EP2692018A1 - Structures antennaires associant des métamatériaux - Google Patents

Structures antennaires associant des métamatériaux

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EP2692018A1
EP2692018A1 EP12709129.6A EP12709129A EP2692018A1 EP 2692018 A1 EP2692018 A1 EP 2692018A1 EP 12709129 A EP12709129 A EP 12709129A EP 2692018 A1 EP2692018 A1 EP 2692018A1
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EP
European Patent Office
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antenna
radome
metamaterial
connector
split
Prior art date
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Application number
EP12709129.6A
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German (de)
English (en)
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EP2692018B1 (fr
Inventor
Mohamed LATRACH
Wafa ABDOUNI-ABDALLAH
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ECOLE SUPERIEURE ELECTRONIQUE DE L'OUEST
Original Assignee
ECOLE SUPERIEURE ELECTRONIQUE DE L'OUEST
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q15/00—Devices for reflection, refraction, diffraction or polarisation of waves radiated from an antenna, e.g. quasi-optical devices
    • H01Q15/0006—Devices acting selectively as reflecting surface, as diffracting or as refracting device, e.g. frequency filtering or angular spatial filtering devices
    • H01Q15/0086—Devices acting selectively as reflecting surface, as diffracting or as refracting device, e.g. frequency filtering or angular spatial filtering devices said selective devices having materials with a synthesized negative refractive index, e.g. metamaterials or left-handed materials
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q15/00—Devices for reflection, refraction, diffraction or polarisation of waves radiated from an antenna, e.g. quasi-optical devices
    • H01Q15/0006—Devices acting selectively as reflecting surface, as diffracting or as refracting device, e.g. frequency filtering or angular spatial filtering devices
    • H01Q15/0013—Devices acting selectively as reflecting surface, as diffracting or as refracting device, e.g. frequency filtering or angular spatial filtering devices said selective devices working as frequency-selective reflecting surfaces, e.g. FSS, dichroic plates, surfaces being partly transmissive and reflective
    • H01Q15/0026—Devices acting selectively as reflecting surface, as diffracting or as refracting device, e.g. frequency filtering or angular spatial filtering devices said selective devices working as frequency-selective reflecting surfaces, e.g. FSS, dichroic plates, surfaces being partly transmissive and reflective said selective devices having a stacked geometry or having multiple layers

Definitions

  • the field of the invention is that of electromagnetic waves, preferably in the range of Ultra High Frequencies (or “UHF” for “Ultra High Frequency” in English) (300 MHz to 3 GHz) and Microwave frequencies (3 GHz at 300 GHz).
  • Ultra High Frequencies or "UHF” for "Ultra High Frequency” in English
  • Microwave frequencies 3 GHz at 300 GHz
  • the invention relates to a metamaterial structure comprising elementary blocks of metamaterial, and an antenna system (also hereinafter referred to as an antenna structure) using such a metamaterial structure as an antenna radome.
  • the invention applies in particular, but not exclusively, to all antenna systems for which it is desired to increase the directivity and the antenna gain and to minimize rear and side radiation.
  • the invention applies to antennas of RFID base stations in the UHF band.
  • metamaterials Recent years have seen a strong interest in metamaterials.
  • the concept of metamaterial is well known and is discussed, for example, in J. B. Pendry, A. J. Holden, D. J. Robbins, and W. J. Stewart, "Magnetism from conductors and enhanced nonlinear phenomena," IEEE Trans. Microw. Theory Tech., Vol. 47, no. 11, pp. 2075-2084, 1999.
  • metamaterials are by definition metallo-dielectric composite media. These are periodic structures, the constituent elements of which are metallic inclusions of very small dimensions in front of the wavelength ( ⁇ / 10).
  • Electrical metamaterials are metamaterials that have electrical behavior and are likely to have a negative permittivity ( ⁇ ) in a given frequency spectrum.
  • the most known electrical metamaterials are those formed by a network of metal rods.
  • Magnetic metamaterials are metamaterials that have a magnetic behavior and are likely to have a negative ( ⁇ ) permeability in a given frequency spectrum.
  • the most known magnetic metamaterials are those formed by a network of square or circular split ring resonators (or "SRR" for "Split Ring Resonator”).
  • the left-hand materials are metamaterials that are likely to have a permittivity ( ⁇ ) and permeability ( ⁇ ) simultaneously negative in a given frequency spectrum.
  • the best-known left-hand materials are those formed by the combination of a network of metal rods and a network of split-ring resonators. With such materials on the left hand, it is thus possible to obtain quite unusual propagation phenomena, such as opposite phase and group velocities, inverted doppler effects, a negative refractive index, etc.
  • FIG. 1 illustrates an example of an antenna system comprising a left-hand material radome based on split-ring resonators and conductive ribbons. For the sake of clarity, only one half of the antenna system is shown in Figure 1.
  • the antenna system 10 comprises:
  • an antenna 110 comprising:
  • a carrier structure 11 comprising a mass 12 (or ground plane) and a layer 13 of dielectric and / or magnetic material disposed on the ground 12;
  • a radiating element 14 disposed on the supporting structure 11; and a radome 15.
  • the radome 15 extends above the antenna 110.
  • the radome 15 is separated from the antenna 110 by a volume 16 consisting, for example, of air or dielectric material and / or magnetic.
  • the radome 15 includes a left hand material structure.
  • the left-hand material structure comprises a plurality of elementary blocks 17 arranged in rows and columns in a matrix. Each elementary block 17 comprises a split ring resonator and a conductive strip.
  • Figure 2 illustrates a possible example of an elementary block of left-hand material based on split-ring resonator and conductive tape.
  • the elementary block of left-hand material 20 comprises a first support 21 of dielectric material comprising an upper face 22 on which is disposed a split-ring resonator 24, and a lower face 23 on which a first linear metal ribbon 25 is arranged.
  • the elementary block 20 comprises a second support 26 of dielectric material comprising a lower face 27 on which is disposed a second linear metal strip 28.
  • the two supports 21 and 26 are separated by an air layer 29.
  • the split ring resonator 24 comprises an inner split square 241 and an outer split square 242.
  • the width of the slot of each square split is about 0.3mm.
  • the width of the different metal tracks is about 0.3 mm.
  • the spacing between the inner 241 and outer 242 split squares is about 0.3mm.
  • the volume of an elementary block 20 is approximately 3.3 x 3.3 x 4.5 mm 3 and the periodicity of the metamaterial structure is approximately 3.63 mm in the plane and 4.5 mm deep. .
  • the method of the present invention is to provide an electromagnetic wave diffraction pattern and to increase the directivity and gain of the antenna 101, while reducing the sidelobe and sidelobe levels. back radiation. This is particularly described in detail in the document Shah Nawaz Burokur, Mohamed Latrach, and Serge Toutain "Theoretical Investigation of a Circular Patch Antenna in the Presence of a Left-Handed Medium", IEEE Trans. Antennas and Wireless Propagation Letters, Vol 4, pp. 183-186, 2005.
  • this left-hand material structure based on split-ring resonators and conductive ribbons has several disadvantages.
  • One of the disadvantages of this left-hand material structure based on split ring resonators and conductive ribbons is that it only works with linear polarization antennas. In other words, this structure can not be used in circular polarization.
  • the left-hand material structure (forming the antenna radome) is simple to implement, and that it has the lowest possible cost.
  • FIG. 3 illustrates an example of an elementary block of left-hand material based on S-shaped resonators (arranged on one side of a support made of dielectric material) and inverted S-shaped resonators (arranged on the other face of the support).
  • S-shaped resonators arranged on one side of a support made of dielectric material
  • inverted S-shaped resonators arranged on the other face of the support.
  • the particularity of this type of resonator 30 is that it has a double resonance, magnetic and electrical, without requiring the implementation of small slots and an additional network of metal rods.
  • a left-hand material structure based on S-shaped resonators has a good simplicity of implementation.
  • it has the disadvantage of not working in the case where the polarization of the antenna is circular.
  • the invention in at least one embodiment, is intended in particular to overcome these various disadvantages of the state of the art.
  • an objective is to provide a metamaterial structure having a simplicity of realization in industrial form, while being compatible with many applications.
  • At least one particular embodiment of the invention aims to provide such a metamaterial structure that makes it possible to obtain an antenna radome.
  • Another objective of at least one embodiment of the invention is to provide such an antenna radome which is adapted to RFID base station antennas in the UHF band.
  • a metamaterial structure comprising at least one elementary block comprising a support of dielectric material, said support comprising an upper face and a lower face.
  • Said at least one elementary block is such that it comprises a first electrically conductive unit disposed on the upper face of the support and comprising:
  • a first C-shaped conductive element comprising first and second ends
  • a second C-shaped conductive element comprising third and fourth ends, said first and second conductive elements being arranged with respect to each other so that the first and third ends face each other and are separated by a first space, and the second and fourth extremities face each other and are separated by a second space;
  • a first connector configured to connect the first end to the fourth end.
  • said first and second C-shaped conductive elements are identical.
  • the first connector has a rectilinear shape
  • each C-shaped conductive element is an arc whose center corresponds to the middle of the first connector.
  • said at least one elementary block comprises a second electrically conductive unit disposed on the underside of the support and comprising: a third C-shaped conductive element comprising fifth and sixth ends;
  • a fourth C-shaped conductive element comprising seventh and eighth ends, said third and fourth conductive elements being arranged with respect to each other so that the fifth and seventh ends face each other and are separated by a third space, and the sixth and eighth ends face each other and are separated by a fourth space;
  • a second connector configured to connect the fifth end to the eighth end.
  • the media of the first and second connectors are superimposed.
  • said first and second conductive units are superimposed with a 90 ° rotation of the first connector relative to the second connector.
  • said first and second conductive units are identical.
  • said first conductive unit comprises at least one active component.
  • said second conductive unit comprises at least one active component.
  • the invention relates to a metamaterial structure comprising at least one elementary block comprising:
  • a support made of dielectric material said support comprising an upper face and a lower face;
  • a split ring resonator disposed on the upper face of the support and comprising an inner split square and an outer split square surrounding said inner split square.
  • the metamaterial structure is such that it is adapted to operate in a frequency band from 860 MHz to 960 MHz.
  • each of the inner and outer split squares is formed by a metal track of width approximately 1 mm and comprises a slot width of about 2 mm, the slits of the inner and outer split squares being aligned with each other.
  • Each side of the inner split square measures about 17mm.
  • Each side of the outer split square measures approximately 20mm.
  • the spacing between the inner and outer split squares is about 0.5mm.
  • said at least one elementary block comprises a rectilinear metal strip about 22 mm long and about 2 mm wide, disposed on the underside of the support, the slots of the inner and outer split squares being superimposed above said metal ribbon.
