EP2334922A1 - Dispositif et procede de commande d'un injecteur piezo-electrique ultrasonore resonant - Google Patents

Dispositif et procede de commande d'un injecteur piezo-electrique ultrasonore resonant

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Publication number
EP2334922A1
EP2334922A1 EP09756011A EP09756011A EP2334922A1 EP 2334922 A1 EP2334922 A1 EP 2334922A1 EP 09756011 A EP09756011 A EP 09756011A EP 09756011 A EP09756011 A EP 09756011A EP 2334922 A1 EP2334922 A1 EP 2334922A1
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EP
European Patent Office
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voltage
stage
switching transistor
control
drain
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP09756011A
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German (de)
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Inventor
Clément Nouvel
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Renault SAS
Original Assignee
Renault SAS
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Filing date
Publication date
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Publication of EP2334922A1 publication Critical patent/EP2334922A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02N—ELECTRIC MACHINES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H02N2/00—Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction
    • H02N2/02—Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction producing linear motion, e.g. actuators; Linear positioners ; Linear motors
    • H02N2/06—Drive circuits; Control arrangements or methods
    • H02N2/065—Large signal circuits, e.g. final stages
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
    • F02D41/00—Electrical control of supply of combustible mixture or its constituents
    • F02D41/20—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils
    • F02D41/2096—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils for controlling piezoelectric injectors
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
    • F02D41/00—Electrical control of supply of combustible mixture or its constituents
    • F02D41/20—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils
    • F02D2041/2003—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils using means for creating a boost voltage, i.e. generation or use of a voltage higher than the battery voltage, e.g. to speed up injector opening
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
    • F02D41/00—Electrical control of supply of combustible mixture or its constituents
    • F02D41/20—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils
    • F02D2041/202—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils characterised by the control of the circuit
    • F02D2041/2048—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils characterised by the control of the circuit said control involving a limitation, e.g. applying current or voltage limits

Definitions

  • the present invention relates to the field of electronic injection in an internal combustion engine of a motor vehicle.
  • the invention relates more particularly to a device and a method for controlling a fuel injector with a resonant ultrasonic piezoelectric stage.
  • a known structure of a control device of this type is shown schematically in FIG.
  • Such a device is designed to control at least one resonant ultrasonic piezoelectric stage 1 of a pilot mjector electronically from a control computer 10 and a DC voltage source V BATT / vehicle battery for example.
  • the control device comprises: a first stage 2 for raising the DC voltage V BATT to generate a DC intermediate voltage V in ter (a few hundred volts, for example 250V),
  • a second stage 3 for modulating the intermediate DC voltage V inte r / fed by the DC intermediate voltage V inte r and adapted to generate an alternating excitation voltage V E of the resonant ultrasonic piezoelectric stage 1.
  • FIG. 2 illustrates a "boost" type voltage converter circuit, conventionally used to realize the stage 2 of voltage rise from the DC voltage source V BATT , for example the battery with a capacity C ba tt •
  • This circuit is composed of a boost inductor L, a MOSFET K, which serves as a switch controlled by a control module 20, a boost diode D, and a storage capacitor C boos t-
  • the control module delivers a signal in the form of a high frequency pulse train, so that the transistor K is made periodically conductive.
  • the inductance L boost is charged with the voltage V BATT at its terminals.
  • an object of the invention is to propose a solution so that the amplitude of the envelope of the excitation signal of the resonant ultrasonic piezoelectric stage of the mjector at the output of the stage can be varied very rapidly. modulation, while maintaining a reasonable sizing control electronics, ensuring an acceptable volume / weight / cost compromise in the context of automotive engine control.
  • the invention relates to a device for controlling at least one resonant ultrasonic piezoelectric stage of an electronically controlled injector from a control computer and a DC voltage source, comprising: a first stage of raising the DC voltage to generate a DC intermediate voltage, and
  • a second modulation stage of the intermediate DC voltage comprising an inductance connected to the DC intermediate voltage and a first switching transistor adapted to control selectively a charging phase of the inductor and a transfer phase of the energy stored in the inductor in response to a first control pulse train, for generating an excitation voltage of the ultrasonic piezoelectric stage resonant.
  • the invention is more particularly characterized in that the second stage comprises a second switching transistor connected in series between the drain of the first switching transistor and a terminal of the inductor, adapted to limit the energy stored in the inductance during the charging phase in response to a second train of control pulses, so as to decrease the amplitude of the excitation voltage.
  • the drain of the first switching transistor is connected to the resonant ultrasonic piezo-echo stage via a capacitor.
  • the drain of the first switching transistor may further be connected to the resonant ultrasonic piezoelectric stage via a transformer.
  • the primary winding of the transformer is connected by a terminal to the drain of the first switching transistor and by another terminal to ground, the primary winding being connected in parallel with the capacitor.
  • the drain of the second switching transistor is connected to the resonant ultrasonic piezoelectric ⁇ stage via a transformer.
  • the primary winding of the transformer is connected by a terminal to the voltage intermediate intermediate and by another terminal to the drain of the second switching transistor, a capacitor being connected between the DC intermediate voltage and the drain of the first switching transistor.
  • the second control pulse train is a PWM signal adapted to control the second switching transistor in an open state during at least a portion of the charging phase during which the first switching transistor is controlled in a closed state.
  • the first voltage rise stage comprises a BOOST type voltage converter.
  • the invention also relates to a method of controlling at least one resonant ultrasonic piezoelectric stage of an electronically controlled thruster from a control computer and a DC voltage source, comprising steps of:
  • the decrease in the amplitude of the excitation voltage of the resonant ultrasonic piezoelectric stage depends on the opening time of the second switching transistor during each charging phase.
