EP2263425A1 - Schaltungsanordnung zum betreiben von hid-ladungslampen - Google Patents

Schaltungsanordnung zum betreiben von hid-ladungslampen

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Publication number
EP2263425A1
EP2263425A1 EP09724263A EP09724263A EP2263425A1 EP 2263425 A1 EP2263425 A1 EP 2263425A1 EP 09724263 A EP09724263 A EP 09724263A EP 09724263 A EP09724263 A EP 09724263A EP 2263425 A1 EP2263425 A1 EP 2263425A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
switch
frequency
bridge
gas discharge
low
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP09724263A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Michael Zimmermann
Eduardo Pereira
Martin Huber
Frank Horn
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Tridonic AG
Original Assignee
Tridonic AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Tridonic AG filed Critical Tridonic AG
Publication of EP2263425A1 publication Critical patent/EP2263425A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • H05B41/288—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without preheating electrodes, e.g. for high-intensity discharge lamps, high-pressure mercury or sodium lamps or low-pressure sodium lamps
    • H05B41/292—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2921—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • H05B41/288—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without preheating electrodes, e.g. for high-intensity discharge lamps, high-pressure mercury or sodium lamps or low-pressure sodium lamps
    • H05B41/2885—Static converters especially adapted therefor; Control thereof
    • H05B41/2887—Static converters especially adapted therefor; Control thereof characterised by a controllable bridge in the final stage
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps

Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement for Bet re iben of Gasent charge lamps, in particular s other of high-pressure gas discharge lamps, which comes in electronic ballasts for corresponding gas discharge lamps used.
  • High-pressure gas discharge lamps differ from low-pressure gas discharge lamps, among other things because they require higher ignition voltages and I change their color temperature with the respective supplied lamp power. The latter feature has the consequence that high-pressure gas discharge lamps are difficult or not dimmable. Rather, in order to maintain the color temperature of the high-pressure gas discharge lamp, the energy supplied to the j ewe iligen lamp must be kept constant by a corresponding regulation.
  • An electronic ballast for high-pressure gas discharge lamps must therefore on the one hand generate a high ignition voltage and on the other hand offer the possibility to keep the power supplied to the lamp constant.
  • this known circuit for driving a gas discharge lamp EL in particular a high-pressure gas discharge lamp, a full bridge with four controllable switches Sl - S4, which are formed according to the aforementioned document in particular by bipolar transistors.
  • a series resonant circuit consisting of a coil Ll and a capacitor Cl is connected, wherein the gas discharge lamp EL to be controlled is arranged parallel to the capacitor Cl.
  • the full bridge is supplied with a DC voltage U 0 .
  • Free-wheeling diodes are connected in parallel with the switches or transistors S 1 -S 4, but they are not shown in FIG. 4 for the sake of simplicity.
  • the gas discharge lamp EL flickers less during its operation and a higher light output is possible.
  • deposits can accumulate in the electrode region of the gas discharge lamp EL, which are caused by the constant flow of electrons in the same direction.
  • the gas discharge lamp EL is repeatedly reversed low-frequency. This happens because during a second phase of operation now the switches or transistors Sl and S4 are permanently opened and the switch S3 is permanently closed. Further, during this second phase of operation, the switch S2 is alternately turned on and off at high frequency, so that in principle the same operating mode as during the first operating phase described above, but during the second phase of operation, the current flow through the gas discharge lamp EL is reversed.
  • the full bridge shown in FIG. 4 is operated in principle with the DC voltage U 0 , whereby, however, due to the low-frequency polarity reversal between the bridge diagonals Sl -. S4 or S2 - S3, that is supplied by the low-frequency switching between the two previously described first and second operating phases, the gas discharge lamp EL and the inductor Ll a low-frequency alternating current whose
  • Ignition of the gas discharge lamp EL shown in Fig. 4 is carried out by means of the series resonant circuit formed by the inductor Ll and the capacitor Cl, wherein for ignition, an operation of the gas discharge lamp EL is required at a frequency which is close to the resonance frequency of the series resonant circuit. If this is the case, a voltage overshoot occurs at the gas discharge lamp EL, which leads to the ignition of the gas discharge lamp.
  • EP-A2-0740492 is a circuit arrangement for igniting and operating a gas discharge lamp, in particular a high-pressure gas discharge lamp, known.
  • a gas discharge lamp for igniting or operating the gas discharge lamp is proposed in this document, with the help of a corresponding control circuit arranged in the bridge diagonal switches Sl, S4 and S2, S3 of the full bridge during a first phase of operation complementary to control with a relatively high frequency until the gas discharge lamp ignites.
  • the control circuit switches over to a second operating phase (nominal operating phase) in which the control circuit activates the switches S 1 -S 4 of the full-bridge arrangement in a complementary manner with a relatively low frequency.
  • a control device is used according to this document, which is coupled on the output side via a capacitance with the full bridge such that the full bridge is arranged parallel to the capacitance.
  • the control device also serves to supply power to the full bridge and regulates in particular the power supplied to the gas discharge lamp. For this purpose, the voltage applied to the output terminals of the control device and the instantaneously flowing current are measured, the corresponding values are multiplied and the actual value formed is fed to the control device as the actual value of the lamp power.
  • the aforementioned control circuit is connected to the controller and outputs the target value of the output power
  • Control device wherein the control circuit, in particular during the first phase of operation described above
  • Control device of the full bridge can supply a higher output power.
  • the ignition of the gas discharge lamp can be effected by an ignition device which is coupled to the arranged in the bridge arm inductance Ll.
  • you can the gas discharge lamp can be ignited by using the capacitance C 1 shown in FIG. 4 and connected in parallel with the gas discharge lamp EL, which together with the inductance L 1 forms a series resonant circuit.
  • FIG. 1 Another circuit arrangement for igniting and operating gas discharge lamps, in particular metal halide high-pressure gas discharge lamps, which is known from GB-A-2319 677, is shown in FIG.
  • This circuit arrangement also comprises four controllable switches S 1 -S 4 connected in a full bridge, which can be formed by bipolar transistors or field-effect transistors.
  • a gas discharge lamp EL In the bridge branch of this full bridge circuit is a gas discharge lamp EL and a series resonant circuit formed by an inductance Ll and a capacitance Cl.
  • the full bridge is operated at a relatively high frequency with the aid of a corresponding control circuit, which can individually control the individual switches S 1 -S 4 via corresponding bridge drivers, which may be in the range 20-40 kHz.
  • This high frequency is particularly chosen such that it is in the vicinity of the resonance frequency of the series resonant circuit consisting of the inductance Ll and the capacitance Cl, so that after a certain time the gas discharge lamp EL ignites.
  • the ignition of the gas discharge lamp El can be detected, for example, by monitoring the lamp current or by monitoring the lamp brightness.
  • the circuit arrangement known from this document also comprises a designated as ignition or autotransformer transformer whose primary winding L2 is arranged in series with the capacitance Cl of the series resonant circuit, while the secondary winding is connected in series with the gas discharge lamp EL ,
  • This transformer with the inductors L2 and L3 serves to generate an increased voltage in the secondary coil L3, which is applied to the gas discharge lamp EL when a current flow through the capacitor Cl occurs (which is the case in particular when the high ignition frequency is applied). In this way, the ignition and the operation of the gas discharge lamp EL can be facilitated.
