch of the DC-DC converter is turned off and on for at least one period of the switching signal.
  • the current limiter In the case of a boost converter is in the off state relationship ⁇ high-impedance state of the controllable switch, the coil to the reference voltage terminal of the DC-DC converter connected in high impedance. In the switched-on or in the low-impedance state of the controllable switch, the coil is connected to the reference voltage terminal low resistance.
  • the current limiter If, however, the actual coil current is above the threshold, the current limiter generates the second level control signal.
  • the second level of the control signal be ⁇ acts that the switching signal generating circuit generates the switching signal during the period of the switching signal with a state that switches the controllable switch of the DC
  • Circuit has less required test complexity when testing its function. In particular, it is not necessary to test the current limit for a specific duty cycle.
  • Figure 2 shows another embodiment of a circuit for
  • Figure 3 shows an embodiment of a correction circuit for generating a correction signal in response to a switching signal
  • Figure 4 shows an embodiment of a correction circuit for
  • Figure 5 shows a further embodiment of a correction scarf ⁇ processing for evaluating a signal generated by a pass compensation circuit periodic input signal of an edge compensation circuit
  • Figure 6 shows an embodiment of a buck converter.
  • FIGS. 1 and 2 show various embodiments of current-limiting DC-DC switching circuits each having a DC-DC converter 100, a switching signal generating circuit 200, and a current limiter 300. The two embodiments differ in the configuration of the current limiter circuit 300.
  • the DC-DC converter 100 can be used as an up-down converter relate hung example be carried out, which an output voltage he ⁇ evidence when an input voltage U j to an input terminal to an output terminal E100 A100.
  • the DC-DC converter 100 of the embodiment 1 and 2 for example, a current path 101 that is maral ⁇ tet between an input terminal E100 for applying a DC voltage and a reference voltage terminal M for applying a Be ⁇ karsschreib, for example, a ground potential comprise.
  • a coil 110th and a controllable switch 120 connected in series between the terminal for applying the input voltage U j and the reference voltage terminal M.
  • the controllable switch 120 may be formed, for example, as a transistor.
  • the controllable switch may be connected in a first, living relationship ⁇ conductive, and in a second, high-impedance Geren state in which opens the controllable switch Bezie ⁇ hung as is controlled locked.
  • the controllable switch 120 connects the coil 110 to the reference voltage terminal M in the first state at a lower level than in the second state.
  • a control terminal S100 of the DC-DC converter for applying a switching signal PWM to switch the controllable switch 120 in the first and second state is connected via ei ⁇ NEN driver 130 to a control terminal of the controllable switch 120th
  • DC voltage converter is connected via a switched Transis ⁇ tor or a diode 140 to the signal path 101.
  • the diode is connected between the coil 110 and the controllable switch 120. Between the diode 140 and the output ⁇ port A100, a capacitor 150 is connected to ground.
  • the DC-DC converter circuit 100 is configured as an up-converter.
  • the current-limiting DC-DC switching circuit shown in Figs. 1 and 2 is not limited to an up-converter.
  • the DC-DC converter circuit 100 may also, for example be implemented as a buck converter. A possible embodiment of a buck converter is shown in FIG.
  • the switching signal generating circuit 200 For generating the switching signal PWM for controlling the controllable switch 120 in the conducting and blocking states, the switching signal generating circuit 200 is provided in embodiments 1 and 2 of the current-limiting DC-DC switching circuit.
  • the switching signal generation circuit 200 comprises a signal generator 210 for generating a periodic signal I R.
  • the signal generator 210 is coupled to a summing circuit 220, whereby the periodic signal of the summation circuit 220 can be supplied on the input side. Furthermore, the summation circuit 220 on the input side, a measurement signal IsENSE 'whose level is dependent on a current 1 ⁇ through the coil 110, respectively.
  • the current through the coil which flows to the reference voltage connection, can be tapped directly on the coil itself or out of the current path 101.
  • the summation circuit 220 On the output side, the summation circuit 220 generates a summing signal IgO ', which indicates the sum of the periodic signal IR and the measurement signal IsE SE.
  • the switching signal generating circuit 200 includes a comparator circuit 250 which compares the output voltage generated by the DC-DC converter 100 with a reference voltage URE F. Depending on the comparison, the comparator circuit 250 generates a comparison ⁇ signal Ip on the output side. Furthermore, the switching signal generation Circuit 200, a comparator circuit 230 which compares the sum signal ⁇ so m with the comparison signal Ip. The comparator circuit 230 is coupled to the input side to an output of the comparator circuit 250 and to the signal generator 210. The comparator 230 generates in response to the comparison of the sum signal Igg w ith the comparison signal Ip output side the switching signal PWM.
  • the switching signal generating circuit 200 further includes a logic circuit 240 connected to an output side of the comparator circuit 230 at an input side and to the current limiter circuit 300 at another input side.
  • the logic circuit may include a flip-flop circuit. On the input side, the logic circuit is supplied with the switching signal PWM and a control signal I QC generated by the current limiter.
  • the logic circuit evaluates the state of the control signal I QC AU S and generates the switching signal PWM for controlling the controllable switch 120 of the DC-DC converter in response to the state of the control signal I QC at an output terminal A200 of the switching signal generating circuit 200.
  • the control signal I QC When the control signal I QC, for example, has a first state, generates the switching signal generating circuit 200 during a period of a periodic sequence of the switching signal PWM, wherein the controllable switch 120 is switched during a Perio ⁇ dendauer of the switching signal PWM in the first and second state. If the control signal I QC, for example ⁇ has the second state, the switching signal generating circuit generates the switching signal PWM during the period of the switching signal such that the controllable Schal ⁇ ter is switched to the time state during the entire period of the switching signal.
  • the switching signal generating circuit 200 for generating the switching signal PWM may be formed as a pulse width modulator. In this case, the switching signal PWM is a pulse width modulated signal.
  • the Siemenssig ⁇ nal PWM may be a square wave signal having a high and low pulse in a period of the switching signal.
  • the comparison signal Ip from the comparator 230 to the summation signal I 50 is compared.
  • the switching signal generating circuit 200 generates, for example, a high-pulse when the level of Ver ⁇ equal signal Ip is above the level of the summation signal I 50 and in the opposite case, the low-pulse.
  • the DC-DC converter 100 is designed to convert the level of the input voltage Up into the changed level of the output voltage UA ZU.
  • the level of the output voltage may be above or below the level of the input voltage Up, depending on whether the DC-DC converter is configured as an up or down converter.
  • controllable switch 120 Controlling the controllable switch 120, the coil 110 is never ⁇ or high-impedance connected to the reference voltage terminal M.
  • the controllable switch 120 may be configured such that a high-pulse causes a conductive and a low-pulse control of the controllable switch in the locked state.
  • the current limiter 300a has an edge compensation circuit 310a.
  • the edge compensation circuit 310a prevents the occurrence of subharmonic oscillations of the duty cycle of the switching signal PWM.
  • the edge compensation circuit 310a includes a signal generator circuit 311 for generating a periodic signal --SLOPE au f D it comprises further a cross ⁇ compensation circuit 310a, a summation formwork 312a.
  • the summing circuit 312a is coupled on the input side to the signal generator circuit 311 and the DC-DC converter 100.
  • the summation circuit 312a is the input side, the periodic see input signal IsLOPE and the measurement signal IsE SE feed ⁇ bar.
  • the summation circuit 312a forms a sum of the periodic input signal IsLOPE and the measurement signal IsE SE and generates on the output side as a function of the sum a sum signal Ig1.
  • the current limiter circuit 300a further comprises a correction circuit 320 for evaluating the switching signal PWM.
  • the correction circuit 320 on the input side, the switching signal ⁇ PWM fed. On the output side, the correction circuit 320 generates a correction signal I LO
  • the current limiting circuit 300a includes a summation ⁇ circuit 330, which is connected to the correction circuit 320, and a connection for applying a reference signal ⁇ LS.
  • the correction signal ⁇ LQ and the reference signal ⁇ LS can be fed to the summation circuit 330 on the input side.
  • the reference signal may indicate a threshold value of the coil current at which a current limitation is to take place.
  • the summation Circuit 330 forms a sum of the level of the reference signal ⁇ LS and the level of the correction signal ⁇ LQ and generates on the output side in dependence on the summation a summation signal Ig2 *
  • the current limiter circuit 300a further comprises a comparator circuit 340 for generating the control signal Ioc.
  • the comparator circuit 340 is connected on the input side to the summing circuit 312a and the summation circuit 330, so that the comparator circuit 340 can be supplied with the sum signal and the sum signal I52.
  • the comparator circuit 340 is designed to compare the sum signal with the sum signal I52 and to generate a level of the control signal IQC as a function of the comparison.
  • the comparator circuit can be designed to convert the control signal IQC, for example, as a digital signal having a "0 to generate "or" 1 "level.
  • Figure 2 shows an embodiment 2 of the circuit for
  • the DC-DC converter 100 and the switching signal generating circuit 200 are configured as in the embodiment 1 indicated in FIG.
  • the current limiter 300b includes an edge compensation circuit 310b having a signal generator circuit 311 and a summation circuit 312b.
  • the summation circuit 312b is connected to the signal generator circuit 311, the correction circuit 320 and the DC-DC converter 100.
  • Signal generator circuit 311 generates a periodic signal IgLOPE ' ⁇ as ⁇ he 312b summing circuit to a first input side a ⁇ is supplied.
  • the measurement signal SE supplied IsE ⁇ is supplied at a second entrance side.
  • the Summati ⁇ onsscrien 312b is the correction signal ⁇ LQ with a negative sign before ⁇ supplied.
  • the summation circuit 312b is configured to form a sum of a level of the measurement signal IsE SE and a level of the periodic signal IsLOPE and subtract a level of the correction signal ⁇ LQ ZU from it.
  • the summation circuit 312b generates the sum signal I ' sl on the output side.
  • the current limiter 300b further comprises akillerschal ⁇ tung 340 the sum signal and a reference signal I'sl ILS 'indicative of a threshold value of the coil current is fed to the input side.
  • the comparator 340 is connected to the input side of the summation circuit 312b and a connection for applying the reference signal ILS.
  • the comparator 340 generates the output side after comparing the level of the sum signal I'sl m it the level of the reference signal ILS the control signal Ioc- er level of Steu ⁇ ersignals I QC is the comparison of the level of Summensig ⁇ nals I'sl m it the level of the reference signal.
  • the control signal can be generated with a "0" or "1" level.
  • the signal generating circuit 210 may generate the periodic signal IR having edges between the individual periods.
  • the signal generator circuits 311a, 311b of the edge compensation circuits 310a, 310b may receive the periodic signal IsLOPE periodic signal with increasing time. generate falling or falling edges between successive periods.
  • the signal generator circuits 210 and 311a, 311b may generate, for example, a periodic signal with a sawtooth waveform, a periodic signal with an exponential waveform or a periodic signal with a quadratic waveform between successive periods, the level of the signal from period to period repeating from a level other than a "0" level drops to the "0" level or rises.
  • the current limiter generates the control signal I QC with a first state that causes the switching signal generation circuit 200 to generate a periodic sequence of a first and second state, for example, a high and low level state, of the switching signal PWM that the controllable switch 120 during a period of the
  • Switching signal is switched from the low-resistance or conductive in the high-resistance or blocking state when the level of the coil current ⁇ L is below a predefined threshold ⁇ L S.
  • the coil 110 is alternately low and high impedance connected to the reference voltage terminal M during a period of the switching signal.
  • control signal I QC may be from the
  • Current limiter 300 are output with a second state, which causes the switching signal generating circuit 200 generates the switching signal PWM during the entire period of the switching signal with the second state, so that the controllable switch 120 over the entire period of the switching signal or over several periods of the switching signal is locked.
  • the coil of the DC-DC converter is of the reference voltage connection. disconnects or connected to the reference voltage connection high-impedance. As a result, the coil current 1 ⁇ no longer increases, but is limited to a value.
  • the correction circuit 320 causes the current limiters 300a, 300b to generate the control signal I QC almost independently of the magnitude of the duty cycle of the switching signal PWM.
  • Switch-on / off-time ratio of the switching signal PWM ent ⁇ speaks, to the fact that the periodic signal IsLOPE 'example ⁇ , the amplitude of a sawtooth signal, has already risen far before a change of state takes place at the switching signal PWM.
  • the comparator circuit 340 only compared the sum of the periodic input signal IsLOPE and the measurement signal IsE SE with a constant level of a reference signal ⁇ LS, then with larger values of the duty cycle the control signal I QC would already be at relatively low levels of the measurement signal IsE SE unc ⁇ can thus be generated at low levels of the coil current ⁇ L with the second state switching the controllable switch 120 to the second state over several periods.
  • the high rise of the input signal IsLOPE can be compensated for a large duty cycle of the switching signal PWM.
  • the level of the coil current which is the triggering of the
  • FIG. 3 shows a first embodiment 320a of the correction circuit 320 of FIGS. 1 and 2.
  • the correction circuit has an input terminal E320a for applying the switching signal PWM and an output terminal A320a for outputting the correction signal ⁇ LQ.
  • the correction circuit 320a includes a low-pass filter 10 connected between the input and output terminals.
  • the low-pass filter 10 can be supplied with the switching signal applied to the input terminal E320a.
  • the low pass may include, for example, a resistor 11 and a capacitor 12, wherein the resistor 11 is connected between the input terminal and the output terminal and the capacitor is connected between the resistor and ground.