  • FIG. 1 illustrates an example of an antenna system comprising a radome made of left-hand material based on split-ring resonators and conducting ribbons;
  • FIG. 2 illustrated above in relation to the prior art, illustrates an example of an elementary block of left-hand material based on a split-ring resonator
  • FIG. 3 described above in connection with the prior art, illustrates an example of an elementary block of S-shaped resonator-based left-hand material
  • FIG. 4 illustrates an example of an antenna system comprising a metamaterial radome according to a first embodiment of the invention
  • FIG. 5 shows an example of an antenna according to the invention
  • FIG. 6 illustrates an elementary block of metamaterial according to the first embodiment of FIG. 4
  • Figure 7a shows the curve of the reflection coefficient of the antenna of Figure 5 in linear polarization
  • FIG. 7b shows the gain curve of the antenna of FIG. 5 in linear polarization
  • FIG. 8a shows the curve of the reflection coefficient of the antenna of FIG. 5 in circular polarization
  • FIG. 8b shows the gain curve of the antenna of FIG. 5 in circular polarization
  • FIG. 9 presents the permittivity and permeability curves of a network made up of elementary blocks of metamaterial of FIG. 6;
  • FIG. 10a shows the curve of the reflection coefficient of the antenna system of FIG. 4 in linear polarization
  • FIG. 10b shows the gain curve of the antenna system of FIG. 4 in linear polarization
  • FIG. 1a shows the curve of the reflection coefficient of the antenna system of FIG. 4 in circular polarization
  • FIG. 11b shows the gain curve of the antenna system of FIG. 4 in circular polarization
  • FIG. 11c illustrates a configuration in which a radome according to one embodiment of the invention is oriented at an orientation angle of + 45 ° with respect to the antenna;
  • FIG. 12 illustrates an example of an antenna system comprising a metamaterial radome according to a second embodiment of the invention
  • FIG. 13 illustrates an elementary block of metamaterial according to the second embodiment of FIG. 12
  • FIG. 14a shows the curve of the reflection coefficient of the antenna system of FIG. 1a in circular polarization
  • Figure 14b shows the gain curve of the antenna system of Figure 11c in circular polarization
  • FIG. 15 illustrates an antenna system comprising a left-hand material radome optimized for the UHF-RFID band, according to a particular embodiment of the invention
  • FIG. 16 illustrates an elementary block of left-hand material optimized for the UHF-RFID band according to the embodiment of FIG. 15;
  • FIG. 17 shows the curves of the real permittivity portions and the permeability refractive index of a network constituted by elementary blocks of left-hand material of FIG. 16;
  • FIG. 18a shows the curve of the reflection coefficient of the antenna system of FIG. 15 in linear polarization
  • FIG. 18b shows the gain curve of the antenna system of FIG. 15 in linear polarization
  • FIG. 19 illustrates an antenna system comprising a metamaterial radome optimized for the UHF-RFID band, according to a particular embodiment of the invention
  • FIG. 20 shows the gain curve of the antenna (alone) of FIG. 19 in linear polarization
  • FIG. 21 illustrates an elementary block of metamaterial optimized for the UHF-RFID band according to the embodiment of FIG. 19;
  • FIG. 22 presents the curves of the real permittivity and permeability portions of a network made up of elementary blocks of metamaterial of FIG. 21;
  • Figure 23 shows the gain curve of the antenna system of Figure 19 in linear polarization
  • Figures 24, 25 and 26 each illustrate a configuration in which the metamaterial radome according to the invention is positioned vertically at the plane of the radiating element.
  • the metamaterial structures according to the invention have negative permittivity and / or negative permeability in a given and relatively wide frequency spectrum. They can be used as an antenna radome to increase the directivity and gain of an antenna.
  • the metamaterial structures according to the invention can be used in the range of UHF and microwave frequencies and for any type of antenna, and its manufacture remains simple. In the remainder of the description, the particular case of an antenna system comprising a patch antenna configured to operate in the UHF-RFID band is described. Those skilled in the art will easily extend this teaching to any other type of antenna and any other frequency band.
  • FIG. 4 illustrates an example of an antenna system comprising a metamaterial radome according to a first embodiment of the invention.
  • the antenna system 40 comprises:
  • a patch antenna 401 comprising:
  • a carrier structure for example, a dielectric, magnetic, air layer, etc. 41;
  • the antenna system 40 is configured and sized to operate in the UHF-RFID band.
  • the UHF-RFID band extends from 860 MHz to 960 MHz.
  • FIG. 5 shows an example of antenna 401 according to the invention. This FIG. 5 illustrates an exemplary embodiment of the carrier structure 41 and the radiating element 42.
  • the carrier structure 41 comprises a ground plane 5 1 printed on the underside of a first layer 52 of dielectric material.
  • the carrier structure 41 comprises a second layer 54 of dielectric material which is separated from the first layer 52 of dielectric material by an air layer 53.
  • the radiating element 42 is printed on the upper face of the second layer 54 of dielectric material.
  • the radiating element 42 and the ground plane 51 are sized to operate in the UHF-RFID band.
  • the radiating element 42 and the ground plane 51 are of square shape, the length (Lp) of the radiating element 42 being approximately 130 mm and the length (Lra) of the ground plane 51 being about 250mm.
  • the radiating element 42 is fed via a conventional connector 55 of the SMA type.
  • a conventional SMA connector includes a central blade with a length of about 15mm.
  • the excitation of the radiating element 42 may be carried out according to various techniques among which may be mentioned the coaxial probe, the microband line, the coupling by proximity or the coupling by a slot.
  • the first and second layers of dielectric material 52 and 54 each comprise a FR4-type epoxy layer.
  • each FR4 epoxy layer has a height of 1.6 mm. Which is advantageous in terms of cost.
  • the FR4 epoxy layers can be replaced by layers of air (this in particular makes it possible to reduce the production costs and to lighten the structure) or other types of substrates.
  • the height of the antenna must be less than 15mm (height of the SMA connector), the height of the air layer 53 is 11.2mm.
  • the total height of the antenna is 14.4mm.
  • the square radiating element 42 is capable of operating in both linear and circular polarization (depending on the location of the excitation device 55).
  • HFSS registered trademark
  • the HFSS software was used to simulate the performance in terms of reflection coefficient (denoted SI 1) and gain of antenna 401 (without radome) of FIG. 5 in linear polarization (FIGS. 7a and 7b). ) and circular polarization ( Figures 8a and 8b).
  • FIG. 7a shows the curve 71 of the reflection coefficient of the antenna of FIG. 5 in linear polarization for the frequency band ranging from 800 MHz to 1 GHz.
  • FIG. 7b shows the gain curve 72 of the antenna of FIG. 5 in linear polarization for the frequency band ranging from 800 MHz to 1 GHz.
  • the antenna 401 of FIG. 5 in linear polarization has a resonance frequency at about 883 MHz and a maximum gain of about 10 dBi.
  • FIG. 8a shows the curve 81 of the reflection coefficient of the antenna of FIG. 5 in circular polarization for the frequency band ranging from 800 MHz to 1 GHz.
  • FIG. 8b shows the gain curve 82 of antenna 401 of FIG. 5 in circular polarization for the frequency band ranging from 800 MHz to 1 GHz.
  • the antenna of FIG. 5 in circular polarization has a resonant frequency at about 881 MHz and a maximum gain of about 9.5 dBi.
  • the radome 43 comprises a metamaterial structure according to the invention.
  • This metamaterial structure comprises a plurality of elementary blocks according to the invention.
  • the elementary block of metamaterial 60 comprises a support 61 of dielectric material of square shape and side about 45mm.
  • the radome 43 is in the form of a 5x5 matrix, each cell comprises the elementary block of metamaterial 60.
  • the radome 43 may be in the form of a sphere cap, a cone or a cylinder.
  • the elementary blocks of metamaterial according to the invention can be inserted in or can constitute the substrate of the radiating element.
  • the support 61 has a height (hsub) of about 1.6mm.
  • the elementary block of metamaterial 60 comprises an electrically conductive unit 62 printed on the upper face of the support 61.
  • the printing of the conductive unit 62 on the support 61 is easily obtained by the implementation of photolithography techniques. In this way, manufacturing costs are reduced. Of course, other printed circuit printing techniques can be implemented.
  • the conductive unit 62 comprises:
  • a first C-shaped conductive element 621 comprising first and second ends E1 and E2;
  • a second C-shaped conductor element 622 comprising third and fourth ends E3 and E4;
  • a connector 623 disposed on the upper face of the support 61.
  • the first and second conductive members 621 and 622 are arranged with respect to each other so that the first and third ends E1 and E3 face each other and are separated by a gap (g), and the second and fourth ends E2 and E4 face each other and are separated by a space (g).
  • the connector 623 is configured to connect the first end E1 to the fourth end E4.
  • the connector 623 is a straight metal strip.
  • the connector 623 can take a curved or meandering shape.
  • the connector 623 may be configured to connect the second end E2 to the third end E3.
  • the width of each of the first and second conductive elements 621 and 622 and the connector 623 is approximately 1 mm.
  • first and second conductive elements 621 and 622 are identical. Each conductive element 621 and 622 is an arc whose center corresponds to the middle of the connector 623.
  • first and second conductive elements 621 and 622 may be different, that is to say they may have different dimensions and C-curves. For example, they may come from two circles of different centers.
  • the operating frequency may vary, which is a means of adjustment according to the desired working frequency.
  • the ends of the first and second conductive elements 621 and 622 are spaced approximately 20mm.
  • the spaces between the first and third ends E1 and E3, and the second and fourth ends E2 and E4 may be different.
  • first and third ends E1 and E3 may be spaced about 40mm and the second and fourth ends E2 and E4 of about 10mm.
  • the operating frequency may vary, which is a means of adjustment according to the desired working frequency. It is conceivable to place in these spaces (or gaps) varicaps diodes connecting the ends E2 to E4 and / or E1 to E3, and / or at the level of the connector ribbon 623. This makes it possible to make the antenna system agile in frequency.
  • HFSS software has been used to simulate the performances in terms of permittivity ( ⁇ ) and permeability ( ⁇ ) of a network constituted by elementary blocks of metamaterial 60 according to the first embodiment of the invention ( described in connection with Figure 6).
  • FIG. 9 presents the curves of the real permittivity 91 and permeability portions 92 of a network made up of elementary metamaterial blocks of FIG. 6 for the frequency band ranging from 500 MHz to 1 GHz.
  • the network of elementary metamaterial blocks of Figure 6 has positive permeability in the 500 MHz band at 1 GHz and negative permittivity for frequencies in the 690 MHz to 1 GHz band.
  • the permittivity of the metamaterial according to the first embodiment of the invention is negative. in a frequency band of about 0.5 GHz instead of 0.1 GHz.
  • the use of the metamaterial according to the first embodiment of the invention therefore implies a better system stability and consequently a flexibility in precision of realization.
  • the HFSS (registered trademark) software was used to simulate the performance in terms of reflection coefficient (denoted SU) and gain of the antenna system 40 of FIG. 4 in linear polarization (FIGS. 10a and 10b) and in circular polarization (FIG. Figures 1a and 1b).
  • the radome 43 is placed at a distance of about 120 mm (that is to say approximately ⁇ 0/3) from the radiating element 42.
  • FIG. 10a shows the curve 101 of the reflection coefficient of the antenna system 40 of FIG. 4 in linear polarization for the frequency band ranging from 800 MHz to 1 GHz.
  • FIG. 10a shows the curve 71 of the reflection coefficient of the antenna 401 (without radome) of FIG. 5 in linear polarization.
  • the adaptation is improved.
  • FIG. 10b shows the gain curve 102 of the antenna system 40 of FIG. 4 in linear polarization for the frequency band ranging from 800 MHz to 1 GHz.
  • FIG. 10b shows the gain curve 72 of antenna 401 (without radome) of FIG. 5 in linear polarization.
  • the antenna system 40 of FIG. 4 in linear polarization has a resonance frequency at about 889 MHz and a maximum gain of about 12.5 dBi.
  • the radome 43 thus makes it possible to increase the overall gain of the antenna in linear polarization by approximately 2 dBi.
  • FIG. 11a shows the curve 1 1 1 of the reflection coefficient of the antenna system 40 of FIG. 4 in circular polarization for the frequency band ranging from 800 MHz to 1 GHz.
  • FIG. 1a shows the curve 81 of the reflection coefficient of the antenna 401 (without radome) of FIG. 5 in circular polarization.
  • FIG. 11b shows the gain curve 112 of the antenna system 40 of FIG. 4 in circular polarization for the frequency band ranging from 800 MHz to 1 GHz.
  • FIG. 1 lb shows the gain curve 82 of antenna 401 (without radome) of FIG. 5 in circular polarization.
  • the antenna system 40 of FIG. 4 in circular polarization has a resonance frequency at about 889 MHz and a maximum gain of about 10.3 dBi.
  • the radome 43 thus makes it possible to increase the overall gain of the antenna in circular polarization by approximately 1 dBi.
  • the radome 43 can be oriented with respect to the antenna 401 according to an orientation angle determined according to the desired gain increase in the antenna. plan ⁇ and / or ⁇ .