  • FIG. 1 represents a simplified electronic diagram of FIG. a known control device of an ultrasonic piezoelectric stage resonant of a fuel injector of an internal combustion engine and has already been described
  • FIG. 2 represents an electronic diagram of an embodiment of a first stage of the known control device of FIG. 1, forming a voltage boost stage of the "boost" type, and has already been described;
  • FIG. 3 represents a timing diagram illustrating a dynamic amplitude variable amplitude envelope profile of the control voltage obtained at the output of a second voltage modulation stage of the control device according to the invention
  • FIG. 4 represents an electronic diagram of an embodiment of the second voltage modulation stage of the known control device connected to the piezoelectric stage of the injector
  • FIG. 5 represents an alternative embodiment of FIG. 4;
  • FIG. 6 represents an electronic diagram of the voltage modulation stage of an injector control device according to the invention, based on a half-bridge type structure with series inductance;
  • FIGS. 7 to 9 represent variants of the circuit of FIG. 6 with several possible configurations of passive circuits downstream from the half-bridge type structure;
  • FIG. 10 represents timing diagrams of the respective control signals of the transistors composing the half-bridge type structure on which the voltage modulation stage of the injector control device according to the invention is based;
  • FIG. 11 represents an example of modulation of the excitation signal of the injector according to the principles of the invention.
  • the invention is based on the control device with the stages of voltage rise and modulation, already described with reference to FIG.
  • the invention proposes to modify the modulation stage of the control device described above, so as to be able to vary the amplitude of the excitation voltage supplied at the output of this stage (and therefore at the input of the injector concerned). with great dynamics.
  • This principle of amplitude variation of the excitation voltage envelope of the injector with a significant dynamic is described with reference to Figure 3, which has a profile V excitation voltage envelope V E , able to allow particularly flexible injection controls. It is therefore a question of being able to modulate the amplitude of the peaks of the excitation voltage of the mjector, in addition to the modulation performed by the modulation stage, which consists in producing the voltage peaks themselves, preferably at the resonant frequency of the mjector.
  • the modulation stage 3 of the control device according to the invention is based on an otherwise known topology, described in Figure 4.
  • the voltage modulation stage 3 is thus implemented in the form of a pulse voltage generator, able to deliver the excitation voltage V E of the ultrasonic piezoelectric stage 1 of the mjector connected to the output in the form of a voltage pulse train in response to a control pulse train Vi at a suitable frequency received on a control electrode of a switching transistor M, for example a MOSFET transistor, by via a driver stage 30.
  • this pulse voltage generator comprises an inductance coil L p , connected to the intermediate DC voltage V inte r (output of the voltage rise stage 2) and driven by the transistor M, and a capacitor in FIG. parallel of the coil, capacitance C p , at the terminals of which is connected the resonant ultrasonic piezoelectric stage 1.
  • the resonant ultrasonic piezoelectric stage injector can be modeled by a greenhouse resonator comprising a resistor in series with inductance and capacitance.
  • the combination of the pulse voltage generator and the series resonator modeling the charge of the resonant ultrasonic piezoelectric injector is commonly called by those skilled in the art "pseudo class E amplifier".
  • the drain of the latter makes it possible to deliver the voltage pulse train V E able to excite the resonant ultrasonic piezoelectric ⁇ stage. 1, which is connected to the output of the modulation stage 3.
  • the pulse voltage generator comprises a set of transformers T and capacitor C p connected in parallel between the intermediate intermediate voltage V inter and the drain of the switching transistor M.
  • the drain of the switching transistor M is connected to the resonant ultrasonic piezoelectric stage 1 via the transformer T, whose primary winding is connected in parallel with the capacitor C p between the intermediate intermediate voltage V ulcerer and the drain of the transistor M and the secondary winding of which is connected to the resonant ultrasonic piezoelectric stage 1.
  • the operating cycle of class E amplifiers is based on two phases of operation, repeated constantly at the frequency defined by the control train, corresponding to the resonance frequency of the charge resonator: - Charge phase: the transistor M is closed; the charge resonator is short-circuited and resonates "on itself” (it loses some energy in its dissipative elements), while the inductance L p is charged because it is powered by V inte r.
  • Transfer phase the transistor M is open; the energy stored in the inductor is redirected towards the charge resonator and compensates for the losses thereof.
  • FIG. 6 describes a new topology for the modulation stage, modifying the "class E" type operation thereof, so as to be able to vary very rapidly the amplitude of the excitation signal V E output of this stage (thus at the entrance of the mjecteur concerned).
  • the voltage modulation stage 3 is based on a structure of the type "half-bridge with series inductance".
  • the half-bridge structure is composed of two transistors M and M 'connected in series between the ground and an inductance coil Lp supplied by the intermediate intermediate voltage V inter .
  • the voltage generator pulse forming the voltage modulation stage 3 comprises a second switching transistor M ', for example a MOSFET transistor, connected in series between the drain (point C in FIG. 6) of the transistor M (whose source is connected to the mass) and a terminal
  • FIG. 7 details a direct amplitude modulation topology, that is to say for which the resonant ultrasonic piezoelectric stage of the mjector is connected directly to the transistors M and M 'constituting the structure of the type half-bridge.
  • This topology has the advantage of simplicity and cost.
  • it is not possible to control injectors with an output amplitude greater than the maximum insulation characteristic of the transistors used (approximately 1200 V for IGBT type transistors ("Insulated Gate Bipolar Transistor") that can be used in the automotive context.
  • T-transformer topologies such as those presented with reference to FIG. 8 and FIG. 9 can be used.
  • the drain of the second switching transistor M ' is connected to the resonant ultrasonic piezoelectric stage 1 via a transformer T. More precisely, the primary winding of the transformer is connected between the intermediate voltage Continuous V in ter and the drain of the second switching transistor M ', the inductance coil L p being constituted by the primary winding of the transformer T, and the secondary winding is connected across the piezoelectric stage. resonant ultrasound.