  • a buffer circuit 30 may be connected between the low-pass filter 10 and the output terminal A320a.
  • a buffer circuit 20 may be connected in front of the low-pass filter 10.
  • the correction circuit 320a shown in FIG. 3 is designed to determine an average value of the level of the switching signal PWM over a plurality of periods of the switching signal PWM and to provide this as a correction signal ⁇ LQ at the output terminal A320a.
  • FIG. 4 shows a further embodiment 320b of the correction circuit with an input terminal E320b for applying a periodic signal.
  • a ramp-shaped or sawtooth input voltage can be applied to the input terminal E320b.
  • the input terminal E320b may be connected to the signal generation circuit 311 for generating the periodic signal IsLOPE when the signal generation circuit 311 generates a periodic voltage.
  • the correction circuit 320b to an input terminal E320b 'for applying the switching signal PWM ⁇ .
  • the correction circuit At an output terminal A320b, the correction circuit generates the correction signal I LO ⁇ the correction
  • the circuit includes a low-pass filter 10 and a sampler 40 connected between the input terminal E320b and the output terminal A320b.
  • the low-pass filter 10 is arranged between the scanning unit 40 and the output terminal A320b.
  • the sampling unit 40 is connected between the low-pass filter 10 and the input terminal E320b.
  • the pickup 40 is adapted to sample the voltage applied to the input terminal E320b periodic input signal at specific time punk ⁇ th.
  • the sampling times are determined by the switching ⁇ signal PWM. For example, a sampling of the periodic signal waveform of the input signal can occur for each falling edge of the switching signal PWM.
  • the correction circuit 320c applies a periodic input signal in the form of a current to the input terminal E320c.
  • the input port may be connected E320C ⁇ example, with the signal generator circuit 311 for generating the periodic signal iSlope when the signal generating circuit 311 generates a periodic current.
  • the correction circuit 320c has a further input terminal E320c 'for applying the switching signal PWM.
  • the correction circuit further comprises an output terminal A320c for outputting the correction signal I LO
  • the correction circuit 320 includes the low-pass filter 10 and the sampling unit 40 connected between the input terminal E320c and the output connector A320c are switched. Furthermore, the correction circuit 320 c has a current / voltage converter 50 and a voltage / current converter 60.
  • the current / voltage converter 50 may be formed as a resistor connected between the input terminal E320c and the sampling unit 40.
  • the voltage / current converter 60 is connected between the low-pass filter 10 and the output terminal A320c.
  • the voltage / current converter comprises a controllable switch 61 and a Wi-resistor 62 connected between the output terminal and A320c ei ⁇ NEN reference voltage terminal M.
  • a control connection of the controllable switch 61 is connected to a Operati ⁇ onsverEntr 63rd
  • the non-inverting terminal of the operational amplifier 63 is connected to the low-pass filter 10.
  • the inverting terminal is connected between the steu ⁇ trollable switch 61 and the resistor 62nd
  • the output terminal A320c of the correction circuit 320c is connected to the controllable switch 61.
  • the periodic input signal IsLOPE may be sampled at sampling timings determined by the switching signal PWM.
  • the switching signal PWM can be game, a sequence of rectangular signals at ⁇ .
  • the exhaust sampling the periodic input signal iSlope can take place at ⁇ play, when the switching signal alternately a status, for example, has a transition from a high level to a low level.
  • the sampled input signal IgLOPE is then low-pass filtered.
  • the voltage / current converter 60 generates at the output terminal A320c the correction signal ⁇ L Q in the form of a current.
  • Figure 6 shows an embodiment of a DC wall ⁇ coupler 100, which is configured as a down converter, and generates an output voltage when an input voltage U j to an input terminal to an output terminal E100 A100.
  • the DC-DC converter 100 may comprise, for example, a current path 101, which is connected between the input terminal E100 for applying a DC voltage and a reference voltage terminal M for applying a reference voltage, for example a ground potential.
  • a controllable switch 120 is connected in series with a diode 140 between the terminal E100 for Anle ⁇ conditions of the input voltage U j and the reference voltage terminal M.
  • the diode 140 may also be formed as a transistor.
  • the controllable switch 120 may be formed beispielswei ⁇ se as a transistor.
  • the controllable scarf ⁇ ter can in a first Herohmigeren state in which the controllable switch is closed or conductive ge ⁇ is controlled, and be switched to a second, higher impedance state in which the controllable switch is controlled in open or closed.
  • a control terminal of S100 of the DC converter for turning on ⁇ place of the switching signal PWM for switching the controllable switch 120 in the first and second state is connected via ei ⁇ NEN driver 130 to a control terminal of the controllable switch 120th
  • the output terminal A100 of the DC-DC converter is connected to the signal path 101 via a coil 110.
  • Zvi ⁇ rule of the coil 110 and the output terminal A100 is connected a capacitor 150 to ground.

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Abstract

The invention relates to a circuit for converting DC voltage with current limitation, comprising a DC-to-DC converter (100) having a coil (110) and a controllable switch (120), which can be switched to a low-resistance state and to a high-resistance state, and a current limiter (300a, 300b) for producing a control signal (Ioc) for controlling the state of the controllable switch of the DC-to-DC converter (100). The current limiter (300a, 300b) is designed in such a way that the current (IL) through the coil at which the current limitation occurs is nearly independent of the relationship of the switch-on/switch-off times of the controllable switch of the DC-to-DC converter (100).

Description

Beschreibung description
SCHALTUNG ZUR GLEICHSPANNUNGSWANDLUNG MIT STROMBEGRENZUNG Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Gleichspannungs¬ wandlung mit Strombegrenzung, bei der ein Pegel eines Spulenstroms eines Gleichspannungswandlers begrenzt wird. CIRCUIT FOR DC VOLTAGE CONVERSION WITH LIMITING OF ELECTRICITY The invention relates to a circuit for DC voltage conversion with current limitation, in which a level of a coil current of a DC-DC converter is limited.
Ein Gleichspannungswandler wandelt den Pegel einer Eingangs- Spannung in einen höheren oder einen niedrigeren Pegel einer Ausgangsspannung je nachdem, ob der Gleichspannungswandler als ein Abwärts- oder Aufwärtswandler realisiert ist. Ein Gleichspannungswandler weist beispielsweise eine Spule auf, die mit einem steuerbaren Schalter verbunden ist. Zum Betrei- ben des Gleichspannungswandlers kann der steuerbare Schalter durch Ansteuerung mit einem Schaltsignal in den leitenden oder sperrenden Zustand geschaltet werden, wodurch ein Strom durch die Spule ein- oder ausgeschaltet wird. Um zum Beispiel eine Beschädigung des Gleichspannungswandlers zu verhindern, ist es erforderlich, den Spitzenstrom durch die Spule auf einen vordefinierten Wert zu begrenzen. Die Strombegrenzung wird beispielsweise aktiviert, wenn eine zu hohe Last am Gleichspannungswandler zu viel Strom zieht oder beispielsweise wenn in einem Anwendungsfall der Schaltung ei¬ ne Ausgangslast transient zu viel Strom aufnimmt. A DC-DC converter converts the level of an input voltage into a higher or a lower level of an output voltage, depending on whether the DC-DC converter is implemented as a step-down or step-up converter. A DC-DC converter has, for example, a coil which is connected to a controllable switch. To operate the DC-DC converter, the controllable switch can be switched by activation with a switching signal in the conductive or blocking state, whereby a current through the coil is switched on or off. For example, to prevent damage to the DC-DC converter, it is necessary to limit the peak current through the coil to a predefined value. The current limitation is activated, for example, if an excessive load on the DC-DC converter draws too much current or, for example if in one application, the circuit ei ¬ ne output load transient takes too much power.
Um den Spulenstrom zu begrenzen, kann mit einer einfachen Regelung der momentan fließende Spulenstrom gemessen und mit einem Schwellwert verglichen werden. In Abhängigkeit von dem Vergleich wird dann der steuerbare Schalter zum Ein- beziehungsweise Ausschalten des Spulenstroms geschaltet. Um eine derartige Regelung zu stabilisieren, insbesondere um das Auftreten von subharmonischen Oszillationen zu verhindern, kann in der Regelung eine Flanken- beziehungsweise Rampenkompensationsschaltung (slope compensation) vorgesehen sein. Die Flankenkompensationsschaltung soll einen stabilen Betrieb gewährleisten, wenn der Spulenstrom begrenzt wird. In order to limit the coil current, the current coil current can be measured with a simple control and compared with a threshold value. Depending on the comparison, the controllable switch is then switched on or off for the coil current. In order to stabilize such a control, in particular to prevent the occurrence of subharmonic oscillations, a slope compensation circuit can be provided in the control. The edge compensation circuit is to ensure stable operation when the coil current is limited.
Die Flankenkompensation innerhalb der einfachen Regelung hat allerdings zur Folge, dass der Pegel des Spulenstroms, bei dem die Regelschaltung den Spulenstrom begrenzt, abhängig von dem Verhältnis der jeweiligen Zeitdauer der Ein- und Ausschaltpulse (Duty Cycle) des Schaltsignals ist. Der Pegel des Spitzenstroms, bei dem die Strombegrenzung einsetzt, ist so¬ mit nicht konstant, sondern kann indirekt proportional zur Länge der Ein- und Ausschaltintervalle sein, mit denen der steuerbare Schalter zwischen dem niederohmigeren und dem hochohmigeren Zustand geschaltet wird. Mit zunehmendem Ein- /Ausschaltzeitverhältnis des steuerbaren Schalters (hoher Duty Cycle) benötigt eine an den Gleichspannungswandler ange- schlossene Last mehr und mehr Energie, wobei umgekehrt jedoch aufgrund der Flankenkompensation der Spitzenstrom durch die Spule zu immer kleineren Werten hin begrenzt wird. However, the edge compensation within the simple control has the consequence that the level of the coil current, at which the control circuit limits the coil current, is dependent on the ratio of the respective duration of the switch-on and switch-off (duty cycle) of the switching signal. The level of the peak current at which current limiting is applied, is not constant with ¬, but may be indirectly proportional to the length of the input and off cycling with which the controllable switch between the niederohmigeren and the higher resistance state is switched. As the duty cycle of the controllable switch (high duty cycle) increases, a load connected to the DC-to-DC converter requires more and more energy, but, conversely, because of the edge compensation, the peak current through the coil is limited to smaller and smaller values.
Es ist wünschenswert, eine Schaltung zur Gleichspannungswand- lung mit Strombegrenzung anzugeben, bei der die Strombegrenzung weitestgehend unabhängig vom Verhältnis der Ein- /Ausschaltzeiten eines Schaltsignals zur Steuerung eines steuerbaren Schalters eines Gleichspannungswandlers ist. In einer Ausführungsform umfasst eine Schaltung zur Gleichspannungswandlung mit Strombegrenzung einen Gleichspannungswandler mit einer Spule und einem steuerbaren Schalter, der in einen ersten und zweiten Zustand schaltbar ist, wobei der steuerbare Schalter im zweiten Zustand hochohmiger als im ersten Zustand ist, eine Schaltsignalerzeugungsschaltung zur Erzeugung eines Schaltsignals zum Schalten des steuerbaren Schalters und einen Strombegrenzer zur Erzeugung eines Steu- ersignals zur Steuerung der Schaltsignalerzeugungsschaltung . Die Schaltsignalerzeugungsschaltung ist dazu ausgebildet, in Abhängigkeit von dem Pegel des Steuersignals eine periodische Abfolge des Schaltsignals zu erzeugen, die den steuerbaren Schalter während einer Periodendauer des Schaltsignals in den ersten und zweiten Zustand schaltet, oder das Schaltsignal derart zu erzeugen, dass der steuerbare Schalter während der Periodendauer des Schaltsignals in den zweiten Zustand ge¬ schaltet ist. Der Strombegrenzer weist weiterhin eine Signal¬ generatorschaltung zur Erzeugung eines periodischen Signals und eine Korrekturschaltung zur Erzeugung eines Korrektursignals auf. Dem Strombegrenzer ist ein Messsignal, dessen Pegel von der Größe des Stroms durch die Spule abhängig ist, zu¬ führbar. Der Strombegrenzer ist dazu ausgebildet, eine Summe aus einem Pegel des periodischen Signals und einem Pegel des Messsignals zu ermitteln. Die Korrekturschaltung erzeugt das Korrektursignal in Abhängigkeit von dem periodischen Signal oder dem Schaltsignal. Der Strombegrenzer erzeugt das Steuersignal in Abhängigkeit von dem Korrektursignal und der Summe. Die Schaltsignalerzeugungsschaltung kann beispielsweise als ein Pulsweitenmodulator ausgebildet sein. Das von dem Pulsweitenmodulator erzeugte Schaltsignal ist bei dieser Ausges¬ taltungsform beispielsweise ein pulsweitenmoduliertes Signal. In Abhängigkeit von dem Ausgangssignal, beispielsweise einer Ausgangsspannung, des Gleichspannungswandlers erzeugt dieIt is desirable to provide a current-limiting DC-DC switching circuit in which the current limit is largely independent of the ratio of on / off times of a switching signal to control a controllable switch of a DC-DC converter. In one embodiment, a current limiting DC-DC circuit includes a DC-DC converter having a coil and a controllable switch switchable to a first and second state, wherein the controllable switch in the second state is higher-impedance than in the first state, a switching signal generating circuit for generating a switching signal for switching the controllable switch and a current limiter for generating a control ersignals for controlling the switching signal generating circuit. The switching signal generating circuit is configured to generate a periodic sequence of the switching signal in dependence on the level of the control signal, which switches the controllable switch into the first and second state during a period of the switching signal, or to generate the switching signal such that the controllable switch during the period of the switching signal in the second state is switched ge ¬ . The current limiter further comprises a signal ¬ generator circuit for generating a periodic signal and a correction circuit for generating a correction signal. The current limiter is a measurement signal, the level of which depends on the size of the current through the coil, to ¬ feasible. The current limiter is designed to determine a sum of a level of the periodic signal and a level of the measurement signal. The correction circuit generates the correction signal in response to the periodic signal or the switching signal. The current limiter generates the control signal in dependence on the correction signal and the sum. The switching signal generating circuit may be formed, for example, as a pulse width modulator. The switching signal generated by the pulse width modulator is in this Ausges ¬ taltungsform example, a pulse width modulated signal. In response to the output signal, such as an output voltage, the DC-DC converter generates the
Schaltsignalerzeugungsschaltung das Schaltsignal als periodische Abfolge von rechteckförmigen Signalen mit unterschiedli¬ chen Verhältnissen eines High-Pegels zu einem Low-Pegel wäh- rend einer Periodendauer, so dass der Gleichspannungswandler eine konstante Ausgangsspannung erzeugt. Switching signal generating circuit, the switching signal as a periodic sequence of rectangular signals with unterschiedli ¬ chen ratios of a high level to a low level period of a period, so that the DC-DC converter generates a constant output voltage.