  • the high-frequency clocked switch is in each case switched on again when the current flowing in the bridge branch current I L 2 has reached a lower reversal point, ie a minimum value.
  • the invention now relies on this idea of additionally opening the low-frequency clocked switch and further develops this principle to the effect that the requirement for modern circuit technology is satisfied.
  • the invention proposes one Circuit arrangement for operating a gas discharge lamp, with a full bridge circuit to which a DC voltage
  • a gas discharge lamp (EL) in a bridge branch which is a node between the first switch (Sl) and the second switch (S2) with a node between the third Switch (S3) and the fourth switch (S4) connects, and is arranged with a control circuit (1) which alternately activates one of the two bridge diagonal, each consisting of a high-frequency clocked switch and a low-frequency clocked switch, wherein the control circuit high-frequency clocked switches a bridge diagonal always closes when a measurement signal meets a reclosing condition, the control circuit and the low-frequency clocked switch the same
  • Bridge diagonal opens after a predetermined period (T2) after opening the high-frequency switch
  • a circuit arrangement for operating a gas discharge lamp, in particular a high-pressure gas discharge lamp, having a full-bridge circuit to which a direct current voltage (Uo) is applied and which comprises four controllable switches (Sl-S4), a gas discharge lamp ( EL) in a bridge branch connecting a node between the first switch (Sl) and the second switch (S2) to a node between the third switch (S3) and the fourth switch (S4), and with a control circuit that alternately one of the two bridge diagonals, each consisting of a high-frequency clocked switch and a low-frequency clocked switch activated, wherein the control circuit (1) always closes a high frequency clocked switch a bridge diagonal when a measurement signal meets a reclosing condition, the control circuit also clocked the low-frequency Switches the same bridge diagonal after a predetermined period (T2) after the opening of the high-frequency clocked switch opens, if until then the reconnection condition for the high-
  • the timing of the additional opening and / or the time of the subsequent closure of the low frequency clocked switch may be externally adjustable and / or adaptively, i. be event-dependent adjustable.
  • the time of closure of the low-frequency and / or high-frequency clocked switch may in particular be in a period which begins with the occurrence of the reclosing condition of the high-frequency clocked switch.
  • the period may preferably be no later than 3uS, preferably 30OnS to 2.5uS, after the entry of the Restart condition of the high frequency clocked switch ends.
  • the timing of closing the low frequency clocked switch may be after the high frequency clocked switch is closed when the lamp voltage or output voltage is below a predetermined threshold.
  • the invention also relates to a method for operating a gas discharge lamp, comprising a full bridge circuit, to which a DC voltage (Uo) is applied and which comprises four controllable switches (S1-S4), wherein a gas discharge lamp (EL) in a back branch, the one Junction between the first switch (Sl) and the second switch (S2) with a node between the third switch (S3) and the fourth switch (S4) connects, and wherein alternately one of the two bridge diagonals is activated, each of a high-frequency clocked
  • the invention further relates to a method for operating a gas discharge lamp, comprising a full bridge circuit, to which a DC voltage (Uo) is applied and which comprises four controllable switches (S1 - S4), wherein a gas discharge lamp (EL) in a bridge branch, which has a Node between the first switch (Sl) and the second switch (S2) with a node between the third switch (S3) and the fourth switch (S4) connects, and wherein alternately one of the two bridge diagonals, each consisting of a high-frequency clocked switch and a low-frequency clocked switch, is activated, wherein the control circuit (1) closes a high-frequency clocked switch a bridge diagonal whenever a measurement signal meets a reclosing condition, whereby the low-frequency switch of the same bridge diagonal after a predetermined period (T2) after opening the high-frequency clocked 2b) when the reclosing condition for the high-frequency clocked switch has not yet been fulfilled in order to allow the bridge branch current to decrease more rapidly, the
  • control unit in particular an integrated circuit such as an ASIC or microcontroller designed to carry out a method according to any one of the preceding claims.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of a circuit arrangement according to the invention according to a preferred embodiment of the present invention
  • FIG. 2a shows a first diagram illustrating time-dependent voltage and current characteristics in the circuit arrangement shown in FIG. 1, FIG.
  • FIG. 2b shows a second diagram which shows the time-dependent current profile and switching states in the circuit shown in FIG.
  • FIG. 3 shows an electronic ballast in which the circuit arrangement shown in FIG. 1 is used
  • Fig. 4 shows a circuit arrangement according to the known prior art
  • Fig. 5 shows a further circuit arrangement according to the known prior art.
  • FIG. 7 shows waveforms which may occur in this circuit according to FIG. 6, FIG.
  • Fig. 8 shows waveforms using the present invention
  • FIG. 9 shows a circuit diagram of a circuit arrangement according to the invention in accordance with a further preferred exemplary embodiment of the present invention.
  • the circuit arrangement shown in Fig. 1 comprises controllable switches Sl - S4, which are connected to form a full bridge.
  • a DC voltage U 0 is applied, which comes from a suitable DC voltage source of the corresponding electronic ballast, in which the circuit arrangement is used.
  • the switches Sl - S4 freewheeling diodes are connected in parallel, wherein for the sake of simplicity in Fig. 1, only the switch S1 parallel-connected freewheeling diode Dl is shown.
  • a switch Sl - S4 field effect transistors are preferably used, which already contain the freewheeling diodes.
  • a gas discharge lamp EL to be controlled in particular a high-pressure gas discharge lamp, is arranged.
  • Circuitry is particularly suitable for the operation of metal halide high-pressure gas discharge lamps, which require very high ignition voltages.
  • high-pressure gas discharge lamps differ from low-pressure gas discharge lamps in particular in that they require higher ignition voltages and a higher pressure occurs in their smaller lamp body. Furthermore, high-pressure
  • Gas discharge lamps have a higher luminance, but the color temperature of the respective high-pressure gas discharge lamp changes with the supplied power.
  • Gas discharge lamps should therefore on the one hand provide high ignition voltages and on the other hand allow a constant maintenance of the supplied power.
  • Inductance Ll and a capacitance Cl wherein the capacitance Cl acts on a tapping point of the inductance Ll and is connected via a further controllable switch S5 in parallel with the switch S4.
  • a smoothing or filtering circuit is provided which has a further inductance L2 and a further capacitance C2, these components being connected as shown in FIG.
  • a resistor Rl is also connected, which serves as a current measuring or shunt resistor.
  • the aforementioned series resonant circuit with the inductance Ll and the capacitance Cl serves in combination with the further capacitance C2, in particular for igniting the gas discharge lamp EL.
  • the series resonant circuit is excited to resonance, ie, a frequency corresponding to the resonant frequency of the lamp or a Vilefaches thereof (harmonic) supplied.
  • the excitation of the resonant circuit is effected by alternately switching the switches S3 and S4. This will be explained in more detail below.
  • two switches connected in series for example the switches S1 and S2, are opened by means of a suitable control circuit and the switch S5, which is in series with the capacitance C1, is closed.
  • the other two switches for example, the switches S3 and S4, the full bridge are alternately opened and closed, this being done at a relatively high frequency (about 150 kHz).
  • the switching frequency is slowly lowered in the direction of the resonance frequency of the series resonant circuit formed by the inductance Ll and the capacitance Cl.
  • the ignition voltage of the gas discharge lamp EL is usually reached before reaching the resonance frequency. In this case, the switching frequency for the switches S3 and S4 is maintained at this frequency until the lamp EL is lit.