  • the radome 43 is oriented at an orientation angle of + 45 ° with respect to the antenna 401.
  • gain is about 2dBi according to ⁇ .
  • the radome 43 is oriented at an angle of orientation of -45 ° relative to the antenna 401.
  • the gain increase is about 2dBi according to ⁇ .
  • the conductive unit 62 may comprise one or more active components (semiconductor components) such as, for example, varicaps diodes.
  • the antenna system 40 may therefore comprise a device for dynamically controlling such active components.
  • a voltage control device for varicap diodes it will be possible to envisage a voltage control device for varicap diodes.
  • FIG. 12 illustrates an example of an antenna system comprising a metamaterial radome according to a second embodiment of the invention.
  • the antenna system 120 comprises:
  • a patch antenna 125 comprising:
  • the carrier structure 122 and the radiating element 123 are respectively identical to the supporting structure 41 and the radiating element 42 described above in relation to FIGS. 4 and 5. These elements are therefore not described again below.
  • the radome 121 comprises a metamaterial structure.
  • This metamaterial structure comprises a plurality of elementary blocks according to the invention.
  • the elementary block of metamaterial 130 comprises a support 131 made of dielectric material of square shape and side of about 45mm.
  • the radome 121 is in the form of a 5 ⁇ 5 matrix, each cell of which comprises the elementary block of metamaterial 130.
  • the radome 121 may be in the form of a sphere cap, a cone or a cylinder.
  • the support 13 1 has a height (hsub) of about 1.6mm. Note that this height is one of the parameters on which it is possible to intervene to change the frequency of operation of the system if necessary.
  • the elementary block of metamaterial 130 comprises a first electrically conductive unit 132 printed on the upper face of the support 131, and a second electrically conductive unit 133 printed on the underside of the support 131.
  • the printing of the conductive units 132 and 133 on the support 131 is obtained by the implementation of photolithography techniques. In this way, manufacturing costs are reduced. Of course, other printed circuit printing techniques can be implemented.
  • the first conductive unit 132 comprises:
  • first C-shaped conductor element 1321 comprising first and second ends El i and E 12;
  • a second C-shaped conductor element 1322 comprising third and fourth ends E1 and E14;
  • a connector 1323 disposed on the upper face of the support 131.
  • the first and second conductive members 1321 and 1322 are arranged relative to each other so that the first and third ends El i and El 3 face each other and are separated by a gap, and the second and fourth ends E12 and E14 face each other and are separated by a space (g).
  • the connector 1323 is configured to connect the first end El i to the fourth end E14.
  • the connector 1323 has a rectilinear shape.
  • the connector can take a shape curved or meandering.
  • the connector 1323 may be configured to connect the second end E12 to the third end E1.
  • the second conductive unit 133 comprises:
  • a third C-shaped conductor element 1331 comprising fifth and sixth ends El 5 and El 6;
  • a fourth C-shaped conductor element 1332 comprising seventh and eighth ends El 7 and El 8;
  • a connector 1333 disposed on the underside of the support 131.
  • the third and fourth conductive elements 1331 and 1332 are arranged relative to each other so that the fifth and seventh ends El 5 and El 7 face each other and are separated by a gap (g), and the sixth and eighth ends El 6 and El 8 face each other and are separated by a space (g).
  • the connector 1333 is configured to connect the fifth end El 5 to the eighth end E1.
  • the connector 1333 has a rectilinear shape.
  • the connectors 1323 and 1333 are arranged relative to each other so that they are superimposed in their middle A. In other words, the media of the connectors 1323 and 1333 are superimposed.
  • the connector 1323 forms an angle ⁇ with the connector 1333.
  • the first and second conductive units 132 and 133 are superimposed with a 90 ° rotation of the first connector relative to the second connector.
  • the angle ⁇ can take a value between 10 ° and 170 °.
  • the width of each of the conductive elements and connectors is about 1 mm. Note that this width is one of the parameters on which it is possible to intervene to change the operating frequency of the system if necessary.
  • first and second conductive units 132 and 133 are identical. As can be seen, the conductive elements 1321 and 1322 of the first conductive unit 132 and the conductive elements 1331 and 1332 of the second conductive unit 133 overlap at certain locations B, C, D and E. These overlaps have the effect of decreasing the operating frequency of the system.
  • the first and second conductive units 132 and 133 may have different dimensions such that, for example, the second conductive unit 133 extends inside the first conductive unit 132.
  • Another alternative embodiment may consist of placing or printing on the same face of the support (substrate) dielectric or magnetic two concentric conductive units or of different dimensions.
  • the ends of the first and second conductive elements 1321 and 1322 are spaced apart by a distance (g) of approximately 20 mm, and the ends of the third and fourth conductive elements 1331 and 1332 are spaced apart from each other. a distance (g) of about 20mm.
  • the operating frequency may vary, which is a means of adjustment according to the desired working frequency.
  • the radome 121 is placed at a distance of approximately 80 mm (that is to say approximately ⁇ 0/4) from the radiating element 123.
  • FIG. 14a shows the curve 141 of the reflection coefficient of the antenna system 120 of FIG. 12 in circular polarization for the frequency band ranging from 840 MHz to 1 GHz.
  • FIG. 14a shows curve 81 of the reflection coefficient of antenna 401 (without radome) of FIG. 5 in circular polarization.
  • the adaptation is improved.
  • FIG. 14b shows the gain curve 142 of the antenna system 120 of FIG. 12 in circular polarization for the frequency band ranging from 840 MHz to 1 GHz.
  • FIG. 14b shows curve 82 for the gain of antenna 401 (without radome) of FIG. 5 in circular polarization.
  • the antenna system 120 of FIG. 12 in circular polarization has a resonance frequency at about 907 MHz and a maximum gain of about 10.7 dBi.
  • the radome 121 thus makes it possible to increase the overall gain of the antenna in circular polarization by approximately 1 dBi.
  • the radome 43 of FIG. 4 (comprising a single conductive unit on the upper face of the support)
  • the radome 121 (comprising a conductive unit on the upper face of the support and a conductive unit on the lower face of the support) allows to make the circular polarization of the perfect antenna.
  • Radomes are already known in left hand material capable of operating in the X band or the UHF high band (that is to say for frequencies greater than 2GHz).
  • UHF high band that is to say for frequencies greater than 2GHz.
  • UHF low band that is for frequencies below 2GHz.
  • FIG. 15 illustrates an example of an antenna system comprising a left-hand material radome optimized for the UHF-RFID band. For the sake of clarity, only one half of the antenna system is shown in Figure 15.
  • the antenna system 160 comprises: a patch antenna 165 comprising:
  • the carrier structure 162 and the radiating element 163 are respectively identical to the carrier structure 41 and the radiating element 42 described above in relation to the examples of FIGS. 4 and 5. These elements are therefore not described. again below.
  • the radome 161 includes a left-hand material structure optimized for the UHF-RFID band.
  • This left-hand material structure comprises a plurality of elementary blocks 170 arranged in rows and columns in a matrix.
  • Figure 16 illustrates an elementary block of left-hand material optimized for the UHF-RFID band.
  • the elementary block of left-hand material 170 comprises a support 171 made of dielectric material comprising an upper face 172 on which is disposed a split-ring resonator 174, and a lower face 173 on which a linear metal strip 175 is arranged.
  • the support 171 is of square shape. Of course, it may be of another form (rectangular, circular, ..., following the shape of the split ring resonator). Each side of the square measures approximately 22mm.
  • the support 171 has a height (hsub) of about 1.6 mm but can be of different size.
  • the split ring resonator 174 comprises an inner split square 1741 and an outer split square 1742.
  • the inner split square 1741 is formed by a metal track with a width of about 1 mm. Each side of the inner split square 1741 measures about 17mm.
  • the inner split square 1741 includes a slot whose width is about 2mm.
  • the spacing between the inner 1741 and outer 1742 split squares is about 0.5mm.
  • the outer split square 1742 is formed by a metal track of approximately 1mm width. Each side of the outer split square 1742 measures about 20mm.
  • the outer split square 1742 comprises a slot whose width is substantially equal to that of the slot of the inner split square 1741, that is to say about 2mm.
  • the slits of the inner 1741 and outer 1742 split squares are aligned with each other.
  • the straight metal strip 175 has a length substantially equal to that of the support 171, that is to say about 22 mm, and a width substantially equal to that of the slots, that is to say about 2 mm.
  • the HFSS (registered trademark) software was used to extract the permittivity ( ⁇ ) and permeability ( ⁇ ) parameters of a network made up of elementary blocks of left-hand material 170.
  • FIG. 17 shows the curves of the real portions of permittivity 181, of permeability 182 and of the refractive index of a network constituted by elementary blocks 170 of FIG. 16 for the frequency band ranging from 500 MHz to 1 GHz.
  • the network consisting of elementary blocks of left-hand material of FIG. 16 simultaneously exhibits negative permeability and permittivity for frequencies in the 790 MHz to 920 MHz band.
  • the radome 161 is placed at a distance of about 80 mm (that is to say approximately ⁇ 0/4) from the radiating element 163.
  • FIG. 18a shows the curve 191 of the reflection coefficient of the antenna system 160 of FIG. 15 in linear polarization for the frequency band ranging from 840 MHz to 1 GHz.
  • FIG. 18a shows the curve 81 of the reflection coefficient of the antenna 401 (without radome) of FIG. 5 in linear polarization.
  • FIG. 18b shows the gain curve 192 of the antenna system 160 of FIG. 15 in linear polarization for the frequency band ranging from 840 MHz to 1 GHz.
  • FIG. 18b shows curve 82 for the gain of antenna 401 (without radome) of FIG. 5 in linear polarization.
  • the antenna system 160 of FIG. 15 in linear polarization has a resonance frequency at about 918 MHz and a maximum gain about 13.2 dBi.
  • the radome 161 thus makes it possible to increase the overall gain of the antenna in linear polarization by approximately 3 dBi.
  • FIG. 19 illustrates an example of an antenna system comprising a metamaterial radome based on split resonator optimized for the UHF-RFID band. For the sake of clarity, only one half of the antenna system is shown in Figure 19.
  • the antenna system 2000 includes:
  • a patch antenna 2005 comprising:
  • the radiating element 2003 and the ground plane 2004 are sized to operate in the UHF-RFID band.
  • the length of the radiating element 2003 is about 75mm and the length of the ground plane 2004 is about 225mm.
  • FIG. 20 shows the gain curve 2100 of the antenna of FIG. 19, in the absence of radome, in linear polarization for the frequency band ranging from 800 MHz to 1 GHz.
  • the 2001 radome includes a split resonator network optimized for the UHF-RFID band.
  • FIG. 21 illustrates an elementary block comprising a split resonator optimized for the UHF-RFID band
  • the elementary block 2200 comprises a support 2201 of dielectric material comprising an upper face 2202 on which is disposed a split ring resonator 2204.
  • the support 2201 is of square shape. Of course, it may be of another form (rectangular, circular, ..., following the shape of the split ring resonator). Each side of the square measures approximately 22mm.
  • the support 2201 has a height (hsub) of about 1.6mm.
  • the split ring resonator 2204 comprises an inner split square 22041 and an outer split square 22042.
  • the inner split square 22041 is formed by a metal track with a width of about 1 mm. Each side of the split square inside 22041 measures about 17mm.
  • the inner split square 22041 includes a slot whose width is about 2mm.
  • the spacing between the inner splitters 22041 and outside 22042 is about 0.5mm.
  • the outer split square 22042 is formed by a metal track of approximately 1mm width. Each side of the outer split square 22042 measures about 20mm.
  • the outer split square 22042 comprises a slot whose width is substantially equal to that of the slot of the inner split square 22041, that is to say about 2mm.
  • the slits of the inner split and the outer split 22041 are aligned with each other.
  • the HFSS (registered trademark) software was used to extract the permittivity ( ⁇ ) and permeability ( ⁇ ) parameters of a network made up of elementary blocks of left-hand material 170.