Zur Erzeugung der periodischen Folge des Schaltsignals kann die Schaltsignalerzeugungsschaltung beispielsweise eine Signalgeneratorschaltung zur Erzeugung eines rampenförmigen periodischen Signals, beispielsweise eines periodischen säge- zahnförmigen Signals, aufweisen. Wenn der Pegel des rampen- förmigen periodischen Signals beispielsweise über einem In order to generate the periodic sequence of the switching signal, the switching signal generating circuit can, for example, have a signal generator circuit for generating a ramp-shaped periodic signal, for example a periodic sawtooth-shaped signal. For example, if the level of the ramp-shaped periodic signal is above a
Schwellwert liegt, wechselt das Schaltsignal seinen Zustand, so dass der steuerbare Schalter des Gleichspannungswandlers von einem niederohmigeren in einen hochohmigeren Zustand gesteuert wird. Um die Regelung auf einen Sollwert des Spulen¬ stroms zu stabilisieren, kann zusätzlich ein Messsignal, das von einem Wert des Spulenstroms abhängig ist, zu der Schalt- signalerzeugungsschaltung rückgekoppelt werden. Threshold is, the switching signal changes its state, so that the controllable switch of the DC-DC converter is controlled by a low-impedance to a high-impedance state. In order to stabilize the control to a desired value of the coil ¬ current, in addition a measurement signal, which is dependent on a value of the coil current, are fed back to the switching signal generating circuit.
Der Strombegrenzer ist dazu ausgebildet, den Spulenstrom auf einen vorgegebenen Wert zu begrenzen. Dazu kann im Strom- begrenzer der tatsächliche Spulenstrom des Gleichspannungs¬ wandlers mit einem Schwellwert des Spulenstroms verglichen werden. Beispielsweise wird der Spulenstrom gemessen und es wird in Abhängigkeit von dem Spulenstrom das Messsignal er¬ zeugt, dessen Pegel von dem gemessenen Spulenstrom abhängt. Das Messsignal wird dem Strombegrenzer zugeführt. In Abhän¬ gigkeit von dem Vergleich zwischen dem Messsignal und dem Schwellwert wird von dem Strombegrenzer ein Pegel des Steuersignals erzeugt. Wenn der tatsächliche Spulenstrom unter dem Schwellwert liegt, wird das Steuersignal derart erzeugt, dass die Schaltsignalerzeugungsschaltung eine periodische Abfolge des Schaltsignals erzeugt, wobei der steuerbare Schalter in¬ nerhalb einer Periode zwischen dem ersten und zweiten Zustand geschaltet wird. Der Duty Cycle des Schaltsignals wird von der Schaltsignalerzeugungsschaltung in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung und dem Spulenstrom des Gleichspannungswandlers eingestellt. Um subharmonische Oszillationen, das heißt Schwankungen des Schaltsignals zwischen hohen und niedrigen Verhältnissen der Ein-/Ausschaltzeiten von aufeinanderfolgenden Zeitperioden zu verhindern, weist der Strombegrenzer eine Flankenkompensationsschaltung auf. Die Flankenkompensationsschaltung kann bei- spielsweise die Signalgeneratorschaltung und eine Summati- onsschaltung umfassen. Die Signalgeneratorschaltung erzeugt ein periodisches Signal, das innerhalb einer Periode eine steigende und fallende Flanke aufweist. Die Flanke des perio¬ dischen Signals kann linear, quadratisch oder exponentiell ansteigend beziehungsweise linear, quadratisch oder exponentiell fallend sein. Beispielsweise kann der Signalgenerator rampenförmige Signale, insbesondere sägezahnförmige Signale, erzeugen. Das periodische Signal der Flankenkompensations¬ schaltung kann beispielsweise dem periodischen Signal der Schaltsignalerzeugungsschaltung entsprechen. The current limiter is designed to limit the coil current to a predetermined value. For this, the actual coil current of the DC converter can ¬ limiter is compared with a threshold value of the coil current in the electricity. For example, the coil current is measured and the measurement signal is he witnesses ¬ a function of the coil current, the level of which depends on the measured coil current. The measuring signal is supplied to the current limiter. In depen ¬ dependence on the comparison between the measurement signal and the threshold value, a level of the control signal generated by the current limiter. If the actual coil current is below the threshold, the control signal is generated such that the switching signal generating circuit generates a periodic sequence of the switching signal, wherein the controllable switch is switched within ¬ within a period between the first and second state. The duty cycle of the switching signal is from the switching signal generating circuit is set in response to the output voltage and the coil current of the DC-DC converter. In order to prevent subharmonic oscillations, that is to say fluctuations in the switching signal between high and low ratios of the on / off times of successive time periods, the current limiter has an edge compensation circuit. The edge compensation circuit may comprise, for example, the signal generator circuit and a summation circuit. The signal generator circuit generates a periodic signal having a rising and falling edge within a period. The edge of the perio ¬ sized signal may be linear, quadratic or exponential increasing or linear, quadratic or exponential decreasing. For example, the signal generator may generate ramped signals, in particular sawtooth-shaped signals. The periodic signal of the edge compensation ¬ circuit, for example, correspond to the periodic signal of the switching signal generating circuit.
Die Summationsschaltung der Flankenkompensationsschaltung ermittelt eine Summe aus dem periodischen Signal und dem Mess¬ signal und generiert in Abhängigkeit von der ermittelten Sum- me ein Summensignal. Das Summensignal kann mit einem einen Schwellwert des Spulenstroms repräsentierenden Referenzwert verglichen werden. Bei Überschreiten des Referenzwertes wird von dem Strombegrenzer das Steuersignal mit einem Pegel erzeugt, der bewirkt, dass die Schaltsignalerzeugungsschaltung ihrerseits das Schaltsignal mit einem Pegel erzeugt, so dass der steuerbare Schalter mindestens während einer Periodendau¬ er des Schaltsignals in den zweiten Zustand geschaltet wird, so dass der Spulenstrom begrenzt wird. Wenn das periodische Signal der Flankenkompensationsschaltung dem periodischen Signal der Schaltsignalerzeugungsschaltung entspricht, führt die Regelung jedoch dazu, dass bei zuneh- menden Verhältnis der Einschaltzeit zur Ausschaltzeit desThe summing circuit of the edge compensation circuit determines a sum of the periodic signal and the measured ¬ signal and generates a sum signal in dependence on the sum determined. The sum signal can be compared with a reference value representing a threshold value of the coil current. When the reference value is exceeded, the control signal is generated by the current limiter at a level which causes the switching signal generating circuit to generate the switching signal at a level such that the controllable switch is switched to the second state at least during a period duration of the switching signal that the coil current is limited. However, when the periodic signal of the edge compensating circuit corresponds to the periodic signal of the switching signal generating circuit, the control results that, as the ratio of the on-time to the off-time of the switching increases
Schaltsignals während einer Periodendauer und somit bei grö¬ ßeren Werten des Duty Cycles des Schaltsignals das Steuersig¬ nal zum Steuern der Schaltsignalerzeugungsschaltung bereits bei immer kleineren Pegeln des tatsächlichen Spulenstroms mit einem Pegel erzeugt wird, der die Erzeugung der periodischen Abfolge des Schaltsignals unterbricht und stattdessen den steuerbaren Schalter während mindestens einer gesamten Periode des Schaltsignals hochohmig steuert. Bei größer werdendem Duty Cycle des Schaltsignals setzt die Strombegrenzung somit bereits bei immer kleiner werdendem Pegel des Spulenstroms ein . Switching signal during one period and thus at RESIZE ¬ ßeren values of the duty cycles of the switching signal, the Steuersig ¬ nal is generated for controlling the switching signal generating circuit even at ever-smaller levels of the actual coil current having a level which interrupts the generation of the periodic sequence of the switching signal and instead the controllable switch for at least one entire period of the switching signal high impedance controls. As the duty cycle of the switching signal increases, the current limitation thus begins as the level of the coil current decreases.
Um die Abhängigkeit des Spulenstroms, bei dessen Erreichen eine Strombegrenzung erfolgt, von dem Duty Cycle des Schalt- signals zu reduzieren, weist der Strombegrenzer die Korrekturschaltung auf. Die Korrekturschaltung kann einen Pegel des Korrektursignals in Abhängigkeit von dem Schaltsignal, bei¬ spielsweise in Abhängigkeit von dem Mittelwert, den der Pegel des Schaltsignals über mehrere Perioden hinweg aufeist, er- zeugen. Die Korrekturschaltung kann das Korrektursignal alternativ dazu in Abhängigkeit von einer Abtastung des periodischen Signals der Flankenkompensationsschaltung erzeugen. Der Strombegrenzer erzeugt das Steuersignal zur Steuerung der Schaltsignalerzeugungsschaltung in Abhängigkeit von der Summe aus dem periodischen Signal und dem Messsignal, einem vorge¬ gebenen Referenzsignal, dessen Pegel einen Schwellwert des Spulenstroms angeben kann, und dem Korrektursignal. Wenn der tatsächliche Spulenstrom unter einem Schwellwert des Spulenstroms liegt, erzeugt der Strombegrenzer das Steuersig¬ nal mit einem ersten Pegel. Der erste Pegel bewirkt, dass die Schaltsignalerzeugungsschaltung die periodische Abfolge des Schaltsignals erzeugt, so dass der steuerbare Schalter des Gleichspannungswandler während mindestens einer Periode des Schaltsignals aus- und eingeschaltet wird. Im Falle eines Aufwärtswandlers ist im ausgeschalteten Zustand beziehungs¬ weise hochohmigen Zustand des steuerbaren Schalters die Spule mit dem Bezugsspannungsanschluss des Gleichspannungswandlers hochohmig verbunden. Im eingeschalteten beziehungsweise im niederohmigen Zustand des steuerbaren Schalters ist die Spule mit dem Bezugsspannungsanschluss niederohmig verbunden. Wenn hingegen der tatsächliche Spulenstrom über dem Schwellwert liegt, erzeugt der Strombegrenzer das Steuersignal mit dem zweiten Pegel. Der zweite Pegel des Steuersignals be¬ wirkt, dass die Schaltsignalerzeugungsschaltung während der Periodendauer des Schaltsignals das Schaltsignal mit einem Zustand generiert, der den steuerbaren Schalter des Gleichspannungswandlers in den ausgeschalteten beziehungsweise zweiten Zustand schaltet. In order to reduce the dependence of the coil current, upon reaching a current limit, of the duty cycle of the switching signal, the current limiter on the correction circuit. The correction circuit may play testify ER- a level of the correction signal in response to the switching signal, wherein ¬ a function of the mean value, to the level of the switching signal aufeist over several periods. The correction circuit may alternatively generate the correction signal in response to a sample of the periodic signal of the edge compensation circuit. The current limiter generates the control signal for controlling the switching signal generating circuit in response to the sum of the periodic signal and the measurement signal, a pre-¬ passed reference signal whose level can indicate a threshold value of the coil current, and the correction signal. If the actual coil current is below a threshold value of the coil current, the current limiter generates the Steuersig ¬ nal having a first level. The first level causes the switching signal generating circuit to generate the periodic sequence of the switching signal so that the controllable switch of the DC-DC converter is turned off and on for at least one period of the switching signal. In the case of a boost converter is in the off state relationship ¬ high-impedance state of the controllable switch, the coil to the reference voltage terminal of the DC-DC converter connected in high impedance. In the switched-on or in the low-impedance state of the controllable switch, the coil is connected to the reference voltage terminal low resistance. If, however, the actual coil current is above the threshold, the current limiter generates the second level control signal. The second level of the control signal be ¬ acts that the switching signal generating circuit generates the switching signal during the period of the switching signal with a state that switches the controllable switch of the DC-DC converter in the off or second state.
