EP2612429A1 - Multiphasenwandler mit magnetisch gekoppelten phasen - Google Patents

Multiphasenwandler mit magnetisch gekoppelten phasen

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EP2612429A1
EP2612429A1 EP11748671.2A EP11748671A EP2612429A1 EP 2612429 A1 EP2612429 A1 EP 2612429A1 EP 11748671 A EP11748671 A EP 11748671A EP 2612429 A1 EP2612429 A1 EP 2612429A1
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EP
European Patent Office
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phase
phases
coupling means
coupling
inductance
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP11748671.2A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Nils Draese
Mirko Schinzel
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Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Publication of EP2612429A1 publication Critical patent/EP2612429A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
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Definitions

  • the invention is based on a multi-phase converter according to the preamble of the independent claim.
  • a generic multiphase converter is known for example from WO 2009/114873 AI.
  • the DC / DC converter described therein comprises a non-linear inductive resistor coil, a switching system and an output filter. In the process, adjacent phases are coupled with each other.
  • independent claim 1 has the advantage that by selectively selecting the inductance of the coupling means different aspects are influenced and optimized.
  • the inductance influences the power loss and thus also the heat development in the coupling means.
  • a reduction of the inductance also reduces the power loss.
  • a lower inductance can serve as saturation protection.
  • coupling means with a lower inductance only saturate later at higher currents, so that the multiphase converter can be operated even longer in a stable operating state in the event of a fault.
  • a high inductance reduces the current ripple, ie the ripple of the current.
  • the coupling means which couples a phase with a phase which is driven substantially phase-shifted by approximately 180 ° has a lower inductance than at least one of the other coupling means.
  • three coupling means are provided to magnetically couple one of the phases with three further phases, wherein at least one of the three coupling means has a lower
  • a coupling means with lower inductance should be provided for each of the preferably six phases.
  • the coupling means is provided with an air gap. In a particularly simple manner, this can influence the inductance of the coupling agent. If an air gap is provided with otherwise identical construction of the coupling means, the inductance is reduced compared to the version without an air gap. This can be done particularly suitably by the middle of the three legs of the Coupling means is shortened relative to the two outer, so that there forms an air gap.
  • phase Compensation can be achieved. This is done in particular by an opposing current profile.
  • the goal here is that the phases are magnetically coupled so that the resulting magnetic field is minimized due to the coupled phases. This makes it possible to resort to a space-small coupling means such as a ferrite core for coupling the magnetic fluxes. Through a corresponding coupling, the magnetic field could be greatly reduced, so that the corresponding
  • Coupling means such as a ferrite core
  • the phases can be controlled in sequence. This results in relatively simple and thus easily controllable current characteristics.
  • one phase - in the case of an arrangement with six phases - is coupled to the two respectively adjacent phases and also to a phase shifted by 180 degrees.
  • An adjacent phase is understood to be one which is actuated immediately preceding or subsequently.
  • an independent control of the individual phases is possible from each other.
  • a complex three-dimensional structure can also be avoided and, instead, a basically two-dimensional structure can be used.
  • coupling means are provided which couple at least one phase magnetically with at least three further phases, can also be
  • the coupling means can be smaller or it can be dispensed with an air gap.
  • a first phase essentially has a flat, U-shaped profile, while a second phase has a substantially rectangular, planar course.
  • the phases are formed as stamped grid. This type of production is characterized by low production costs. In a six-phase system, three phases may be rectangular and three phases U-shaped. In essence, the same geometric shapes can be used, so that the production further reduced.
  • the phases are part of a multilayer printed circuit board.
  • the phases to be coupled to each other can be introduced electrically isolated from each other on at least two levels.
  • a printed circuit board preferably has corresponding recesses, in which the legs of the respective coupling means are introduced for the magnetic coupling of the respective phases.
  • a phase is coupled to a further phase for the at least partial compensation of the DC component of the current profile.
  • Phase with at least one other Phase is magnetically coupled, which is essentially about 180 °
  • the coupling means can be smaller or it can be dispensed with an air gap.
  • the coupling means can be provided in a geometrically advantageous matrix arrangement. This is characterized by simple construction, the use of simple coupling means such as planar ferrite cores and low spatial extent. In addition, filters can be made smaller.
  • the switching means control the phases sequentially and that a phase is magnetically coupled to at least one further phase, which is activated immediately before and / or after.
  • a phase is magnetically coupled to at least one further phase whose turn-on or turn-off instant lies immediately before and / or after.
  • a phase is magnetically coupled with at least two further phases, which are respectively controlled immediately before and after.
  • three coupling means are provided to magnetically couple one of the phases with three further phases.
  • exactly six phases are provided, wherein the coupling means magnetically couple each of the six phases with three other of the six phases. This type of coupling on the one hand ensures that the individual phases can still be controlled independently of each other. In addition, the reliability of the multi-phase converter can be increased due to the stronger networking of the phases.
  • phase shapes in particular, two-dimensional phase shapes can be used.
  • At least one phase is U-shaped, rectangular and / or meander-shaped.
  • all couplings of the preferably six phases can be carried out with only two phase shapes, namely U-shaped and rectangular and / or meandering.
  • the phases are constructed as stamped grid and / or as part of a printed circuit board. This type of production is particularly cost-effective. In the integration of at least a portion of the phases in a circuit board can more
  • the circuit board comprises at least two, preferably three recesses for receiving the
  • the rectangular and / or meander-shaped phase has at least one chamfer in the area of the corner.
  • at least one of the phases outside the area enclosed by the coupling means provides a folding area.
  • At least two phases to be coupled are at least partially enclosed by a coupling means, wherein the phases to be coupled can preferably be driven with different current direction.
  • the phases to be coupled preferably run at least partially approximately parallel in the region enclosed by the coupling means.
  • the coupling means encloses at least two phases to be magnetically coupled in each case in a first area and in a second area.
  • planar ferrite cores can be used as a coupling agent. These could have a rectangular or double-rectangular cross-section.
  • the coupling means are arranged in a matrix.
  • the coupling means comprises at least two parts, wherein one of the parts has a U, O, I or E-shaped cross section. With this structure, it is particularly easy to surround the phases to be coupled by the coupling means. In an expedient development it is provided that between two parts, a gap, preferably an air gap is provided. In this way, it is particularly easy to influence the inductance. In an expedient development it is provided that a plurality of coupling means consisting of at least two parts have at least one common part, preferably a metal plate. This could facilitate assembly, since all coupling means could be closed in just one step by placing the plate.
  • FIG. 1 shows a circuit arrangement
  • FIG. 2 shows a schematic representation of the respective coupling of the phases
  • FIG. 3 shows the spatial arrangement of the various phases and coupling means
  • FIG. 4 shows a section through a coupling means with two coupled phases
  • FIG. 5 shows two typical embodiments of the phases according to FIG. 5
  • FIG. 8 shows the temporal current curves of the first phase 11 and fourth
  • FIG. 9 shows a principal possibility of coupling three phases
  • FIG. 10 shows an alternative exemplary embodiment with folded-down phases and below the associated plan view
  • FIG. 11 shows a further alternative exemplary embodiment
  • FIG. 12 shows an alternative embodiment of a coupling means with an air gap as well
  • FIG. 13 shows a possible implementation of the exemplary embodiment according to FIG. 3 with a printed circuit board.
  • FIG. 1 The structure of a multi-phase converter 10 is shown in FIG. 1
  • Multiphase converter 10 consists of six phases 11 to 16. Each of phases 11 to 16 can be individually controlled via respective switching means 21 to 26, each consisting of a high-side switch and a low-side switch. Each current of the phases 11 to 16 flows due to magnetic coupling three further phases by three inductors Lxx, which cause the corresponding coupling means 31 to 39.
  • a first coupling means 31 magnetically couples the first phase 11 with the second phase 12, so that an inductance L12 results for the first phase 11, and an inductance L21 for the second phase 12.
  • a sixth coupling means 36 magnetically couples the first phase 11 with the sixth phase 16 so that an inductance L16 results for the first phase 11, and an inductance L61 for the sixth phase 16.
  • a seventh coupling means 37 magnetically couples the first phase 11 with the fourth phase 14, so that an inductance L14 results for the first phase 11, and an inductance L41 for the sixth phase 16.
  • a second coupling means 32 magnetically couples the second phase 12 with the third phase 13, so that an inductance L23 for the second phase 12, and an inductance L32 for the third phase 13 results.
  • a ninth coupling means 39 magnetically couples the second phase 12 to the fifth phase 15, so that an inductance L25 is produced for the second phase 12, and an inductance L52 for the fifth phase 15.
  • a third coupling means 33 magnetically couples the third phase 13 with the fourth phase 14, so that an inductance L34 results for the third phase 13, and an inductance L43 for the fourth phase 14.
  • An eighth coupling means 38 magnetically couples the third phase 13 with the sixth phase 16 so that an inductance L36 is produced for the third phase 13 and an inductance L63 for the sixth phase 16.
  • a fourth coupling means 34 magnetically couples the fourth phase 14 with the fifth phase 15 so that an inductance L45 results for the fourth phase 14, and an inductance L54 for the fifth phase 15.
  • a fifth coupling means 35 magnetically couples the fifth phase 15 with the sixth phase 16, so that an inductance L56 results for the fifth phase 15, and an inductance L65 for the sixth phase 16.
  • An input current I E is distributed over the six phases 11 to 16.
  • a capacitor is connected as a filter medium to ground.
  • the outputs of phases 11 to 16 are at a common summation point
  • FIG. 2 is shown systematically how the six phases 11 to 16 are coupled together by respective coupling means 31 to 39.
  • both adjacent phases are coupled together as well as in addition the phase offset by 180 degrees.
  • An adjacent phase is understood to be one which is actuated chronologically immediately preceding or following, that is to say whose turn-on times are immediately before or after it. in the
  • the designation of the phases 11 to 16 is selected so that the phases 11 to 16 are controlled sequentially according to the numbering, that is in the order (information corresponding to the reference numerals of the phases): 11-12-13-14-15-16 - 11, etc., each phase-shifted by 60 degrees and by T / 6 (360 degrees / number of phases), respectively
  • T represents the period of a drive cycle. This sequence is also shown in FIG. 2 and FIG. That means the start times for the
  • the respective phase is switched off again after the time duration T / 6 (PWM ratio 1/6).
  • FIG. 3 schematically depicts the matrix-like spatial structure of the concept shown in FIG.
  • the coupling means 31 to 39 are preferably designed as planar coil cores, for example ferrite cores, each having two cavities. In these cavities of the
  • Coupling means 31 to 39 are each two conductors or phase sections of two phases to be coupled enclosed, which have different current directions in these sections, as indicated by the arrows.
  • phase 11 to 16 two geometric shapes of the phases 11 to 16 or busbars or conductors of the phases 11 to 16 can be obtained turn off.