  • a capacitor C p is further connected between the intermediate DC voltage V inter and the drain of the first switching transistor M.
  • a transformer T and capacitor C p is connected in parallel between the drain of the first switching transistor M and ground. More specifically, the drain of the first switching transistor M is connected to the resonant ultrasonic piezoelectric stage 1 via the transformer T, whose primary winding is connected in parallel with the capacitor C p between the transistor drain. M and the mass, the secondary winding of the transformer being connected to the resonant ultrasonic piezoelectric stage 1.
  • Both variants make it possible to generate amplitudes much greater than the insulation characteristic of the transistors used, which also makes it possible to choose a compromise between the transformation ratio of the transformer and the characteristics transistors adapted to high efficiency and lower cost.
  • the advantage of the latter lies in the fact that, unlike the "strict" class E topology (FIG. 4 or 5), it is possible to short-circuit the charge resonator modeling the resonant ultrasonic piezoelectric stage 1, without however systematically charging the series inductance L p connected to the intermediate intermediate voltage V inter (output of the stage 2 elevator of voltage).
  • the second switching transistor M ' is opened for some time, it is possible to close the first switching transistor M so as to resonate the resonant ultrasonic piezoelectric stage 1 of the injector, without however charging the inductance L p , which is then disconnected from the ground by the second switching transistor M ', which allows, in its open state, to disconnect the drain of the first switching transistor M of the inductance Lp.
  • the present topology based on the half-bridge type structure composed of the two switching transistors M and M 'respectively controlled by the control pulse trains Vi and V 2 , thus makes it possible to modify the class E operating cycle of the voltage modulation stage 3, so as to be able to generate an excitation voltage V E at variable amplitude output.
  • it makes it possible to introduce a new phase, in addition to the charging and transfer phases, into the operating cycle of the class E amplifiers, namely a resonance phase without charge of the inductance in series with the half composed of transistors M and M ', so as to be able to generate an output of variable amplitude.
  • control mode of the two transistors constituting the half-bridge is mainly based on the characteristics of the control pulse train V 2 controlling the opening and closing of the second switching transistor M '.
  • control pulse train Vi controlling the opening and closing of the switching transistor M does not change with respect to the control train employed in the "strict" class E topology, described with reference to FIGS. 4 or 5.
  • Such a control pulse train V 1 is illustrated in FIG. 10 as a rectangular signal.
  • the reduction of the width of the first pulse makes it possible to minimize the overvoltage of the first peaks, overvoltage which can be very important (and therefore potentially destructive for the transistor) in the first moments of the injection.
  • each operating cycle during an injection control therefore comprises the application of a high state of the control pulse train Vi to the gate of the transistor M (closed transistor), controlling the charging phase where the inductance L p fed by V inte r load and the application of a low state of the control pulse train Vi on the gate of the transistor M (open transistor), controlling the transfer phase where the energy stored in the inductance is redirected to the resonant ultrasonic piezoelectric stage.
  • this control pulse train Vi is essential to use as a phase reference for the second control pulse train V2 of the second switching transistor M '.
  • the second control pulse train V 2 is for example a PWM ("Pulse Width Modulation") signal, ie a rectangular signal whose duty cycle can be varied, so that the opening and closing times can be controlled. of the second switching transistor M '. It is more precisely used to control opening times of the transistor M ', during which it is desired to limit the load of the series inductance L P; while the first switching transistor M is closed.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • This opening configuration of the second switching transistor M 'during at least part of the charging phase makes it possible to limit the stored energy. in the inductor series L p at each operating cycle and therefore the total amplitude of the signal supplied at the output of the E class modulation stage 3 in steady state.
  • the amplitude of the excretatron tensron V E generated at the output of the stage 3 essentially depends on the opening time D of the second switching transistor M 'at each cycle. The longer this opening time, the more energy stored periodically in the series inductance is low and the amplitude of the excitation voltage V E is reduced.
  • This opening time can be managed by varying the duty cycle of the control pulse train V2.
  • the first switching transistor M is controlled in the open state (low state of the pulse train). Vi) prior to the start of the injection, and - the second switching transistor M 'is controlled in the closed state (high state of the control pulse train V 2 ) before the start of the injection.
  • full amplitude operation where the second switching transistor M 'is constantly controlled in the closed state.
  • the operation is in this case identical to the operation of the basic class E modulation stage as described with reference to FIGS. 4 or 5, and a so-called “partial amplitude” operation, in which the second switching transistor M 'is controlled in the open state during the charging phase (that is to say while the first switching transistor M is closed) and controlled in the closed state during the transfer phase (that is to say while the first switching transistor M is open), according to the principles already described above.
  • This second mode of operation based on the periodic opening of the second switching transistor M 'thus makes it possible to control the amplitude of the envelope of the signal V E at the output of the stage 3, this throughout the duration of the injection.
  • FIG. 11 Such an envelope modulation is illustrated in FIG. 11.
  • the maximum amplitude of the voltage V E is obtained by constantly controlling the transistor M 'in the closed state.
  • the application of the control pulse train V2 in the form of a PWM signal on the gate of the switching transistor M ' makes it possible to limit the value of the amplitude of the injection. the voltage V E.

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Abstract

Dispositif de commande d'un étage (1) piézo-électrique ultrasonore résonant, comprenant : un premier étage (2) d'élévation d'une tension continue (VBATT) vers une tension intermédiaire continue (Vinter); un deuxième étage (3) de modulation, comprenant une inductance (Lp) reliée à la tension intermédiaire continue et un premier transistor de commutation (M) adapté à commander sélectivement une phase de charge de l'inductance et une phase de transfert de l'énergie stockée dans l'inductance en réponse à un premier train d'impulsions de commande (V1), pour générer une tension d'excitation (VE) de l'étage piézo-électrique, caractérisé en ce que le deuxième étage comprend un second transistor de commutation (M') connecté en série entre le drain du premier transistor et une borne de l'inductance, adapté à limiter l'énergie stockée dans l'inductance pendant la phase de charge en réponse à un second train d'impulsions de commande (V2), de manière à diminuer l'amplitude de la tension d'excitation.