Aufgrund der Berechnung und Berücksichtigung des Korrektur- signals in dem Strombegrenzer ist der Wert des Spulenstroms, bei dem die Strombegrenzung einsetzt, nahezu unabhängig von dem Verhältnis der Ein-/Ausschaltzeiten des steuerbaren Due to the calculation and consideration of the correction signal in the current limiter, the value of the coil current at which the current limitation starts is almost independent of the ratio of the on / off times of the controllable
Schalters des Gleichspannungswandlers während einer Perioden¬ dauer des Schaltsignals und somit nahezu unabhängig von dem Duty Cycle des Schaltsignals. Insbesondere tritt bei Änderung des Duty Cycles eines pulsweitenmodulierten Schaltsignals zur Steuerung des steuerbaren Schalters des Gleichspannungswand¬ lers eine geringere Variation des Pegels des Spitzenwertes des Spulenstroms, der eine Strombegrenzung durch ein Sperren des steuerbaren Schalters zur Folge hat, von dem Duty Cycle des Schaltsignals auf. Da der Pegel des Spulenstroms, bei dem die Strombegrenzung einsetzt, nahezu unabhängig von dem Duty Cycle des Schaltsig¬ nals der Schaltsignalerzeugungsschaltung ist, weist die Switch of the DC-DC converter during a period ¬ duration of the switching signal and thus almost independent of the duty cycle of the switching signal. In particular, a change in the duty cycle of a pulse-width-modulated switching signal for controlling the controllable switch of the DC-DC converter ¬ lers a smaller variation of the level of the peak value of the coil current, which has a current limit by blocking the controllable switch result, from the duty cycle of the switching signal on. Since the level of the coil current, in which the current limit starts, is almost independent of the duty cycle of the switching signal ¬ nals the switching signal generating circuit, has the
Schaltung beim Testen ihrer Funktion eine geringere erforderliche Testkomplexität auf. Es ist insbesondere nicht erfor- derlich, die Strombegrenzung bei einem bestimmten Duty Cycle zu testen. Circuit has less required test complexity when testing its function. In particular, it is not necessary to test the current limit for a specific duty cycle.
Des Weiteren lassen sich mit der Schaltung höhere Ausgangsleistungen erzielen. Die höheren Ausgangsleistungen lassen sich insbesondere bei einem hohen Duty Cycle des Schaltsig¬ nals, bei dem ein Aufwärts-DC/DC-Wandler üblicherweise mehr Energie benötigt, die vom Eingang zum Ausgang des DC/DC- Wandlers übertragen wird, erzielen. Ausführungsformen der Schaltung zur Gleichspannungswandlung mit Strombegrenzung werden im Folgenden anhand von Figuren, die Ausführungsbeispiele der Schaltung zur Gleichspannungs¬ wandlung mit Strombegrenzung zeigen, näher erläutert. Es zeigen : Furthermore, higher output powers can be achieved with the circuit. Higher output powers can be particularly at a high duty cycle of the Schaltsig ¬ Nals in which a step-up DC / DC converter usually requires more energy, which is transferred from input to output of the DC / DC converter, to achieve. Embodiments of the circuit for DC voltage conversion with current limiting will be explained in more detail below with reference to figures, the embodiments of the circuit for DC voltage conversion ¬ with current limiting. Show it :
Figur 1 eine Ausführungsform einer Schaltung zur Gleichspannungswandlung mit Strombegrenzung, 1 shows an embodiment of a circuit for DC voltage conversion with current limitation,
Figur 2 eine weitere Ausführungsform einer Schaltung zur Figure 2 shows another embodiment of a circuit for
Gleichspannungswandlung mit Strombegrenzung, Figur 3 eine Ausführungsform einer Korrekturschaltung zur Erzeugung eines Korrektursignals in Abhängigkeit von einem Schaltsignal, Figur 4 eine Ausführungsform einer Korrekturschaltung zur DC voltage conversion with current limitation, Figure 3 shows an embodiment of a correction circuit for generating a correction signal in response to a switching signal, Figure 4 shows an embodiment of a correction circuit for
Erzeugung eines Korrektursignals mit Auswertung ei¬ nes periodischen Signals einer Flankenkompensati¬ onsschaltung, Figur 5 eine weitere Ausführungsform einer Korrekturschal¬ tung zur Auswertung eines von einer Flankenkompensationsschaltung erzeugten periodischen Eingangssignals einer Flankenkompensationsschaltung, Figur 6 eine Ausführungsform eines Abwärtswandlers. Generating a correction signal with evaluation ei ¬ nes periodic signal of a Flankenkompensati ¬ onsschaltung, Figure 5 shows a further embodiment of a correction scarf ¬ processing for evaluating a signal generated by a pass compensation circuit periodic input signal of an edge compensation circuit, Figure 6 shows an embodiment of a buck converter.
Die Figuren 1 und 2 zeigen verschiedene Ausführungsformen von Schaltungen zur Gleichspannungswandlung mit Strombegrenzung, die jeweils einen Gleichspannungswandler 100, eine Schaltsig- nalerzeugungsschaltung 200 und einen Strombegrenzer 300 aufweisen. Die beiden Ausführungsformen unterscheiden sich in der Ausgestaltung der Strombegrenzerschaltung 300. FIGS. 1 and 2 show various embodiments of current-limiting DC-DC switching circuits each having a DC-DC converter 100, a switching signal generating circuit 200, and a current limiter 300. The two embodiments differ in the configuration of the current limiter circuit 300.
Der Gleichspannungswandler 100 kann als ein Aufwärts- bezie- hungsweise Abwärtswandler ausgeführt sein, der beim Anlegen einer Eingangsspannung Uj an einen Eingangsanschluss E100 an einem Ausgangsanschluss A100 eine Ausgangsspannung er¬ zeugt. Der Gleichspannungswandler 100 der Ausführungsform 1 und 2 kann beispielsweise einen Strompfad 101, der zwischen einen Eingangsanschluss E100 zum Anlegen einer Gleichspannung und einen Bezugsspannungsanschluss M zum Anlegen einer Be¬ zugsspannung, beispielsweise eines Massepotentials, geschal¬ tet ist, umfassen. In den Strompfad 101 ist eine Spule 110 und ein steuerbarer Schalter 120 in Serie zwischen den An- schluss zum Anlegen der Eingangsspannung Uj und den Bezugs- spannungsanschluss M geschaltet. Der steuerbare Schalter 120 kann beispielsweise als ein Transistor ausgebildet sein. Der steuerbare Schalter kann in einen ersten, niederohmigeren Zustand, in dem der steuerbare Schalter geschlossen beziehungs¬ weise leitend gesteuert ist, und in einem zweiten, hochohmi- geren Zustand, in dem der steuerbare Schalter geöffnet bezie¬ hungsweise gesperrt gesteuert ist, geschaltet sein. Bei der Ausführungsform des in Figur 1 gezeigten Aufwärtswandlers verbindet der steuerbare Schalter 120 die Spule 110 im ersten Zustand niederohmiger als im zweiten Zustand mit dem Bezugs- spannungsanschluss M. Ein Steueranschluss S100 des Gleichspannungswandlers zum An¬ legen eines Schaltsignals PWM zum Schalten des steuerbaren Schalters 120 in den ersten und zweiten Zustand ist über ei¬ nen Treiber 130 mit einem Steueranschluss des steuerbaren Schalters 120 verbunden. Der Ausgangsanschluss A100 des The DC-DC converter 100 can be used as an up-down converter relate hung example be carried out, which an output voltage he ¬ evidence when an input voltage U j to an input terminal to an output terminal E100 A100. The DC-DC converter 100 of the embodiment 1 and 2, for example, a current path 101 that is geschal ¬ tet between an input terminal E100 for applying a DC voltage and a reference voltage terminal M for applying a Be ¬ zugsspannung, for example, a ground potential comprise. In the current path 101 is a coil 110th and a controllable switch 120 connected in series between the terminal for applying the input voltage U j and the reference voltage terminal M. The controllable switch 120 may be formed, for example, as a transistor. The controllable switch may be connected in a first, niederohmigeren state in which the controllable switch as closed relationship ¬ conductive, and in a second, high-impedance Geren state in which opens the controllable switch Bezie ¬ hung as is controlled locked. In the embodiment of the boost converter shown in FIG. 1, the controllable switch 120 connects the coil 110 to the reference voltage terminal M in the first state at a lower level than in the second state. A control terminal S100 of the DC-DC converter for applying a switching signal PWM to switch the controllable switch 120 in the first and second state is connected via ei ¬ NEN driver 130 to a control terminal of the controllable switch 120th The output terminal A100 of the
Gleichspannungswandlers ist über einen geschalteten Transis¬ tor oder eine Diode 140 mit dem Signalpfad 101 verbunden. Die Diode ist dabei zwischen die Spule 110 und den steuerbaren Schalter 120 geschaltet. Zwischen der Diode 140 und dem Aus¬ gangsanschluss A100 ist ein Kondensator 150 gegen Masse ge- schaltet. DC voltage converter is connected via a switched Transis ¬ tor or a diode 140 to the signal path 101. The diode is connected between the coil 110 and the controllable switch 120. Between the diode 140 and the output ¬ port A100, a capacitor 150 is connected to ground.
Bei den in den Figuren 1 und 2 gezeigten Ausführungsformen ist die Gleichspannungswandlerschaltung 100 als ein Aufwärtswandler ausgebildet. Die in den Figuren 1 und 2 gezeigte Schaltung zur Gleichspannungswandlung mit Strombegrenzung ist allerdings nicht auf einen Aufwärtswandler beschränkt. Die Gleichspannungswandlerschaltung 100 kann beispielsweise auch als ein Abwärtswandler ausgeführt sein. Eine mögliche Ausführungsform eines Abwärtswandlers ist in Figur 6 gezeigt. In the embodiments shown in FIGS. 1 and 2, the DC-DC converter circuit 100 is configured as an up-converter. However, the current-limiting DC-DC switching circuit shown in Figs. 1 and 2 is not limited to an up-converter. The DC-DC converter circuit 100 may also, for example be implemented as a buck converter. A possible embodiment of a buck converter is shown in FIG.
Zur Erzeugung des Schaltsignals PWM zur Steuerung des steuer- baren Schalters 120 in den leitenden und sperrenden Zustand ist die Schaltsignalerzeugungsschaltung 200 in den Ausführungsformen 1 und 2 der Schaltung zur Gleichspannungswandlung mit Strombegrenzung vorgesehen. Die Schaltsignalerzeugungs- schaltung 200 umfasst einen Signalgenerator 210 zur Erzeugung eines periodischen Signals I R. Der Signalgenerator 210 ist mit einer Summationsschaltung 220 gekoppelt, wodurch das periodische Signal der Summationsschaltung 220 eingangsseitig zuführbar ist. Weiterhin wird der Summationsschaltung 220 eingangsseitig ein Messsignal IsENSE' dessen Pegel abhängig von einem Strom 1^ durch die Spule 110 ist, zugeführt. For generating the switching signal PWM for controlling the controllable switch 120 in the conducting and blocking states, the switching signal generating circuit 200 is provided in embodiments 1 and 2 of the current-limiting DC-DC switching circuit. The switching signal generation circuit 200 comprises a signal generator 210 for generating a periodic signal I R. The signal generator 210 is coupled to a summing circuit 220, whereby the periodic signal of the summation circuit 220 can be supplied on the input side. Furthermore, the summation circuit 220 on the input side, a measurement signal IsENSE 'whose level is dependent on a current 1 ^ through the coil 110, respectively.
Als Messsignal IsE SE kann direkt der Strom durch die Spule, der zu dem Bezugsspannungsanschluss fließt, an der Spule selbst oder aus dem Strompfad 101 abgegriffen werden. Alter- nativ dazu kann eine Schaltung zwischen den steuerbaren As the measuring signal IsE SE, the current through the coil, which flows to the reference voltage connection, can be tapped directly on the coil itself or out of the current path 101. Alternatively, a circuit between the controllable
Schalter 120 und den Bezugsspannungsanschluss M geschaltet sein, die den Strom misst und in Abhängigkeit von dem ge¬ messenen Spulenstrom 1^ das Messsignal IsE SE erzeugt. Die Summationsschaltung 220 erzeugt ausgangsseitig ein Summensig- nal IgO' das die Summe aus dem periodischen Signal I R und dem Messsignal IsE SE angibt. Switch 120 and the reference voltage terminal M to be connected, which measures the current and in response to the Ge ¬ measured coil current 1 ^ generates the measurement signal IsE SE. On the output side, the summation circuit 220 generates a summing signal IgO ', which indicates the sum of the periodic signal IR and the measurement signal IsE SE.
Die Schaltsignalerzeugungsschaltung 200 umfasst eine Vergleicherschaltung 250, die die von dem Gleichspannungswandler 100 erzeugte Ausgangsspannung mit einer Referenzspannung URE F vergleicht. In Abhängigkeit von dem Vergleich erzeugt die Vergleicherschaltung 250 ausgangsseitig ein Vergleichs¬ signal Ip. Des Weiteren weist die Schaltsignalerzeugungs- Schaltung 200 eine Vergleicherschaltung 230 auf, die das Summensignal ±so mit dem Vergleichssignal Ip vergleicht. Die Vergleicherschaltung 230 ist dazu eingangsseitig mit einem Ausgang der Vergleicherschaltung 250 und mit dem Signalgene- rator 210 gekoppelt. Die Vergleicherschaltung 230 erzeugt in Abhängigkeit von dem Vergleich des Summensignals Igg mit dem Vergleichssignal Ip ausgangsseitig das Schaltsignal PWM. The switching signal generating circuit 200 includes a comparator circuit 250 which compares the output voltage generated by the DC-DC converter 100 with a reference voltage URE F. Depending on the comparison, the comparator circuit 250 generates a comparison ¬ signal Ip on the output side. Furthermore, the switching signal generation Circuit 200, a comparator circuit 230 which compares the sum signal ± so m with the comparison signal Ip. The comparator circuit 230 is coupled to the input side to an output of the comparator circuit 250 and to the signal generator 210. The comparator 230 generates in response to the comparison of the sum signal Igg w ith the comparison signal Ip output side the switching signal PWM.