  • FIG. 22 shows the curves of the real portions of permittivity 2301 and permeability 2302 of a network consisting of elementary blocks 2200 of FIG. 21 for the frequency band ranging from 500 MHz to 1 GHz.
  • the network constituted by elementary blocks of FIG. 21 has a negative permeability for the frequencies included in the band 820 MHz at 900 MHz.
  • This electromagnetic simulation was performed using the HFSS (registered trademark) software.
  • the radome 2001 is placed at a distance of about 40 mm (that is to say approximately ⁇ / 8) from the radiating element 2003.
  • FIG. 23 shows the gain curve 2402 of the antenna system of FIG. 19 in linear polarization for the frequency band ranging from 840 MHz to 1 GHz.
  • FIG. 23 shows the gain curve 2100 of the antenna 2005 (without radome) in linear polarization.
  • the antenna system of FIG. 19 in linear polarization has a resonance frequency at about 940 MHz and a maximum gain of about 8.2 dBi.
  • the radome 2001 thus makes it possible to increase the overall gain of the antenna in linear polarization by approximately 2.4 dBi.
  • the antennal structure (also referred to above antenna system) may consist of a radiating element, a ground plane and a metamaterial radome of parallelepiped shape or spherical plain or hollow cap.
  • a radome is transparent to electromagnetic waves.
  • the radiating element may be in planar structure, wire or volume, and any geometric shape.
  • the radiating element may be separated from the ground plane by a volume which may consist of air, dielectric and / or magnetic materials.
  • the antenna structure may not have a ground plane.
  • a second metamaterial radome according to the invention.
  • This second radome extends below the element radiating and is placed at the same distance from the radiating element as the first radome (extending above the radiating element).
  • the metamaterial radome may be in the form of a cylinder (the radiating element extending inside the cylinder). This radome is therefore well suited to the case of a wired half-wave antenna or a helix antenna.
  • the metamaterial radome according to the invention can be positioned vertically or perpendicular to the plane of the radiating element.
  • the metamaterial radome according to the invention is positioned vertically at the plane of the radiating element (FIG. 24)
  • a gain increase of approximately 3dBi has been found and the resonance (or operating) frequency not change in the presence of the radome.
  • the circular polarization is perfect.

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Abstract

Il est proposé une structure de métamatériau comprenant au moins un bloc élémentaire (60) comprenant un support (61) en matériau diélectrique, le support comprenant une face supérieure et une face inférieure. Chaque bloc élémentaire est tel qu'il comprend une unité électriquement conductrice (62) disposée sur la face supérieure du support (61) et comprenant : - un premier élément conducteur en forme de C (621) comprenant des première et deuxième extrémités (E1, E2); - un deuxième élément conducteur en forme de C (622) comprenant des troisième et quatrième extrémités (E3, E4), les premier et deuxième éléments conducteurs étant agencés l'un par rapport à l'autre de telle sorte que les première (E1) et troisième (E3) extrémités se font face et sont séparées par un premier espace, et les deuxième (E2) et quatrième (E4) extrémités se font face et sont séparées par un deuxième espace; - un connecteur (623) configuré pour connecter la première extrémité (E1) à la quatrième extrémité (E4).

Description

Structures antennaires associant des métamatériaux.
1. DOMAINE DE L'INVENTION
Le domaine de l ' inventi on est celui des ondes él ectromagnéti ques, préférentiellement dans la gamme des Ultra hautes fréquences (ou « UHF » pour « Ultra high frequency » en anglais) (300 MHz à 3 GHz) et des hyperfréquences (3 GHz à 300 GHz).
Plus précisément, l ' invention concerne une structure de métamatériau comprenant des blocs élémentaires de métamatériau, ainsi qu'un système antenne (aussi appelé ci-après structure antennaire) utilisant une telle structure de métamatériau comme radôme d'antenne.
L'invention s'applique notamment, mais non exclusivement, à tous les systèmes antennes pour lesquels on cherche à augmenter la directivité et le gain d'antenne et minimiser les rayonnements arrière et latéraux. Par exemple, l'invention s'applique aux antennes de stations de base RFID dans la bande UHF.
2. ARRIÈRE-PLAN TECHNOLOGIQUE
La réduction de l'encombrement des systèmes antennes, la recherche de l'amélioration des performances de rayonnement et la diminution des coûts de fabrication mènent les concepteurs de ces systèmes à développer des nouveaux matériaux.
Ces dernières années ont vu un important intérêt pour les métamatériaux. La notion de métamatériau est bien connue et est discutée par exemple dans le document J. B. Pendry, A. J. Holden, D. J. Robbins, and W. J. Stewart, "Magnetism from conductors and enhanced nonlinear phenomena," IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 47, no. 11, pp. 2075-2084, 1999.
On rappelle simplement que les métamatériaux sont par définition des milieux composites métallo-diélectriques. Ce sont des structures périodiques, dont les éléments constitutifs sont des inclusions métalliques de dimensions très petites devant la longueur d'onde (< λ/10).
Il existe plusieurs types de structures métamatériaux.
Les métamatériaux électriques sont des métamatériaux qui ont un comportement électrique et qui sont susceptibles de présenter une permittivité (ε) négative dans un spectre de fréquences donné. Les métamatériaux électriques les plus connus sont ceux formés par un réseau de tiges métalliques.
Les métamatériaux magnétiques sont des métamatériaux qui ont un comportement magnétique et qui sont susceptibles de présenter une perméabilité (μ) négative dans un spectre de fréquences donné. Les métamatériaux magnétiques les plus connus sont ceux formés par un réseau de résonateurs en anneau fendu carré ou circulaire (ou « SRR » pour « Split Ring Resonator » en anglais).
Les matériaux main gauche (ou « LHM » pour « Left-Handed Materials » en anglais) sont des métamatériaux qui sont susceptibles de présenter une permittivité (ε) et une perméabilité (μ) simultanément négatives dans un spectre de fréquences donné. Les matériaux main gauche les plus connus sont ceux formés par la combinaison d'un réseau de tiges métalliques et d'un réseau de résonateurs en anneau fendu. Avec de tels matériaux main gauche, on peut ainsi obtenir des phénomènes de propagation tout à fait insolites comme des vitesses de phase et de groupe opposées, des effets doppler inversés, un indice de réfraction négatif...
Dans le domaine des ondes électromagnétiques, il a été proposé d'utiliser de tels matériaux main gauche comme radôme d'antenne.
La figure 1 illustre un exemple d'un système antenne comprenant un radôme en matériau main gauche à base de résonateurs en anneau fendu et de rubans conducteurs. Pour des raisons de clarté, une seule moitié du système antenne est représentée sur la figure 1.
Le système antenne 10 comprend :
une antenne 110 comprenant :
o une structure porteuse 11 comprenant une masse 12 (ou plan de masse) et une couche 13 de matériau diélectrique et/ou magnétique disposée sur la masse 12 ;
o un élément rayonnant 14 disposé sur la structure porteuse 11 ; et un radôme 15.
Le radôme 15 s'étend au-dessus de l'antenne 110. Le radôme 15 est séparé de l'antenne 110 par un volume 16 constitué, par exemple, d'air ou de matériau diélectrique et/ou magnétique. Le radôme 15 comprend une structure de matériau main gauche. La structure de matériau main gauche comprend une pluralité de blocs élémentaires 17 disposés en rangés et colonnes selon une matrice. Chaque bloc élémentaire 17 comprend un résonateur en anneau fendu et un ruban conducteur.
La figure 2 illustre un exemple possible d'un bloc élémentaire de matériau main gauche à base de résonateur en anneau fendu et de ruban conducteur.
Le bloc élémentaire de matériau main gauche 20 comprend un premier support 21 en matériau diélectrique comprenant une face supérieure 22 sur laquelle est disposé un résonateur en anneau fendu 24, et une face inférieure 23 sur laquelle est disposé un premier ruban 25 métallique linéaire. Le bloc élémentaire 20 comprend un deuxième support 26 en matériau diélectrique comprenant une face inférieure 27 sur laquelle est disposé un deuxième ruban 28 métallique linéaire. Les deux supports 21 et 26 sont séparés par une couche d'air 29.
Le résonateur en anneau fendu 24 comprend un carré fendu intérieur 241 et un carré fendu extérieur 242. A titre d'exemple, pour un fonctionnement en bande X (8,2 GHz à 12,4 GHz) la largeur de la fente de chaque carré fendu est d'environ 0,3mm. La largeur des différentes pistes métalliques (résonateur en anneau fendu et rubans métalliques) est d'environ 0,3 mm. L'espacement entre les carrés fendus intérieur 241 et extérieur 242 est d'environ 0,3mm. Le volume d'un bloc élémentaire 20 est d'environ 3,3 x 3,3 x 4,5 mm3 et la périodicité de la structure métamatériau est d'environ 3,63 mm dans le plan et 4,5 mm en profondeur.
L a ra d ôm e 1 5 j ou e l e rô l e d ' un di s p ositif de diffraction d' ondes électromagnétiques et permet d'augmenter la directivité et le gain de l'antenne 101, tout en réduisant les niveaux de lobes secondaires et de rayonnement arrière. Ceci est notamment décrit en détail dans le document Shah Nawaz Burokur, Mohamed Latrach, and Serge Toutain "Theoretical Investigation of a Circular Patch Antenna in the Présence of a Left-Handed Médium", IEEE Trans. Antennas and Wireless Propagation Letters, vol 4, page 183-186, 2005.
Toutefois, cette structure de matériau main gauche à base de résonateurs en anneau fendu et de rubans conducteurs présente plusieurs inconvénients. Un des inconvénients de cette structure de matériau main gauche à base de résonateurs en anneau fendu et de rubans conducteurs est qu'elle ne fonctionne qu'avec des antennes en polarisation linéaire. En d'autres termes, cette structure n'est pas utilisable en polarisation circulaire.
Par ailleurs, il est souhaitable que la structure de matériau main gauche (formant le radôme d'antenne) soit simple à réaliser, et qu'il ait un coût le plus faible possible.
Plusieurs solutions dans ce sens ont été proposées.
Une solution connue est décrite dans le document de brevet US 2010/0097281. Cette solution consiste à utiliser un matériau main gauche à base de résonateurs en forme de S.
La figure 3 illustre un exemple d'un bloc élémentaire de matériau main gauche à base de résonateurs en forme de S (disposés sur une face d'un support en matériau diélectrique) et de résonateurs en forme de S inversé (disposés sur l 'autre face du support). La particularité de ce type de résonateur 30 est qu'il présente une double résonance, magnétique et électrique, sans nécessiter la mise en œuvre de fentes de petites tailles et d'un réseau additionnel de tiges métalliques.
Ainsi, une structure de matériau main gauche à base de résonateurs en forme de S présente une bonne simplicité de réalisation. En revanche, elle présente l'inconvénient de ne pas fonctionner dans le cas où la polarisation de l'antenne est circulaire.
3. OBJECTIFS DE L'INVENTION
L'invention, dans au moins un mode de réalisation, a notamment pour objectif de pallier ces différents inconvénients de l'état de la technique.
Plus précisément, dans au moins un mode de réalisation de l'invention, un objectif est de fournir une structure de métamatériau présentant une simplicité de réalisation sous forme industrielle, tout en étant compatible avec de nombreuses applications.
Au moins un mode de réalisation particulier de l'invention a pour objectif de fournir une telle structure de métamatériau qui permette d'obtenir un radôme d'antenne.
Un autre objectif d'au moins un mode de réalisation de l'invention est de fournir un tel radôme d'antenne qui permette d'améliorer les caractéristiques de rayonnement d'une antenne, tout en réduisant (ou tout du moins sans augmenter) ses dimensions. Un autre objectif d'au moins un mode de réalisation de l'invention est de fournir un tel radôme d'antenne qui soit compatible avec un fonctionnement en polarisation linéaire et/ou circulaire.