  • the first phase 11, third phase 13 and fifth phase 15 are U-shaped. These three phases 11, 13, 15 preferably all run in the same plane.
  • second, fourth and sixth phase 12, 14, 16 In a further spaced and parallel plane - in the embodiment of Figure 3 above - run the second, fourth and sixth phase 12, 14, 16.
  • Second, fourth and sixth phase 12, 14, 16 are rectangular or meander-shaped. They are in this case arranged so that they are enclosed in the respective coupling means 31 to 39 with the respective phase to be coupled U-shaped phase 11, 13, 15 at different current direction.
  • the first coupling means 31 consists of an E-shaped first part 44 and a plate-shaped second part 43, which form the coil cores.
  • the legs of the first part 44 with E-shaped cross-section are all the same length, so that they can be closed by the plate-shaped (I-shaped cross-section) second part 43 without air gap.
  • the preferably band-shaped section of the first phase 11 is respectively introduced in the lower region of the coupling means 31. These shown portions of the first phase 11 are in the same plane, so they are planar to each other.
  • Coupling means 31 now comes the second phase 12, preferably also band-shaped, to lie. On the other side of the first
  • Coupling means 31 are carried out in its further cavity first and second phases 11, 12 in each case opposite to the current direction in the other cavity opposite current direction. This is done in the case of the first coupling means 31 in that both the first phase 11 and the second phase 12 at the upper end face of the first coupling means 11 in a 180 degree bend are returned through the other cavity again. Also, the two sections of the second phase 12, which are enclosed by the first coupling means 31, are in the same plane, are therefore formed planar. The plane of the first phase 11 and the plane of the second phase 12 are at least in the inner region of the first
  • Coupling means 31 formed parallel and spaced from each other. By the first coupling means 31, the first phase 11 and the second phase 12 are now magnetically coupled together.
  • an insulation 45 is provided between the first phase 11 and the second phase 12 for the electrical separation of the two phases 11, 12 from each other and each to the coupling means 31.
  • the second phase 12 is coupled to the third phase 13 via the second coupling means 32.
  • the second phase 12 is coupled to the fifth phase 15 by means of the ninth coupling means 39.
  • the further corresponding couplings can be seen in FIG. 3 and will not be described again specifically.
  • the exemplary embodiment according to FIG. 6 differs from that according to FIG. 3 only in that a further seventh phase 17 is provided.
  • This seventh phase 17 is magnetically coupled by the tenth coupling means 40 having the first phase 11, the eleventh coupling means 41 having the third phase 13 and the twelfth coupling means 42 having the fifth phase 15, respectively.
  • the diagram according to FIG. 7 shows the time profiles of the drive signals 52 for the respective switching means 21 to 26 of the corresponding phases 11 to 16 and the current courses in phases 11 to 16.
  • the switching means 21 to 26 energize the associated phases 11 to 16 in succession for each one sixth of a period T, for example, by a PWM signal, and are then in the freewheel.
  • the resulting current waveforms of the individual phases 11 to 16 are shown below by way of example.
  • the period T of the drive signals 52 is for example in the order of 0.01 ms.
  • the starting times for the different phases 11 to 16 are each 60 degrees out of phase or offset in time by T / 6.
  • the starting time of the second phase 12 adjacent to the third phase 13 is T / 6, the start time of the fourth phase
  • the shutdown could be sooner or later, up to permanent on, depending on the desired PWM signal (between 0%
  • Time can also be energized simultaneously several phases 11 to 16, if required by the desired voltage conditions. However, the start times are offset in time.
  • FIG. 8 shows the temporal current characteristics of the first phase 11 and the fourth phase 14 and below this the difference of the two currents I res. It can be seen here that, compared with the first phase 11, the current characteristic of the fourth phase 14 is characterized by a large degree of opposition of the DC components. The DC fields largely cancel each other out as the lower curve I res of Figure 8 can be seen. Therefore, a coupling of the first phase 11
  • FIG. 9 A further basic possibility of coupling three phases 11, 14, 16 is shown in FIG. 9.
  • the first phase 11 and the counter-energized fourth phase 14 are enclosed by a seventh coupling means 37 '.
  • the coupling means 36 ', 37' have an O or
  • the exemplary embodiment according to FIG. 10 differs from that according to FIG. 3 in that the ends of the busbars of the phases 11 to 16 are folded down in folding regions 60 indicated by arrows as soon as they are led out of the interior of the coupling means 31 to 39 become.
  • the coupling means in each case those with the reference numerals 39, 35; 35, 34; 32, 38; 38, 33 move closer together.
  • the meandering busbars of the respective phases 11 to 16 can also be bent up on the sides.
  • the meander can also slide into each other as shown in the left side sketch in plan view.
  • the U-shaped punched grid of the third and fifth phase 13, 15 would then have to run in different planes, for example by appropriate bending.
  • the meandering phases 12, 14, 16 are provided with chamfering regions 62 at the corners, so that preferably straight sections are formed in order to guide adjacent phases 12, 16 parallel to one another in these chamfering regions 62.
  • the coupling means 32, 38 and 39, 35 also push together closer together.
  • the exemplary embodiment according to FIG. 12 differs from that according to FIG. 4 in that the middle limb of the E-shaped first part 44 has an air gap 64 in the direction of the second part 43.
  • the exemplary embodiment according to FIG. 13 discloses a possible realization of the exemplary embodiment according to FIG. 3.
  • a printed circuit board 70 first, third and fifth phases 11, 13, 15 are integrated, which run substantially in a U-shape in accordance with FIG.
  • the meandering phases 12, 14, 16 are arranged on the surface of the circuit board 70.
  • the printed circuit board 70 has a multiplicity of rectangular recesses 72. Three recesses 72 are each tuned to the geometry of the three legs of the coupling means 31 to 42. For the second coupling means 32 'are already the three legs of the first part 44 with an E-shaped cross-section from below through the three
  • Recesses 72 plugged and protrude above the PCB level upwards.
  • the meander of the second phase 12 is guided for magnetic coupling with the U-shaped third phase 13 located in the printed circuit board 70.
  • the magnetic circuit of the coupling means 31 is closed by placing the second part 43. This is exemplary for the shown first coupling means 31, in which already on the three legs of the first part 44, the plate-shaped second part 43 is placed.
  • Multiphase converters 10 or DC / DC converters with high powers without special isolation requirements can preferably be realized in multi-phase arrangements.
  • the high input current I E for example, in the amount of 300 A distributed to the various six phases 11 to 16 in the amount of 50A.
  • the corresponding input or output filter according to Figure 1 for example, drawn as capacitors, correspondingly small.
  • the control of the phases 11 to 16 is carried out sequentially, that is, one after the other, so that the switch-on times each 60 degrees (or.
  • Switching means 21 to 26 is closed for this purpose.
  • the phase 11 to 16 is not energized when the corresponding low-side switch of the switching means 21 to 26 is closed.
  • those phases 11 to 16 could be considered to be adjacent, whose turn-off is immediately before or after. Then the corresponding switch-on points would be variable depending on the desired PWM signal.
  • a phase 11 with at least three further phases 12, 14, 16 is magnetically coupled to one another in such a way that the DC components of the individual phases are respectively compensated as strongly as possible by other phases.
  • Cores are sized accordingly small, resulting in significant Savings on coupling material, mass and cost leads. In particular, the space can be greatly reduced.
  • the third phase to be coupled is now preferably selected such that an interfering mutual
  • Phase 11 would be the adjacent phases thus the second phase 12 and the sixth phase 16) and the phase with a phase shift of 180 degrees (for the first phase 11, this would be the fourth phase 14) is particularly suitable because there is a very high extinction of the Gleichanteils results.
  • FIG. 8 shows the temporal current curves of the first phase 11 and fourth phase 14 and below this the difference I res of the two currents. It can be seen here that, compared to the first phase 11, the current characteristic of the fourth phase 14 is characterized by a large degree of opposition of the DC component. Therefore, a corresponding further magnetic coupling of the first phase 11 with the fourth phase 14 is suitable.
  • the two currents through the coupled phases 11, 14 flow oppositely in the seventh coupling means 37.
  • the resulting current I res for the magnetization of the coupling means 37 is only by the difference of the currents I res triggered.
  • the dc fields mostly cancel each other out.
  • the reduced DC component has a positive effect on the geometry of the coupling means 31 to 39, which can now manage with a smaller volume.
  • the coupling shown in Figures 1 to 3 has been found to be particularly suitable.
  • two phases can be magnetically coupled by passing the two phases with antiparallel current conduction through a rectangular or annular coupling means 31 to 41. It is essential that the coupling means 31 to 41 is capable of forming a magnetic circuit. This is possible with a substantially closed structure, too may include an air gap. Furthermore, the coupling means 31 to 41 consists of a magnetic field conducting material with suitable permeability.
  • FIG. 9 shows a basic possibility of coupling three phases 11, 14, 16.
  • the first phase 11 and the counter current-energized sixth phase 16 are enclosed by a sixth coupling means 36 'surrounding these two conductor sections.
  • the first phase 11 and the counter-energized fourth phase 14 are enclosed by a seventh coupling means 37 '.
  • this coupling possibility in each case half a turn of two phases 11, 16; 11, 14 coupled together.
  • the coupling means 36 ', 37' can
  • FIG. 3 The coupling concept on which FIG. 3 is based can be explained by way of example with reference to FIG. It is essential that the phases to be coupled - according to Figure 4, there are first phase 11 and second phase 12 - with
  • the corresponding coupling means 31 to 41 can be smaller or it can be dispensed with an air gap.
  • a possible realization concept of the embodiment according to FIG. 3 could consist of a printed circuit board 70 into which the nine coupling means 31 to 39, here preferably planar cores, are embedded as shown in FIG. On this circuit board 70, all switching means 21 to 26, each consisting of
  • Highside or Lowside MOSFETs are integrated as possible embodiments.
  • the windings for the first, third and fifth phases 11, 13, 15 can also be integrated into this printed circuit board 70.
  • the other windings of the second, fourth and sixth phases 12, 14, 16 could have a
  • the coupling means 31 to 41 are inductive coupling means, such as an iron or ferrite core of a transformer, on which the phases 11 to 16 to be coupled generate a magnetic field.
  • the coupling means 31 to 42 closes the magnetic circuit of the two
  • coupling agent 31 to 38 material and permeability is not as important to coupling. If no air gap is used, the permeability of the magnetic circuit increases, which increases the inductance of the coil. As a result, the current increase is flatter and the current forms approach more to the ideal direct current. The closer the waveforms to a DC current, the lower the resulting current difference between the two phases that are (oppositely) passed through a core as coupling means 31-42. The effort for filters is thereby reduced. On the other hand, a system without an air gap reacts very sensitively
  • air gaps with different dimensions can be chosen so as to distribute the losses uniformly over the coupling means 31 to 42.
  • Coupling means 31 to 42 with lower inductance L also have lower power dissipation in principle.