Die Schaltsignalerzeugungsschaltung 200 umfasst des Weiteren eine Logikschaltung 240, die an einer Eingangsseite mit einer Ausgangsseite der Vergleicherschaltung 230 und an einer anderen Eingangsseite mit der Strombegrenzerschaltung 300 verbunden ist. Die Logikschaltung kann eine Flip-Flop-Schaltung enthalten. Der Logikschaltung wird eingangsseitig das Schalt- signal PWM und ein von dem Strombegrenzer erzeugtes Steuersignal I QC zugeführt. Die Logikschaltung wertet den Zustand des Steuersignals I QC AU S und erzeugt in Abhängigkeit von dem Zustand des Steuersignals I QC an einem Ausgangsanschluss A200 der Schaltsignalerzeugungsschaltung 200 das Schaltsignal PWM zur Steuerung des steuerbaren Schalters 120 des Gleichspannungswandlers . The switching signal generating circuit 200 further includes a logic circuit 240 connected to an output side of the comparator circuit 230 at an input side and to the current limiter circuit 300 at another input side. The logic circuit may include a flip-flop circuit. On the input side, the logic circuit is supplied with the switching signal PWM and a control signal I QC generated by the current limiter. The logic circuit evaluates the state of the control signal I QC AU S and generates the switching signal PWM for controlling the controllable switch 120 of the DC-DC converter in response to the state of the control signal I QC at an output terminal A200 of the switching signal generating circuit 200.
Wenn das Steuersignal I QC beispielsweise einen ersten Zustand aufweist, erzeugt die Schaltsignalerzeugungsschaltung 200 während einer Zeit eine periodische Abfolge des Schaltsignals PWM, wobei der steuerbare Schalter 120 während einer Perio¬ dendauer des Schaltsignals PWM in den ersten und zweiten Zustand geschaltet wird. Wenn das Steuersignal I QC beispiels¬ weise den zweiten Zustand aufweist, erzeugt die Schaltsignal- erzeugungsschaltung während der Periodendauer des Schaltsignals das Schaltsignal PWM derart, dass der steuerbare Schal¬ ter während der gesamten Periodendauer des Schaltsignals in den zeiten Zustand geschaltet wird. Die Schaltsignalerzeugungsschaltung 200 zur Erzeugung des Schaltsignals PWM kann als ein Pulsweitenmodulator ausgebildet sein. In diesem Fall ist das Schaltsignal PWM ein puls- weitenmoduliertes Signal. Beispielsweise kann das Schaltsig¬ nal PWM ein Rechtecksignal sein, das in einer Periode des Schaltsignals einen High- und Low-Puls aufweist. Zur Erzeu¬ gung des Schaltsignals PWM wird das Vergleichssignal Ip von der Vergleicherschaltung 230 mit dem Summationssignal I 50 verglichen. Die Schaltsignalerzeugungsschaltung 200 erzeugt beispielsweise einen High-Puls, wenn der Pegel des Ver¬ gleichssignals Ip über dem Pegel des Summationssignals I 50 liegt und im entgegen gesetzten Fall den Low-Puls. Der Gleichspannungswandler 100 ist dazu ausgebildet, den Pegel der Eingangsspannung Up in den veränderten Pegel der Ausgangsspannung UA ZU wandeln. Der Pegel der Ausgangsspannung kann über oder unter dem Pegel der Eingangsspannung Up liegen, je nachdem, ob der Gleichspannungswandler als Auf- oder Abwärtswandler ausgebildet ist. Durch leitend und sperrendWhen the control signal I QC, for example, has a first state, generates the switching signal generating circuit 200 during a period of a periodic sequence of the switching signal PWM, wherein the controllable switch 120 is switched during a Perio ¬ dendauer of the switching signal PWM in the first and second state. If the control signal I QC, for example ¬ has the second state, the switching signal generating circuit generates the switching signal PWM during the period of the switching signal such that the controllable Schal ¬ ter is switched to the time state during the entire period of the switching signal. The switching signal generating circuit 200 for generating the switching signal PWM may be formed as a pulse width modulator. In this case, the switching signal PWM is a pulse width modulated signal. For example, the Schaltsig ¬ nal PWM may be a square wave signal having a high and low pulse in a period of the switching signal. For the generation ¬ supply of the switching signal PWM the comparison signal Ip from the comparator 230 to the summation signal I 50 is compared. The switching signal generating circuit 200 generates, for example, a high-pulse when the level of Ver ¬ equal signal Ip is above the level of the summation signal I 50 and in the opposite case, the low-pulse. The DC-DC converter 100 is designed to convert the level of the input voltage Up into the changed level of the output voltage UA ZU. The level of the output voltage may be above or below the level of the input voltage Up, depending on whether the DC-DC converter is configured as an up or down converter. By conducting and blocking
Steuern des steuerbaren Schalters 120 wird die Spule 110 nie¬ der- beziehungsweise hochohmig mit dem Bezugsspannungsan- schluss M verbunden. Der steuerbare Schalter 120 kann derart ausgebildet sein, dass ein High-Puls ein leitend Steuern und ein Low-Puls ein Steuern des steuerbaren Schalters in den gesperrten Zustand bewirkt. Controlling the controllable switch 120, the coil 110 is never ¬ or high-impedance connected to the reference voltage terminal M. The controllable switch 120 may be configured such that a high-pulse causes a conductive and a low-pulse control of the controllable switch in the locked state.
Damit der Strom 1^, der durch die Spule 110 fließt, einen be¬ stimmten Wert, der zu einer Zerstörung der Gleichspannungs- wandlerschaltung 100 führen könnte, nicht überschreitet, weist die Schaltungsanordnung in den Ausführungsformen 1 und 2 jeweils den Strombegrenzer 300a beziehungsweise 300b auf. Bei der in Figur 1 gezeigten Ausführungsform 1 der Schaltung zur Gleichspannungswandlung mit Strombegrenzung weist der Strombegrenzer 300a eine Flankenkompensationsschaltung 310a auf. Die Flankenkompensationsschaltung 310a verhindert das Auftreten von subharmonischen Oszillationen des Duty Cycles des Schaltsignals PWM. Thus, the current 1 ^, which flows through the coil 110, a ¬ voted value, which could lead to destruction of the DC voltage converter circuit 100 does not exceed, the circuit arrangement in the embodiments 1 and 2 respectively the current limiter 300a and 300b , In the embodiment 1 of the current-limiting DC-DC switching circuit shown in FIG. 1, the current limiter 300a has an edge compensation circuit 310a. The edge compensation circuit 310a prevents the occurrence of subharmonic oscillations of the duty cycle of the switching signal PWM.
Die Flankenkompensationsschaltung 310a weist eine Signalgeneratorschaltung 311 zur Erzeugung eines periodischen Signals --SLOPE auf- Des Weiteren umfasst die Flankenkompensations¬ schaltung 310a eine Summationsschalung 312a. Die Summations- schaltung 312a ist eingangsseitig mit der Signalgeneratorschaltung 311 und dem Gleichspannungswandler 100 gekoppelt. Der Summationsschaltung 312a ist eingangsseitig das periodi- sehe Eingangssignal IsLOPE und das Messsignal IsE SE zuführ¬ bar. Die Summationsschaltung 312a bildet eine Summe aus dem periodischen Eingangssignal IsLOPE und dem Messsignal IsE SE und erzeugt ausgangsseitig in Abhängigkeit von der Summe ein Summensignal Igi- The edge compensation circuit 310a includes a signal generator circuit 311 for generating a periodic signal --SLOPE au f D it comprises further a cross ¬ compensation circuit 310a, a summation formwork 312a. The summing circuit 312a is coupled on the input side to the signal generator circuit 311 and the DC-DC converter 100. The summation circuit 312a is the input side, the periodic see input signal IsLOPE and the measurement signal IsE SE feed ¬ bar. The summation circuit 312a forms a sum of the periodic input signal IsLOPE and the measurement signal IsE SE and generates on the output side as a function of the sum a sum signal Ig1.
Die Strombegrenzerschaltung 300a umfasst des Weiteren eine Korrekturschaltung 320 zum Auswerten des Schaltsignals PWM. Der Korrekturschaltung 320 ist eingangsseitig das Schaltsig¬ nal PWM zuführbar. Ausgangsseitig erzeugt die Korrekturschal- tung 320 ein Korrektursignal I LO The current limiter circuit 300a further comprises a correction circuit 320 for evaluating the switching signal PWM. The correction circuit 320 on the input side, the switching signal ¬ PWM fed. On the output side, the correction circuit 320 generates a correction signal I LO
Die Strombegrenzerschaltung 300a umfasst eine Summations¬ schaltung 330, die mit der Korrekturschaltung 320 und einem Anschluss zum Anlegen eines Referenzsignals ±L S verbunden ist. Das Korrektursignal ±LQ und das Referenzsignal ±L S sind der Summationsschaltung 330 eingangsseitig zuführbar. Das Referenzsignal kann einen Schwellwert des Spulenstroms angeben, bei dem eine Strombegrenzung erfolgen soll. Die Summations- Schaltung 330 bildet eine Summe aus dem Pegel des Referenzsignals ±LS und dem Pegel des Korrektursignals ±LQ und erzeugt ausgangsseitig in Abhängigkeit von der Summenbildung ein Summationssignal Ig2* The current limiting circuit 300a includes a summation ¬ circuit 330, which is connected to the correction circuit 320, and a connection for applying a reference signal ± LS. The correction signal ± LQ and the reference signal ± LS can be fed to the summation circuit 330 on the input side. The reference signal may indicate a threshold value of the coil current at which a current limitation is to take place. The summation Circuit 330 forms a sum of the level of the reference signal ± LS and the level of the correction signal ± LQ and generates on the output side in dependence on the summation a summation signal Ig2 *
Die Strombegrenzerschaltung 300a umfasst ferner eine Vergleicherschaltung 340 zur Erzeugung des Steuersignals Ioc- Die Vergleicherschaltung 340 ist eingangsseitig mit der Summationsschaltung 312a und der Summationsschaltung 330 verbun- den, so dass der Vergleicherschaltung 340 das Summensignal und das Summensignal I52 zuführbar sind. Die Vergleicherschaltung 340 ist dazu ausgebildet, das Summensignal mit dem Summensignal I52 zu vergleichen und in Abhängigkeit von dem Vergleich einen Pegel des Steuersignals IQC zu erzeu- gen. Die Vergleicherschaltung kann dazu ausgebildet sein, das Steuersignal IQC beispielsweise als ein digitales Signal mit einem "0"- oder "1"-Pegel zu erzeugen. The current limiter circuit 300a further comprises a comparator circuit 340 for generating the control signal Ioc. The comparator circuit 340 is connected on the input side to the summing circuit 312a and the summation circuit 330, so that the comparator circuit 340 can be supplied with the sum signal and the sum signal I52. The comparator circuit 340 is designed to compare the sum signal with the sum signal I52 and to generate a level of the control signal IQC as a function of the comparison. The comparator circuit can be designed to convert the control signal IQC, for example, as a digital signal having a "0 to generate "or" 1 "level.
Figur 2 zeigt eine Ausführungsform 2 der Schaltung zur Figure 2 shows an embodiment 2 of the circuit for
Gleichspannungswandlung mit Strombegrenzung mit einem von dem Strombegrenzer der Figur 1 verschiedenen Strombegrenzer 300b. Der Gleichspannungswandler 100 und die Schaltsignalerzeu- gungsschaltung 200 sind wie bei der in Figur 1 angegebenen Ausführungsform 1 ausgestaltet. Current-DC-DC conversion with a current limiter 300b different from the current limiter of FIG. The DC-DC converter 100 and the switching signal generating circuit 200 are configured as in the embodiment 1 indicated in FIG.
Der Strombegrenzer 300b umfasst eine Flankenkompensationsschaltung 310b mit einer Signalgeneratorschaltung 311 und einer Summationsschaltung 312b. Die Summationsschaltung 312b ist mit der Signalgeneratorschaltung 311, der Korrekturschal- tung 320 und dem Gleichspannungswandler 100 verbunden. DieThe current limiter 300b includes an edge compensation circuit 310b having a signal generator circuit 311 and a summation circuit 312b. The summation circuit 312b is connected to the signal generator circuit 311, the correction circuit 320 and the DC-DC converter 100. The
Signalgeneratorschaltung 311 erzeugt ein periodisches Signal IgLOPE' ^as ^er Summationsschaltung 312b an einer ersten Ein¬ gangsseite zugeführt wird. An einer zweiten Eingangsseite wird der Summationsschaltung 312b das Messsignal IsE SE zuge¬ führt und an einer dritten Eingangsseite wird der Summati¬ onsschaltung 312b das Korrektursignal ±LQ mit negativem Vor¬ zeichen zugeführt. Die Summationsschaltung 312b ist dazu aus- gebildet, eine Summe aus einem Pegel des Messsignals IsE SE und einem Pegel des periodischen Signals IsLOPE zu bilden und davon einen Pegel des Korrektursignals ±LQ ZU subtrahieren. In Abhängigkeit von der Addition und Subtraktion erzeugt die Summationsschaltung 312b ausgangsseitig das Summensignal I'sl. Signal generator circuit 311 generates a periodic signal IgLOPE '^ as ^ he 312b summing circuit to a first input side a ¬ is supplied. At a second entrance side is the summation circuit 312b, the measurement signal SE supplied IsE ¬ and leads to a third input side of the Summati ¬ onsschaltung 312b is the correction signal ± LQ with a negative sign before ¬ supplied. The summation circuit 312b is configured to form a sum of a level of the measurement signal IsE SE and a level of the periodic signal IsLOPE and subtract a level of the correction signal ± LQ ZU from it. Depending on the addition and subtraction, the summation circuit 312b generates the sum signal I ' sl on the output side.