  • the voltage dropping at the right half of L1 is, due to the autotransformer L1 implemented autotransformer principle, for example, in the ratio 1: 2 up to the left half, which is coupled to the gas discharge lamp EL, transformed, wherein the voltage occurring at the left half of the inductance Ll forms the actual ignition voltage for the gas discharge lamp EL, which is applied to the lamp via the capacitor C2 becomes.
  • the voltage dropping at the tapping point of the inductance L 1 is measured, which is proportional to the Zünd, Lamp voltage Uj: L is there after the. Igniting the lamp EL this dampening acts on the series resonant circuit.
  • the switch S5 is opened for the subsequent normal operation.
  • the switch S5 is not absolutely necessary for the functionality of the circuit arrangement according to the invention. Rather, the switch S5 could remain closed even after the ignition of the gas discharge lamp EL or basically be replaced by a corresponding bridging. With the help of the switch S5, which is opened after the ignition of the gas discharge lamp EL, however, a cleaner operation of the gas discharge lamp EL is possible. Furthermore, it should be noted that the ignition coil Ll is designed in particular such that it operates in the following explained in more detail normal operation in the saturation and thus does not affect the rest of the circuit.
  • the full bridge is reversed with a relatively low frequency, which may be in particular in the range 80-400 Hz, while the switch Sl or S2 of each activated bridge diagonal also high frequency, for example, with a frequency of about 90 kHz, alternately on and is turned off.
  • This high-frequency switching on and off of the switch Sl or S2 is carried out with the aid of a high-frequency pulse width modulated control signal of a corresponding control circuit, which is screened by means of existing from the components L2 and C2 filter or smoothing circuit, so that at the gas discharge lamp EL only the linear average of the current flowing over the bridge branch branch current i L2 is applied.
  • the power supplied to the full bridge can be kept constant, which - as has been mentioned - especially for the Operation of high-pressure gas discharge lamps is important.
  • the low-frequency component of the gas discharge lamp El supplied current is generated by switching or reversing the polarity of the two bridge diagonals, ie by switching from Sl and S4 to S2 and S3.
  • the lamp EL is applied to the supply voltage U 0 or to ground via the right bridge branch with the switches S3 and S4, so that essentially only the low-frequency component is applied to the terminals of the lamp EL.
  • the controllable switch S1 or S2 of the respectively activated bridge diagonal is always closed when the branch current i L2 flowing across the inductance L2 has reached its minimum.
  • minimum is meant the lower reversal point of the current ⁇ L2 , whereby this minimum can well be in the slightly negative current value range.
  • the opening of the switch S2 has the consequence that the current i L2 while initially on the freewheeling diode Dl of the open switch Sl in the same direction continues to flow, but continuously decreases and may even eventually reach a negative value.
  • the achievement of this lower reversal point of the current ii 2 is monitored and the switch S2 closed after detecting this lower reversal point, so that the current rises again. That is, that high-frequency switching of the switch S2 is always carried out when the lower reversal point of the current i L 2 has been reached.
  • the opening of the switch S2 can be chosen arbitrarily in principle, wherein the time of opening of the switch is particularly crucial for the power supply of the gas discharge lamp EL, so that by appropriate adjustment of the opening time, the power supplied to the lamp can be controlled or kept constant.
  • the time or the maximum value of the branch current i L2 can be used.
  • a voltage is applied to it, which in the present case is approximately 400 volts.
  • this voltage collapses, i. It drops very rapidly from 400 volts to 0 volts.
  • the special feature of a field effect transistor is that the current already begins to flow upon activation of the corresponding field effect transistor, before the corresponding voltage has fallen to 0 volts.
  • a product supplied to the respective field effect transistor is formed by the product of the current and the voltage, which can destroy the field effect transistor. Therefore, it is advantageous to switch the field effect transistor at a lowest possible current flow, in particular in the vicinity of the current value zero.
  • the current flowing through the inductor L2 current i L 2 flows through the freewheeling diode of Dl when the switch Sl is open and the switch S2 is still open. If the switch S2 is closed and the switch S1 opened, it takes a certain period of time until the electrons could be eliminated from the barrier layer of the freewheeling diode Dl. During this time, the field effect transistor Sl is practically in a conductive state. This means that the field effect transistor S2 during a relatively short period of time until clearing of the barrier layer of the freewheeling diode Dl, the
  • Field effect transistor Sl is assigned to the full operating voltage U 0 , which is approximately 400 volts, is applied, which may also lead to the above-described overloading and possibly even destruction of the field effect transistor S2. Due to the previously proposed approach, namely the turning on the switch S2, whenever the current i flowing through the inductor L2 is L2 reaches its minimum, the effect described above with reference to the Aus Hurmzeit of the switch or field effect transistor Sl is almost irrelevant, so that for the switches Sl - S4 also field effect transistors can be used which have relatively long Aus Hurm solicit for the associated freewheeling diodes. Although there are already switching elements with very short Aus Hurm forum, such. As the so-called. IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), but these devices are very expensive. With the help of the present invention can thus be dispensed with the use of such expensive components.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the instantaneous value of the current For example, be determined by measuring the voltage drop across the resistor Rl voltage.
  • the lower reversal point of the current i L2 is preferably determined by a voltage tapped off transformer-wise at the coil L2.
  • a (not shown in Fig. 1) winding or coil are transformer-coupled to the coil L2, which leads to a differentiation of the current flowing through the coil L2 i L2 stream and thus permits a statement about the point of reversal of the current i L2.
  • the lower reversal point can also be detected indirectly by other feedback signals, for example the midpoint voltage at the connection point of the switches S1 and S2. It is only important that the time of the lower minimum of the bridge branch current is detectable. By contrast, quantative statements on this current are not required for determining the switch-on time of the high-frequency clocked switch.
  • the switch S2 is switched on and off in a high frequency alternately during this time period T1. From Fig. 2 it is particularly apparent that the switch S2 is always closed when the over the current flowing through the coil L2 L2 L2 has reached its lower reversal point, ie its minimum value, so that the pulse-like course of the voltage U 1 results.
  • the slope of the edges of the current i L2 is determined by the inductance of the coil L2.
  • Umpolfrequenz especially in the range 80 - 400 Hz may be, while the high-frequency clock frequency of the switch S2 (during the period Tl) and the switch Sl
  • T 2 (During the time period T 2 ) may be in the range around 90 kHz.
  • the control circuit which controls the switches S 1 -S 4, advantageously designed such that it reduces the current peaks of the current i L 2 before and after switching between the operating phases Tl and T 2 .
  • This diagram shows the current profile i L2 and the state of the second and the third switch 2, 3 during the period Tl.
  • the two other switches are open in this period Tl.
  • a first phase [tau] l both switches are closed and the current i L2 increases continuously.
  • the second switch S2 is opened and i L2 decreases slowly.
  • the third switch S3 will now also be opened at a predetermined point in time after the opening of the second switch S2 in a third phase X3.
  • the voltage across the lamp may be lower than in normal operation. If the ballast were operated in the warm-up phase as in the normal operation described above, the reduced lamp voltage would result in a current i L2 flowing through the inductance L2 with a correspondingly small slope di.sub.L2 / dt, so that the reversal point of i.sub.1, if applicable, would be sufficient L 2 can not be reliably detected by means of the aforementioned transformer tap.