Un autre objectif d'au moins un mode de réalisation de l'invention est de fournir un tel radôme d'antenne qui soit adapté aux antennes de stations de base RFID dans la bande UHF.
4. EXPOSÉ DE L'INVENTION
Dans un mode de réalisation particulier de l'invention, il est proposé une structure de métamatériau comprenant au moins un bloc élémentaire comprenant un support en matériau diélectrique, ledit support comprenant une face supérieure et une face inférieure. Ledit au moins un bloc élémentaire est tel qu'il comprend une première unité électriquement conductrice disposée sur la face supérieure du support et comprenant :
- un premier élément conducteur en forme de C comprenant des première et deuxième extrémités ;
- un deuxième élément conducteur en forme de C comprenant des troisième et quatrième extrémités, lesdits premier et deuxième éléments conducteurs étant agencés l'un par rapport à l'autre de telle sorte que les première et troisième extrémités se font face et sont séparées par un premier espace, et les deuxième et quatrième extrémités se font face et sont séparées par un deuxième espace ;
- un premier connecteur configuré pour connecter la première extrémité à la quatrième extrémité.
De façon avantageuse, lesdits premier et deuxième éléments conducteurs en forme de C sont identiques.
Avantageusement, le premier connecteur a une forme rectiligne
De façon avantageuse, chaque élément conducteur en forme de C est un arc de cercle dont le centre correspond au milieu du premier connecteur.
Avantageusement, ledit au moins un bloc élémentaire comprend une deuxième unité électriquement conductrice disposée sur la face inférieure du support et comprenant : - un troisième élément conducteur en forme de C comprenant des cinquième et sixième extrémités ;
- un quatrième élément conducteur en forme de C comprenant des septième et huitième extrémités, lesdits troisième et quatrième éléments conducteurs étant agencés l'un par rapport à l'autre de telle sorte que les cinquième et septième extrémités se font face et sont séparées par un troisième espace, et les sixième et huitième extrémités se font face et sont séparées par un quatrième espace ;
- un deuxième connecteur configuré pour connecter la cinquième extrémité à la huitième extrémité.
De façon avantageuse, les milieux des premier et deuxième connecteurs sont superposés.
Avantageusement, lesdites première et deuxième unités conductrices sont superposées avec une rotation de 90° du premier connecteur par rapport au deuxième connecteur.
De façon avantageuse, lesdites première et deuxième unités conductrices sont identiques.
Avantageusement, ladite première unité conductrice comprend au moins un composant actif.
Avantageusement, ladite deuxième unité conductrice comprend au moins un composant actif.
Dans un autre mode de réalisation, l'invention concerne une structure de métamatériau comprenant au moins un bloc élémentaire comprenant :
- un support en matériau diélectrique, ledit support comprenant une face supérieure et une face inférieure ;
- un résonateur en anneau fendu disposé sur la face supérieure du support et comprenant un carré fendu intérieur et un carré fendu extérieur entourant ledit carré fendu intérieur.
La structure de métamatériau est telle qu'elle est adaptée pour fonctionner dans une bande de fréquence allant de 860 MHz à 960 MHz.
Avantageusement, chacun des carrés fendus intérieur et extérieur est formé par une piste métallique de largeur d'environ 1mm et comprend une fente de largeur d'environ 2mm, les fentes des carrés fendus intérieur et extérieur étant alignées l'une par rapport à l'autre. Chaque côté du carré fendu intérieur mesure environ 17mm. Chaque côté du carré fendu extérieur mesure environ 20mm. L'espacement entre les carrés fendus intérieur et extérieur est d'environ 0,5mm.
De façon avantageuse, ledit au moins un bloc élémentaire comprend un ruban métallique rectiligne de longueur d'environ 22mm et de largeur d'environ 2mm, disposé sur la face inférieure du support, les fentes des carrés fendus intérieur et extérieur étant superposées au-dessus dudit ruban métallique.
5. LISTE DES FIGURES
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante, donnée à titre d'exemple indicatif et non limitatif, et des dessins annexés, dans lesquels :
la figure 1, décrite ci-dessus en relation avec l'art antérieur, illustre un exemple d'un système antenne comprenant un radôme en matériau main gauche à base de résonateurs en anneau fendu et de rubans conducteurs ;
la figure 2, décrite ci-dessus en relation avec l'art antérieur, illustre un exemple d'un bloc élémentaire de matériau main gauche à base de résonateur en anneau fendu ;
la figure 3, décrite ci-dessus en relation avec l'art antérieur, illustre un exemple d'un bloc élémentaire de matériau main gauche à base de résonateur en forme de S ;
la figure 4 illustre un exemple d'un système antenne comprenant un radôme en métamatériau selon un premier mode de réalisation de l'invention ;
la figure 5 présente un exemple d'antenne selon l'invention ;
la figure 6 illustre un bloc élémentaire de métamatériau selon le premier mode de réalisation de la figure 4 ;
la figure 7a présente la courbe du coefficient de réflexion de l'antenne de la figure 5 en polarisation linéaire ;
la figure 7b présente la courbe de gain de l'antenne de la figure 5 en polarisation linéaire ; la figure 8a présente la courbe du coefficient de réflexion de l'antenne de la figure 5 en polarisation circulaire ;
la figure 8b présente la courbe de gain de l'antenne de la figure 5 en polarisation circulaire ;
la figure 9 présente les courbes de permittivité et de perméabilité d'un réseau constitué de blocs élémentaires de métamatériau de la figure 6 ;
la figure 10a présente la courbe du coefficient de réflexion du système antenne de la figure 4 en polarisation linéaire ;
la figure 10b présente la courbe de gain du système antenne de la figure 4 en polarisation linéaire ;
la figure l ia présente la courbe du coefficient de réflexion du système antenne de la figure 4 en polarisation circulaire ;
la figure 1 1b présente la courbe de gain du système antenne de la figure 4 en polarisation circulaire ;
la figure 1 1c illustre une configuration dans laquelle un radôme selon un mode de réalisation de l'invention est orienté suivant un angle d'orientation de +45° par rapport à l'antenne ;
la figure 12 illustre un exemple d'un système antenne comprenant un radôme en métamatériau selon un deuxième mode de réalisation de l'invention ;
la figure 13 illustre un bloc élémentaire de métamatériau selon le deuxième mode de réalisation de la figure 12 ;
la figure 14a présente la courbe du coefficient de réflexion du système antenne de la figure 1 le en polarisation circulaire ;
la figure 14b présente la courbe de gain du système antenne de la figure 11c en polarisation circulaire ;
la figure 15 illustre un système antenne comprenant un radôme en matériau main gauche optimisé pour la bande UHF-RFID, selon un mode de réalisation particulier de l'invention ;
la figure 16 illustre un bloc élémentaire de matériau main gauche optimisé pour la bande UHF-RFID selon le mode de réalisation de la figure 15 ; la figure 17 présente les courbes des parties réelles de permittivité, et de l'indice de réfraction de perméabilité d'un réseau constitué de blocs élémentaires de matériau main gauche de la figure 16 ;
la figure 18a présente la courbe du coefficient de réflexion du système antenne de la figure 15 en polarisation linéaire ;
la figure 18b présente la courbe de gain du système antenne de la figure 15 en polarisation linéaire ;
la figure 19 illustre un système antenne comprenant un radôme en métamatériau optimisé pour la bande UHF-RFID, selon un mode de réalisation particulier de l'invention ;
la figure 20 présente la courbe de gain de l'antenne (seule) de la figure 19 en polarisation linéaire ;
la figure 21 illustre un bloc élémentaire de métamatériau optimisé pour la bande UHF-RFID selon le mode de réalisation de la figure 19 ;
la figure 22 présente les courbes des parties réelles de permittivité et de perméabilité d'un réseau constitué de blocs élémentaires de métamatériau de la figure 21 ;
la figure 23 présente la courbe de gain du système antenne de la figure 19 en polarisation linéaire ; et
les figures 24, 25 et 26 illustrent chacune une configuration dans laquelle le radôme en métamatériau selon l'invention est positionné verticalement au plan de l'élément rayonnant.
6. DESCRIPTION D'UN MODE DE REALISATION
Il est donc proposé des structures de métamatériaux capables de fonctionner en polarisation linéaire et/ou circulaire. Les structures de métamatériaux selon l'invention présentent une permittivité négative et/ou une perméabilité négative dans un spectre de fréquences donné et relativement large. Elles peuvent être utilisées comme radôme d'antenne pour augmenter la directivité et le gain d'une antenne. Les structures de métamatériaux selon l'invention peuvent être utilisées dans la gamme des UHF et des hyperfréquences et pour tout type d'antenne, et sa fabrication reste simple. Dans la suite de la description, on décrit le cas particulier d'un système antenne comprenant une antenne patch configurée pour opérer dans la bande UHF-RFID. L'homme du métier étendra sans difficulté cet enseignement à tout autre type d'antenne et à toute autre bande de fréquences.
6. 1 Radôme en métamatériau selon un premier mode de réalisation de l'invention
La figure 4 illustre un exemple d'un système antenne comprenant un radôme en métamatériau selon un premier mode de réalisation de l'invention.
Le système antenne 40 comprend :
une antenne patch 401 comprenant :
o une structure porteuse (par exemple, une couche diélectrique, magnétique, à air, ...) 41 ;
o un élément rayonnant carré 42 ; et
un radôme 43.
Le système antenne 40 est configuré et dimensionné pour fonctionner dans la bande UHF-RFID. La bande UHF-RFID s'étend de 860 MHz à 960 MHz.
La figure 5 présente un exemple d'antenne 401 selon l'invention. Cette figure 5 illustre un exemple de réalisation de la structure porteuse 41 et de l'élément rayonnant 42.
Dans l'exemple de la figure 5, la structure porteuse 41 comprend un plan de masse 5 1 imprimé sur la face inférieure d'une première couche 52 de matériau diélectrique. La structure porteuse 41 comprend une deuxième couche 54 de matériau diélectrique qui est séparée de la première couche 52 de matériau diélectrique par une couche d'air 53.
L'élément rayonnant 42 est imprimé sur la face supérieure de la deuxième couche 54 de matériau diélectrique.
L'élément rayonnant 42 et le plan de masse 51 sont dimensionnés pour opérer dans la bande UHF-RFID. Dans un mode de réalisation particulier, l'élément rayonnant 42 et le plan de masse 51 sont de forme carrée, la longueur (Lp) de l'élément rayonnant 42 étant d'environ 130mm et la longueur (Lra) du plan de masse 51 étant d'environ 250mm. L'élément rayonnant 42 est alimenté via un connecteur classique 55 du type SMA. Un connecteur SMA classique comprend une lame centrale d'une longueur d'environ 15mm. L'excitation de l'élément rayonnant 42 peut être réalisée suivant différentes techniques parmi lesquelles on peut citer la sonde coaxiale, la ligne microbande, le couplage par proximité ou le couplage par une fente.
Dans ce mode de réalisation particulier, les première et deuxième couches de matériau diélectrique 52 et 54 comprennent chacune une couche d'époxy du type FR4. Dans cet exemple de réalisation, chaque couche d'époxy FR4 présente une hauteur de 1,6mm. Ce qui est avantageux en terme de coût de revient.
Dans un autre mode de réalisation, les couches d'époxy FR4 peuvent être remplacées par des couches d'air (ceci permet notamment de réduire les coûts de production et d'alléger la structure) ou d'autres types de substrats.
Du fait que la hauteur de l'antenne doit être inférieure à 15mm (hauteur du connecteur SMA), la hauteur de la couche d'air 53 est de 11,2mm.
Dans cet exemple de réalisation, la hauteur totale de l'antenne est donc de 14,4mm.
L'élément rayonnant carrée 42 est capable de fonctionner aussi bien en polarisation linéaire qu'en polarisation circulaire (selon l'emplacement du dispositif d'excitation 55).