  • desired criteria for example, uniform distribution of power dissipation
  • Embodiment of Figures 1-3 these are the coupling means with the reference numerals 37, 38, 39), due to the 180-degree phase-offset drive (as in the embodiment of Figures 1-3 by coupling the first phase 11 with the fourth phase 14 by the seventh coupling means 37, coupling of the second phase 12 to the fifth phase 15 by the ninth coupling means 39, coupling of the third phase 13 to the sixth phase 16 by the eighth coupling means 38) could be loaded with a greater increased magnetization Example be reduced by adapting or providing an air gap in their load. This would reduce the total core losses.
  • Coupling means 31 to 42 to be provided with a larger air gap or gap.
  • this coupling means 31 to 42 provided with an air gap would only saturate at higher currents, so that a further improved stability results in the event of a fault.
  • it would be advantageous to guide each phase 11 to 16 through at least one coupling means 31 to 42, later than the other coupling means 31 to 42 in this phase saturates by providing a lower inductance L, which is achieved by the provision of a
  • Air gap could be achieved.
  • FIG. 12 an example of a coupling means 31 provided with an air gap 64 is shown.
  • the middle leg of the E-shaped first part 44 is somewhat shortened with respect to the outer legs, so that an air gap 64 is formed in the direction of the second part 43.
  • a person skilled in the art will know how to achieve the desired inductance L of the respective coupling means 31 to 42, for example by providing a suitable air gap (e) at the appropriate locations.
  • the use of only two geometric shapes of the phases 11 to 16 as shown in Figure 5 in plan view is particularly advantageous in terms of manufacturing technology.
  • the one basic shape in this case has a U-shaped course and lie in the same plane.
  • the second basic shape is substantially rectangular or meander-shaped, also lying in the same plane.
  • the sections shown can be used as strip conductors in the form of punched grids or in
  • the U-shaped phases 11, 13, 15 are arranged relative to one another such that they come to lie on a first plane. Accordingly, the rectangular or meandering phases 12, 14, 16, 17 are arranged so that they come to rest on a second level. These two planes are arranged parallel to one another and at a distance from one another such that the phase sections to be coupled in each case through the
  • Coupling means 31 to 42 can be surrounded.
  • alternative embodiments of the phase forms would be conceivable without departing from the basic idea of the preferably planar structure.
  • Embodiment of the geometry of the phases 11 to 17 is to be achieved, that the coupling means 31 to 42 can be arranged closer to the respective adjacent coupling means 31 to 42.
  • This can be achieved, for example, according to the embodiment of Figure 10, characterized in that the ends of the busbars of the phases 11 to 16 are folded down in by arrows
  • Coupling means 35 are also folded down by 45 °, so that contact with the second phase 12 is avoided. This can be ninth
  • Coupling means 39 and fifth coupling means 35 are arranged with a smaller distance to each other, as if the phase sections are led out without folding.
  • the meandering busbars of the respective phases 11 to 16 can also be bent up on the sides.
  • the meander can also slide into each other as shown in the left side sketch with top view.
  • the U-shaped punched grid of the third and fifth phase 13, 15 would then have to be laid in different levels, for example by appropriate bending.
  • the meandering phases 12, 14, 16 are provided at the curves or corners with chamfering regions 62, so that preferably straight sections are formed adjacent to one another Phases 12, 16 in these Beschrägungs Suiteen 62 parallel in low
  • phase sections 12, 16 are arranged on the same plane.
  • the multi-phase converter 10 described is particularly suitable for use in a motor vehicle electrical system, in which in particular dynamic load requirements are of minor importance. In particular, for such relatively slow systems, the structure described is suitable.

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Abstract

Multiphasenwandler, umfassend mehrere elektrische Phasen (11 bis 16), die jeweils durch Schaltmittel (21 bis 26) ansteuerbar sind, wobei Kopplungsmittel (31, 36, 37) vorgesehen sind, die zumindest eine erste Phase (11) mit zumindest zwei weiteren Phasen (12, 14, 16) magnetisch koppeln, wobei zumindest zwei Kopplungsmittel (31, 36, 37) vorgesehen sind, um eine der Phasen (11) mit zumindest zwei weiteren Phasen (12, 14, 16) magnetisch zu koppeln, wobei zumindest eines der beiden Kopplungsmittel (37) eine geringere Induktivität als das andere Kopplungsmittel (31, 36) aufweist.

Description

Beschreibung
Titel
MULTIPHASENWANDLER MIT MAGNETISCH GEKOPPELTEN PHASEN
Stand der Technik
Die Erfindung geht aus von einem Multiphasenwandler nach der Gattung des unabhängigen Anspruchs. Ein gattungsgemäßer Multiphasenwandler ist beispielsweise aus der WO 2009/114873 AI bekannt. Der darin beschriebene DC/DC-Wandler umfasst eine Spule mit nicht linearem induktiven Widerstand, ein Schaltsystem und einen Ausgangsfilter. Dabei werden benachbarte Phasen miteinander gekoppelt.
Aus der EP 1145416 Bl ist bereits ein Umrichter für die Umformung von elektrischer Energie bekannt. So wird hier vorgeschlagen, dass die Drosselgröße durch die Verwendung von gekoppelten Induktivitäten reduziert werden kann. Hierbei sollen die gekoppelten Drosseln so dimensioniert werden, dass die Lastströme der Teilzweige sich gegenseitig kompensieren und zu keiner magnetischen Belastung der Drossel führen. Nur der Differenzstrom zwischen den einzelnen Teilzweigen führt dann zu einem magnetischen Feld.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Multiphasenwandler anzugeben, der sich durch einfache Fertigbarkeit und weitere Reduzierung des Bauraums, insbesondere durch geringeres Volumen des Kopplungsmittels, sowie einfache Regelbarkeit auszeichnet. Diese Aufgabe wird gelöst durch die
Merkmale des unabhängigen Anspruchs.
Vorteile der Erfindung Der erfindungsgemäße Multiphasenwandler mit den Merkmalen des
unabhängigen Anspruchs 1 hat demgegenüber den Vorteil, dass durch gezielte Wahl der Induktivität des Kopplungsmittels verschiedene Aspekte beeinflusst und optimiert werden. Zum einen beeinflusst die Induktivität die Verlustleistung und damit auch die Wärmeentwicklung in den Kopplungsmitteln. Eine Reduzierung der Induktivität reduziert auch die Verlustleistung. Außerdem kann eine geringere Induktivität als Sättigungsschutz dienen. Dadurch sättigen Kopplungsmittel mit geringerer Induktivität erst später bei höheren Strömen, so dass sich der Multiphasenwandler im Fehlerfall noch länger in einem stabilen Betriebszustand betrieben werden kann. Andererseits reduziert eine hohe Induktivität den Stromripple, also die Welligkeit des Stroms. Damit kann mit der Wahl der geeigneten Induktivität die Verlustverteilung, Sättigungsverhalten und
Stromwelligkeit optimiert werden.
In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass das Kopplungsmittel, das eine Phase mit einer Phase koppelt, die im Wesentlichen um etwa 180° phasenverschoben angesteuert ist, eine geringere Induktivität als zumindest eines der anderen Kopplungsmittel aufweist. Dadurch können diese in der Regel stärker belasteten Kopplungsmittel hinsichtlich der Verluste reduziert werden, so dass auch eine geringere Wärmeentwicklung erzielt wird.
In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass drei Kopplungsmittel vorgesehen sind, um eine der Phasen mit drei weiteren Phasen magnetisch zu koppeln, wobei zumindest eines der drei Kopplungsmittel eine geringere
Induktivität als die beiden anderen Kopplungsmittel aufweist. Damit wird für eine Phase ein Sättigungsschutz realisiert, der sich positiv auf die Systemstabilität auswirkt. Zweckmäßiger Weise sollte für jede der vorzugsweise sechs Phasen ein Kopplungsmittel mit geringerer Induktivität vorgesehen sein. In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass das Kopplungsmittel mit einem Luftspalt versehen ist. In besonders einfacher Weise kann dadurch die Induktivität des Kopplungsmittels beeinflusst werden. Wird bei sonst gleicher Bauweise des Kopplungsmittels ein Luftspalt vorgesehen, wird die Induktivität gegenüber der Version ohne Luftspalt verringert. Dies kann besonders zweckmäßig dadurch erfolgen, indem der mittlere der drei Schenkel des Kopplungsmittels gegenüber den beiden äußeren verkürzt wird, so dass sich dort ein Luftspalt ausbildet.
In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass durch die
magnetische Kopplung einer Phase mit zumindest drei weiteren Phasen eine störende gegenseitige Beeinflussung der Phasen minimiert wird. Die zu verkoppelnden Phasen werden dabei so ausgewählt, dass eine optimale
Kompensation erreicht werden kann. Dies erfolgt insbesondere durch ein gegenläufiges Stromprofil. Ziel ist es hierbei, dass die Phasen magnetisch so gekoppelt werden, dass sich das resultierende Magnetfeld aufgrund der verkoppelten Phasen minimiert. Dadurch lässt sich auf ein vom Bauraum her kleines Kopplungsmittel wie beispielsweise ein Ferritkern zur Kopplung der magnetischen Flüsse zurückgreifen. Durch eine entsprechende Kopplung konnte das Magnetfeld stark reduziert werden, sodass auch das entsprechende
Kopplungsmittel, beispielsweise ein Ferritkern, in entsprechender Weise in seiner Masse reduziert werden kann. Bei der vorgeschlagenen Kopplung können die Phasen der Reihe nach angesteuert werden. Hierbei entstehen relativ einfache und somit leicht regelbare Stromverläufe. In besonders zweckmäßiger Weise wird eine Phase - bei einer Anordnung mit sechs Phasen - mit den beiden jeweils benachbarten Phasen und auch mit einer um 180 Grad verschobenen Phase verkoppelt. Als benachbarte Phase wird eine solche verstanden, die unmittelbar vorausgehend oder nachfolgend angesteuert wird. Bei der vorgeschlagenen magnetischen Kopplung ist darüber hinaus eine unabhängige Ansteuerung der einzelnen Phasen voneinander möglich.
Mit dem entsprechenden Multiphasenwandler kann auch ein komplexer dreidimensionaler Aufbau vermieden werden und stattdessen auf einen im Wesentlichen zweidimensionalen Aufbau zurückgegriffen werden.
Dadurch, dass Kopplungsmittel vorgesehen sind, die zumindest eine Phase mit zumindest drei weiteren Phasen magnetisch koppeln, lässt sich auch die
Ausfallsicherheit erhöhen, da durch die zumindest dreifache Verkopplung eine höhere Vernetzung der Phasen erzielt wird, sodass der Ausfall einer Phase noch nicht zu unsicheren Betriebszuständen führen kann. ln einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass solche Phasen miteinander verkoppelt werden, die näherungsweise gegenphasige
Stromverläufe aufweisen. Dadurch ergibt sich eine starke Kompensation der Gleichfelder, sodass die magnetische Aussteuerung weiter reduziert werden kann. Als weitere Folge können die Kopplungsmittel kleiner werden bzw. es kann auf einen Luftspalt verzichtet werden.