  • the switching time can be monitored exactly.
  • the change from the warm-up phase to normal operation takes place after reaching the operating temperature of the lamp, for example, after exceeding a threshold (about 45V) by the lamp voltage, preferably still waiting for a certain period of time until the actual switching.
  • FIG. 3 shows the use of the circuit arrangement shown in FIG. 1 according to the present invention in an electronic ballast for operating gas discharge lamps, in particular high-pressure lamps.
  • the electronic ballast on a radio-interference filter with a balancing transformer L4, L5 and capacitors C3 and C4, which are connected to a current-carrying conductor L, a neutral conductor and a ground conductor of a supply voltage network.
  • the radio noise filter is connected to a 5 rectifier comprising diodes D5 - D8.
  • This rectifier is followed by a circuit which acts as a boost converter and resistors R2 - R6, capacitors C5 and C6, a diode D9, a transformer L6, L7, a field effect transistor S ⁇ and one of a Supply voltage VCC supplied integrated control circuit 4, which in particular the field effect transistor S6, which serves as a switch, using a pulse width modulated signal depending on the tapped off at the resistor R3 voltage.
  • a circuit which acts as a boost converter and resistors R2 - R6, capacitors C5 and C6, a diode D9, a transformer L6, L7, a field effect transistor S ⁇ and one of a Supply voltage VCC supplied integrated control circuit 4, which in particular the field effect transistor S6, which serves as a switch, using a pulse width modulated signal depending on the tapped off at the resistor R3 voltage.
  • the electronic ballast shown in Fig. 3 comprises the circuit arrangement shown in Fig. 1, wherein the corresponding components are provided with identical reference numerals, so that a repetition of the description of these components can be dispensed with.
  • FIG. 3 also shows the previously mentioned winding L3, which is transformer-coupled to the inductance L2 in the bridge branch of the full-bridge and for detecting the reversal point of the current i L 2 (see FIG ) serves.
  • the central control circuit 1 is shown, which is fed by a supply voltage VDD and on the one hand with the aid of the coil L3 the reversal point of the current i L2 and detected by means of the voltage picked up at the resistor Rl the instantaneous height of the current i L 2 , Furthermore, this control circuit 1 monitors, in particular as a user-specific Integrated Application Specific Integrated Circuit (ASIC) circuit can be designed, the voltage applied at the tap point of the coil Ll of the series resonant circuit, with the aid of which the ignition of the gas discharge lamp EL can be detected.
  • ASIC Integrated Application Specific Integrated Circuit
  • the outputs of the control circuit 1 are coupled to bridge drivers 2 and 3, which each serve to drive the field effect transistors Sl and S2 or S3 and S4.
  • FIG. 6 shows a further embodiment of the present invention.
  • the invention requires that in a full-bridge circuit with four switches (now called A, B, C and D in FIG. 6), one of the bridge diagonals A, B or C, D can be activated alternately by one of the switches A , B or C, D high-frequency and the other of the same bridge diagonal is clocked low frequency.
  • switches S1 and S3 are clocked at high frequency
  • switches A, C are each high-frequency and switches B, D are each clocked low frequency.
  • both the switch A and the switch B is turned on, provided that in this example the bridge diagonal A, B is activated.
  • a current flows from the supply voltage V bus via the switch A through the load circuit to the lamp and then via the switched-on switch B to ground.
  • the current through the bridge branch with the lamp increases continuously until a switch-off condition for the high-frequency clocked switch A is reached.
  • the switch A is turned off, while the low-frequency clocked switch B is still turned on.
  • This results in a current flow in a phase 2 in which therefore the coil L continues to drive the current through the lamp and through the closed switch B.
  • This current decreases continuously until it reaches its point of reversal, and then normally, upon reaching the reversal point of the bridge current, the switch A is turned on again and the phase 1 process begins again.
  • phase 2 If, on the other hand, the current in phase 2 is not lowered to its minimum after a predetermined time, according to the invention, in addition to the open switch A, too the switch B is opened, so that the current waveform according to phase 3 is formed.
  • the current now flows through the body diodes of the switches C and D and thus drops accelerated to its minimum value.
  • This phase 3 will now take until the body diodes of the switches C, D are eliminated.
  • the problem may arise that the body diodes of the high-frequency side (switches A, C) have shorter evacuation times than the body diodes of the switches B, D, ie the switch of the low-frequency clocked branch.
  • the midpoint voltage U x at the high-frequency clocked branch will commutate faster than the midpoint voltage U ⁇ in the case of the low-frequency clocked branch.
  • This can cause the problem that on the high-frequency clocked switching side, the reclosing condition for each activated high-frequency clocked switch is reached and the switch is turned on, while the body diode is not completely eliminated on the low-frequency clocked bridge branch.
  • there is a so-called hard switching of the transistor on the low-frequency clocked side since according to the prior art the reconnection of the additionally opened switch on the low-frequency clocked side comes simultaneously to the reconnection of the switch of the same activated bridge diagonal, the high-frequency is clocked. Under a hard switching is to be understood that switching on the low-frequency clocked switch of the activated bridge diagonal is not power.
  • the invention now addresses this problem and presents a technology that prevents this hard switching can be.
  • circuit inherent delays for example, caused by driver circuits and may typically be of the order of 0, l ⁇ S and l ⁇ S.
  • control unit selectively waits for a predetermined, in particular programmed, time duration after the reclosing condition has occurred, before it triggers the switch-on process by outputting a switching signal, wherein the actual closing of the switch then occurs, as explained above, with a further delay.
  • the switching signal thus appears at an output of the control unit only after the expiration of the delay time.
  • This predetermined period of time is "deposited" in the control unit itself and thus not the product of external delay effects that can not be definitely calculated due to different components.
  • the triggering of the reconnection of both the high-frequency clocked Switch as well as the low-frequency switch an activated bridge diagonal delayed by the control unit beyond the occurrence of the reconnection condition for the high-frequency switch clock.
  • both the high frequency clocked switch and the additionally opened low frequency clocked switch of an activated bridge diagonal will be switched back to a period of time, the time after reaching the reversal point (minimum value) of the bridge branch current.
  • FIG. 8 This is shown schematically in FIG. 8, where it can be seen that the switch-on condition has already been reached, the switches A, B being switched on synchronously (in the case of the activated bridge diagonals A, B) by the control unit but with a delay of, for example, 0, 5 ⁇ s is triggered.
  • This delay in triggering the switching operation ensures that the center voltages U x and U ⁇ (see FIG. 6) are at the same potential when the two switches A, B or C, D are actually switched on. This is no longer true the hard switching of the low-frequency clocked switch.
  • a delay value can be set, for example, between 300 ns and 2.5 ⁇ s, but preferably below 1 ⁇ s.
  • the timing of closing the low frequency clocked switch may be after the high frequency clocked switch is closed when the lamp voltage, output voltage or other voltage monitored in the output circuit such as the midpoint voltage on the low frequency clocked switch side (switches B and B at low frequency) D this is the midpoint voltage Uy) is below a predetermined threshold. Since the center point voltage U x for detecting the reclosing condition is also monitored, by monitoring the midpoint voltage U ⁇ can be easily determined.
  • the time at which the low-frequency clocked switch is switched on again can also be set according to the invention.