Description

DISPOSITIF ET PROCEDE DE COMMANDE D'UN INJECTEUR PIEZOELECTRIQUE ULTRASONORE RESONANT
La présente invention concerne le domaine de l'injection électronique dans un moteur à combustion interne d'un véhicule automobile. L'invention concerne plus particulièrement un dispositif et un procède de commande d'un mjecteur de carburant à étage piézoélectrique ultrasonore résonant. Une structure connue d'un dispositif de commande de ce type est représentée schematiquement à la figure 1.
Un tel dispositif est conçu pour commander au moins un étage 1 piézo-électπque ultrasonore résonant d'un mjecteur pilote électroniquement à partir d'un calculateur 10 de contrôle et d'une source de tension continue VBATT/ la batterie du véhicule par exemple. Le dispositif de commande comporte : un premier étage 2 d'élévation de la tension continue VBATT pour générer une tension intermédiaire continue Vinter (quelques centaines de volts, par exemple 250V) ,
- un deuxième étage 3 de modulation de la tension intermédiaire continue Vinter/ alimenté par la tension intermédiaire continue Vinter et adapté à générer une tension d'excitation alternative VE de l'étage 1 piézoélectrique ultrasonore résonant.
Certaines situations nécessitent de pouvoir faire varier finement la quantité de carburant injecté en cours d'injection, par exemple pour compenser des variations de pression de la chambre de combustion dans laquelle le carburant est injecté ou encore pour s'adapter à des profils de débits particuliers. Or, pour permettre d'influencer avec une grande flexibilité le profil de débit de carburant injecté en cours d' injection, il est essentiel de pouvoir faire varier l'amplitude du signal d'excitation de l'étage piézo-électπque 1 de l'mjecteur (î.e. l'amplitude du signal VE en sortie de l'étage 3 de modulation) de façon à la fois souple et rapide.
A cet effet, on pourrait envisager de faire varier de façon rapide la tension intermédiaire Vinter fournie en sortie de l'étage 2 d'élévation de tension. Ainsi, l'amplitude de l'enveloppe de la tension VE en sortie de l'étage de modulation pourrait également en conséquence évoluer de façon rapide.
La figure 2 illustre un circuit convertisseur de tension de type « boost », classiquement utilise pour réaliser l'étage 2 d'élévation de tension à partie de la source de tension continue VBATT, par exemple la batterie d'une capacité Cbatt • Ce circuit est composé d'une inductance Lboost, d'un transistor MOSFET K, qui sert d'interrupteur piloté par un module de contrôle 20, d'une diode Dboost, et d'une capacité de stockage Cboost- Le module de contrôle délivre un signal sous la forme train d'impulsions haute fréquence, de sorte que le transistor K est rendu périodiquement conducteur. Lorsque le transistor K est fermé, l'inductance Lboost se charge avec la tension VBATT a ses bornes. Quand le transistor K est ouvert, la diode Db00Ξt conduit et l'énergie emmagasinée dans l'inductance fait naître un courant qui va charger la capacité Cboost- La capacité de stockage Cboost est chargée de cette manière jusqu'à ce que la valeur désirée de Vinter soit atteinte à ses bornes. Ce circuit élévateur de tension de type « boost » ne permet cependant pas d' obtenir des variations d'amplitude rapides de la tension intermédiaire Vinter générée. Il devrait être fortement surdimensionné pour pouvoir obtenir l'effet souhaité en sortie de l'étage 3 de modulation, à savoir des variations rapides de la tension d'excitation VE propagées en sortie de cet étage. Un tel surdimensionnement induirait toutefois le choix d'un transistor très volumineux et très cher, ainsi que des problèmes de mauvais rendement et donc d' échauffement de l'étage 2 d'élévation de tension.
Aussi, un but de l'invention est de proposer une solution pour pouvoir faire varier très rapidement l'amplitude de l'enveloppe du signal d'excitation de l'étage piézo-électπque ultrasonore résonant de l'mjecteur en sortie de l'étage de modulation, tout en conservant une électronique de commande de dimensionnement raisonnable, assurant un compromis volume/poids/coût acceptable dans le contexte de contrôle moteur automobile.
Avec cet objectif en vue, l'invention a pour objet un dispositif de commande d'au moins un étage piézoélectrique ultrasonore résonant d'un injecteur piloté électroniquement à partir d'un calculateur de contrôle et d'une source de tension continue, comprenant : un premier étage d'élévation de la tension continue pour générer une tension intermédiaire continue, et
- un deuxième étage de modulation de la tension intermédiaire continue, comprenant une inductance reliée à la tension intermédiaire continue et un premier transistor de commutation adapté à commander sélectivement une phase de charge de l'inductance et une phase de transfert de l'énergie stockée dans l'inductance en réponse à un premier train d'impulsions de commande, pour générer une tension d'excitation de l'étage piezo- électrique ultrasonore résonant.
L'invention est plus particulièrement caractérisée en ce que le deuxième étage comprend un second transistor de commutation connecté en série entre le drain du premier transistor de commutation et une borne de l'inductance, adapté à limiter l'énergie stockée dans l'inductance pendant la phase de charge en réponse à un second train d'impulsions de commande, de manière à diminuer l'amplitude de la tension d'excitation.
Avantageusement, le drain du premier transistor de commutation est relié à l'étage piezo-electπque ultrasonore résonant par l'intermédiaire d'un condensateur .
En variante, le drain du premier transistor de commutation peut en outre être relié a l'étage piézo- électrique ultrasonore résonant par l'intermédiaire d'un transformateur .