In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass eine erste Phase im Wesentlichen einen ebenen, U-förmigen Verlauf aufweist, während eine zweite Phase einen im Wesentlichen rechteckförmigen, ebenen Verlauf aufweist. Diese so ausgebildeten Phasen lassen sich von Kopplungsmitteln, vorzugsweise handelsübliche Ferritkerne, umschließen. Dadurch wird in sehr einfacher Art und Weise unter Rückgriff eines matrizenförmigen Aufbaus die gewünschte
Verkopplung von zumindest drei Phasen erreicht.
In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass die Phasen als Stanzgitter ausgebildet sind. Diese Art der Herstellung zeichnet sich durch günstige Herstellkosten aus. Bei einem sechsphasigen System können hierbei drei Phasen rechteckförmig und drei Phasen U-förmig ausgebildet werden. Im Wesentlichen können die selben geometrischen Formen verwendet werden, sodass sich die Herstellung weiter vergünstigt.
In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass die Phasen Teil einer mehrlagigen Leiterplatte sind. So können die miteinander zu verkoppelnden Phasen auf zumindest zwei Ebenen voneinander elektrisch isoliert eingebracht werden. Eine Leiterplatte weist vorzugsweise entsprechende Ausnehmungen auf, in die die Schenkel der jeweiligen Kopplungsmittel eingebracht werden zur magnetischen Kopplung der jeweiligen Phasen. Zweckmäßigerweise können die Phasen bei einer Leiterplatte auch mehrlagig mit entsprechender
Parallelschaltung ausgeführt sein.
In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass eine Phase mit einer weiteren Phase gekoppelt ist zur zumindest teilweisen Kompensation des Gleichanteils des Stromverlaufs. In einer besonders zweckmäßigen
Weiterbildung ist vorgesehen, dass eine Phase mit zumindest einer weiteren Phase magnetisch gekoppelt ist, die im Wesentlichen um etwa 180°
phasenverschoben angesteuert ist. Dadurch ergibt sich eine besonders starke Kompensation der Gleichfelder, sodass die magnetische Aussteuerung weiter reduziert werden kann. Als weitere Folge können die Kopplungsmittel kleiner werden bzw. es kann auf einen Luftspalt verzichtet werden. Durch diese Art der Kopplung der Phasen können die Kopplungsmittel in einer geometrisch vorteilhaften Matrixanordnung vorgesehen werden. Diese zeichnet sich durch einfachen Aufbau, die Verwendung einfacher Kopplungsmittel wie planare Ferritkerne und geringe räumliche Ausdehnung aus. Außerdem können Filter geringer dimensioniert werden.
In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass die Schaltmittel bis die Phasen sequentiell ansteuern und dass eine Phase mit zumindest einer weiteren Phase magnetisch gekoppelt ist, die unmittelbar vorher und/oder nachher angesteuert ist. In einer besonders zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass eine Phase mit zumindest einer weiteren Phase magnetisch gekoppelt ist, deren Einschalt- oder Ausschaltzeitpunkt unmittelbar vorher und/oder nachher liegt. In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass eine Phase mit zumindest zwei weiteren Phasen magnetisch gekoppelt ist, die jeweils unmittelbar vorher und nachher angesteuert sind.
Durch diese Ansteuerungen ergeben sich relativ einfache Stromverläufe, die sich damit auch relativ einfach regeln lassen.
In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass drei Kopplungsmittel vorgesehen sind, um eine der Phasen mit drei weiteren Phasenmagnetisch zu koppeln. In einer besonders zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass genau sechs Phasen vorgesehen sind, wobei die Kopplungsmittel jede der sechs Phasen mit drei weiteren der sechs Phasen magnetisch koppeln. Bei dieser Art der Verkopplung ist einerseits gewährleistet, dass sich die einzelnen Phasen noch unabhängig voneinander gesteuert werden können. Außerdem lässt sich die Ausfallsicherheit des Multiphasenwandlers erhöhen aufgrund der stärkeren Vernetzung der Phasen. In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass die Phasen räumlich im Wesentlichen auf parallelen Ebenen verlaufen. In einer besonders
zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass zumindest drei Phasen räumlich in einer ersten Ebene verlaufen und dass zumindest drei weitere Phasen räumlich in einer zweiten Ebene verlaufen, die zu der ersten Ebene parallel und beabstandet ist. Dies ermöglicht einen kostengünstigen und fertigungstechnisch einfachen Aufbau des Multiphasenwandlers, da
insbesondere zweidimensionale Phasenformen verwendet werden können.
In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist hierzu vorgesehen, dass zumindest eine Phase U-förmig, rechteckförmig und/oder mäanderförmig ausgebildet ist. Durch diese Geometrien können mit lediglich zwei Phasenformen, nämlich U- förmig und rechteckförmig und/oder mäanderförmig sämtliche Verkopplungen der vorzugsweise sechs Phasen vorgenommen werden. Durch den Rückgriff auf nur zwei unterschiedliche Formen bei vorzugsweise sechs Phasen wird der
Gleichteile-Anteil der Anordnung erhöht, wodurch sich die Herstellkosten weiter reduzieren. In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass die Phasen als Stanzgitter und/oder als Teil einer Leiterplatte aufgebaut sind. Diese Art der Herstellung ist besonders kostengünstig. Bei der der Integration zumindest eines Teils der Phasen in einer Leiterplatte können weitere
elektronische Komponenten wie die Schaltmittel dort angeordnet werden. In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass die Leiterplatte zumindest zwei, vorzugsweise drei Ausnehmungen umfasst zur Aufnahme des
Kopplungsmittels. Dies vereinfacht die lagerichtige Anordnung der
Kopplungsmittel relativ zu den zumindest teilweise in der Leiterplatte integrierten Phasen.
In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass die rechteckförmig und/oder mäanderförmig ausgebildete Phase im Bereich Ecke zumindest eine Anschrägung aufweist. In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass bei zumindest eine der Phasen außerhalb des vom Kopplungsmittels umschlossenen Bereichs ein Abklappungsbereich vorgesehen ist. Durch die vorgesehenen Maßnahmen wird erreicht, dass benachbarte Kopplungsmittel räumlich näher zusammenrücken können. Dies macht sich in einer
Bauraumreduzierung bemerkbar. In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass zumindest zwei zu koppelnde Phasen zumindest teilweise von einem Kopplungsmittel umschlossen sind, wobei die zu koppelnden Phasen vorzugsweise mit unterschiedlicher Stromrichtung ansteuerbar sind. Vorzugsweise verlaufen die zu koppelnden Phasen in dem vom Kopplungsmittel umschlossenen Bereich zumindest teilweise annähernd parallel verlaufen. In einer besonders zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass das Kopplungsmittel zumindest zwei magnetisch zu koppelnde Phasen jeweils in einem ersten Bereich und in einem zweiten Bereich umschließt. Durch diese gewählte Art der Kopplung können Standardteile wie beispielsweise planare Ferritkerne als Kopplungsmittel eingesetzt werden. Diese könnten einen rechteckförmigen bzw. doppel- rechteckförmigen Querschnitt aufweisen. In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass die Kopplungsmittel matrixförmig angeordnet sind.
Insbesondere bei einer recheckförmigen Außenkontur der Kopplungsmittel können bei der vorgeschlagenen Verkopplung bei sechs Phasen die
erforderlichen neuen Kopplungsmittel matrixförmig (3x3) und somit platzsparend und planar angeordnet werden. In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass das Kopplungsmittel zumindest zwei Teile umfasst, wobei eines der Teile einen U-, O-, I- oder E-förmigen Querschnitt aufweist. Durch diesen Aufbau lassen sich besonders einfach die zu koppelnden Phasen durch das Kopplungsmittel umgeben. In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass zwischen zwei Teilen ein Spalt, vorzugsweise ein Luftspalt vorgesehen ist. Auf diese Art und Weise lässt sich besonders einfach die Induktivität beeinflussen. In einer zweckmäßigen Weiterbildung ist vorgesehen, dass mehrere, aus zumindest zwei Teilen bestehende Kopplungsmittel zumindest ein gemeinsames Teil aufweisen, vorzugsweise eine Metallplatte. Damit könnte sich die Montage erleichtern, da sämtliche Kopplungsmittel in nur einem Schritt durch das Aufsetzen der Platte geschlossen werden könnten.
Weitere zweckmäßige Weiterbildungen ergeben sich aus weiteren abhängigen Ansprüchen und aus der Beschreibung.
Zeichnung Mehrere Ausführungsbeispiele sind in den Figuren dargestellt und werden nachfolgend näher beschrieben.
Es zeigen:
Figur 1 eine Schaltungsanordnung,
die Figur 2 eine schematische Darstellung der jeweiligen Verkopplung der Phasen,
die Figur 3 die räumliche Anordnung der verschiedenen Phasen und Kopplungsmittel,
die Figur 4 einen Schnitt durch ein Kopplungsmittel mit zwei verkoppelten Phasen,
die Figur 5 zwei typische Ausgestaltungen der Phasen gemäß dem
Ausführungsbeispiel nach Figur 3,
die Figur 6 ein weiteres Ausführungsbeispiel mit sieben Phasen, die Figur 7 Ansteuerung und Stromverläufe beim Ausführungsbeispiel gemäß Figur 1,
die Figur 8 die zeitlichen Stromverläufe der ersten Phase 11 und vierten
Phase 14 sowie darunter die Differenz der beiden Ströme,
die Figur 9 eine prinzipielle Möglichkeit der Kopplung dreier Phasen, die Figur 10 ein alternatives Ausführungsbeispiel mit abgeklappten Phasen und unten die zugehörige Draufsicht,
die Figur 11 ein weiteres alternatives Ausführungsbeispiel mit
angeschrägten mäanderförmigen Phasen,
die Figur 12 ein alternatives Ausführungsbeispiel eines Kopplungsmittels mit einem Luftspalt sowie
die Figur 13 eine mögliche Realisierung des Ausführungsbeispiels nach Figur 3 mit einer Leiterplatte.