  • Both the setting of the delay time of the triggering of the restarting and the setting of the timing off the low-frequency clocked switch for example, the control unit from the outside, for example, be predetermined depending on the type of transistors used.
  • the delay of the reconnection of the low-frequency clocked switch after entering the Restart condition for the high frequency clocked switch may be programmable.
  • an additional capacitor CN is provided, on the one hand with the connection point between the inductance Ll and the
  • Capacitance Cl of the series resonant circuit is connected.
  • Capacitance C2 of the smoothing or filtering circuit is provided
  • the additional capacitance CN ⁇ may also be connected between a connection point between the inductance Ll and the capacitance Cl of the series resonant circuit and a connection point of the third and fourth switches S3 and S4.
  • This additional capacity CN ⁇ which may thus be provided as an alternative or in addition to the additional capacity CN already explained, is thus connected in parallel with the right branch of the autotransformer L 1 in FIG. 9.
  • the already explained additional capacity CN is connected in parallel to the gas discharge lamp EL and the left branch of the autotransformer Ll, in which the ignition voltage is transformed.

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Gasentladungslampe, mit einer Vollbrückenschaltung, an die eine Gleichspannung (Uo) angelegt ist und die vier steuerbare Schalter (S1-S4) umfaßt, wobei eine Gasentladungslampe (EL) in einem Brückenzweig, der einen Knotenpunkt zwischen dem ersten Schalter (Sl) und dem zweiten Schalter (S2) mit einem Knotenpunkt zwischen dem dritten Schalter (S3) und dem vierten Schalter (S4) verbindet, anzuordnen ist, und mit einer Steuerschaltung (1), die abwechselnd eine der beiden Brückendiagonalen aktiviert, die jeweils aus einem hochfrequent getakteten Schalter und einem niederfrequent getakteten Schalter besteht, wobei die Steuerschaltung (1) einen hochfrequent getakteten Schalter einer Brückendiagonale immer dann schließt, wenn ein Meßsignal eine Wiedereinschaltbedingung erfüllt, wobei die Steuerschaltung (1) auch den niederfrequent getakteten Schalter derselben Brückendiagonale nach eine vorgegebenen Zeitraum (T2) nach dem Öffnen des hochfrequent getakteten Schalters öffnet (Figur 2b), wenn bis dahin die Wiedereinschaltbedingung für den hochfrequent getakteten Schalter noch nicht erfüllt ist, um den Brückenzweigstrom schneller absinken zu lassen, wobei das Schliessen des niederfrequent und/oder des hochfrequent getakteten Schalters zeitlich nach dem Eintritt der Wiedereinschaltbedingung des hochfrequent getakteten Schalters erfolgt.

Description

Schal tungsanordnung zum Betreiben von HID-Ladungslampen
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Bet re iben von Gasent ladungs lampen , insbe s ondere von Hochdruck-Gasentladungslampen, welche in elektronischen Vorschaltgeräten für entsprechende Gasentladungslampen zum Einsatz kommt . Hochdruck-Gasentladungslampen unterscheiden sich von Niederdruck-Gasentladungslampen unter anderem dadurch, dass s ie höhere Zündspannungen benötigen und s ich ihre Farbtemperatur mit der j eweils zugeführten Lampenleistung ändert . Die letztgenannte Eigenschaft hat zur Folge, daß Hochdruck-Gasentladungslampen nur schwer oder nicht dimmbar sind . Vielmehr muß zur Erhaltung der Farbtemperatur der Hochdruck-Gasentladungslampe die der j ewe iligen Lampe zugeführte Energie durch eine entsprechende Regelung konstant gehalten werden . Ein elektronisches Vorschaltgerät für Hochdruck-Gasentladungslampen muß demnach zum einen eine hohe Zündspannung erzeugen und zum anderen die Möglichkeit bieten, die der Lampe zugeführte Leistung konstant zu halten .
Bekannte elektronische Vorschaltgeräte für Hochdruck- Gasentladungslampen basieren auf einer Vollbrückenschaltung, die vier steuerbare elektronische Schalter umfaßt . Dieses Prinzip sol l nachfolgend anhand Fig . 4 erläutert werden , 25 wobei die in Fig. 4 gezeigte Schaltung beispielsweise aus der WO-A-86/04752 bekannt ist.
Wie bereits erwähnt worden ist, umfaßt diese bekannte Schaltung zum Ansteuern einer Gasentladungslampe EL, insbesondere einer Hochdruck-Gasentladungslampe, eine Vollbrücke mit vier steuerbaren Schaltern Sl - S4, die gemäß der zuvor genannten Druckschrift insbesondere durch Bipolartransistoren gebildet sind. In dem Brückenzweig dieser Vollbrücke ist ein Serienresonanzkreis bestehend aus einer Spule Ll und einem Kondensator Cl geschaltet, wobei die anzusteuernde Gasentladungslampe EL parallel zu dem Kondensator Cl angeordnet ist. Die Vollbrücke wird mit einer Gleichspannung U0 gespeist. Zu den Schaltern bzw. Transistoren Sl - S4 sind Freilaufdioden parallel geschaltet, die jedoch der Einfachheit halber in Fig. 4 nicht dargestellt sind. Zum Betreiben der Gasentladungslampe EL wird in der WO-A-86/04752 vorgeschlagen, während einer ersten Betriebsphase den Schalter S4 zu schließen und die Schalter S2 und S3 zu öffnen. Desweiteren wird während dieser ersten Betriebsphase der Schalter Sl mit einer hohen Taktfrequenz abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Während der Einschaltdauer des Schalters Sl fließt ein Gleichstrom über den Schalter Sl, die Spule bzw. Drossel Ll, die Gasentladungslampe EL und den während dieser Betriebsphase stets geschlossenen Schalter S4. Durch Öffnen des Transistors Sl wird der Stromfluß unterbrochen und die in der Spule Ll durch den Stromfluß zuvor aufgebaute magnetische Energie in elektrische Energie umgesetzt, die eine Gegenspannung liefert, welche bis zum nächsten Einschaltzeitpunkt des Schalters Sl den Stromfluß durch die Gasentladungslampe EL in gleicher Richtung aufrecht erhält, wobei die in der Spule Ll gespeicherte Energie abgebaut wird. Durch erneutes Einschalten des Schalters Sl wird erneut der zuvor beschriebene Stromkreis geschlossen, so daß sich der oben erwähnte Vorgang wiederholt. Während dieser ersten Betriebsphase, in der die Schalter S2 und S3 dauerhaft geöffnet und der Schalter S4 dauerhaft geschlossen ist und der Schalter Sl hochfrequent abwechselnd geöffnet und geschlossen wird, wird die Gasentladungslampe EL stets in gleicher Richtung vom Strom durchflössen. Dies führt dazu, daß die Gasentladungslampe EL während ihres Betriebs weniger flackert und eine höhere Lichtausbeute möglich ist. Beim dauerhaften Betrieb mit der Gleichspannung U0 können sich jedoch im Elektrodenbereich der Gasentladungslampe EL Ablagerungen ansammeln, welche durch den stets in gleiche Richtung strömenden Elektronenfluß verursacht werden. Um diese Ablagerungen zu vermeiden, wird die Gasentladungslampe EL wiederholt niederfrequent umgepolt. Dies geschieht dadurch, daß während einer zweiten Betriebsphase nunmehr die Schalter bzw. Transistoren Sl und S4 dauerhaft geöffnet und der Schalter S3 dauerhaft geschlossen wird. Des weiteren wird während dieser zweiten Betriebsphase der Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet, so daß sich im Prinzip dieselbe Betriebsweise wie während der zuvor beschriebenen ersten Betriebsphase einstellt, wobei jedoch während der zweiten Betriebsphase der Stromfluß durch die Gasentladungslampe EL umgekehrt ist.