Der Strombegrenzer 300b umfasst weiter eine Vergleicherschal¬ tung 340, der eingangsseitig das Summensignal I'sl sowie ein Referenzsignal I L S' das einen Schwellwert des Spulenstroms angibt, zuführbar ist. Die Vergleicherschaltung 340 ist dazu eingangsseitig mit der Summationsschaltung 312b und einem An- schluss zum Anlegen des Referenzsignals I L S verbunden. Die Vergleicherschaltung 340 erzeugt ausgangsseitig nach einem Vergleich des Pegels des Summensignals I'sl mit dem Pegel des Referenzsignals I L S das Steuersignal Ioc- ^er Pegel des Steu¬ ersignals I QC ist von dem Vergleich des Pegels des Summensig¬ nals I'sl mit dem Pegel des Referenzsignal abhängig. Bei¬ spielsweise kann das Steuersignal mit einem "0"- oder "1"- Pegel erzeugt werden. The current limiter 300b further comprises a Vergleicherschal ¬ tung 340 the sum signal and a reference signal I'sl ILS 'indicative of a threshold value of the coil current is fed to the input side. The comparator 340 is connected to the input side of the summation circuit 312b and a connection for applying the reference signal ILS. The comparator 340 generates the output side after comparing the level of the sum signal I'sl m it the level of the reference signal ILS the control signal Ioc- er level of Steu ¬ ersignals I QC is the comparison of the level of Summensig ¬ nals I'sl m it the level of the reference signal. In ¬ example, the control signal can be generated with a "0" or "1" level.
Bei den Strombegrenzerschaltungen 300a, 300b und der jeweiligen Schaltsignalerzeugungsschaltung 200 der Ausführungsformen 1 und 2 der Schaltung zur Gleichspannungswandlung mit Strombegrenzung kann die Signalgeneratorschaltung 210 das periodi- sehe Signal I R mit Flanken zwischen den einzelnen Perioden erzeugen. Ebenso können die Signalgeneratorschaltungen 311a, 311b der Flankenkompensationsschaltungen 310a, 310b das periodische Signal IsLOPE periodisches Signal mit stei- genden oder fallenden Flanken zwischen aufeinanderfolgenden Perioden erzeugen. Die Signalgeneratorschaltungen 210 beziehungsweise 311a, 311b können beispielsweise ein periodisches Signal mit einem sägezahnförmigen Verlauf, ein periodisches Signal mit einem exponentiellen Verlauf oder ein periodisches Signal mit einem quadratischen Verlauf zwischen aufeinander folgenden Perioden erzeugen, wobei der Pegel des Signals von Periode zu Periode immer wieder von einem Pegel ungleich einem "0"-Pegel auf den "0"-Pegel abfällt oder ansteigt. In the current limiter circuits 300a, 300b and the respective switching signal generating circuit 200 of the embodiments 1 and 2 of the current-limiting DC-DC converting circuit, the signal generating circuit 210 may generate the periodic signal IR having edges between the individual periods. Likewise, the signal generator circuits 311a, 311b of the edge compensation circuits 310a, 310b may receive the periodic signal IsLOPE periodic signal with increasing time. generate falling or falling edges between successive periods. The signal generator circuits 210 and 311a, 311b may generate, for example, a periodic signal with a sawtooth waveform, a periodic signal with an exponential waveform or a periodic signal with a quadratic waveform between successive periods, the level of the signal from period to period repeating from a level other than a "0" level drops to the "0" level or rises.
Der Strombegrenzer erzeugt das Steuersignal I QC mit einem ersten Zustand, der bewirkt, dass die Schaltsignalerzeugungs- schaltung 200 eine periodische Abfolge von einem ersten und zweiten Zustand, beispielsweise von einem High- und Low- Pegel-Zustand, des Schaltsignals PWM erzeugt, so dass der steuerbare Schalter 120 während einer Periodendauer des The current limiter generates the control signal I QC with a first state that causes the switching signal generation circuit 200 to generate a periodic sequence of a first and second state, for example, a high and low level state, of the switching signal PWM that the controllable switch 120 during a period of the
Schaltsignals von dem niederohmigen beziehungsweise leitenden in den hochohmigen beziehungsweise sperrenden Zustand geschaltet wird, wenn der Pegel des Spulenstroms ±L unter einem vordefinierten Schwellwert ±L S liegt. Somit ist die Spule 110 während einer Periode des Schaltsignals abwechselnd nieder- und hochohmig mit dem Bezugsspannungsanschluss M verbunden. Switching signal is switched from the low-resistance or conductive in the high-resistance or blocking state when the level of the coil current ± L is below a predefined threshold ± L S. Thus, the coil 110 is alternately low and high impedance connected to the reference voltage terminal M during a period of the switching signal.
Wenn der Pegel des Spulenstroms ±L über einem vordefinierten Schwellwert ±L S liegt, kann das Steuersignal I QC von demWhen the level of the coil current ± L is above a predefined threshold value ± LS, the control signal I QC may be from the
Strombegrenzer 300 mit einem zweiten Zustand ausgegeben werden, der bewirkt, dass die Schaltsignalerzeugungsschaltung 200 das Schaltsignals PWM während der gesamten Periodendauer des Schaltsignals mit dem zweiten Zustand erzeugt, so dass der steuerbare Schalter 120 über die gesamte Periodendauer des Schaltsignals oder auch über mehrere Periodendauern des Schaltsignals gesperrt wird. In diesem Fall ist die Spule des Gleichspannungswandlers von dem Bezugsspannungsanschluss ge- trennt beziehungsweise mit dem Bezugsspannungsanschluss hoch- ohmig verbunden. Infolgedessen steigt der Spulenstrom 1^ nicht weiter an, sondern wird auf einen Wert begrenzt. Die Korrekturschaltung 320 bewirkt, dass die Strombegrenzer 300a, 300b das Steuersignal I QC nahezu unabhängig von der Größe des Duty Cycles des Schaltsignals PWM erzeugen. Wenn die Erzeugung des periodischen Signals I R synchron zu der Erzeugung des periodischen Signals IsLOPE erfolgt, führt ein großer Duty Cycle des Schaltsignals PWM, der einem großenCurrent limiter 300 are output with a second state, which causes the switching signal generating circuit 200 generates the switching signal PWM during the entire period of the switching signal with the second state, so that the controllable switch 120 over the entire period of the switching signal or over several periods of the switching signal is locked. In this case, the coil of the DC-DC converter is of the reference voltage connection. disconnects or connected to the reference voltage connection high-impedance. As a result, the coil current 1 ^ no longer increases, but is limited to a value. The correction circuit 320 causes the current limiters 300a, 300b to generate the control signal I QC almost independently of the magnitude of the duty cycle of the switching signal PWM. When the generation of the periodic signal IR is synchronous with the generation of the periodic signal IsLOPE, a large duty cycle of the switching signal PWM leading to a large duty cycle
Einschalt-/Ausschaltzeitverhältnis des Schaltsignals PWM ent¬ spricht, dazu, dass das periodische Signal IsLOPE' beispiels¬ weise die Amplitude eines sägezahnförmigen Signals, bereits weit angestiegen ist, bevor bei dem Schaltsignal PWM ein Zu- Standswechsel erfolgt. Switch-on / off-time ratio of the switching signal PWM ent ¬ speaks, to the fact that the periodic signal IsLOPE 'example ¬, the amplitude of a sawtooth signal, has already risen far before a change of state takes place at the switching signal PWM.
Wenn die Vergleicherschaltung 340 lediglich die Summe aus dem periodischen Eingangssignal IsLOPE unc^ dem Messsignal IsE SE mit einem konstanten Pegel eines Referenzsignals ±L S verglei- chen würde, so würde bei größeren Werten des Duty Cycles das Steuersignal I QC bereits bei verhältnismäßig niedrigen Pegeln des Messsignals IsE SE unc^ somit bei niedrigen Pegeln des Spulenstroms ±L mit dem zweiten Zustand erzeugt werden, der den steuerbaren Schalter 120 über mehrere Perioden in den zweiten Zustand schaltet. If the comparator circuit 340 only compared the sum of the periodic input signal IsLOPE and the measurement signal IsE SE with a constant level of a reference signal ± LS, then with larger values of the duty cycle the control signal I QC would already be at relatively low levels of the measurement signal IsE SE unc ^ can thus be generated at low levels of the coil current ± L with the second state switching the controllable switch 120 to the second state over several periods.
Durch die Korrekturschaltung 320 zur Erzeugung des Korrektursignals ±LQ kann der hohe Anstieg des Eingangssignals IsLOPE bei einem großen Duty Cycle des Schaltsignals PWM kompensiert werden. Der Pegel des Spulenstroms, der das Auslösen derBy means of the correction signal 320 for generating the correction signal ± LQ, the high rise of the input signal IsLOPE can be compensated for a large duty cycle of the switching signal PWM. The level of the coil current, which is the triggering of the
Strombegrenzung bewirkt, wird daher nahezu unabhängig von dem Duty Cycle des Schaltsignals PWM. In Figur 3 ist eine erste Ausführungsform 320a der Korrekturschaltung 320 der Figuren 1 und 2 gezeigt. Die Korrekturschaltung weist einen Eingangsanschluss E320a zum Anlegen des Schaltsignals PWM und einen Ausgangsanschluss A320a zur Aus- gäbe des Korrektursignals ±LQ auf. Des Weiteren enthält die Korrekturschaltung 320a einen Tiefpass 10, der zwischen den Ein- und Ausgangsanschluss geschaltet ist. Dem Tiefpass 10 ist das an den Eingangsanschluss E320a angelegte Schaltsignal zuführbar. Der Tiefpass kann beispielsweise einen Widerstand 11 und einen Kondensator 12 aufweisen, wobei der Widerstand 11 zwischen den Eingangsanschluss und den Ausgangsanschluss geschaltet und der Kondensator zwischen den Widerstand und Masse geschaltet ist. Zwischen das Tiefpassfilter 10 und den Ausgangsanschluss A320a kann optional eine Pufferschaltung 30 geschaltet sein. Optional kann vor das Tiefpassfilter 10 eine Pufferschaltung 20 geschaltet sein. Die in Figur 3 gezeigte Korrekturschaltung 320a ist dazu ausgebildet, über mehrere Perioden des Schaltsignals PWM einen Mittelwert des Pegels des Schaltsignals PWM zu ermitteln und diesen als Korrektur- signal ±LQ am Ausgangsanschluss A320a bereitzustellen. Current limiting causes, therefore, almost independent of the duty cycle of the switching signal PWM. FIG. 3 shows a first embodiment 320a of the correction circuit 320 of FIGS. 1 and 2. The correction circuit has an input terminal E320a for applying the switching signal PWM and an output terminal A320a for outputting the correction signal ± LQ. Further, the correction circuit 320a includes a low-pass filter 10 connected between the input and output terminals. The low-pass filter 10 can be supplied with the switching signal applied to the input terminal E320a. The low pass may include, for example, a resistor 11 and a capacitor 12, wherein the resistor 11 is connected between the input terminal and the output terminal and the capacitor is connected between the resistor and ground. Optionally, a buffer circuit 30 may be connected between the low-pass filter 10 and the output terminal A320a. Optionally, a buffer circuit 20 may be connected in front of the low-pass filter 10. The correction circuit 320a shown in FIG. 3 is designed to determine an average value of the level of the switching signal PWM over a plurality of periods of the switching signal PWM and to provide this as a correction signal ± LQ at the output terminal A320a.