Une simulation électromagnétique 3D a été réalisée. Le logiciel HFSS (marque commerciale déposée) a été utilisé pour simuler les performances en termes de coefficient de réflexion (noté SI 1) et de gain de l'antenne 401 (sans radôme) de la figure 5 en polarisation linéaire (figures 7a et 7b) et en polarisation circulaire (figures 8a et 8b).
La figure 7a présente la courbe 71 du coefficient de réflexion de l'antenne de la figure 5 en polarisation linéaire pour la bande de fréquences allant de 800 MHz à 1 GHz.
La figure 7b présente la courbe 72 de gain de l' antenne de la figure 5 en polarisation linéaire pour la bande de fréquences allant de 800 MHz à 1 GHz.
Comme on peut le voir, l'antenne 401 de la figure 5 en polarisation linéaire présente une fréquence de résonance à environ 883 MHz et un gain maximal d'environ 10 dBi. La figure 8a présente la courbe 81 du coefficient de réflexion de l'antenne de la figure 5 en polarisation circulaire pour la bande de fréquences allant de 800 MHz à 1 GHz.
La figure 8b présente la courbe 82 de gain de l'antenne 401 de la figure 5 en polarisation circulaire pour la bande de fréquences allant de 800 MHz à 1 GHz.
Comme on peut le voir, l'antenne de la figure 5 en polarisation circulaire présente une fréquence de résonance à environ 881 MHz et un gain maximal d'environ 9,5 dBi.
De nouveau en référence à la figure 4, le radôme 43 comprend une structure de métamatériau selon l'invention. Cette structure de métamatériau comprend une pluralité de blocs élémentaires selon l'invention.
On décrit maintenant en référence à la figure 6 un bloc élémentaire de métamatériau selon un premier mode de réalisation de l'invention.
Dans ce premier mode de réalisation de l'invention, le bloc élémentaire de métamatériau 60 comprend un support 61 en matériau diélectrique de forme carré et de côté d'environ 45mm. Ainsi, et comme illustré dans l'exemple de la figure 4, le radôme 43 se présente sous la forme d'une matrice 5x5 dont chaque cellule comprend le bloc élémentaire de métamatériau 60. Bien entendu, cet exemple n'est pas limitatif. Par exemple, le radôme 43 peut se présenter sous la forme d'une calotte de sphère, d'un cône ou d'un cylindre.
Dans une variante de réalisation, les blocs élémentaires de métamatériau selon l'invention peuvent être insérés dans ou peuvent constituer le substrat de l'élément rayonnant.
Comme illustré sur la figure 6, le support 61 présente une hauteur (hsub) d'environ 1,6mm.
Le bloc élémentaire de métamatériau 60 comprend une unité électriquement conductrice 62 imprimée sur la face supérieure du support 61. Par exemple, l'impression de l'unité conductrice 62 sur le support 61 est obtenue facilement par la mise en œuvre de techniques de photolithographie. De cette façon, on réduit les coûts de fabrication. Bien entendu, d'autres techniques d'impression de circuits imprimés peuvent être mises en œuvre. L'unité conductrice 62 comprend :
- un premier élément conducteur 621 en forme de C comprenant des première et deuxième extrémités El et E2 ;
- un deuxième élément conducteur 622 en forme de C comprenant des troisième et quatrième extrémités E3 et E4 ; et
- un connecteur 623 disposé sur la face supérieure du support 61.
Les premier et deuxième éléments conducteurs 621 et 622 sont agencés l'un par rapport à l'autre de telle sorte que les première et troisième extrémités El et E3 se font face et sont séparées par un espace (g), et les deuxième et quatrième extrémités E2 et E4 se font face et sont séparées par un espace (g).
Le connecteur 623 est configuré pour connecter la première extrémité El à la quatrième extrémité E4. Dans ce premier exemple de réalisation particulier, le connecteur 623 est un ruban métallique rectiligne. Dans une variante de réalisation, le connecteur 623 peut prendre une forme courbée ou en méandre. Dans une variante de réalisation, le connecteur 623 peut être configuré pour connecter la deuxième extrémité E2 à la troisième extrémité E3.
Dans ce premier exemple de réalisation particulier, la largeur de chacun des premier et deuxième éléments conducteurs 621 et 622 et du connecteur 623 est d'environ 1mm.
Dans l'exemple de la figure 6, les premier et deuxième éléments conducteurs 621 et 622 sont identiques. Chaque élément conducteur 621 et 622 est un arc de cercle dont le centre correspond au milieu du connecteur 623. Bien entendu, dans un autre mode de réalisation les premier et deuxième éléments conducteurs 621 et 622 peuvent être différents, c'est-à-dire qu'ils peuvent présenter des dimensions et des courbes en C différentes. Par exemple, ils peuvent être issus de deux cercles de centres différents. Dans ce cas, la fréquence de fonctionnement pourra varier, ce qui constitue un moyen d'ajustement en fonction de la fréquence de travail souhaitée.
Dans l'exemple de la figure 6, les extrémités des premier et deuxième éléments conducteurs 621 et 622 sont espacées d'environ 20mm. Bien entendu, dans un autre mode de réalisation les espaces entre les première et troisième extrémités El et E3, et les deuxième et quatrième extrémités E2 et E4 peuvent être différents. Par exemple, les première et troisième extrémités El et E3 peuvent être espacées d'environ 40mm et les deuxième et quatrième extrémités E2 et E4 d'environ 10mm. Dans ce cas, la fréquence de fonctionnement pourra varier, ce qui constitue un moyen d'ajustement en fonction de la fréquence de travail souhaitée. On peut envisager de placer dans ces espaces (ou gaps) des diodes varicaps connectant les extrémités E2 à E4 et/ou El à E3, et/ou au niveau du ruban connecteur 623. Ceci permet de rendre le système antenne agile en fréquence.
Le logiciel HFSS (marque commerciale déposée) a été utilisé pour simuler les performances en termes de permittivité (ε) et de perméabilité (μ) d'un réseau constitué de blocs élémentaires de métamatériau 60 selon le premier mode de réalisation de l'invention (décrit en relation avec la figure 6).
La figure 9 présente les courbes des parties réelles de permittivité 91 et de perméabilité 92 d'un réseau constitué de blocs élémentaires de métamatériau de la figure 6 pour la bande de fréquences allant de 500 MHz à 1 GHz.
Comme on peut l e voir, l e réseau constitué de blocs élémentaires de métamatériau de la figure 6 présente une perméabilité positive dans la bande 500 MHz à 1 GHz et une permittivité négative pour les fréquences comprises dans la bande 690 MHz à 1 GHz. Ainsi, il a été constaté que, contrairement aux métamatériaux à base de résonateurs en anneau fendu et de rubans conducteurs de l' art antérieur (décrit ci- dessus), la permittivité du métamatériau selon le premier mode de réalisation de l'invention est négative dans une bande de fréquence d'environ 0,5 GHz au lieu de 0, 1 GHz. L'utilisation du métamatériau selon le premier mode de réalisation de l'invention implique donc une meilleure stabilité de système et par conséquent une souplesse en précision de réalisation.
On présente maintenant en relation avec les figures 10a, 10b, lia et 11b les résultats de simulation électromagnétique du système antenne 40 (antenne avec radôme) de la figure 4.
Le logiciel HFSS (marque commerciale déposée) a été utilisé pour simuler les performances en termes de coefficient de réflexion (noté S U) et de gain du système antenne 40 de la figure 4 en polarisation linéaire (figures 10a et 10b) et en polarisation circulaire (figures 1 la et 1 lb). Dans l'exemple de réalisation présenté, le radôme 43 est placé à une distance d'environ 120mm (c'est-à-dire à environ λο/3) de l'élément rayonnant 42.
La figure 10a présente la courbe 101 du coefficient de réflexion du système antenne 40 de la figure 4 en polarisation linéaire pour la bande de fréquences allant de 800 MHz à 1 GHz. Pour faciliter la comparaison, on a représenté sur la figure 10a la courbe 71 du coefficient de réflexion de l'antenne 401 (sans radôme) de la figure 5 en polarisation linéaire. Ainsi, en présence du radôme 43 l'adaptation est améliorée.
La figure 10b présente la courbe 102 de gain du système antenne 40 de la figure 4 en polarisation linéaire pour la bande de fréquences allant de 800 MHz à 1 GHz. Pour faciliter la comparaison, on a représenté sur la figure 10b la courbe 72 de gain de l'antenne 401 (sans radôme) de la figure 5 en polarisation linéaire.
Comme on peut le voir, le système antenne 40 de la figure 4 en polarisation linéaire présente une fréquence de résonance à environ 889 MHz et un gain maximal d'environ 12,5 dBi. Le radôme 43 permet donc d'augmenter le gain global de l'antenne en polarisation linéaire d'environ 2 dBi.
La figure lia présente la courbe 1 1 1 du coefficient de réflexion du système antenne 40 de la figure 4 en polarisation circulaire pour la bande de fréquences allant de 800 MHz à 1 GHz. Pour faciliter la comparaison, on a représenté sur la figure l ia la courbe 81 du coefficient de réflexion de l'antenne 401 (sans radôme) de la figure 5 en polarisation circulaire. Ainsi, en présence du radôme 43 l'adaptation est améliorée.
La figure 11b présente la courbe 112 de gain du système antenne 40 de la figure 4 en polarisation circulaire pour la bande de fréquences allant de 800 MHz à 1 GHz. Pour faciliter la comparaison, on a représenté sur la figure 1 lb la courbe 82 de gain de l'antenne 401 (sans radôme) de la figure 5 en polarisation circulaire.
Comme on peut le voir, le système antenne 40 de la figure 4 en polarisation circulaire présente une fréquence de résonance à environ 889 MHz et un gain maximal d'environ 10,3 dBi. Le radôme 43 permet donc d'augmenter le gain global de l'antenne en polarisation circulaire d'environ 1 dBi.
Selon un mode de réalisation avantageux de l'invention, et comme illustré sur la figure 11c, le radôme 43 peut être orienté par rapport à l'antenne 401 suivant un angle d'orientation déterminé en fonction de l'augmentation de gain souhaité dans le plan Φ et/ou Θ. Dans l'exemple de la figure 11c, le radôme 43 est orienté suivant un angle d'orientation de +45° par rapport à l'antenne 401. Pour l'exemple de la figure 1 le, il a été constaté que l'augmentation de gain est d'environ 2dBi selon Θ. Dans un autre exemple (non illustré), le radôme 43 est orienté suivant un angle d'orientation de -45° par rapport à l'antenne 401. Pour cet exemple, il a été constaté que l'augmentation de gain est d' environ 2dBi selon Φ. Dans une variante de réalisation, il est possible d'envisager de mettre en œuvre un système pour faire pivoter l'élément rayonnant ou le radôme entre -45° et +45°, afin de favoriser le rayonnement dans la direction envisagée. Dans une variante de réalisation, l'unité conductrice 62 peut comprendre un ou plusieurs composants actifs (composants semi-conducteurs) tels que, par exemple, des diodes varicaps. Le système antenne 40 pourra donc comprendre un dispositif de contrôle dynamique de tels composants actifs. Par exemple, on pourra envisager un dispositif de contrôle en tension de diodes varicaps.
6. 2 Radôme en métamatériau selon un deuxième mode de réalisation de l'invention
La figure 12 illustre un exemple d'un système antenne comprenant un radôme en métamatériau selon un deuxième mode de réalisation de l'invention.
Le système antenne 120 comprend :
une antenne patch 125 comprenant :
o une structure porteuse 122 ;
o un élément rayonnant carré 123 ; et
un radôme 121.
La structure porteuse 122 et l'élément rayonnant 123 sont respectivement identiques à la structure porteuse 41 et l'élément rayonnant 42 décrites ci-dessus en relation avec les figures 4 et 5. Ces éléments ne sont donc pas décrits à nouveau ci-après.
Le radôme 121 comprend une structure de métamatériau. Cette structure de métamatériau comprend une pluralité de blocs élémentaires selon l'invention.