Selon cette variante, l'enroulement primaire du transformateur est connecté par une borne au drain du premier transistor de commutation et par une autre borne à la masse, l'enroulement primaire étant relié en parallèle avec le condensateur.
Selon une autre variante, le drain du second transistor de commutation est relié à l'étage piézo¬ électrique ultrasonore résonant par l'intermédiaire d'un transformateur.
Selon cette autre variante, l'enroulement primaire du transformateur est relié par une borne à la tension intermédiaire continue et par une autre borne au drain du second transistor de commutation, un condensateur étant relié entre la tension intermédiaire continue et le drain du premier transistor de commutation. De préférence, le second train d'impulsions de commande est un signal PWM adapté à commander le second transistor de commutation dans un état ouvert pendant au moins une partie de la phase de charge au cours de laquelle le premier transistor de commutation est commandé dans un état fermé.
Avantageusement, le premier étage d'élévation de tension comprend un convertisseur de tension de type BOOST.
L' invention concerne également un procède de commande d'au moins un étage piézo-electrique ultrasonore résonant d'un mjecteur piloté électroniquement à partir d'un calculateur de contrôle et d'une source de tension continue, comprenant des étapes de :
- amplification de la tension continue pour générer une tension intermédiaire continue;
- génération d'une tension d'excitation de l'étage piézo-électπque ultrasonore résonant à partir de la tension intermédiaire continue, ladite étape consistant à commander à une fréquence de commande un premier transistor de commutation dans un état fermé pour commander une phase de charge d'une inductance reliée à la tension intermédiaire continue et dans un état ouvert pour commander une phase de transfert de l'énergie stockée dans l'inductance vers l'étage piézo-électπque ultrasonore résonant, ledit procédé étant caractérisé en ce qu' il comprend une étape de limitation de l'énergie stockée dans l'inductance pendant la phase de charge afin de diminuer l'amplitude du signal d'excitation, consistant à commander un second interrupteur de commutation disposé en série entre le drain du premier transistor de commutation et l'inductance dans un état ouvert pendant au moins une partie de la phase de charge.
Avantageusement, la diminution de l'amplitude de la tension d'excitation de l'étage piézo-électπque ultrasonore résonant dépend du temps d' ouverture du second transistor de commutation au cours de chaque phase de charge.
D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante donnée à titre d'exemple îllustratif et non limitatif et faite en référence aux figures annexées dans lesquelles : la figure 1 représente un schéma électronique simplifié d'un dispositif de commande connu d'un étage piézo-électrique ultrasonore résonant d'un injecteur de carburant d'un moteur à combustion interne et a déjà été décrite ; la figure 2 représente un schéma électronique d'un mode de réalisation d'un premier étage du dispositif de commande connu de la figure 1, formant un étage d'élévation de tension de type « boost », et a déjà été décrite ;
- la figure 3 représente un chronogramme illustrant un profil d'enveloppe d'amplitude variable à dynamique importante de la tension de commande obtenue en sortie d'un deuxième étage de modulation de tension du dispositif de commande selon l'invention ; la figure 4 représente un schéma électronique d'un mode de réalisation du deuxième étage de modulation de tension du dispositif de commande connu, connecté à l'étage piézo-électπque de l'injecteur ; - la figure 5 représente une variante de réalisation de la figure 4 ;
- la figure 6 représente un schéma électronique de l'étage de modulation de tension d'un dispositif de commande d'injecteur selon l'invention, basé sur une structure de type demi-pont avec inductance série ;
- les figures 7 à 9 représentent des variantes du circuit de la figure 6 avec plusieurs configurations possibles de circuits passifs en aval de la structure de type demi-pont ; - la figure 10 représente des chronogrammes des signaux de commande respectifs des transistors composant la structure de type demi-pont sur laquelle repose l'étage de modulation de tension du dispositif de commande d'injecteur selon l'invention ; - la figure 11 représente un exemple de modulation du signal d'excitation de l'injecteur selon les principes de l'invention.
L'invention est basée sur le dispositif de commande avec les étages d'élévation de tension et de modulation, déjà décrits en référence à la figure 1.
L'invention propose de modifier l'étage de modulation du dispositif de commande précédemment décrit, de façon à pouvoir faire varier l'amplitude de la tension d'excitation fournie en sortie de cet étage (et donc en entrée de l'injecteur concerné) avec une grande dynamique. Ce principe de variation d'amplitude de l'enveloppe de tension d'excitation de l'injecteur avec une dynamique importante est décrit en référence à la figure 3, qui présente un profil P d'enveloppe de tension d'excitation VE, propre à permettre des commandes d'injection particulièrement flexibles. II s'agit donc de pouvoir moduler l'amplitude des pics de la tension d'excitation de l'mjecteur, en plus de la modulation effectuée par l'étage de modulation, qui elle consiste à produire les pics de tension proprement dits, de préférence à la fréquence de résonance de 1' mjecteur .
Pour réaliser ce type de signal d'enveloppe de tension tel que présenté à la figure 3, l'étage 3 de modulation du dispositif de commande selon l'invention repose sur une topologie par ailleurs connue, décrite à la figure 4.
L'étage 3 de modulation de tension est ainsi mis en œuvre sous la forme d'un générateur de tension impulsionnelle, apte à délivrer la tension d'excitation VE de l'étage piézo-électrique ultrasonore 1 de l'mjecteur connecté en sortie, sous forme d'un train d'impulsions de tension en réponse à un train d'impulsions de commande Vi à une fréquence appropriée reçu sur une électrode de commande d'un transistor de commutation M, par exemple un transistor de type MOSFET, par l'intermédiaire d'un étage driver 30.