Zusammenfassend kann demnach festgestellt werden, daß die in Fig. 4 gezeigt Vollbrücke im Prinzip mit der Gleichspannung U0 betrieben wird, wobei jedoch durch das niederfrequente Umpolen zwischen den Brückendiagonalen Sl - S4 bzw. S2 - S3, d.h. durch das niederfrequente Umschalten zwischen den beiden zuvor beschriebenen ersten und zweiten Betriebsphasen, der Gasentladungslampe EL und der Drossel Ll ein niederfrequenter Wechselstrom zugeführt wird, dessen
Frequenz der Umpolfrequenz entspricht. Während der beiden Betriebsphasen wird entweder der Schalter Sl oder der Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Das Größenverhältnis zwischen der Taktfrequenz, mit der die Schalter Sl bzw. S2 abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden, und der deutlich niedrigeren Umpolfrequenz sollte möglichst groß gewählt werden, und kann beispielsweise 1000:1 betragen. Je größer dieses Verhältnis ist, umso kleiner kann die Drossel bzw. Spule Ll dimensioniert werden. Aufgrund des hochfrequenten Umschaltens der Schalter Sl bzw. S2 wird ein entsprechend hochfrequenter Strom erzeugt, der durch die Drossel Ll fließt. Die zur Begrenzung des Lampenstroms dienende Drossel kann daher kleiner dimensioniert werden als im Fall, wenn sie von einem niederfrequenten Strom durchflössen werden würde.
Das Zünden der in Fig. 4 gezeigten Gasentladungslampe EL erfolgt mit Hilfe des durch die Drossel Ll und den Kondensator Cl gebildeten Serienresonanzkreises, wobei zum Zünden ein Betrieb der Gasentladungslampe EL mit einer Frequenz erforderlich ist, die in der Nähe der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises liegt. Ist dies der Fall, tritt an der Gasentladungslampe EL eine Spannungsüberhöhung auf, die zum Zünden der Gasentladungslampe führt.
Aus der EP-A2-0740492 ist eine Schaltungsanordnung zum Zünden und Betreiben einer Gasentladungslampe, insbesondere einer Hochdruck-Gasentladungslampe, bekannt. Zum Zünden bzw. Betreiben der Gasentladungslampe wird in dieser Druckschrift vorgeschlagen, mit Hilfe einer entsprechenden Steuerschaltung die in den Brückendiagonalen angeordneten Schalter Sl, S4 bzw. S2, S3 der Vollbrücke während einer ersten Betriebsphase komplementär mit einer relativ hohen Frequenz zu steuern, bis die Gasentladungslampe zündet. Anschließend schaltet die Steuerschaltung in eine zweite Betriebsphase (Nominalbetriebsphase) um, in der die Steuerschaltung die Schalter Sl - S4 der Vollbrückenanordnung komplementär mit einer relativ niedrigen Frequenz ansteuert. Zudem wird gemäß dieser Druckschrift eine Regeleinrichtung verwendet, die ausgangsseitig über eine Kapazität mit der Vollbrücke derart gekoppelt ist, daß die Vollbrücke parallel zu der Kapazität angeordnet ist. Die Regeleinrichtung dient zudem zur Spannungsversorgung der Vollbrücke und regelt insbesondere die der Gasentladungslampe zugeführte Leistung. Zu diesem Zweck wird die an den Ausgangsklemmen der Regeleinrichtung anliegende Spannung sowie der augenblicklich fließende Strom gemessen, die entsprechenden Werte werden multipliziert und der gebildete Istwert als Istwert der Lampenleistung der Regeleinrichtung zugeführt. Die zuvor erwähnte Steuerschaltung ist mit der Regeleinrichtung verbunden und gibt den Sollwert der Ausgangsleistung der
Regeleinrichtung vor, wobei die Steuerschaltung insbesondere während der oben beschriebenen ersten Betriebsphase
(Anlaufbetriebsphase) den Sollwert anhebt, damit die
Regeleinrichtung der Vollbrücke eine höhere Ausgangsleistung zuführen kann. Die Zündung der Gasentladungslampe kann durch eine Zündvorrichtung erfolgen, die mit der im Brückenzweig angeordneten Induktivität Ll gekoppelt ist. Alternativ kann die Gasentladungslampe durch Verwendung der in Fig. 4 gezeigten und der Gasentladungslampe EL parallel geschalteten Kapazität Cl gezündet werden, die zusammen mit der Induktivität Ll einen Serienresonanzkreis bildet.
Eine weitere Schaltungsanordnung zum Zünden und Betreiben von Gasentladungslampen, insbesondere von Metallhalogen- Hochdruck-Gasentladungslampen, die aus der GB-A-2319 677 bekannt ist, ist in Fig. 5 dargestellt. Auch diese Schaltungsanordnung umfaßt vier zu einer Vollbrücke verschaltete steuerbare Schalter Sl - S4, die durch Bipolartransistoren oder Feldeffekttransistoren gebildet sein können. Im Brückenzweig dieser Vollbrückenschaltung befindet sich eine Gasentladungslampe EL sowie ein durch eine Induktivität Ll und eine Kapazität Cl gebildeter Serienresonanzkreis. Zum Starten, d.h. Zünden, der Gasentladungslampe EL wird die Vollbrücke mit Hilfe einer entsprechenden Steuerschaltung, welche die einzelnen Schalter Sl - S4 über entsprechende Brückentreiber einzeln ansteuern kann, mit einer relativ hohen Frequenz betrieben, die im Bereich 20 - 40 kHz liegen kann. Diese hohe Frequenz ist insbesondere derart gewählt, daß sie in der Nähe der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises, bestehend aus der Induktivität Ll und der Kapazität Cl, liegt, so dass nach einer gewissen Zeit die Gasentladungslampe EL zündet. Das Zünden der Gasentladungslampe El kann beispielsweise durch Überwachen des Lampenstroms oder durch Überwachen der Lampenhelligkeit erfaßt werden. Sobald die Zündung der Gasentladungslampe EL erfaßt worden ist, wird die Vollbrücke auf eine niedrige Betriebsfrequenz, die insbesondere im Bereich 50 - 200 Hz liegen kann, umgeschaltet, um die Lampe zu betreiben. Wie Fig. 5 entnommen werden kann, umfaßt die aus dieser Druckschrift bekannte Schaltungsanordnung zudem einen als Zünd- oder Spartransformator bezeichneten Transformator, dessen Primärwicklung L2 in Serie mit der Kapazität Cl des Serienresonanzkreises angeordnet ist, während die Sekundärwicklung in Serie mit der Gasentladungslampe EL geschaltet ist. Dieser Transformator mit den Induktivitäten L2 und L3 dient dazu, bei Auftreten eines Stromflusses durch den Kondensator Cl (was insbesondere bei Anliegen der hohen Zündfrequenz der Fall ist) eine erhöhte Spannung in der Sekundärspule L3 zu erzeugen, die an die Gasentladungslampe EL angelegt wird. Auf diese Weise kann das Zünden sowie der Betrieb der Gasentladungslampe EL erleichtert werden.