On décrit maintenant en référence à la figure 13 un bloc élémentaire de métamatériau selon un deuxième mode de réalisation de l'invention.
Dans ce deuxième mode de réalisation de l'invention, le bloc élémentaire de métamatériau 130 comprend un support 131 en matériau diélectrique de forme carré et de côté d'environ 45mm. Ainsi, et comme illustré dans l'exemple de la figure 12, le radôme 121 se présente sous la forme d'une matrice 5x5 dont chaque cellule comprend le bloc élémentaire de métamatériau 130. Bien entendu, cet exemple n'est pas limitatif. Par exemple, le radôme 121 peut se présenter sous la forme d'une calotte de sphère, d'un cône ou d'un cylindre.
Comme illustré sur la figure 13, le support 13 1 présente une hauteur (hsub) d'environ 1,6mm. On note que cette hauteur constitue un des paramètres sur lesquels il est possible d'intervenir pour changer la fréquence de fonctionnement du système si nécessaire.
Le bloc élémentaire de métamatériau 130 comprend une première unité électriquement conductrice 132 imprimée sur la face supérieure du support 131, et une deuxième unité électriquement conductrice 133 imprimée sur la face inférieure du support 131.
Par exemple, l'impression des unités conductrices 132 et 133 sur le support 131 est obtenue par la mise en œuvre de techniques de photolithographie. De cette façon, on réduit les coûts de fabrication. Bien entendu, d'autres techniques d'impression de circuits imprimés peuvent être mises en œuvre.
La première unité conductrice 132 comprend :
- un premier élément conducteur 1321 en forme de C comprenant des première et deuxième extrémités El i et E12 ;
- un deuxième élément conducteur 1322 en forme de C comprenant des troisième et quatrième extrémités El 3 et E14 ; et
- un connecteur 1323 disposé sur la face supérieure du support 131.
Les premier et deuxième éléments conducteurs 1321 et 1322 sont agencés l'un par rapport à l'autre de telle sorte que les première et troisième extrémités El i et El 3 se font face et sont séparées par un espace, et les deuxième et quatrième extrémités E12 et E14 se font face et sont séparées par un espace (g).
Le connecteur 1323 est configuré pour connecter la première extrémité El i à la quatrième extrémité E14. Dans cet exemple de réalisation, le connecteur 1323 a une forme rectiligne. Dans une variante de réalisation, le connecteur peut prendre une forme courbée ou en méandre. Dans une variante de réalisation, le connecteur 1323 peut être configuré pour connecter la deuxième extrémité E12 à la troisième extrémité El 3.
La deuxième unité conductrice 133 comprend :
- un troisième élément conducteur 1331 en forme de C comprenant des cinquième et sixième extrémités El 5 et El 6 ;
- un quatrième élément conducteur 1332 en forme de C comprenant des septième et huitième extrémités El 7 et El 8 ; et
- un connecteur 1333 disposé sur la face inférieure du support 131.
Les troisième et quatrième éléments conducteurs 1331 et 1332 sont agencés l'un par rapport à l'autre de telle sorte que les cinquième et septième extrémités El 5 et El 7 se font face et sont séparées par un espace (g), et les sixième et huitième extrémités El 6 et El 8 se font face et sont séparées par un espace (g).
Le connecteur 1333 est configuré pour connecter la cinquième extrémité El 5 à la huitième extrémité El 8. Dans cet exemple de réalisation, le connecteur 1333 a une forme rectiligne.
Comme illustré, les connecteurs 1323 et 1333 sont agencés l'un par rapport à l'autre de telle sorte qu'ils se trouvent superposés en leur milieu A. En d'autres termes, les milieux des connecteurs 1323 et 1333 sont superposés.
Le connecteur 1323 forme un angle Θ avec le connecteur 1333. Dans ce deuxième exemple de réalisation particulier, le connecteur 1323 s'étend perpendiculairement au connecteur 1333 (en d'autre terme 9=90°). En d'autres termes, les première et deuxième unités conductrices 132 et 133 sont superposées avec une rotation de 90° du premier connecteur par rapport au deuxième connecteur. Bien entendu, cet exemple n'est pas limitatif. Par exemple, l'angle Θ peut prendre une valeur entre 10° et 170°.
Dans ce deuxième exemple de réalisation particulier, la largeur de chacun des éléments conducteurs et des connecteurs est d'environ 1mm. On note que cette largeur constitue un des paramètres sur lesquels il est possible d'intervenir pour changer la fréquence de fonctionnement du système si nécessaire.
Dans l'exemple de la figure 13, les première et deuxième unités conductrices
132 et 133 sont identiques. Comme on peut le voir, les éléments conducteurs 1321 et 1322 de la première unité conductrice 132 et les éléments conducteurs 1331 et 1332 de la deuxième unité conductrice 133 se chevauchent à certains endroits B, C, D et E. Ces chevauchements ont pour effet de diminuer la fréquence de fonctionnement du système. Bien entendu, dans un autre mode de réalisation les première et deuxième unités conductrices 132 et 133 peuvent présenter des dimensions différentes de telle sorte que, par exemple, la deuxième unité conductrice 133 s'étend à l'intérieur de la première unité conductrice 132.
Une autre variante de réalisation peut consister à placer ou imprimer sur la même face du support (substrat) diélectrique ou magnétique les deux unités conductrices concentriques ou de dimensions différentes. Pour éviter le contact électrique entre les deux rubans métalliques 1323 et 1333, il est proposé de réaliser deux vias de part et d'autre de l'un des connecteurs, permettant de relier les deux bras de l'autre à travers la face opposée du support. Comme on peut imprimer totalement l 'un des deux connecteurs 1323 ou 1333 sur la face opposée de support et relié ses extrémités aux extrémités opposées des deux C internes.
Dans l'exemple de la figure 13, les extrémités des premier et deuxième éléments conducteurs 1321 et 1322 sont espacées d'une distance (g) d'environ 20mm, et les extrémités des troisième et quatrième éléments conducteurs 1331 et 1332 sont espacées d'une distance (g) d'environ 20mm. Bien entendu, d'autres valeurs d'espacement (g) peuvent être envisagées. Dans ce cas, la fréquence de fonctionnement pourra varier, ce qui constitue un moyen d'ajustement en fonction de la fréquence de travail souhaitée.
Par ailleurs, dans une variante de réalisation, il est proposé de remplacer ces espacements (g) par des diodes varicaps.
On présente maintenant en relation avec les figures 14a et 14b les résultats de simulation électromagnétique du système antenne 120 (antenne avec radôme) dans le cas où le radôme 121 est orienté suivant un angle d'orientation de +45° par rapport à l'élément rayonnant 123. Cette simulation électromagnétique a été réalisée à l'aide du logiciel HFSS (marque commerciale déposée).
Dans l'exemple de réalisation présenté, le radôme 121 est placé à une distance d'environ 80mm (c'est-à-dire à environ λο/4) de l'élément rayonnant 123. La figure 14a présente la courbe 141 du coefficient de réflexion du système antenne 120 de la figure 12 en polarisation circulaire pour la bande de fréquences allant de 840 MHz à 1 GHz. Pour faciliter la comparaison, on a représenté sur la figure 14a la courbe 81 du coefficient de réflexion de l'antenne 401 (sans radôme) de la figure 5 en polarisation circulaire. Ainsi, en présence du radôme 121 l'adaptation est améliorée.
La figure 14b présente la courbe 142 de gain du système antenne 120 de la figure 12 en polarisation circulaire pour la bande de fréquences allant de 840 MHz à 1 GHz. Pour faciliter la comparaison, on a représenté sur la figure 14b la courbe 82 de gain de l'antenne 401 (sans radôme) de la figure 5 en polarisation circulaire.
Comme on peut le voir, le système antenne 120 de la figure 12 en polarisation circulaire présente une fréquence de résonance à environ 907 MHz et un gain maximal d'environ 10,7 dBi. Le radôme 121 permet donc d'augmenter le gain global de l'antenne en polarisation circulaire d'environ 1 dBi. En outre, par rapport au radôme 43 de la figure 4 (comprenant une seule unité conductrice sur la face supérieure du support) le radôme 121 (comprenant une unité conductrice sur la face supérieure du support et une unité conductrice sur la face inférieure du support) permet de rendre la polarisation circulaire de l'antenne parfaite.
6. 3 Radôme en matériau main gauche optimisé pour la bande UHF-RFID
On connaît déjà des radômes en matériau main gauche capables de fonctionner dans la bande X ou la bande haute UHF (c'est-à-dire pour des fréquences supérieures à 2GHz). Toutefois à ce jour, il n'existe pas de solutions pour la bande basse UHF (c'est- à-dire pour des fréquences inférieures à 2GHz).
Il est proposé ici un nouveau radôme en matériau main gauche capable de fonctionner dans la bande basse UHF, et notamment dans la bande UHF-RFID (860 MHz à 960 MHz). Comme on le verra ci-après, ce nouveau radôme en matériau main gauche permet d'augmenter de façon significative le gain d'une antenne UHF-RFID à polarisation rectiligne.
La figure 15 illustre un exemple d'un système antenne comprenant un radôme en matériau main gauche optimisé pour la bande UHF-RFID. Pour des raisons de clarté, une seule moitié du système antenne est représentée sur la figure 15.
Le système antenne 160 comprend : une antenne patch 165 comprenant :
o une structure porteuse 162 ;
o un élément rayonnant carré 163 ; et
un radôme 161.
Dans cet exemple, la structure porteuse 162 et l'élément rayonnant 163 sont respectivement identiques à la structure porteuse 41 et l'élément rayonnant 42 décrites ci-dessus en relation avec les exemples des figures 4 et 5. Ces éléments ne sont donc pas décrits à nouveau ci-après.
Le radôme 161 comprend une structure de matériau main gauche optimisé pour la bande UHF-RFID. Cette structure de matériau main gauche comprend une pluralité de blocs élémentaires 170 disposés en rangés et colonnes selon une matrice.
La figure 16 illustre un bloc élémentaire de matériau main gauche optimisé pour la bande UHF-RFID.
Le bloc élémentaire de matériau main gauche 170 comprend un support 171 en matériau diélectrique comprenant une face supérieure 172 sur laquelle est disposé un résonateur en anneau fendu 174, et une face inférieure 173 sur laquelle est disposé un ruban métallique linéaire 175.
Le support 171 est de forme carrée. Bien entendu, il peut être d'une autre forme (rectangulaire, circulaire, ... , suivant la forme du résonateur en anneau fendu). Chaque côté du carré mesure environ 22mm. Le support 171 présente une hauteur (hsub) d'environ 1,6mm mais peut être de dimensionnement différent.
Le résonateur en anneau fendu 174 comprend un carré fendu intérieur 1741 et un carré fendu extérieur 1742.
Le carré fendu intérieur 1741 est formé par une piste métallique de largeur d'environ 1mm. Chaque côté du carré fendu intérieur 1741 mesure environ 17mm. Le carré fendu intérieur 1741 comprend une fente dont la largeur est d'environ 2mm.
L'espacement entre les carrés fendus intérieur 1741 et extérieur 1742 est d'environ 0,5mm.
Le carré fendu extérieur 1742 est formé par une piste métallique de largeur d'environ 1mm. Chaque côté du carré fendu extérieur 1742 mesure environ 20mm. Le carré fendu extérieur 1742 comprend une fente dont la largeur est sensiblement égale à celle de la fente du carré fendu intérieur 1741, c'est-à-dire environ 2mm. Les fentes des carrés fendus intérieur 1741 et extérieur 1742 sont alignées l'une par rapport à l'autre.
Le ruban métallique rectiligne 175 a une longueur sensiblement égale à celle du support 171, c'est-à-dire environ 22mm, et une largeur sensiblement égale à celle des fentes, c'est-à-dire environ 2mm.
Le logiciel HFSS (marque commerciale déposée) a été utilisé pour extraire les paramètres de permittivité (ε) et de perméabilité (μ) d'un réseau constitué de blocs élémentaires de matériau main gauche 170.