Plus précisément, ce générateur de tension impulsionnelle comprend une bobine d'inductance Lp, reliée à la tension intermédiaire continue Vinter (sortie de l'étage d'élévation de tension 2) et pilotée par le transistor M, et un condensateur en parallèle de la bobine, de capacité Cp, aux bornes duquel est connecté l'étage piézo-électrique ultrasonore résonant 1. L'injecteur à étage piézo-électrique ultrasonore résonant peut être modélisé par un résonateur serre comprenant une résistance en série avec une inductance et une capacité. La combinaison du générateur de tension impulsionnelle et du résonateur série modélisant la charge de l'injecteur piézo-électrique ultrasonore résonant est couramment appelée par l'homme du métier « amplificateur pseudo classe E ».
Ainsi, sous l'effet du train d'impulsions de commande Vi appliquée sur la grille du transistor M, le drain de ce dernier permet de délivrer le train d'impulsions de tension VE apte à exciter l'étage piézo¬ électrique ultrasonore résonant 1 connecté en sortie de l'étage de modulation 3. En variante, en référence à la figure 5, le générateur de tension impulsionnelle comprend un ensemble transformateur T et condensateur Cp connectés en parallèle entre la tension intermédiaire continue Vinter et le drain du transistor de commutation M. Plus précisément, le drain du transistor de commutation M est relié à l'étage piézo-électrique ultrasonore résonant 1 par l'intermédiaire du transformateur T, dont l'enroulement primaire est relié en parallèle avec le condensateur Cp entre la tension intermédiaire continue Viriter et le drain du transistor M et dont l'enroulement secondaire est relié à l'étage piézo-électrique ultrasonore résonant 1.
Le cycle de fonctionnement des amplificateurs en classe E repose sur deux phases de fonctionnement, répétées constamment à la fréquence définie par le train de commande, correspondant à la fréquence de résonance du résonateur de charge : - Phase de charge : le transistor M est fermé ; le résonateur de charge est court-circuité et résonne « sur lui-même » (il perd un peu d'énergie dans ses éléments dissipatifs) , tandis que l'inductance Lp se charge car elle est alimentée par Vinter.
- Phase de transfert : le transistor M est ouvert ; l'énergie stockée dans l'inductance est redirigée vers le résonateur de charge et vient compenser les pertes de celui-ci . Le facteur d'amplification de ce type de topologie
(î.e. le rapport entre Vinter et l'amplitude crête à crête de la tension de sortie VE) est structurellement de l'ordre de 3 à 4. En effet, il n'est pas possible de maîtriser la quantité d'énergie stockée dans l'inductance, puis redirigée vers le résonateur de chargé à chaque cycle. L'amplitude de la tension d'excitation VE en sortie de l'étage de modulation de tension est donc principalement dictée par la valeur de la tension de sortie Vinter de l'étage élévateur de tension. La figure 6 décrit alors une nouvelle topologie pour l'étage de modulation, modifiant le fonctionnement de type « classe E » de celui-ci, de façon à pouvoir faire varier très rapidement l'amplitude du signal d'excitation VE fourni en sortie de cet étage (donc en entrée de l'mjecteur concerné) . L'étage 3 de modulation de tension selon l'invention est basé sur une structure de type « demi -pont avec inductance série ». La structure en demi-pont est composée de deux transistors M et M' montés en série entre la masse et une bobine d'inductance Lp alimentée par la tension intermédiaire continue Vinter .
Ainsi, par rapport à la topologie décrite en référence à la figure 4 ou 5, le générateur de tension impulsionnelle formant l'étage 3 de modulation de tension comprend un second transistor de commutation M' , par exemple un transistor de type MOSFET, connecté en série entre le drain (point C sur la figure 6) du transistor M (dont la source est reliée à la masse) et une borne
(point B) de la bobine d'inductance Lp, dont l'autre borne (point A) est reliée à la source de tension intermédiaire continue Vinter (sortie de l'étage d'élévation de tension 2) . Les transistors M et M' sont attaqués, au travers de drivers 30 et 40, par des trains d'impulsions de commande respectifs Vi et V2, permettant de contrôler l'ouverture et la fermeture des transistors M et M' respectivement et dont les caractéristiques seront détaillées par la suite.
Par ailleurs, plusieurs configurations de circuit passif 50 en aval de la structure demi-pont sont envisageables .
Ainsi, la figure 7 détaille une topologie à modulation d'amplitude directe, c'est-à-dire pour laquelle l'étage piézo-électπque ultrasonore résonant de l'mjecteur est relié directement aux transistors M et M' composant la structure de type demi-pont. Cette topologie présente l'avantage de la simplicité et du coût. En revanche, il n'est pas possible de commander des injecteurs avec une amplitude de sortie supérieure à la caractéristique de d'isolation maximale des transistors utilisés (environ 1200 V pour les transistors de type IGBT (« Insulated Gâte Bipolar Transistor ») utilisables dans le contexte automobile.
Pour obtenir des tensions d'excitation VE de l'mjecteur supérieures en sortie de l'étage 3 de modulation de tension, on peut utiliser des topologies à transformateur T telles que celles présentées en référence à la figure 8 et à la figure 9.
Selon la figure 8, le drain du second transistor de commutation M' est relié l'étage piézo-électπque ultrasonore résonant 1 par l'intermédiaire d'un transformateur T. Plus précisément, l'enroulement primaire du transformateur est connecté entre la tension intermédiaire continue Vinter et le drain du second transistor de commutation M' , la bobine d' inductance Lp étant alors constituée par l'enroulement primaire du transformateur T, et l'enroulement secondaire est connecté aux bornes de l'étage piézo-électπque ultrasonore résonant. Un condensateur Cp est en outre connecté entre la tension intermédiaire continue Vinter et le drain du premier transistor de commutation M.