Der Aufbau eines Multiphasenwandlers 10 ist gemäß Figur 1
schaltungstechnisch dargestellt. Der hier beispielhaft beschriebene
Multiphasenwandler 10 besteht aus sechs Phasen 11 bis 16. Jede der Phasen 11 bis 16 lässt sich einzeln über entsprechende Schaltmittel 21 bis 26 ansteuern, jeweils bestehend aus einem Highside-Schalter und einem Lowside-Schalter. Jeder Strom der Phasen 11 bis 16 fließt aufgrund magnetischer Kopplung mit drei weiteren Phasen durch drei Induktivitäten Lxx, die die entsprechenden Kopplungsmittel 31 bis 39 bewirken. Ein erstes Kopplungsmittel 31 koppelt die erste Phase 11 mit der zweiten Phase 12 magnetisch, so dass sich für die erste Phase 11 eine Induktivität L12, für die zweite Phase 12 eine Induktivität L21 ergibt. Ein sechstes Kopplungsmittel 36 koppelt die erste Phase 11 mit der sechsten Phase 16 magnetisch, so dass sich für die erste Phase 11 eine Induktivität L16, für die sechste Phase 16 eine Induktivität L61 ergibt. Ein siebtes Kopplungsmittel 37 koppelt die erste Phase 11 mit der vierten Phase 14 magnetisch, so dass sich für die erste Phase 11 eine Induktivität L14, für die sechste Phase 16 eine Induktivität L41 ergibt. Ein zweites Kopplungsmittel 32 koppelt die zweite Phase 12 mit der dritten Phase 13 magnetisch, so dass sich für die zweite Phase 12 eine Induktivität L23, für die dritte Phase 13 eine Induktivität L32 ergibt. Ein neuntes Kopplungsmittel 39 koppelt die zweite Phase 12 mit der fünften Phase 15 magnetisch, so dass sich für die zweite Phase 12 eine Induktivität L25, für die fünfte Phase 15 eine Induktivität L52 ergibt. Ein drittes Kopplungsmittel 33 koppelt die dritte Phase 13 mit der vierten Phase 14 magnetisch, so dass sich für die dritte Phase 13 eine Induktivität L34, für die vierte Phase 14 eine Induktivität L43 ergibt. Ein achtes Kopplungsmittel 38 koppelt die dritte Phase 13 mit der sechsten Phase 16 magnetisch, so dass sich für die dritte Phase 13 eine Induktivität L36, für die sechste Phase 16 eine Induktivität L63 ergibt. Ein viertes Kopplungsmittel 34 koppelt die vierte Phase 14 mit der fünften Phase 15 magnetisch, so dass sich für die vierte Phase 14 eine Induktivität L45, für die fünfte Phase 15 eine Induktivität L54 ergibt. Ein fünftes Kopplungsmittel 35 koppelt die fünfte Phase 15 mit der sechsten Phase 16 magnetisch, so dass sich für die fünfte Phase 15 eine Induktivität L56, für die sechste Phase 16 eine Induktivität L65 ergibt.
Ein Eingangsstrom lE verteilt sich auf die sechs Phasen 11 bis 16. Am Eingang ist ein Kondensator als Filtermittel gegen Masse geschaltet. Die Ausgänge der Phasen 11 bis 16 sind an einem gemeinsamen Summationspunkt
zusammengeführt und mittels einem nicht näher bezeichneten Kondensator als Filtermittel gegen Masse geschaltet. An dem gemeinsamen ausgangsseitigen Summationspunkt liegt dann der Ausgangsstrom lA an. Die jeweils miteinander gekoppelten Induktivitäten Lxx sind mit unterschiedlichem Wicklungssinn zueinander orientiert wie durch die entsprechenden Punkte in Figur 1
angedeutet.
In Figur 2 ist systematisch dargestellt, wie die sechs Phasen 11 bis 16 durch entsprechende Kopplungsmittel 31 bis 39 miteinander verkoppelt sind. Wie bereits in Verbindung mit Figur 1 beschrieben, werden sowohl benachbarte Phasen miteinander verkoppelt wie auch zusätzlich die um 180 Grad versetzte Phase. Als benachbarte Phase wird eine solche verstanden, die zeitlich unmittelbar vorausgehend oder nachfolgend angesteuert wird, das heißt deren Einschaltzeitpunkte zeitlich unmittelbar vorher oder nachher liegen. Im
Ausführungsbeispiel wird die Bezeichnung der Phasen 11 bis 16 so gewählt, dass die Phasen 11 bis 16 entsprechend der Nummerierung nacheinander angesteuert werden, das heißt in der Reihenfolge (Angaben entsprechen den Bezugszeichen der Phasen): 11 - 12 - 13 - 14 - 15 - 16 - 11 usw., jeweils um 60 Grad bzw. um T/6 (360 Grad / Anzahl der Phasen) phasenverschoben, wobei
T die Periodendauer eines Ansteuerzyklus darstellt. Diese Reihenfolge ist auch in Figur 2 und Figur 7 gezeigt. Das heißt die Startzeitpunkte für die
verschiedenen Phasen 11 bis 16 sind um jeweils 60 Grad phasenverschoben bzw. um jeweils T/6 zeitlich verschoben. In Figur 7 wird zwar die jeweilige Phase nach der zeitlichen Dauer T/6 wieder ausgeschaltet (PWM-Verhältnis 1/6). Je nach gewünschtem Spannungsverhältnis könnte die Abschaltung früher oder später, bis hin zu Dauer- Ein Te, erfolgen, je nach gewünschtem PWM-Signal (zwischen 0% (Dauer- Aus, Te=0) und 100% (Dauer- Ein, Te=T), bezogen auf eine Periodendauer T).
In Figur 3 ist nun schematisch der matrizenhafte räumliche Aufbau des in Figur 2 gezeigten Konzepts abgebildet. Hierbei sind die Kopplungsmittel 31 bis 39 vorzugsweise als planare Spulenkerne, beispielsweise Ferritkerne, ausgebildet, die jeweils zwei Hohlräume aufweisen. In diesen Hohlräumen des
Kopplungsmittels 31 bis 39 sind jeweils zwei Leiter bzw. Phasenabschnitte zweier zu verkoppelnder Phasen umschlossen, die in diesen Abschnitten unterschiedliche Stromrichtungen aufweisen wie durch die Pfeile angedeutet.
Unter Verweis auch auf Figur 5 lassen sich zwei geometrische Formen der Phasen 11 bis 16 bzw. Stromschienen oder Leitern der Phasen 11 bis 16 ausmachen. Die erste Phase 11, dritte Phase 13 sowie fünfte Phase 15 sind U- förmig ausgebildet. Diese drei Phasen 11, 13, 15 verlaufen vorzugsweise alle in derselben Ebene. In einer weiteren hierzu beabstandeten und parallelen Ebene - im Ausführungsbeispiel gemäß Figur 3 oberhalb - verlaufen die zweite, vierte und sechste Phase 12, 14, 16. Zweite, vierte sowie sechste Phase 12, 14, 16 sind rechteckförmig bzw. mäanderförmig ausgebildet. Sie sind hierbei so angeordnet, dass sie mit der jeweils zu verkoppelnden Phase U-förmigen Phase 11, 13, 15 in dem jeweiligen Kopplungsmittel 31 bis 39 umschlossen werden bei unterschiedlicher Stromrichtung.
Unter Bezugnahme auf die Schnittdarstellung in Figur 4 wird die in Figur 3 dargestellte Kopplung beispielhaft anhand der ersten Phase 11 und der zweiten Phase 12 erläutert. Das erste Kopplungsmittel 31 besteht aus einem E-förmigen ersten Teil 44 und einem plattenförmigen zweiten Teil 43, die die Spulenkerne bilden. Die Schenkel des ersten Teils 44 mit E-förmigen Querschnitt sind alle gleich lang, sodass sie durch das plattenförmige (I-förmiger Querschnitt) zweite Teil 43 ohne Luftspalt geschlossen werden können. Der vorzugsweise bandförmige Abschnitt der ersten Phase 11 ist jeweils in dem unteren Bereich des Kopplungsmittels 31 eingebracht. Diese gezeigten Abschnitte der ersten Phase 11 liegen in derselben Ebene, sind zueinander also planar. Die
Stromrichtung entspricht derjenigen durch Pfeile angedeuteten Stromrichtung gemäß Figur 3. Im jeweils darüberliegendem Bereich des ersten
Kopplungsmittels 31 kommt nun die zweite Phase 12, vorzugsweise ebenfalls bandförmig ausgebildet, zu liegen. Auf der anderen Seite des ersten
Kopplungsmittels 31 werden in dessen weiterem Hohlraum erste und zweite Phase 11, 12 in jeweils gegenüber der Stromrichtung im anderem Hohlraum entgegen gesetzter Stromrichtung durchgeführt. Dies erfolgt im Fall des ersten Kopplungsmittels 31 dadurch, dass sowohl die erste Phase 11 als auch die zweite Phase 12 an der oberen Stirnseite des ersten Kopplungsmittels 11 in einer 180 Grad-Biegung wieder durch den anderen Hohlraum zurückgeführt werden. Auch die beiden Abschnitte der zweiten Phase 12, die vom ersten Kopplungsmittel 31 umschlossen werden, befinden sich in derselben Ebene, sind also planar ausgebildet. Die Ebene der ersten Phase 11 und die Ebene der zweiten Phase 12 sind zumindest im inneren Bereich des ersten
Kopplungsmittels 31 parallel und beabstandet zueinander ausgebildet. Durch das erste Kopplungsmittel 31 sind nun die erste Phase 11 und die zweite Phase 12 miteinander magnetisch verkoppelt. Durch die angedeutete
antiparallele Stromführung wird erreicht, das resultierende Magnetfeld möglichst gering zu halten, sodass die Größe des Kopplungsmittels 31 minimiert werden kann. Außerdem ist zwischen der ersten Phase 11 und der zweiten Phase 12 jeweils eine Isolierung 45 vorgesehen zur elektrischen Trennung der beiden Phasen 11, 12 voneinander und jeweils zum Kopplungsmittel 31.
In gleicher Weise ist die zweite Phase 12 über das zweite Kopplungsmittel 32 mit der dritten Phase 13 gekoppelt. Außerdem ist die zweite Phase 12 mittels des neunten Kopplungsmittels 39 mit der fünften Phase 15 verkoppelt. Die weiteren entsprechenden Kopplungen lassen sich der Figur 3 entnehmen und werden nicht nochmals eigens beschrieben.
Das Ausführungsbeispiel gemäß Figur 6 unterscheidet sich von demjenigen nach Figur 3 lediglich darin, dass noch eine weitere siebte Phase 17 vorgesehen ist. Diese siebte Phase 17 wird durch das zehnte Kopplungsmittel 40 mit der ersten Phase 11, mit dem elften Kopplungsmittel 41 mit der dritten Phase 13 und mit dem zwölften Kopplungsmittel 42 mit der fünften Phase 15 jeweils magnetisch gekoppelt. Dieses Ausführungsbeispiel soll verdeutlichen, dass auch andere mehrphasige Systeme mit einer anderen Phasenzahl als n = 6 verwendet werden können, ohne auf das prinzipielle Konzept der Mindest-Dreifachverkopplung zu verzichten bei Beibehaltung einer geeigneten matrixförmigen, im Wesentlichen zweidimensionalen Anordnung.