La figure 17 présente les courbes des parties réelles de permittivité 181 , de perméabilité 182 et de l'indice de réfraction d'un réseau constitué de blocs élémentaires 170 de la figure 16 pour la bande de fréquences allant de 500 MHz à 1 GHz.
Comme on peut le voir, le réseau constitué de blocs élémentaires de matériau main gauche de la figure 16 présente simultanément une perméabilité et une permittivité négatives pour les fréquences comprises dans la bande 790 MHz à 920 MHz.
On présente maintenant en relation avec les figures 18a et 18b les résultats de simulation électromagnétique du système antenne 160 (antenne avec radôme) de la figure 15. Cette simulation électromagnétique a été réalisée à l'aide du logiciel HFSS (marque commerciale déposée).
Dans l'exemple de réalisation présenté, le radôme 161 est placé à une distance d'environ 80mm (c'est-à-dire à environ λο/4) de l'élément rayonnant 163.
La figure 18a présente la courbe 191 du coefficient de réflexion du système antenne 160 de la figure 15 en polarisation linéaire pour la bande de fréquences allant de 840 MHz à 1 GHz. Pour faciliter la comparaison, on a représenté sur la figure 18a la courbe 81 du coefficient de réflexion de l'antenne 401 (sans radôme) de la figure 5 en polarisation linéaire.
La figure 18b présente la courbe 192 de gain du système antenne 160 de la figure 15 en polarisation linéaire pour la bande de fréquences allant de 840 MHz à 1 GHz. Pour faciliter la comparaison, on a représenté sur la figure 18b la courbe 82 de gain de l'antenne 401 (sans radôme) de la figure 5 en polarisation linéaire.
Comme on peut le voir, le système antenne 160 de la figure 15 en polarisation linéaire présente une fréquence de résonance à environ 918 MHz et un gain maximal d'environ 13,2 dBi. Le radôme 161 permet donc d'augmenter le gain global de l'antenne en polarisation linéaire d'environ 3 dBi.
6. 4 Radôme en métamatériau à base de résonateur fendu optimisé pour la bande UHF-RFID
On connaît déjà des métamatériaux à base de résonateur fendu capables de fonctionner dans la bande X ou à des fréquences supérieures à 2GHz. Toutefois à ce jour, il n'existe pas de solutions à base de résonateur fendu pour la bande basse UHF (c'est-à-dire pour des fréquences inférieures à 2GHz).
Il est proposé ici un nouveau radôme en métamatériau à base de résonateur fendu capable de fonctionner dans la bande basse UHF, et notamment dans la bande UHF- RFID (860 MHz à 960 MHz). Comme on le verra ci-après, ce nouveau radôme en métamatériau permet d'augmenter de façon significative le gain d'une antenne UHF- RFID à polarisation rectiligne.
La figure 19 illustre un exemple d'un système antenne comprenant un radôme en métamatériau à base de résonateur fendu optimisé pour la bande UHF-RFID. Pour des raisons de clarté, une seule moitié du système antenne est représentée sur la figure 19.
Le système antenne 2000 comprend :
une antenne patch 2005 comprenant :
o une structure porteuse 2002, constituée de FR4 d'épaisseur d'environ
14,4mm ;
o un plan de masse 2004 ;
o un élément rayonnant carré 2003 ; et
un radôme 2001.
Dans cet exemple, l'élément rayonnant 2003 et le plan de masse 2004 sont dimensionnés pour opérer dans la bande UHF-RFID. Dans un mode de réalisation particulier, la longueur de l'élément rayonnant 2003 est d'environ 75mm et la longueur du plan de masse 2004 est d'environ 225mm. La figure 20 présente la courbe 2100 de gain de l'antenne de la figure 19, en absence de radôme, en polarisation linéaire pour la bande de fréquences allant de 800 MHz à 1 GHz. Le radôme 2001 comprend un réseau de résonateur fendu optimisé pour la bande UHF-RFID.
La figure 21 illustre un bloc élémentaire comprenant un résonateur fendu optimisé pour la bande UHF-RFID
Le bloc élémentaire 2200 comprend un support 2201 en matériau diélectrique comprenant une face supérieure 2202 sur laquelle est disposé un résonateur en anneau fendu 2204.
Le support 2201 est de forme carrée. Bien entendu, il peut être d'une autre forme (rectangulaire, circulaire, ... , suivant la forme du résonateur en anneau fendu). Chaque côté du carré mesure environ 22mm. Le support 2201 présente une hauteur (hsub) d'environ 1,6mm.
Le résonateur en anneau fendu 2204 comprend un carré fendu intérieur 22041 et un carré fendu extérieur 22042.
Le carré fendu intérieur 22041 est formé par une piste métallique de largeur d'environ 1mm. Chaque côté du carré fendu intérieur 22041 mesure environ 17mm. Le carré fendu intérieur 22041 comprend une fente dont la largeur est d'environ 2mm.
L' espacement entre les carrés fendus intérieur 22041 et extérieur 22042 est d'environ 0,5mm.
Le carré fendu extérieur 22042 est formé par une piste métallique de largeur d'environ 1mm. Chaque côté du carré fendu extérieur 22042 mesure environ 20mm. Le carré fendu extérieur 22042 comprend une fente dont la largeur est sensiblement égale à celle de la fente du carré fendu intérieur 22041, c'est-à-dire environ 2mm. Les fentes des carrés fendus intérieur 22041 et extérieur 22042 sont alignées l'une par rapport à l'autre.
Le logiciel HFSS (marque commerciale déposée) a été utilisé pour extraire les paramètres de permittivité (ε) et de perméabilité (μ) d'un réseau constitué de blocs élémentaires de matériau main gauche 170.
La figure 22 présente les courbes des parties réelles de permittivité 2301 et de perméabilité 2302 d'un réseau constitué de blocs élémentaires 2200 de la figure 21 pour la bande de fréquences allant de 500 MHz à 1 GHz. Comme on peut le voir, le réseau constitué de blocs élémentaires de la figure 21 présente une perméabilité négative pour les fréquences comprises dans la bande 820 MHz à 900 MHz.
On présente maintenant en relation avec la figure 23 les résultats de simulation électromagnétique du système antenne 2000 (antenne avec radôme) de la figure 19.
Cette simulation électromagnétique a été réalisée à l'aide du logiciel HFSS (marque commerciale déposée).
Dans l'exemple de réalisation présenté, le radôme 2001 est placé à une distance d'environ 40mm (c'est-à-dire à environ λο/8) de l'élément rayonnant 2003.
La figure 23 présente la courbe 2402 de gain du système antenne 2000 de la figure 19 en polarisation linéaire pour la bande de fréquences allant de 840 MHz à 1 GHz. Pour faciliter la comparaison, on a représenté sur la figure 23 la courbe 2100 de gain de l'antenne 2005 (sans radôme) en polarisation linéaire.
Comme on peut le voir, le système antenne 2000 de la figure 19 en polarisation linéaire présente une fréquence de résonance à environ 940 MHz et un gain maximal d'environ 8,2 dBi. Le radôme 2001 permet donc d'augmenter le gain global de l'antenne en polarisation linéaire d'environ 2,4 dBi.
Bien que l'invention ait été décrite ci-dessus en relation avec un nombre limité de modes de réalisation, l'homme du métier, à la lecture de la présente description, comprendra que d'autres modes de réalisation peuvent être imaginés sans sortir du cadre de la présente invention.
Par exemple, la structure antennaire (aussi appelée ci-dessus système antenne) peut être constituée d'un élément rayonnant, d'un plan de masse et d'un radôme en métamatériau de forme parallélépipédique ou en calotte sphérique pleine ou creuse. Un tel radôme est transparent aux ondes électromagnétiques. L'élément rayonnant peut être en structure planaire, filaire ou volumique, et de forme géométrique quelconque. L'élément rayonnant peut être séparé du plan de masse par un volume qui peut être constitué de l'air, de matériaux diélectrique et/ou magnétique ....
Dans une variante de réalisation, la structure antennaire peut ne pas présenter de plan de masse. Dans ce cas, il est proposé de mettre en œuvre un second radôme en métamatériau selon l'invention. Ce second radôme s'étend en dessous de l'élément rayonnant et est placé à la même distance de l'élément rayonnant que le premier radôme (s'étendant au-dessus de l'élément rayonnant). Par exemple, le radôme métamatériau peut se présenter sous la forme d'un cylindre (l'élément rayonnant s'étendant à l'intérieur du cylindre). Ce radôme est donc bien adapté au cas d'une antenne demi- onde filaire ou d'une antenne hélice.
Selon un mode de réalisation avantageux de l'invention, et comme illustré sur les figures 24, 25 et 26, le radôme en métamateriau selon l'invention peut être positionné verticalement ou perpendiculairement au plan de l'élément rayonnant. Dans le cas où le radôme en métamateriau selon l'invention est positionné verticalement au plan de l' élément rayonnant (figure 24), il a été constaté une augmentation de gain d'environ 3dBi et la fréquence de résonance (ou de fonctionnement) ne change pas en présence du radôme. La polarisation circulaire est parfaite.

Claims

REVENDICATIONS
1. Structure de métamatériau (43) comprenant au moins un bloc élémentaire (60) comprenant un support (61) en matériau diélectrique, ledit support comprenant une face supérieure et une face inférieure,
caractérisée en ce que ledit au moins un bloc élémentaire comprend une première unité électriquement conductrice (62) disposée sur la face supérieure du support (61) et comprenant :
- un premier élément conducteur en forme de C (621) comprenant des première et deuxième extrémités (El, E2) ;
- un deuxième élément conducteur en forme de C (622) comprenant des troisième et quatrième extrémités (E3, E4), lesdits premier et deuxième éléments conducteurs étant agencés l'un par rapport à l'autre de telle sorte que les première (El) et troisième (E3) extrémités se font face et sont séparées par un premier espace, et les deuxième (E2) et quatrième (E4) extrémités se font face et sont séparées par un deuxième espace ;
un premier connecteur (623, 1323) configuré pour connecter la première extrémité (El) à la quatrième extrémité (E4).
2. Structure de métamatériau selon la revendication 1, caractérisée en ce que lesdits premier et deuxième éléments conducteurs en forme de C sont identiques.
3. Structure de métamatériau selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisée en ce que le premier connecteur a une forme rectiligne.
4. Structure de métamatériau selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisée en ce que ledit au moins un bloc élémentaire comprend une deuxième unité électriquement conductrice (133) disposée sur la face inférieure du support (131) et comprenant :
- un troisième élément conducteur en forme de C (1331) comprenant des cinquième et sixième extrémités (El 5, El 6) ;
- un quatrième élément conducteur en forme de C (1332) comprenant des septième et huitième extrémités (El 7, El 8), lesdits troisième et quatrième éléments conducteurs étant agencés l'un par rapport à l'autre de telle sorte que les cinquième (El 5) et septième (El 7) extrémités se font face et sont séparées par un troisième espace, et les sixième (El 6) et huitième (El 8) extrémités se font face et sont séparées par un quatrième espace ;
- un deuxième connecteur (1333) configuré pour connecter la cinquième (E15) extrémité à la huitième (El 8) extrémité,
et en ce que les milieux des premier (1323) et deuxième (1333) connecteurs sont superposés.
5. Structure de métamatériau selon la revendication 4, caractérisée en ce que lesdites première et deuxième unités conductrices sont superposées avec une rotation de 90° du premier connecteur par rapport au deuxième connecteur.
6. Structure de métamatériau selon l'une quelconque des revendications 4 et 5, caractérisée en ce que lesdites première et deuxième unités conductrices sont identiques.
7. Structure de métamatériau selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisée en ce que ladite première unité conductrice comprend au moins un composant actif.
8. Structure de métamatériau selon l'une quelconque des revendications 4 à 7, caractérisée en ce que ladite deuxième unité conductrice comprend au moins un composant actif.
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