Figur 4 zeigt eine weitere Ausführungsform 320b der Korrekturschaltung mit einem Eingangsanschluss E320b zum Anlegen eines periodischen Signals. An den Eingangsanschluss E320b kann beispielsweise eine rampenförmige beziehungsweise säge- zahnförmige Eingangsspannung angelegt werden. Dazu kann der Eingangsanschluss E320b an die Signalgeneratorschaltung 311 zur Erzeugung des periodischen Signals IsLOPE angeschlossen sein, wenn die Signalgeneratorschaltung 311 eine periodische Spannung erzeugt. Des Weiteren weist die Korrekturschaltung 320b einen Eingangsanschluss E320b' zum Anlegen des Schalt¬ signals PWM auf. An einem Ausgangsanschluss A320b erzeugt die Korrekturschaltung das Korrektursignal I LO ^ie Korrektur- Schaltung umfasst ein Tiefpassfilter 10 und eine Abtasteinrichtung 40, die zwischen den Eingangsanschluss E320b und den Ausgangsanschluss A320b geschaltet sind. Das Tiefpassfilter 10 ist zwischen der Abtasteinheit 40 und dem Ausgangsan- schluss A320b angeordnet. FIG. 4 shows a further embodiment 320b of the correction circuit with an input terminal E320b for applying a periodic signal. For example, a ramp-shaped or sawtooth input voltage can be applied to the input terminal E320b. For this, the input terminal E320b may be connected to the signal generation circuit 311 for generating the periodic signal IsLOPE when the signal generation circuit 311 generates a periodic voltage. Furthermore, the correction circuit 320b to an input terminal E320b 'for applying the switching signal PWM ¬. At an output terminal A320b, the correction circuit generates the correction signal I LO ^ the correction The circuit includes a low-pass filter 10 and a sampler 40 connected between the input terminal E320b and the output terminal A320b. The low-pass filter 10 is arranged between the scanning unit 40 and the output terminal A320b.
Die Abtasteinheit 40 ist zwischen das Tiefpassfilter 10 und den Eingangsanschluss E320b geschaltet. Die Abtasteinrichtung 40 ist dazu ausgebildet, das an dem Eingangsanschluss E320b angelegte periodische Eingangssignal zu bestimmten Zeitpunk¬ ten abzutasten. Die AbtastZeitpunkte werden durch das Schalt¬ signal PWM festgelegt. Beispielsweise kann zu jeder fallenden Flanke des Schaltsignals PWM ein Abtasten des periodischen Signalverlaufs des Eingangssignals erfolgen. The sampling unit 40 is connected between the low-pass filter 10 and the input terminal E320b. The pickup 40 is adapted to sample the voltage applied to the input terminal E320b periodic input signal at specific time punk ¬ th. The sampling times are determined by the switching ¬ signal PWM. For example, a sampling of the periodic signal waveform of the input signal can occur for each falling edge of the switching signal PWM.
Bei der in Figur 4 gezeigten Ausführungsform der Korrekturschaltung 320b wird am Eingangsanschluss E320b ein periodi¬ sches Eingangssignal in Form einer Eingangsspannung zugeführt. Im Unterschied dazu wird bei der in Figur 5 gezeigten Ausführungsform der Korrekturschaltung 320c ein periodisches Eingangssignal in Form eines Stroms an den Eingangsanschluss E320c angelegt. Der Eingangsanschluss E320c kann beispiels¬ weise mit der Signalgeneratorschaltung 311 zur Erzeugung des periodischen Signals IsLOPE verbunden sein, wenn die Signal- generatorschaltung 311 einen periodischen Strom erzeugt. Wie bei der in Figur 4 gezeigten Ausführungsform weist die Korrekturschaltung 320c einen weiteren Eingangsanschluss E320c' zum Anlegen des Schaltsignals PWM auf. Die Korrekturschaltung umfasst ferner einen Ausgangsanschluss A320c zum Ausgeben des Korrektursignals I LO A periodi ¬ ULTRASONIC input signal 320b in the embodiment shown in Figure 4, the correction circuit fed in the form of an input voltage at the input terminal E320b. In contrast, in the embodiment shown in Fig. 5, the correction circuit 320c applies a periodic input signal in the form of a current to the input terminal E320c. The input port may be connected E320C ¬ example, with the signal generator circuit 311 for generating the periodic signal iSlope when the signal generating circuit 311 generates a periodic current. As in the embodiment shown in FIG. 4, the correction circuit 320c has a further input terminal E320c 'for applying the switching signal PWM. The correction circuit further comprises an output terminal A320c for outputting the correction signal I LO
Die Korrekturschaltung 320 umfasst das Tiefpassfilter 10 und die Abtasteinheit 40, die zwischen den Eingangsanschluss E320c und den Ausgangsanschluss A320c geschaltet sind. Des Weiteren weist die Korrekturschaltung 320c einen Strom- /Spannungswandler 50 und einen Spannungs-/Stromwandler 60 auf. Der Strom-/Spannungswandler 50 kann als ein Widerstand ausgebildet sein, der zwischen den Eingangsanschluss E320c und die Abtasteinheit 40 geschaltet ist. Der Spannungs- /Stromwandler 60 ist zwischen das Tiefpassfilter 10 und den Ausgangsanschluss A320c geschaltet. Der Spannungs-/Strom- wandler umfasst einen steuerbaren Schalter 61 und einen Wi- derstand 62, die zwischen den Ausgangsanschluss A320c und ei¬ nen Bezugsspannungsanschluss M geschaltet sind. Ein Steueran- schluss des steuerbaren Schalters 61 ist mit einem Operati¬ onsverstärker 63 verbunden. Der nichtinvertierende Anschluss des Operationsverstärkers 63 ist mit dem Tiefpassfilter 10 verbunden. Der invertierende Anschluss ist zwischen den steu¬ erbaren Schalter 61 und den Widerstand 62 geschaltet. Der Ausgangsanschluss A320c der Korrekturschaltung 320c ist mit dem steuerbaren Schalter 61 verbunden. Bei der in Figur 5 gezeigten Ausführungsform 320c der Korrekturschaltung kann das periodische Eingangssignal IsLOPE zu AbtastZeitpunkten, die von dem Schaltsignal PWM festgelegt werden, abgetastet werden. Das Schaltsignal PWM kann bei¬ spielsweise eine Folge rechteckförmiger Signale sein. Die Ab- tastung des periodischen Eingangssignals IsLOPE kann bei¬ spielsweise erfolgen, wenn das Schaltsignal einen Zustands- wechsel, beispielsweise einen Wechsel von einem High-Pegel in einen Low-Pegel aufweist. Das abgetastete Eingangssignal IgLOPE wird anschließend tiefpassgefiltert . Der Spannungs- /Stromwandler 60 erzeugt an dem Ausgangsanschluss A320c das Korrektursignal ±LQ in Form eines Stroms. Figur 6 zeigt eine Ausführungsform eines Gleichspannungswand¬ lers 100, der als ein Abwärtswandler ausgebildet ist und beim Anlegen einer Eingangsspannung Uj an einen Eingangsanschluss E100 an einem Ausgangsanschluss A100 eine Ausgangsspannung erzeugt. Der Gleichspannungswandler 100 kann beispielsweise einen Strompfad 101, der zwischen den Eingangsanschluss E100 zum Anlegen einer Gleichspannung und einen Bezugsspannungsan- schluss M zum Anlegen einer Bezugsspannung, beispielsweise eines Massepotentials, geschaltet ist, umfassen. The correction circuit 320 includes the low-pass filter 10 and the sampling unit 40 connected between the input terminal E320c and the output connector A320c are switched. Furthermore, the correction circuit 320 c has a current / voltage converter 50 and a voltage / current converter 60. The current / voltage converter 50 may be formed as a resistor connected between the input terminal E320c and the sampling unit 40. The voltage / current converter 60 is connected between the low-pass filter 10 and the output terminal A320c. The voltage / current converter comprises a controllable switch 61 and a Wi-resistor 62 connected between the output terminal and A320c ei ¬ NEN reference voltage terminal M. A control connection of the controllable switch 61 is connected to a Operati ¬ onsverstärker 63rd The non-inverting terminal of the operational amplifier 63 is connected to the low-pass filter 10. The inverting terminal is connected between the steu ¬ trollable switch 61 and the resistor 62nd The output terminal A320c of the correction circuit 320c is connected to the controllable switch 61. In the embodiment 320c of the correction circuit shown in FIG. 5, the periodic input signal IsLOPE may be sampled at sampling timings determined by the switching signal PWM. The switching signal PWM can be game, a sequence of rectangular signals at ¬. The exhaust sampling the periodic input signal iSlope can take place at ¬ play, when the switching signal alternately a status, for example, has a transition from a high level to a low level. The sampled input signal IgLOPE is then low-pass filtered. The voltage / current converter 60 generates at the output terminal A320c the correction signal ± L Q in the form of a current. Figure 6 shows an embodiment of a DC wall ¬ coupler 100, which is configured as a down converter, and generates an output voltage when an input voltage U j to an input terminal to an output terminal E100 A100. The DC-DC converter 100 may comprise, for example, a current path 101, which is connected between the input terminal E100 for applying a DC voltage and a reference voltage terminal M for applying a reference voltage, for example a ground potential.
In den Strompfad 101 ist ein steuerbarer Schalter 120 in Serie mit einer Diode 140 zwischen den Anschluss E100 zum Anle¬ gen der Eingangsspannung Uj und den Bezugsspannungsanschluss M geschaltet. Die Diode 140 kann auch als ein Transistor aus- gebildet sein. Der steuerbare Schalter 120 kann beispielswei¬ se als ein Transistor ausgebildet sein. Der steuerbare Schal¬ ter kann in einen ersten, niederohmigeren Zustand, in dem der steuerbare Schalter geschlossen beziehungsweise leitend ge¬ steuert ist, und in einem zweiten, hochohmigeren Zustand, in dem der steuerbare Schalter geöffnet beziehungsweise gesperrt gesteuert ist, geschaltet sein. In the current path 101, a controllable switch 120 is connected in series with a diode 140 between the terminal E100 for Anle ¬ conditions of the input voltage U j and the reference voltage terminal M. The diode 140 may also be formed as a transistor. The controllable switch 120 may be formed beispielswei ¬ se as a transistor. The controllable scarf ¬ ter can in a first niederohmigeren state in which the controllable switch is closed or conductive ge ¬ is controlled, and be switched to a second, higher impedance state in which the controllable switch is controlled in open or closed.
Ein Steueranschluss S100 des Gleichspannungswandlers zum An¬ legen des Schaltsignals PWM zum Schalten des steuerbaren Schalters 120 in den ersten und zweiten Zustand ist über ei¬ nen Treiber 130 mit einem Steueranschluss des steuerbaren Schalters 120 verbunden. A control terminal of S100 of the DC converter for turning on ¬ place of the switching signal PWM for switching the controllable switch 120 in the first and second state is connected via ei ¬ NEN driver 130 to a control terminal of the controllable switch 120th
Der Ausgangsanschluss A100 des Gleichspannungswandlers ist über eine Spule 110 mit dem Signalpfad 101 verbunden. Zwi¬ schen der Spule 110 und den Ausgangsanschluss A100 ist ein Kondensator 150 gegen Masse geschaltet. Bezugs zeichenliste The output terminal A100 of the DC-DC converter is connected to the signal path 101 via a coil 110. Zvi ¬ rule of the coil 110 and the output terminal A100 is connected a capacitor 150 to ground. Reference sign list
1, 2 Ausführungsformen einer Schaltung zur Gleichspannungswandlung mit Strombegrenzung 1, 2 embodiments of a circuit for DC voltage conversion with current limiting
10 Tiefpassfilter  10 low-pass filters
20 PufferSchaltung  20 buffer circuit
30 PufferSchaltung  30 buffer circuit
40 Abtasteinheit  40 scanning unit
50 Strom-/Spannungswandler  50 current / voltage transformers
60 Spannungs-/Stromwandler  60 voltage / current transformers
100 Gleichspannungswandler  100 DC-DC converter
110 Spule  110 coil
120 steuerbarer Schalter  120 controllable switch
130 Treiber  130 drivers
140 Diode  140 diode
150 Kondensator  150 capacitor
200 SchaltsignalerzeugungsSchaltung  200 switching signal generation circuit
210 SignalgeneratorSchaltung  210 signal generator circuit
220 SummationsSchaltung  220 summation circuit
230 VergleieherSchaltung  230 payable circuit
240 Logikschaltung  240 logic circuit
300 Strombegrenzer  300 current limiters
310 FlankenkompensationsSchaltung  310 Edge compensation circuit
311 SignalgeneratorSchaltung  311 Signal generator circuit
312 SummationsSchaltung  312 summation circuit
320 KorrekturSchaltung  320 correction circuit
330 SummationsSchaltung  330 summation circuit
340 VergleieherSchaltung  340 Relay circuit
ISENSE Messsignal  ISENSE measuring signal
ISLOPE periodisches Signal  ISLOPE periodic signal
periodisches Signal  periodic signal
is Summensignal is the sum signal
iL Spulenstrom Korrektursignal Referenzsignal Steuersignal Schaltsignal iL coil current Correction signal Reference signal Control signal Switching signal

Claims

Patentansprüche claims
1. Schaltung zur Gleichspannungswandlung mit Strombegrenzung, umfassend: A DC to DC current limiting circuit comprising:
- einen Gleichspannungswandler (100) mit einer Spule - A DC-DC converter (100) with a coil
(110) und einem steuerbaren Schalter (120), der in einen ersten und zweiten Zustand schaltbar ist, wobei der steuerbare Schalter im zweiten Zustand hochohmiger als im ersten Zustand ist, (110) and a controllable switch (120) which is switchable into a first and a second state, wherein the controllable switch in the second state is higher-impedance than in the first state,
- eine Schaltsignalerzeugungsschaltung (200) zur Erzeugung eines Schaltsignals (PWM) zum Schalten des steuer¬ baren Schalters (120), - a switching signal generating circuit (200) for generating a switching signal (PWM) for switching the control ¬ cash switch (120)
- einen Strombegrenzer (300a, 300b) zur Erzeugung eines Steuersignals (Ioc) zur Steuerung der Schaltsignalerzeu- gungsschaltung (200) a current limiter for generating a control signal for controlling the switching signal generating circuit
- wobei die Schaltsignalerzeugungsschaltung (200) dazu ausgebildet ist, in Abhängigkeit von dem Pegel des Steu¬ ersignals (Ioc) eine periodische Abfolge des Schaltsig¬ nals (PWM) zu erzeugen, die den steuerbaren Schalter während einer Periodendauer des Schaltsignals in den ersten und zweiten Zustand schaltet, oder das Schaltsig¬ nal (PWM) derart zu erzeugen, dass der steuerbare Schal¬ ter während der Periodendauer des Schaltsignals in den zweiten Zustand geschaltet ist, - Wherein the switching signal generating circuit (200) is adapted to generate in response to the level of the STEU ¬ ersignals (Ioc) a periodic sequence of Schaltsig ¬ nals (PWM), the controllable switch during a period of the switching signal in the first and second state switches, or the Schaltsig ¬ nal (PWM) to generate such a way that the controllable scarf ¬ ter is switched to the second state during the period of the switching signal,
- wobei der Strombegrenzer (300a, 300b) eine Signalgene¬ ratorschaltung (311) zur Erzeugung eines periodischen Signals (IsLOPE) und eine Korrekturschaltung (320, 320a, 320b, 320c) zur Erzeugung eines Korrektursignals ( I LC ) aufweist, - wherein the current limiter (300a, 300b) has a signal generator ¬ ratorschaltung (311) for generating a periodic signal (IsLOPE) and a correction circuit (320, 320a, 320b, 320c) for generating a correction signal (I LC),
- wobei dem Strombegrenzer (300a, 300b) ein Messsignal - Where the current limiter (300 a, 300 b) is a measuring signal
( I SENSE)' dessen Pegel von der Größe des Stroms ( I I ) durch die Spule (110) abhängig ist, zuführbar ist, - wobei der Strombegrenzer (300a, 300b) dazu ausgebildet ist, eine Summe aus einem Pegel des periodischen Signals ( I S LOPE) und einem Pegel des Messsignals (IsENSE) zu er_ mittein, (I SENSE) 'whose level of the size of the current (II) by the coil (110) is dependent fed, - wherein the current limiter (300a, 300b) is adapted to a sum of a level of said periodic signal (IS LOPE) an d a level of the measurement signal (Isense) to mittein ER_,
- wobei die Korrekturschaltung (320, 320a, 320b, 320c) das Korrektursignal ( I LC ) in Abhängigkeit von dem perio¬ dischen Signal (IsLOPE) oder dem Schaltsignal (PWM) er¬ zeugt, - the correction circuit (320, 320a, 320b, 320c) the correction signal (I LC) i he witnesses n depending on the perio ¬ sized signal (iSlope) or the switching signal (PWM) ¬,
- wobei der Strombegrenzer (300a, 300b) das Steuersignal ( I QC) iR Abhängigkeit von dem Korrektursignal ( I I ) und der Summe erzeugt. - wherein the current limiter (300a, 300b) generates the control signal (I QC) i R depending on the correction signal (II) and the sum.