Das Diagramm gemäß Figur 7 zeigt die zeitlichen Verläufe der Ansteuersignale 52 für die jeweiligen Schaltmittel 21 bis 26 der entsprechenden Phasen 11 bis 16 sowie die Stromverläufe in den Phasen 11 bis 16. Die Schaltmittel 21 bis 26 bestromen die zugehörigen Phasen 11 bis 16 nacheinander für jeweils ein Sechstel einer Periodendauer T, beispielsweise durch ein PWM-Signal, und sind anschließend im Freilauf. Die hieraus resultierenden Stromverläufe der einzelnen Phasen 11 bis 16 sind darunter beispielhaft gezeigt. Die Periodendauer T der Ansteuersignale 52 liegt beispielsweise in der Größenordnung von 0,01 ms. Die Startzeitpunkte für die verschiedenen Phasen 11 bis 16 sind um jeweils 60 Grad phasenverschoben bzw. zeitlich um T/6 versetzt. Der Startzeitpunkt der zweiten Phase 12 mit dem entsprechenden Ansteuersignal 52 des zweiten Schaltmittels 22 liegt bei t=0 und wird nach 1/6 T wieder (abhängig vom gewünschten PWM- Verhältnis) ausgeschaltet. Der Startzeitpunkt der zur zweiten Phase 12 benachbarten dritten Phase 13 liegt bei T/6, der Startzeitpunkt der vierten Phase
14 bei 2T/6 und so fort. Zwar wird in Figur 7 die jeweilige Phase nach T/6 wieder ausgeschaltet (PWM-Verhältnis 1/6). Je nach gewünschtem
Spannungsverhältnis könnte die Abschaltung jedoch früher oder später, bis hin zu Dauer- Ein, erfolgen, je nach gewünschtem PWM-Signal (zwischen 0%
(Dauer- Aus) und 100% (Dauer- Ein)). Das heißt es könnten zu einem bestimmten
Zeitpunkt auch mehrere Phasen 11 bis 16 gleichzeitig bestromt werden, wenn dies die gewünschten Spannungsverhältnisse erfordern. Die Startzeitpunkte sind jedoch zeitlich versetzt. Die Figur 8 zeigt die zeitlichen Stromverläufe der ersten Phase 11 und der vierten Phase 14 sowie darunter die Differenz der beiden Ströme I res. Hierbei ist ersichtlich, dass sich gegenüber der ersten Phase 11 der Stromverlauf der vierten Phase 14 durch weitgehende Gegenläufigkeit der Gleichanteile auszeichnet. Die Gleichfelder heben sich größtenteils auf wie der unteren Kurve I res der Figur 8 zu entnehmen ist. Deshalb ist eine Kopplung der ersten Phase 11
- neben einer Kopplung mit den benachbarten Phasen 12, 16 - mit der vierten Phase besonders vorteilhaft.
Eine weitere grundsätzliche Kopplungsmöglichkeit dreier Phasen 11, 14, 16 zeigt Figur 9. Hierbei wird die erste Phase 11 und die gegenläufig bestromte sechste
Phase 16 durch ein diese beiden Leiterabschnitte umschließendes sechstes Kopplungsmittel 36' umschlossen. Die erste Phase 11 und die gegenläufig bestromte vierte Phase 14 werden durch ein siebtes Kopplungsmittel 37' umschlossen. Die Kopplungsmittel 36', 37' weisen einen O- bzw.
rechteckförmigen Querschnitt auf.
Das Ausführungsbeispiel nach Figur 10 unterscheidet sich gegenüber demjenigen nach Figur 3 darin, dass die Enden der Stromschienen der Phasen 11 bis 16 abgeklappt sind in durch Pfeile angedeuteten Abklappungsbereichen 60, sobald sie aus dem Inneren der Kopplungsmittel 31 bis 39 herausgeführt werden. Dadurch können die Kopplungsmittel, in Figur 10 jeweils diejenigen mit den Bezugszeichen 39, 35; 35, 34; 32, 38; 38, 33 näher zusammen rücken. Hierbei können die mäanderförmigen Stromschienen der jeweiligen Phasen 11 bis 16 auch an den Seiten hochgebogen werden. Dadurch lassen sich die Mäander auch ineinander schieben wie in der linken seitlichen Skizze in der Draufsicht dargestellt. Die U-förmigen Stanzgitter der dritten und fünften Phase 13, 15 müssten dann aber in verschiedene Ebenen verlaufen, beispielsweise durch entsprechendes Biegen.
Beim Ausführungsbeispiel gemäß Figur 11 sind die mäanderförmig verlaufenden Phasen 12, 14, 16 an den Ecken mit Anschrägungsbereichen 62 versehen, so dass vorzugsweise gerade Abschnitte entstehen, um benachbarte Phasen 12, 16 in diesen Anschrägungsbereichen 62 parallel in geringem Abstand zueinander zu führen. Dadurch lassen sich die Kopplungsmittel 32, 38 bzw. 39, 35 ebenfalls enger zusammen schieben.
Das Ausführungsbeispiel nach Figur 12 unterscheidet sich von demjenigen nach Figur 4 darin, dass der mittlere Schenkel des E-förmigen ersten Teils 44 einen Luftspalt 64 in Richtung zum zweiten Teil 43 aufweist.
Das Ausführungsbeispiel nach Figur 13 offenbart eine mögliche Realisierung des Ausführungsbeispiels nach Figur 3. In einer Leiterplatte 70 sind erste, dritte und fünfte Phase 11, 13, 15 integriert, die im Wesentlichen in Übereinstimmung mit Figur 5 U-förmig verlaufen. Auf der Oberfläche der Leiterplatte 70 sind die mäanderförmigen Phasen 12, 14, 16 angeordnet. Die Leiterplatte 70 weist eine Vielzahl von rechteckförmigen Ausnehmungen 72 auf. Drei Ausnehmungen 72 sind jeweils auf die Geometrie der drei Schenkel des Kopplungsmittels 31 bis 42 abgestimmt. Für das zweite Kopplungsmittel 32' sind bereits die drei Schenkel des ersten Teils 44 mit E-förmigen Querschnitt von unten durch die drei
Ausnehmungen 72 gesteckt und ragen über die Leiterplattenebene nach oben hinaus. Um den mittleren Schenkel wird der Mäander der zweiten Phase 12 zur magnetischen Kopplung mit der in der Leiterplatte 70 befindlichen U-förmigen dritten Phase 13 geführt. Der magnetische Kreis des Kopplungsmittels 31 wird durch Aufsetzen des zweiten Teils 43 geschlossen. Dies ist exemplarisch für das erste Kopplungsmittel 31 gezeigt, bei dem bereits auf die drei Schenkel des ersten Teils 44 das plattenförmige zweite Teil 43 aufgesetzt ist.
Beschreibung der Ausführungsbeispiele
Die beschriebenen Ausführungsbeispiele arbeiten wie nachfolgend näher erläutert. Multiphasenwandlern 10 bzw. DC/DC-Wandler mit hohen Leistungen ohne besondere Isolationsanforderungen können bevorzugt in mehrphasigen Anordnungen realisiert werden. Dadurch verteilt sich der hohe Eingangstrom lE beispielsweise in Höhe von 300A auf die verschiedenen sechs Phasen 11 bis 16 in Höhe von jeweils 50A. Durch die anschließende Überlagerung der einzelnen Ströme zu einem Ausgangsstrom lA kann ein geringerer Wechselstromanteil erzielt werden. Dann können die entsprechenden Eingangs- bzw. Ausgangsfilter gemäß Figur 1, beispielhaft als Kondensatoren eingezeichnet, entsprechend klein ausfallen. Die Ansteuerung der Phasen 11 bis 16 erfolgt sequentiell, das heißt nacheinander, so dass die Einschaltzeitpunkte jeweils 60 Grad (bzw.
zeitlich um T/6) phasenverschoben sind (bei dem beschriebenen Sechs-Phasen- System), wie dies in Figur 7 bereits näher gezeigt wurde. Abhängig von den gewünschten Spannungsverhältnissen werden die jeweiligen Phasen 11 bis 16 mit unterschiedlicher Dauer bestromt. Der entsprechende High-Side-Schalter des
Schaltmittels 21 bis 26 wird hierzu geschlossen. Die Phase 11 bis 16 wird nicht bestromt, wenn der entsprechende Low-Side-Schalter des Schaltmittels 21 bis 26 geschlossen ist. Alternativ könnten auch solche Phasen 11 bis 16 als benachbart angesehen werden, deren Ausschaltzeitpunkte unmittelbar vorher oder nachher liegen. Dann würden die entsprechenden Einschaltpunkte variabel in Abhängigkeit vom gewünschten PWM-Signal gewählt werden.
Es wird nun jeweils eine Phase 11 mit zumindest drei weiteren Phasen 12, 14, 16 miteinander magnetisch gekoppelt, und zwar in der Weise, dass die Gleichanteile der einzelnen Phasen jeweils durch andere Phasen möglichst stark kompensiert werden. Dadurch reduziert sich das resultierende Magnetfeld, so dass die Auslegung der Kopplungsmittel 31 bis 39 bzw. des magnetischen Kreises nur noch im Wesentlichen auf das vom Wechselanteil erzeugte Magnetfeld erfolgen muss. Dadurch können die Kopplungsmittel 31 bis 39 wie beispielsweise
Spulenkerne entsprechend klein dimensioniert werden, was zu erheblichen Ersparnissen an Kopplungsmaterial, Masse und Kosten führt. Insbesondere der Bauraum lässt sich dadurch stark reduzieren.
Neben den beiden mit Blick auf die Ansteuerung (Einschalt- bzw.
Ausschaltzeitpunkte) benachbarten Phasen wird nun vorzugsweise die dritte zu verkoppelnde Phase derart ausgewählt, dass eine störende gegenseitige
Beeinflussung der Phasen minimiert wird. Die Auswahl erfolgt so, dass eine optimale Kompensation des Gleichstromanteils erzielt wird. Hierbei hat sich ergeben, dass sich neben den benachbarten Phasen (+/- 60 Grad
Phasenverschiebung der Einschaltzeitpunkte bei sechs Phasen, für die erste
Phase 11 wären die benachbarten Phasen somit die zweite Phase 12 und die sechste Phase 16) auch die Phase mit einem Phasenversatz von 180 Grad (für die erste Phase 11 wäre dies die vierte Phase 14) besonders eignet, da sich dort eine sehr hohe Auslöschung des Gleichanteils ergibt. Die Figur 8 zeigt die zeitlichen Stromverläufe der ersten Phase 11 und vierten Phase 14 sowie darunter die Differenz I res der beiden Ströme. Hierbei ist ersichtlich, dass sich gegenüber der ersten Phase 11 der Stromverlauf der vierten Phase 14 durch weitgehende Gegenläufigkeit des Gleichanteils auszeichnet. Deshalb eignet sich eine entsprechende weitere magnetische Kopplung der ersten Phase 11 mit der vierten Phase 14. Die beiden Ströme durch die gekoppelten Phasen 11, 14 fließen entgegengesetzt im siebten Kopplungsmittel 37. Der resultierende Strom I res für die Magnetisierung des Kopplungsmittels 37 wird dabei nur durch die Differenz der Ströme I res ausgelöst. Die Gleichfelder heben sich größtenteils auf. Der reduzierte Gleichanteil macht sich positiv bemerkbar für die Geometrie des Kopplungsmittels 31 bis 39, welches nun mit einem geringeren Volumen auskommen kann. Bei sechs Phasen 11 bis 16 hat sich die in den Figuren 1 bis 3 gezeigte Kopplung als besonders geeignet herausgestellt.