Die in Fig. 5 gezeigte Schaltungsanordnung, bei der ein Spartransformator verwendet wird, dessen Primärwicklung L2 in Serie mit der Serienresonanzkreiskapazität Cl und dessen Sekundärwicklung L3 in Serie mit der Gasentladungslampe EL geschaltet ist, hat jedoch den Nachteil, daß auch ein durch die Vollbrücke fließender Rippeistrom hochtransformiert wird und dementsprechend den Lampenstrom negativ beeinflußt. Die aus der EP-A2-0740 492 bekannte Schaltungsanordnung, welche ebenfalls zuvor diskutiert worden ist, ermöglicht zwar eine Regelung bzw. Konstanthaltung der der Vollbrücke zugeführten Leistung, benötigt jedoch hierfür eine relativ große Anzahl von Bauelementen, so daß die Schaltungsanordnung relativ komplex und teuer ist.
Aus der DE 199 16 879 Al ist eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Hochdruck-Gasentladungslampen (HID-Lampen) bekannt, wie sie aus den Figuren 1-3 der vorliegenden Anmeldung bekannt ist. Dabei werden die Schalter Sl, S2, S3 und S4 (siehe Fig. 1) jeweils so getaktet, dass abwechselnd eine der Brückendiagonalen Sl, S4 bzw. S3, S2 aktiviert ist. Dabei besteht jede Brückendiagonale aus einem hochfrequent getakteten und einem niederfrequent getakteten Schalter.
Der hochfrequent getaktete Schalter wird dabei jeweils wieder eingeschaltet, wenn der in dem Brückenzweig fließende Strom IL2 einen unteren Umkehrpunkt, d.h. einen minimalen Wert, erreicht hat.
Weiterhin ist es aus der DE 199 16 878 Al bekannt, dass der niederfrequent getaktete Schalter einer aktivierten Brückendiagonale zusätzlich zu einem geöffneten hochfrequent getakteten Schalter geöffnet wird, falls der Brückenzweigstrom nach einer vorgegebenen Zeitdauer noch nicht seinen Minimalwert erreicht hat.
Die Erfindung setzt nunmehr auf diesem Gedanken des zusätzlichen Öffnens des niederfrequent getakteten Schalters auf und bildet dieses Prinzip dahingehend weiter, dass der Anforderung an die moderne Schaltungstechnik genüge getan wird.
Die zuvor genannte Aufgabe wird gemäß der vorliegenden Erf indung durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst . Die Unteransprüche beschreiben j eweils bevorzugte und vorte i lha f te Aus führungs fo rmen de r vorl iegenden Erfindung .
Gemäs s einem ersten Aspekt schlägt die Erf indung vor eine Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Gasentladungslampe, mit einer Vollbrückenschaltung, an die eine Gleichspannung
(Uo) angelegt ist und die vier steuerbare Schalter (Sl - S4) umfaßt, wobei eine Gasentladungslampe (EL) in einem Brückenzweig, der einen Knotenpunkt zwischen dem ersten Schalter (Sl) und dem zweiten Schalter (S2) mit einem Knotenpunkt zwischen dem dritten Schalter (S3) und dem vierten Schalter (S4) verbindet, anzuordnen ist, und mit einer Steuerschaltung (1), die abwechselnd eine der beiden Brückendiagonalen aktiviert, die jeweils aus einem hochfrequent getakteten Schalter und einem niederfrequent getakteten Schalter besteht, wobei die Steuerschaltung einen hochfrequent getakteten Schalter einer Brückendiagonale immer dann schließt, wenn ein Meßsignal eine Wiedereinschaltbedingung erfüllt, wobei die Steuerschaltung auch den niederfrequent getakteten Schalter derselben
Brückendiagonale nach einem vorgegebenen Zeitraum (T2) nach dem Öffnen des hochfrequent getakteten Schalters öffnet
(Figur 2b), wenn bis dahin die Wiedereinschaltbedingung für den hochfrequent getakteten Schalter noch nicht erfüllt ist, um den Brückenzweigstrom schneller absinken zu lassen, wobei das Schliessen des niederfrequent und/oder des hochfreqent getakteten Schalters zeitlich verzögert nach dem Eintritt der Wiedereinschaltbedingung des hochfrequent getakteten Schalters erfolgt.
Gemäss einem weiteren Aspekt der Erfindung wird eine Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Gasentladungslampe, insbesondere einer Hochdruck-Gasentladungslampe vorgeschlagen, mit einer Vollbrückenschaltung, an die eine Gleichspannung (Uo) angelegt ist und die vier steuerbare Schalter (Sl - S4) umfaßt, wobei eine Gasentladungslampe (EL) in einem Brückenzweig, der einen Knotenpunkt zwischen dem ersten Schalter (Sl) und dem zweiten Schalter (S2) mit einem Knotenpunkt zwischen dem dritten Schalter (S3) und dem vierten Schalter (S4) verbindet, anzuordnen ist, und mit einer Steuerschaltung, die abwechselnd eine der beiden Brückendiagonalen, jeweils bestehend aus einem hochfrequent getakteten Schalter und einem niederfrequent getakteten Schalter, aktiviert, wobei die Steuerschaltung (1) einen hochfrequent getakteten Schalter einer Brückendiagonale immer dann schließt, wenn ein Meßsignal eine Wiedereinschaltbedingung erfüllt, wobei die Steuerschaltung auch den niederfrequent getakteten Schalter derselben Brückendiagonale nach einem vorgegebenen Zeitraum (T2) nach dem Öffnen des hochfrequent getakteten Schalters öffnet, wenn bis dahin die Wiedereinschaltbedingung für den hochfrequent getakteten Schalter noch nicht erfüllt ist, um den Brückenzweigstrom schneller absinken zu lassen.
Der Zeitpunkt des zusätzlichen Öffnens und/oder der Zeitpunkt des darauf folgenden Schliessens des niederfrequent getakteten Schalters kann extern einstellbar und/oder durch die Steuerschaltung selbst adaptiv, d.h. ereignisabhängig einstellbar sein.
Der Zeitpunkt des Schliessens des niederfrequent und/oder hochfrequent getakteten Schalters kann insbesondere in einem Zeitraum liegen, der mit dem Eintritt der Wiedereinschaltbedingung des hochfrequent getakteten Schalters beginnt.
Der Zeitraum kann vorzugsweise spätestens 3uS, vorzugsweise 30OnS bis 2.5uS, nach dem Eintritt der Wiedereinschaltbedingung des hochfrequent getakteten Schalters enden .
Der Zeitpunkt des Schliessens des niederfrequent getakteten Schalters kann nach dem Schliessen des hochfrequent getakteten Schalters liegen, wenn die Lampenspannung oder die Ausgangsspannung unter einem vorgegebenem Schwellenwert liegt.