En variante, selon la figure 9, un ensemble transformateur T et condensateur Cp est connecté en parallèle entre le drain du premier transistor de commutation M et la masse. Plus précisément, le drain du premier transistor de commutation M est relié à l'étage piézo-électπque ultrasonore résonant 1 par l'intermédiaire du transformateur T, dont l'enroulement primaire est relié en parallèle avec le condensateur Cp entre le drain du transistor M et la masse, l'enroulement secondaire du transformateur étant relié à l'étage piézoélectrique ultrasonore résonant 1.
Les deux variantes permettant de générer des amplitudes bien supérieures à la caractéristique d'isolation des transistors utilisés, ce qui permet en outre de choisir un compromis entre le rapport de transformation du transformateur et les caractéristiques des transistors adaptées à un rendement élevé et un coût moindre .
Quelle que soit le mode de réalisation pour le circuit passif en aval de la structure de type demi-pont, l'intérêt de cette dernière réside dans le fait que, contrairement à la topologie classe E « stricte » (figure 4 ou 5) , il est possible de court-circuiter le résonateur de charge modélisant l'étage 1 piézo-électπque ultrasonore résonant, sans pour autant systématiquement charger l'inductance série Lp reliée à la tension intermédiaire continue Vinter (sortie de l'étage 2 élévateur de tension) .
En effet, à condition d'ouvrir pendant quelques temps le second transistor de commutation M' , il est possible de fermer le premier transistor de commutation M pour faire résonner l'étage 1 piézo-électπque ultrasonore résonant de l'injecteur, sans pour autant charger l'inductance Lp, qui est alors désolidarisée de la masse grâce au second transistor de commutation M' , qui permet, dans son état ouvert, de déconnecter le drain du premier transistor de commutation M de l'inductance Lp.
Ainsi, selon le temps d'ouverture du second transistor de commutation M' , il est possible de diminuer de façon significative l'amplitude du signal délivré en sortie de l'étage 3 et donc de contrôler l'amplitude de l'enveloppe du signal d'excitation VE appliqué sur l'injecteur concerné.
La présente topologie reposant sur la structure de type demi-pont composée des deux transistors de commutation M et M' contrôlés respectivement par les trains d'impulsions de commande Vi et V2, permet donc de modifier le cycle de fonctionnement de type classe E de l'étage 3 de modulation de tension, de façon à pouvoir générer une tension d'excitation VE en sortie d'amplitude variable . En particulier, elle permet d'introduire une nouvelle phase, en plus des phases de charge et de transfert, dans le cycle de fonctionnement des amplificateurs en classe E, à savoir une phase de résonance sans charge de l'inductance en série avec le demi -pont composé des transistors M et M' , de façon à pouvoir générer une sortie d'amplitude variable.
A cette fin, comme on l'a vu, le mode de commande des deux transistors constituant le demi-pont repose principalement sur les caractéristiques du train d'impulsions de commande V2 contrôlant l'ouverture et la fermeture du second transistor de commutation M' .
Dans la nouvelle topologie proposée, le train d'impulsions de commande Vi contrôlant l'ouverture et la fermeture du transistor de commutation M ne change pas par rapport au train de commande employé dans la topologie classe E « stricte », décrite en référence aux figures 4 ou 5.
Un tel train d'impulsions de commande V1 est illustré à la figure 10 sous forme d'un signal rectangulaire.
Il présente avantageusement les caractéristiques suivantes :
- rapport cyclique de 50% ;
- première impulsion de commande environ deux fois plus courte que les suivantes.
La réduction de la largeur de la première impulsion permet en effet de minimiser la surtension des premiers pics, surtension qui peut être très importante (et donc potentiellement destructrice pour le transistor) dans les premiers instants de l'injection.
Ainsi, chaque cycle de fonctionnement pendant une commande d'injection comprend donc l'application d'un état haut du train d'impulsions de commande Vi sur la grille du transistor M (transistor fermé) , commandant la phase de charge où l'inductance Lp alimentée par Vinter se charge et l'application d'un état bas du train d'impulsions de commande Vi sur la grille du transistor M (transistor ouvert) , commandant la phase de transfert où l'énergie stockée dans l'inductance est redirigée vers l'étage piézo-électrique ultrasonore résonant.
En revanche, il est essentiel d'utiliser ce train d'impulsions de commande Vi comme référence de phase pour le second train d' impulsions de commande V2 du second transistor de commutation M' .
Le second train d'impulsions de commande V2 est par exemple un signal PWM (« Puise Width Modulation ») , soit un signal rectangulaire dont on peut faire varier le rapport cyclique, de sorte à pouvoir contrôler les temps l'ouverture et de fermeture du second transistor de commutation M' . Il est plus précisément utilisé pour commander des instants d'ouverture du transistor M', pendant lesquels on souhaite limiter la charge de l'inductance série LP; tandis que le premier transistor de commutation M est fermé.
Cette configuration d'ouverture du second transistor de commutation M' pendant au moins une partie de la phase de charge (c'est-à-dire pendant que le premier transistor de commutation M est fermé) permet en effet de limiter l'énergie stockée dans l'inductance série Lp à chaque cycle de fonctionnement et donc l'amplitude totale du signal fourni en sortie de l'étage 3 de modulation en classe E en régime établi.
L'amplrtude de la tensron d'excrtatron VE générée en sortie de l'étage 3 dépend essentiellement du temps d'ouverture D du second transistor de commutation M' à chaque cycle. Plus ce temps d'ouverture est important, plus l'énergie stockée périodiquement dans l'inductance série est faible et plus l'amplitude de la tension d'excitation VE est réduite.
Ce temps d'ouverture peut être géré en faisant varier le rapport cyclique du train d'impulsions de commande V2.
Les caractéristiques suivantes des trains d'impulsions de commande Vi et V2 sont également à prendre en compte, comme il ressort de la figure 10 : le premier transistor de commutation M est commandé à l'état ouvert (état bas du train d'impulsions de commande Vi) avant le début de l'injection, et - le second transistor de commutation M' est commandé à l'état fermé (état haut du train d'impulsions de commande V2) avant le début de l' injection.