Magnetische Kopplung
Prinzipiell lassen sich zwei Phasen magnetisch koppeln, indem die beiden Phasen mit antiparalleler Stromführung durch ein rechteckförmiges oder ringförmiges Kopplungsmittel 31 bis 41 geführt werden. Wesentlich ist, dass das Kopplungsmittel 31 bis 41 in der Lage ist, einen magnetischen Kreis auszubilden. Dies ist bei einer im Wesentlichen geschlossenen Struktur möglich, die auch einen Luftspalt umfassen kann. Weiterhin besteht das Kopplungsmittel 31 bis 41 aus einem Magnetfeld leitenden Material mit geeigneter Permeabilität.
Eine grundsätzliche Kopplungsmöglichkeit dreier Phasen 11, 14, 16 zeigt Figur 9. Hierbei wird die erste Phase 11 und die gegenläufig bestromte sechste Phase 16 durch ein diese beiden Leiterabschnitte umgebendes sechstes Kopplungsmittel 36' umschlossen. Die erste Phase 11 und die gegenläufig bestromte vierte Phase 14 werden durch ein siebtes Kopplungsmittel 37' umschlossen. Bei dieser Kopplungsmöglichkeit werden jeweils eine halbe Windung zweier Phasen 11, 16; 11, 14 miteinander gekoppelt. Die Kopplungsmittel 36', 37' können
beispielsweise aus einem Teil mit U- und I-förmigen Querschnitt oder aus zwei Teilen U-förmigen Querschnitts entsprechend zusammengesetzt werden. Wie jedoch in Verbindung mit den Figuren 3 und 4 gezeigt ist bei der Verwendung von Kopplungsmitteln mit E- und I- bzw. E- und E-förmigen Querschnitten mit jeweils einer ganzen Windung eine geometrisch besonders vorteilhafte
Anordnung möglich.
Das der Figur 3 zu Grunde liegende Kopplungskonzept lässt sich exemplarisch anhand der Figur 4 erläutern. Wesentlich ist, dass die zu verkoppelnden Phasen - gemäß Figur 4 sind es erste Phase 11 und zweite Phase 12 - mit
gegenläufigem Stromfluss angesteuert werden. Die jeweils entsprechenden magnetischen Felder heben sich im Wesentlichen betreffend ihres Gleichanteils auf, so dass überwiegend nur noch der Wechselanteil zur Magnetfelderzeugung beiträgt. In der Folge können die entsprechenden Kopplungsmittel 31 bis 41 kleiner werden bzw. es kann auf einen Luftspalt verzichtet werden.
Ein mögliches Realisierungskonzept des Ausführungsbeispiels gemäß Figur 3 könnte aus einer Leiterplatte 70 bestehen, in die die neun Kopplungsmittel 31 bis 39, hier vorzugsweise Planarkerne, eingebettet sind wie in Figur 13 gezeigt. Auf dieser Leiterplatte 70 können alle Schaltmittel 21 bis 26, jeweils bestehend aus
Highside- bzw. Lowside-MOSFETS als mögliche Ausführungsbeispiele integriert werden. Auch die Wicklungen für die erste, dritte und fünfte Phase 11, 13, 15 können in diese Leiterplatte 70 integriert werden. Die anderen Wicklungen der zweiten, vierten und sechsten Phase 12, 14, 16 könnten über ein
kostengünstigeres Kupferstanzgitter realisiert werden. Alternativ könnten auch die weiteren Wicklungen der zweiten, vierten und sechsten Phase 12, 14, 16 in der Leiterplatte 70 integriert sein.
Realisierungen, bei denen alle Wicklungen in Form von Kupferschienen bzw. Leiterplatten ausgeführt sind, wären ebenfalls möglich. Ein weiterer Vorteil des Aufbaus gemäß Figur 3 besteht in den kurzen Wegen der Phasen 11 bis 16 durch alle Kopplungsmittel 31 bis 39 sowie der einfache Aufbau ohne
Überkreuzungen.
Aufbau Kopplungsmittel
Bei den Kopplungsmitteln 31 bis 41 handelt es sich um Mittel einer induktiven Kopplung wie beispielsweise ein Eisen- oder Ferritkern eines Transformators, auf dem die zu verkoppelnden Phasen 11 bis 16 ein Magnetfeld erzeugen. Das Kopplungsmittel 31 bis 42 schließt den magnetischen Kreis der zwei
verkoppelten Phasen 11 bis 16.
Die Wahl des Materials des Kopplungsmittels 31 bis 38 und der Permeabilität spielt für die Kopplung keine so große Rolle. Wird kein Luftspalt verwendet, steigt die Permeabilität des magnetischen Kreises, wodurch die Induktivität der Spule größer wird. Dadurch wird der Stromanstieg flacher und die Stromformen nähern sich mehr dem idealen Gleichstrom an. Je näher die Kurvenformen einem Gleichstrom kommen, je geringer ist die resultierende Stromdifferenz zwischen den beiden Phasen, die (entgegengesetzt) durch einen Kern als Kopplungsmittel 31 bis 42 geführt werden. Der Aufwand für Filter wird dadurch reduziert. Auf der anderen Seite reagiert ein System ohne Luftspalt sehr sensibel auf
unterschiedlichen Ströme zwischen den Phasen 11 bis 16. Obwohl das System dazu neigt, bei geringeren Stromfehlern in Sättigung zu gehen, ist es durch die Mehrfachverkopplung aber immer noch recht stabil.
Grundsätzlich können Luftspalte mit unterschiedlicher Abmessung so gewählt werden, um die Verluste gleichmäßig auf die Kopplungsmittel 31 bis 42 zu verteilen. Kopplungsmittel 31 bis 42 mit geringerer Induktivität L weisen auch prinzipiell geringere Verlustleistung auf. Um einen guten Kompromiss aus hoher Permeabilität (Kein Luftspalt -> geringer Stromripple) und hoher Robustheit (mit Luftspalt -> hoher Stromripple) zu bekommen, können unterschiedliche Luftspalte vorgesehen werden. Auf diese Weise können auch die Verlustleistungen der Kopplungsmittel 31 bis 42 so beeinflusst werden, dass gewünschte Kriterien (beispielsweise gleichmäßige Verteilung der Verlustleistung) erfüllt werden. Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Figur 3 werden die Kopplungsmittel in einer der Diagonalen (entweder Kopplungsmittel 31, 38, 34 bzw. 37, 38, 39) mit einem Luftspalt zu versehen. Dadurch ergibt sich mit nur drei Kopplungsmitteln 31, 38, 34 bzw. 37, 38, 39 mit Luftspalt (was zu einem höheren Stromripple führt) auf allen Phasen 11 bis 16 ein hoher Schutz gegen Sättigung und damit verbundenen ein Schutz gegen unkontrolliertem Stromanstieg. Im Falle einer großen Unsymmetrie zwischen den Phasen 11 bis 16 oder auch beim Ausfall von mehreren Phasen 11 bis 16 würden nur einzelne Kopplungsmittel 31 bis 42 in Sättigung gehen, aber bei gegebenen Strom nicht alle Kopplungsmittel 31 bis 42 einer Phase.
Eine weitere Variante wäre, die Kopplungsmittel 31 bis 42 innerhalb des Aufbaus mit unterschiedlichen Luftspalten auszubilden. Die Kopplungsmittel (im
Ausführungsbeispiel nach den Figuren 1-3 sind dies die Kopplungsmittel mit den Bezugszeichen 37, 38, 39), die auf Grund der 180 Grad phasenversetzten Ansteuerung (wie sie beim Ausführungsbeispiel nach den Figuren 1-3 durch Verkopplung der ersten Phase 11 mit der vierten Phase 14 durch das siebte Kopplungsmittel 37; Verkopplung der zweiten Phase 12 mit der fünften Phase 15 durch das neunte Kopplungsmittel 39; Verkopplung der dritten Phase 13 mit der sechsten Phase 16 durch das achte Kopplungsmittel 38 entsteht) mit einer größeren erhöhten Magnetisierung belastet werden, könnten zum Beispiel durch Anpassung bzw. Vorsehen eines Luftspalts in ihrer Belastung reduziert werden. Dies würde die Gesamtkernverluste reduzieren.
Ferner wäre es möglich, bei dem Matrixkonzept in jeder Zeile/Spalte ein
Kopplungsmittel 31 bis 42 mit einem größeren Luftspalt bzw. Spalt zu versehen. Dadurch würde dieses mit einem Luftspalt versehene Kopplungsmittel 31 bis 42 erst bei höheren Strömen sättigen, so dass sich eine weiter verbesserte Stabilität im Fehlerfall ergibt. Aus Stabilitätsgründen wäre es vorteilhaft, jede Phase 11 bis 16 durch zumindest ein Kopplungsmittel 31 bis 42 zu führen, das später als die anderen Kopplungsmittel 31 bis 42 in dieser Phase in Sättigung geht durch Vorsehen einer geringeren Induktivität L, was durch das Vorsehen eines
Luftspalts erreicht werden könnte.
In dem Ausführungsbeispiel nach Figur 12 ist ein Beispiel eines mit einem Luftspalt 64 versehen Kopplungsmittels 31 gezeigt. Hierzu ist der mittlere Schenkel des E-förmigen ersten Teils 44 gegenüber den äußeren Schenkel etwas verkürzt ausgebildet, so dass ein Luftspalt 64 in Richtung zum zweiten Teil 43 entsteht. Alternativ könnte vorgesehen sein, die Schenkel des E-förmigen ersten Teils 44 gleich groß auszuführen, jedoch zwischen den Enden der Schenkel und dem zweiten Teil 43 einen Luftspalt beispielsweise durch eine nichtmagnetischen Folie vorzusehen. Dem Fachmann sind Maßnahmen geläufig, wie die gewünschte Induktivität L des jeweiligen Kopplungsmittels 31 bis 42 erzielt werden kann, beispielsweise durch Vorsehen geeigneter Luftspalt(e) an den geeigneten Stellen.