2. Schaltung nach Anspruch 1, 2. A circuit according to claim 1,
- wobei der Strombegrenzer (300a) eine Summationsschal- tung (312a) zum Erzeugen eines Summensignals (Isi) um_ fasst , - wherein the current limiter (300a) is a Summationsschal- device (312a) for generating a sum signal (Isi) um_ words,
- wobei die Summationsschaltung (312a) dazu ausgebildet ist, die Summe zu ermitteln und das Summensignal (Isi) in Abhängigkeit von der Summe zu erzeugen.  - Wherein the summation circuit (312a) is adapted to determine the sum and to generate the sum signal (Isi) in dependence on the sum.
3. Schaltung nach Anspruch 2, 3. A circuit according to claim 2,
- wobei der Strombegrenzer (300a) eine weitere Summati¬ onsschaltung (330) zum Erzeugen eines weiteren Summensignals (Is2) umfasst, - wherein the current limiter (300a) comprises a further summation ¬ onsschaltung (330) for generating a further sum signal (Is2),
- wobei die weitere Summationsschaltung (330) dazu aus¬ gebildet ist, eine weitere Summe aus einem Referenzsig¬ nal ( I L S ) und dem Korrektursignal ( I LC ) zu ermitteln und das weitere Summensignal (Is2) ^η Abhängigkeit von der weiteren Summe zu erzeugen. - said further summing circuit (330) is formed to from ¬ a further sum of a Referenzsig ¬ nal (ILS) and the correction signal (I LC) to be determined and the further sum signal (Is2) ^ η dependence to be generated by said further sum ,
4. Schaltung nach Anspruch 3, - wobei der Strombegrenzer (300a) eine Vergleicherschal¬ tung (340) zur Erzeugung des Steuersignals (loc) um_ fasst , 4. A circuit according to claim 3, - wherein the current limiter (300a) a comparator scarf ¬ device (340) for generating the control signal (loc) um_ sums,
- wobei die Vergleicherschaltung (340) dazu ausgebildet ist, das Summensignal (Isi) mit dem weiteren Summensig¬ nal (Is2) zu vergleichen und in Abhängigkeit von dem Vergleich das Steuersignal (loc) zu erzeugen. - Wherein the comparator circuit (340) is adapted to compare the sum signal (Isi) m with the further Summensig ¬ nal (Is2) and to generate depending on the comparison, the control signal (loc).
5. Schaltung nach Anspruch 1, 5. A circuit according to claim 1,
- wobei der Strombegrenzer (310b) eine Summationsschal- tung (312b) zum Erzeugen eines Summensignals (Isi') um_ fasst , - wherein the current limiter (310b) is a Summationsschal- device (312b) for generating a sum signal (ISI ') um_ words,
- wobei die Summationsschaltung (312b) dazu ausgebildet ist, eine weitere Summe aus der Summe und dem Korrektur¬ signal (I LC) zu ermitteln und das Summensignal (Isi') in Abhängigkeit von der Summe zu erzeugen. - wherein the summing circuit (312b) is adapted to a further sum of the sum and the correction signal ¬ (I LC) to be determined and the sum signal (ISI ') i n a function of the sum to be generated.
6. Schaltung nach Anspruch 5, 6. A circuit according to claim 5,
- wobei der Strombegrenzer (300b) eine Vergleicherschal¬ tung (340) zum Erzeugen des Steuersignals (loc) umfasst,- wherein the current limiter (300b) comprises a comparator circuit ¬ (340) for generating the control signal (loc),
- wobei die Vergleicherschaltung (340) dazu ausgebildet ist, das Summensignal (Isi') mit einem Referenzsignal ( I L S) ZU vergleichen und das Steuersignal (loc) ^η ^b- hängigkeit von dem Vergleich zu erzeugen. - wherein the comparator circuit (340) is adapted to compare the sum signal (Isi ') m with a reference signal (ILS) ZU and the control signal (loc) ^ η ^ dependence of the comparison to produce.
7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, 7. A circuit according to any one of claims 1 to 6,
wobei die Schaltsignalerzeugungsschaltung (200) als ein Pulsweitenmodulator ausgebildet ist, der das Schaltsig¬ nal (PWM) als ein pulsweitenmoduliertes Signal erzeugt. wherein the switching signal generating circuit (200) is designed as a pulse width modulator, which generates the switching signal ¬ nal (PWM) as a pulse width modulated signal.
8. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, 8. A circuit according to any one of claims 1 to 7,
wobei die Korrekturschaltung (320, 320a, 320b, 320c) da¬ zu ausgebildet ist, einen Mittelwert von einem Pegel des pulsweitenmodulierten Signals (PWM) oder von einem Pegel des periodischen Signals (IsLOPE) zu ermitteln. wherein said correction circuit (320, 320a, 320b, 320c) is formed to ¬ there, an average value of a level of pulse width modulated signal (PWM) or from a level of the periodic signal (IsLOPE) to determine.
9. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, 9. A circuit according to any one of claims 1 to 7,
- wobei die Korrekturschaltung (320a) eine Eingangsseite (E320a) zum Anlegen des Schaltsignals (PWM) , eine Aus¬ gangsseite (A320a) zum Ausgeben des Korrektursignals ( I LC ) unc^ e;'-n Tiefpassfilter (10) umfasst, - the correction circuit (320a) an input side (E320a) for applying the switching signal (PWM), an off ¬ output side (A320a) for outputting the correction signal (I LC) unc ^ e; '- n comprises low-pass filter (10),
- wobei das Tiefpassfilter (10) zwischen die Ein- und Ausgangsseite (E320a, A320a) geschaltet ist.  - wherein the low-pass filter (10) between the input and output side (E320a, A320a) is connected.
10. Schaltung nach Anspruch 9, 10. A circuit according to claim 9,
wobei die Korrekturschaltung (320a) eine Pufferschaltung (20), die zwischen die Eingangsseite (E320a) und das Tiefpassfilter (10) geschaltet ist, umfasst.  wherein the correction circuit (320a) comprises a buffer circuit (20) connected between the input side (E320a) and the low-pass filter (10).
11. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, 11. A circuit according to any one of claims 1 to 8,
- wobei die Korrekturschaltung (320b) einen Eingangsan- schluss (E320b) zum Anlegen des Schaltsignals (PWM) und einen Ausgangsanschluss (A320b) zum Ausgeben des Korrek¬ tursignals (I LC)' ein Tiefpassfilter (10) und eine Ab¬ tasteinheit (30) zum Abtasten des periodischen Signals (TSLOPE) aufweist, - the correction circuit (320b) has an inlet connection (E320b) for applying the switching signal (PWM) and an output terminal (A320b) for outputting the corrective ¬ tursignals (I LC) 'e i n low-pass filter (10) and a trailing button unit (30) for sampling the periodic signal (TSLOPE),
- wobei die Abtasteinheit (30) und das Tiefpassfilter (10) in Serie zwischen den Eingangsanschluss (E320b) und den Ausgangsanschluss (A320b) geschaltet sind.  - wherein the scanning unit (30) and the low-pass filter (10) are connected in series between the input terminal (E320b) and the output terminal (A320b).
12. Schaltung nach Anspruch 11, 12. A circuit according to claim 11,
- wobei die Korrekturschaltung (320b) einen weiteren Eingangsanschluss (E320b') zum Anlegen des Schaltsignals (PWM) aufweist,  wherein the correction circuit (320b) has a further input terminal (E320b ') for applying the switching signal (PWM),
- wobei die Abtasteinheit (30) derart ausgebildet ist, dass die AbtastZeitpunkte zum Abtasten des periodischen Eingangssignals (ISL0PE) i-n Abhängigkeit von dem Schalt¬ signal (PWM) gesteuert werden. - wherein the scanning unit (30) is designed such that the sampling timing for sampling the periodic Input signal (ISL0PE) i n response to the switch signal ¬ (PWM) controlled.
13. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, 13. A circuit according to any one of claims 1 to 12,
wobei der Signalgenerator (311) das periodische Signal (IgLOPE) beim Wechsel von einer Periode zu einer nach¬ folgenden Periode mit einer steigenden oder fallenden Flanke erzeugt. wherein the signal generator (311) generates the periodic signal (IgLOPE) when changing from one period to a period following after ¬ with a rising or falling edge.
14. Schaltung nach Anspruch 13, 14. A circuit according to claim 13,
wobei der Signalgenerator (311) ein Signal mit einem sä- gezahnförmigen Verlauf, ein Signal mit einem exponen- tiellen Verlauf oder ein Signal mit einem quadratischen Verlauf erzeugt.  wherein the signal generator (311) generates a signal with a sawtooth-shaped course, a signal with an exponential course or a signal with a quadratic profile.
15. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, 15. A circuit according to any one of claims 1 to 14,
wobei der Gleichspannungswandler (100) als ein Aufwärtsoder Abwärtswandler ausgebildet ist.  wherein the DC-DC converter (100) is formed as an up-down or down-converter.
EP12779022.8A 2011-11-07 2012-10-19 Circuit for converting dc voltage with current limitation Withdrawn EP2777140A2 (en)

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI599870B (en) * 2016-03-25 2017-09-21 威盛電子股份有限公司 Operation system and control method thereof
CN109962607B (en) * 2017-12-26 2020-10-02 维谛公司 Current limiting control adjusting method and device
FR3096152A1 (en) * 2019-05-17 2020-11-20 STMicroelectronics (Grand Ouest) SAS DC-DC Converter with Steady State Current Limitation

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3351192B2 (en) * 1995-07-12 2002-11-25 富士ゼロックス株式会社 Image reading signal processing device
US7518348B1 (en) 2005-04-20 2009-04-14 National Semiconductor Corporation Adaptive error amplifier clamp circuit to improve transient response of DC/DC converter with current mode control
GB2437556B (en) 2006-04-26 2011-03-23 Wolfson Microelectronics Plc Improvements in switching regulator circuits
US8159204B2 (en) 2008-09-29 2012-04-17 Active-Semi, Inc. Regulating current output from a buck converter without external current sensing
US8138734B2 (en) 2009-04-06 2012-03-20 Monolithic Power Systems, Inc. Accurate current limit for peak current mode DC-DC converter
US8427123B2 (en) 2009-07-08 2013-04-23 Microchip Technology Incorporated System, method and apparatus to transition between pulse width modulation and pulse-frequency modulation in a switch mode power supply
US8421432B2 (en) 2009-09-17 2013-04-16 Linear Technology Corporation DC/DC converter having a fast and accurate average current limit

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
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