La configuration en demi-pont avec l'inductance série de l'étage de modulation 3 permet en fait de distinguer deux cas de fonctionnement :
- un fonctionnement dit « pleine amplitude », où le second transistor de commutation M' est constamment commandé à l'état fermé. Le fonctionnement est dans ce cas identique au fonctionnement de l'étage de modulation en classe E de base tel que décrit en référence aux figures 4 ou 5, et - un fonctionnement dit à « amplitude partielle », où le second transistor de commutation M' est commandé à l'état ouvert en cours de phase de charge (c' est—a-dire pendant que le premier transistor de commutation M est fermé) et commandé a l'état fermé en cours de phase de transfert (c' est—à-dire pendant que le premier transistor de commutation M est ouvert), selon les principes déjà exposés précédemment.
Ce second mode de fonctionnement, basé sur l'ouverture périodique du second transistor de commutation M' permet donc de contrôler l'amplitude de l'enveloppe du signal VE en sortie de l'étage 3, ceci pendant toute la durée de l'injection.
Il est ainsi possible de réaliser des injections à enveloppe de commande modulée. Une telle modulation d'enveloppe est illustrée figure 11. En début de commande d'injection, l'amplitude maximale de la tension VE est obtenue en commandant constamment le transistor M' à l'état fermé. Puis, pendant une seconde partie de la commande d' injection, l'application du train d'impulsions de commande V2 sous forme d'un signal PWM sur la grille du transistor de commutation M' permet de limiter la valeur de l'amplitude de la tension VE.

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif de commande d'au moins un étage (1) piézo-électπque ultrasonore résonant d'un injecteur piloté électroniquement à partir d'un calculateur (10) de contrôle et d'une source de tension continue (VBATT) , comprenant :
- un premier étage (2) d'élévation de la tension continue (VBATT) pour générer une tension intermédiaire continue (Vinter) , et
- un deuxième étage (3) de modulation de la tension intermédiaire continue, comprenant une inductance (Lp) reliée à la tension intermédiaire continue et un premier transistor de commutation (M) adapte à commander sélectivement une phase de charge de l'inductance et une phase de transfert de l'énergie stockée dans l'inductance en réponse à un premier train d'impulsions de commande
(V1), pour générer une tension d'excitation (VE) de l'étage (1) piézo-électπque ultrasonore résonant, caractérisé en ce que le deuxième étage comprend un second transistor de commutation (M' ) connecté en série entre le drain du premier transistor de commutation (M) et une borne de l' inductance (Lp) , adapté à limiter l'énergie stockée dans l'inductance pendant la phase de charge en réponse à un second train d' impulsions de commande (V2), de manière à diminuer l'amplitude de la tension d'excitation.
2. Dispositif de commande selon revendication 1, caractérisé en ce que le drain du premier transistor de commutation (M) est relie à l'étage (1) piezo-electπque ultrasonore résonant par l'intermédiaire d'un condensateur (Cp) .
3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que le drain du premier transistor de commutation (M) est relié à l'étage (1) piézo-électπque ultrasonore résonant par l'intermédiaire d'un transformateur (T) .
4. Dispositif de commande selon la revendication 3, caractérisé en ce que l'enroulement primaire du transformateur (T) est connecté par une borne au drain du premier transistor de commutation (M) et par une autre borne à la masse, l'enroulement primaire étant relié en parallèle avec le condensateur (Cp) .
5. Dispositif de commande selon la revendication 1, caractérisé en ce que le drain du second transistor de commutation (M') est relie a l'étage (1) piezo-electπque ultrasonore résonant par l'intermédiaire d'un transformateur (T) .
6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'enroulement primaire du transformateur (T) est relié par une borne à la tension intermédiaire continue (Vinter) et par une autre borne au drain du second transistor de commutation (M' ) , un condensateur (Cp) étant relié entre la tension intermédiaire continue et le drain du premier transistor de commutation (M) .
7. Dispositif de commande selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le second train d'impulsions de commande (V2) est un signal PWM adapté à commander le second transistor de commutation (M' ) dans un état ouvert pendant au moins une partie de la phase de charge au cours de laquelle le premier transistor de commutation (M) est commandé dans un état fermé.
8. Dispositif de commande selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le premier étage (2) comprend un convertisseur de tension de type BOOST.
9. Procédé de commande d'au moins un étage (1) piézo-électπque ultrasonore résonant d'un mjecteur pilote électroniquement à partir d'un calculateur (10) de contrôle et d'une source de tension continue (VBATT) r comprenant des étapes de : - amplification de la tension continue pour générer une tension intermédiaire continue (Vinter) ; génération d'une tension d'excitation (VE) de l'étage piézo-électπque ultrasonore résonant à partir de la tension intermédiaire continue, consistant à commander à une fréquence de commande un premier transistor de commutation (M) dans un état fermé pour commander une phase de charge d'une inductance (Lp) reliée à la tension intermédiaire continue et dans un état ouvert pour commander une phase de transfert de l'énergie stockée dans l'inductance vers l'étage piézo-électπque ultrasonore résonant, ledit procédé étant caractérisé en ce qu' il comprend une étape de limitation de l'énergie stockée dans l'inductance pendant la phase de charge afin de diminuer l'amplitude du signal d'excitation, consistant à commander un second interrupteur de commutation (M' ) disposé en série entre le drain du premier transistor de commutation et l'inductance dans un état ouvert pendant au moins une partie de la phase de charge.
10. Procédé selon la revendication 9, caractérisé en ce que la diminution de l'amplitude de la tension d'excitation de l'étage piézo-électπque ultrasonore résonant dépend du temps d'ouverture (D) du second transistor de commutation au cours de chaque phase de charge .
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