Aufbau der Phasen
Fertigungstechnisch besonders vorteilhaft ist die Verwendung lediglich zweier geometrischer Formen der Phasen 11 bis 16 wie in Figur 5 in der Draufsicht dargestellt. Die eine Grundform weist hierbei einen U-förmigen Verlauf auf und liegen in derselben Ebene. Die zweite Grundform ist im Wesentlichen rechteck- bzw. mäanderförmig, ebenfalls in derselben Ebene liegend. Die gezeigten Abschnitte können als Bandleiter in Form von Stanzgittern oder in
entsprechenden Leiterbahnen in einer Platine integriert sein. Wie in Verbindung mit den Figuren 3 und 6 beschrieben werden die U-förmigen Phasen 11, 13, 15 so zueinander angeordnet, dass sie auf einer ersten Ebene zu liegen kommen. Entsprechend werden auch die rechteck- bzw. mäanderförmigen Phasen 12, 14, 16, 17 so angeordnet, dass sie auf einer zweiten Ebene zu liegen kommen. Diese beiden Ebenen werden parallel und beabstandet so zueinander angeordnet, dass die jeweils zu koppelnden Phasenabschnitte durch die
Kopplungsmittel 31 bis 42 umgeben werden können. Grundsätzlich wären jedoch auch alternative Ausgestaltungen der Phasenformen denkbar, ohne den Grundgedanken des vorzugsweise planaren Aufbaus zu verlassen.
Insbesondere sind gewisse Anpassungen denkbar, um den Platzbedarf der Gesamtanordnung weiter zu reduzieren. Entsprechende Varianten sind in den Figuren 10 und 11 schematisch skizziert. Durch eine entsprechende
Ausgestaltung der Geometrie der Phasen 11 bis 17 soll erreicht werden, dass die Kopplungsmittel 31 bis 42 näher an den jeweils benachbarten Kopplungsmitteln 31 bis 42 angeordnet werden können. Dies lässt sich beispielsweise gemäß dem Ausführungsbeispiel nach Figur 10 dadurch erreichen, dass die Enden der Stromschienen der Phasen 11 bis 16 abgeklappt sind in durch Pfeile
angedeutete Abklappungsbereichen 60. Sobald die gekoppelten Phasenbereiche (solche Bereiche, die von den Kopplungsmitteln 31 bis 42 umgeben werden) die Kopplungsmittel 31 bis 42 verlassen, ändert sich Richtung gegenüber derjenigen innerhalb des Kopplungsmittels 31 bis 42. Dadurch können die Kopplungsmittel, in Figur 10 diejenigen mit den Bezugszeichen 39, 35; 35, 34; 32, 38; 38, 33 näher zusammen rücken. Dies wird dadurch erreicht, dass die Phasenabschnitte der zweiten Phase 12 und der fünften Phase 15 an der Stirnseite um einen bestimmten Winkel, beispielsweise 45°, abgeklappt werden. Die Abschnitte der fünften Phase 15 und der sechsten Phase 16 vor Eintritt in das fünfte
Kopplungsmittel 35 sind ebenfalls um 45° abgeklappt, so dass eine Berührung mit der zweiten Phase 12 vermieden wird. Dadurch können neuntes
Kopplungsmittel 39 und fünftes Kopplungsmittel 35 mit geringerem Abstand zueinander angeordnet werden, als wenn die Phasenabschnitte ohne Abklappen herausgeführt werden. Hierbei können die mäanderförmigen Stromschienen der jeweiligen Phasen 11 bis 16 auch an den Seiten hochgebogen werden. Dadurch lassen sich die Mäander auch ineinander schieben wie in der linken seitlichen Skizze mit Draufsicht dargestellt. Die U-förmigen Stanzgitter der dritten und fünften Phase 13, 15 müssten dann aber in verschiedene Ebenen verlegt werden, beispielsweise durch entsprechendes Biegen.
Beim Ausführungsbeispiel gemäß Figur 11 sind die mäanderförmig verlaufenden Phasen 12, 14, 16 an den Kurven bzw. Ecken mit Anschrägungsbereichen 62 versehen, so dass vorzugsweise gerade Abschnitte entstehen, um benachbarte Phasen 12, 16 in diesen Anschrägungsbereichen 62 parallel in geringem
Abstand zueinander zu führen. Dadurch lassen sich die Kopplungsmittel 32, 38 bzw. 39, 35 ebenfalls enger zusammen schieben. Jedoch können die
benachbarten Phasen (gemäß Figur 11 beispielhaft die Phasenabschnitte 12, 16) auf derselben Ebene angeordnet werden.
Weitere mögliche Ausführungsformen erstrecken sich auf Anordnungen mit mehr als sechs Phasen, wie beispielsweise sieben Phasen mit der in Figur 6 gezeigten exemplarischen Anordnung in Matrixform. Auch acht Phasen wären möglich, verteilt auf 4-mal-4 Kopplungsmittel. Wesentlich jedoch ist, dass die Anzahl der Phasen eine unabhängige Ansteuerung zulässt.
Eine weitere magnetische Kopplung der einzelnen Kerne der Kopplungsmittel 31 bis 39 zu einem großen Gesamtkern kann zu weiteren Ersparnissen führen, indem beispielsweise eine einzige Abdeckplatte 43 für alle Unterteile der neun Kopplungsmittel 31 bis 39 vorgesehen ist.
Der beschriebene Multiphasenwandler 10 eignet sich insbesondere für den Einsatz in einem Kraftfahrzeugbordnetz, bei dem insbesondere dynamische Lastanforderungen von untergeordneter Bedeutung sind. Insbesondere für solche vergleichsweise trägen Systeme eignet sich der beschriebene Aufbau.

Claims

Ansprüche
1. Multiphasenwandler, umfassend mehrere elektrische Phasen (11 bis 16), die jeweils durch Schaltmittel (21 bis 26) ansteuerbar sind, wobei
Kopplungsmittel (31, 36, 37) vorgesehen sind, die zumindest eine erste Phase (11) mit zumindest zwei weiteren Phasen (12, 14, 16) magnetisch koppeln, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest zwei Kopplungsmittel (31, 36, 37) vorgesehen sind, um eine der Phasen (11) mit zumindest zwei weiteren Phasen (12, 14, 16) magnetisch zu koppeln, wobei zumindest eines der beiden Kopplungsmittel (37) eine geringere Induktivität als das andere Kopplungsmittel (31, 36) aufweist.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass Kopplungsmittel (31 bis 39) vorgesehen sind, die jede der Phasen (11 bis 16) mit zumindest zwei weiteren Phasen (11 bis 16) magnetisch koppeln, wobei zumindest ein Kopplungsmittel (31, 34, 38) in jeder Phase (11 bis 16) eine geringere Induktivität aufweist als diejenige des weiteren Kopplungsmittels (32, 33, 35, 36, 37, 39) für diese Phase (11 bis 16).
3. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, dass die Induktivität so ausgewählt ist, dass ein
Sättigungsschutz erreichbar ist.
4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, dass die Induktivitäten der Kopplungsmittel (31 bis 39) so ausgewählt sind, dass zumindest ähnliche Verlustleistungen in den
Kopplungsmitteln (31 bis 39) entstehen.
5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, dass das Kopplungsmittel (37), das eine Phase (11) mit einer Phase (14) koppelt, die im Wesentlichen um etwa 180°
phasenverschoben angesteuert ist, eine geringere Induktivität als zumindest eines der anderen Kopplungsmittel (31, 36) aufweist.
6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, dass die Schaltmittel (21 bis 26) die Phasen (11 bis 16) sequentiell ansteuern und dass eine Phase (11) mit zumindest einer weiteren Phase (12, 16) magnetisch gekoppelt ist, die unmittelbar vorher und/oder nachher angesteuert ist.
7. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, dass zumindest drei Kopplungsmittel (31, 36, 37) vorgesehen sind, um eine der Phasen (11) mit zumindest drei weiteren Phasen (12, 14, 16) magnetisch zu koppeln.
8. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, dass genau sechs Phasen (11 bis 16) vorgesehen sind, wobei die Kopplungsmittel (31 bis 39) jede der sechs Phasen (11 bis 16) mit drei weiteren der sechs Phasen (11 bis 16) magnetisch koppeln.
9. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, dass das Kopplungsmittel (37) mit einem Luftspalt (62) versehen ist zur Beeinflussung der Induktivität.
10. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, dass das Kopplungsmittel (31) zumindest zwei Teile (43, 44) umfasst, wobei zwischen zwei Teilen (43, 44) ein Spalt (64), vorzugsweise ein Luftspalt vorgesehen ist zur Beeinflussung der Induktivität.
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2009082706A1 (en) 2007-12-21 2009-07-02 The Trustees Of Columbia University In The City Of New York Active cmos sensor array for electrochemical biomolecular detection
WO2013109889A2 (en) * 2012-01-18 2013-07-25 The Trustees Of Columbia University In The City Of New York Systems and methods for integrated voltage regulators
DE102012202578A1 (de) 2012-02-20 2013-08-22 Robert Bosch Gmbh Multiphasenwandler
DE102013202712A1 (de) 2013-02-20 2014-08-21 Robert Bosch Gmbh Multiphasenwandler
DE102013202698A1 (de) 2013-02-20 2014-08-21 Robert Bosch Gmbh Multiphasenwandler
CN107180697A (zh) * 2017-05-12 2017-09-19 辽宁工程技术大学 一种新型矩阵式多自由度耦合电感的构造方法

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19947476A1 (de) 1999-10-01 2001-04-05 Bosch Gmbh Robert Umrichter für die Umformung von elektrischer Energie
US6362986B1 (en) * 2001-03-22 2002-03-26 Volterra, Inc. Voltage converter with coupled inductive windings, and associated methods
US7965165B2 (en) * 2002-12-13 2011-06-21 Volterra Semiconductor Corporation Method for making magnetic components with M-phase coupling, and related inductor structures
FR2888396B1 (fr) * 2005-07-05 2007-09-21 Centre Nat Rech Scient Procede et dispositif d'alimentation d'un coupleur magnetique
EP1749690A1 (de) * 2005-08-03 2007-02-07 ABB Technology AG Transformatoranordnung und Mehrpegelumrichter
US7233132B1 (en) * 2006-01-30 2007-06-19 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Current sensing in multiple coupled inductors by time constant matching to leakage inductance
US7649434B2 (en) * 2006-01-31 2010-01-19 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Multiphase voltage regulator having coupled inductors with reduced winding resistance
US8570009B2 (en) * 2007-06-08 2013-10-29 Intersil Americas Inc. Power supply with a magnetically uncoupled phase and an odd number of magnetically coupled phases, and control for a power supply with magnetically coupled and magnetically uncoupled phases
WO2009114872A1 (en) 2008-03-14 2009-09-17 Volterra Semiconductor Corporation Magnetic components with m-phase coupling, and related inductor structures

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO2012028538A1 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN103069703A (zh) 2013-04-24
WO2012028538A1 (de) 2012-03-08
US20130154582A1 (en) 2013-06-20
DE102010040205A1 (de) 2012-03-08

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