Die Erfindung bezieht sich auch auf ein Verfahren zum Betreiben einer Gasentladungslampe, mit einer Vollbrückenschaltung, an die eine Gleichspannung (Uo) angelegt ist und die vier steuerbare Schalter (Sl - S4) umfaßt, wobei eine Gasentladungslampe (EL) in einem rückenzweig, der einen Knotenpunkt zwischen dem ersten Schalter (Sl) und dem zweiten Schalter (S2) mit einem Knotenpunkt zwischen dem dritten Schalter (S3) und dem vierten Schalter (S4) verbindet, anzuordnen ist, und wobei abwechselnd eine der beiden Brückendiagonalen aktiviert wird, die jeweils aus einem hochfrequent getakteten
Schalter und einem niederfrequent getakteten Schalter besteht, wobei ein hochfrequent getakteter Schalter einer Brückendiagonale immer dann geschlossen wird, wenn ein Meßsignal eine Wiedereinschaltbedingung erfüllt, wobei der niederfrequent getaktete Schalter derselben
Brückendiagonale nach einem vorgegebenen Zeitraum (T2) nach dem Öffnen des hochfrequent getakteten Schalters geöffnet wird (Figur 2b) , wenn bis dahin die Wiedereinschaltbedingung für den hochfrequent getakteten Schalter noch nicht erfüllt ist, um den Brückenzweigstrom schneller absinken zu lassen, wobei das Schliessen des niederfrequent und/oder des hochfrequent getakteten Schalters zeitlich (bewusst verzögert) nach dem Eintritt der Wiedereinschaltbedingung des hochfrequent getakteten Schalters erfolgt.
Die Erfindung bezieht sich weiterhin auf ein Verfahren zum Betreiben einer Gasentladungslampe, mit einer Vollbrückenschaltung, an die eine Gleichspannung (Uo) angelegt ist und die vier steuerbare Schalter (Sl - S4) umfaßt, wobei eine Gasentladungslampe (EL) in einem Brückenzweig, der einen Knotenpunkt zwischen dem ersten Schalter (Sl) und dem zweiten Schalter (S2) mit einem Knotenpunkt zwischen dem dritten Schalter (S3) und dem vierten Schalter (S4) verbindet, anzuordnen ist, und wobei abwechselnd eine der beiden Brückendiagonalen, jeweils bestehend aus einem hochfrequent getakteten Schalter und einem niederfrequent getakteten Schalter, aktiviert wird, wobei die Steuerschaltung (1) einen hochfrequent getakteten Schalter einer Brückendiagonale immer dann schließt, wenn ein Meßsignal eine Wiedereinschaltbedingung erfüllt, wobei auch der niederfrequent getaktete Schalter derselben Brückendiagonale nach einem vorgegebenen Zeitraum (T2) nach dem Öffnen des hochfrequent getakteten Schalters geöffnet wird(Figur 2b), wenn bis dahin die Wiedereinschaltbedingung für den hochfrequent getakteten Schalter noch nicht erfüllt ist, um den Brückenzweigstrom schneller absinken zu lassen, wobei der Zeitpunkt des zusätzlichen Öffnens und/oder der Zeitpunkt des darauf folgenden Schliessens des niederfrequent und/oder hochfrequent getakteten Schalters extern einstellbar ist und/oder adaptiv, d.h. ereignisabhängig eingestellt wird.
Schliesslich bezieht sich die Erfindung auch auf eine Steuereinheit, insbesondere eine integrierte Schaltung wie einen ASIC oder Microcontroller, die zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche ausgelegt ist.
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung näher beschrieben.
Fig. 1 zeigt ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,
Fig. 2a zeigt ein erstes Diagramm, welches zeitabhängige Spannungs- und Stromverläufe in der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung darstellt,
Fig. 2b zeigt ein zweites Diagramm, welches den zeitabhängigen Stromverlauf und Schaltzustände in der in Fig. 1 dargestellten
Schaltungsanordnung entsprechend einer Weiterbildung darstellt,
Fig. 3 zeigt ein elektronisches Vorschaltgerät, bei dem die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung eingesetzt ist,
Fig. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung gemäß dem bekannten Stand der Technik, und
Fig. 5 zeigt eine weitere Schaltungsanordnung gemäß dem bekannten Stand der Technik.
Fig. 6 zeigt ein schematisches Schaltbild zur Erläuterung der vorliegenden Erfindung,
Fig. 7 zeigt Signalverläufe, wie sie bei dieser Schaltung gemäß Fig. 6 auftreten können,
Fig. 8 zeigt Signalverläufe bei Anwendung der vorliegenden Erfindung, und
Fig. 9 zeigt ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung umfaßt steuerbare Schalter Sl - S4, die zu einer Vollbrücke verschaltet sind. An die Vollbrücke ist eine Gleichspannung U0 angelegt, die von einer geeigneten Gleichspannungsquelle des entsprechenden elektronischen Vorschaltgeräts, in dem die Schaltungsanordnung verwendet wird, stammt. Zu den Schaltern Sl - S4 sind jeweils Freilaufdioden parallel geschaltet, wobei der Einfachheit halber in Fig. 1 lediglich die dem Schalter Sl parallel geschaltete Freilaufdiode Dl dargestellt ist. Als Schalter Sl - S4 werden vorzugsweise Feldeffekttransistoren verwendet, die die Freilaufdioden bereits enthalten. In dem Brückenzweig der in Fig. 1 gezeigten Vollbrücke ist eine anzusteuernde Gasentladungslampe EL, insbesondere eine Hochdruck- Gasentladungslampe, angeordnet. Die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung ist insbesondere für den Betrieb von Metallhalogen-Hochdruck-Gasentladungslampen geeignet, die besonders hohe Zündspannungen benötigen. Wie bereits eingangs erwähnt worden ist, unterscheiden sich Hochdruck- Gasentladungslampen von Niederdruck-Gasentladungslampen insbesondere dadurch, daß sie höhere Zündspannungen benötigen und in ihrem kleineren Lampenkörper ein höherer Druck auftritt. Desweiteren weisen Hochdruck-
Gasentladungslampen eine höhere Leuchtdichte auf, wobei sich jedoch die Farbtemperatur der jeweiligen Hochdruck- Gasentladungslampe mit der zugeführten Leistung ändert.
Elektronische Vorschal tgeräte für Hochdruck-
Gasentladungslampen sollten daher einerseits hohe Zündspannungen bereitstellen und andererseits eine Konstanthaltung der zugeführten Leistung ermöglichen.
Mit dem Brückenzweig der in Fig. 1 dargestellten Vollbrücke ist ein Serienresonanzkreis gekoppelt, der eine
Induktivität Ll und eine Kapazität Cl umfaßt, wobei die Kapazität Cl an einen Anzapfungspunkt der Induktivität Ll angreift und über einen weiteren steuerbaren Schalter S5 parallel zu dem Schalter S4 geschaltet ist. Darüber hinaus ist eine Glattungs- oder Filterschaltung vorgesehen, die eine weitere Induktivität L2 und eine weitere Kapazität C2 aufweist, wobei diese Bauelemente wie in Fig. 1 gezeigt verschaltet sind. An die Vollbrücke ist zudem ein Widerstand Rl angeschlossen, der als Strommeß- oder Shunt- Widerstand dient.
Der zuvor erwähnte Serienresonanzkreis mit der Induktivität Ll und der Kapazität Cl dient in Kombination mit der weiteren Kapazität C2 insbesondere zum Zünden der Gasentladungslampe EL. Zu diesem Zweck wird der Serienresonanzkreis in Resonanz angeregt, d.h. eine der Resonanzfrequenz entsprechende Frequenz der Lampe oder ein Vilefaches davon (Harmonische) zugeführt. Die Anregung des Resonanzkreises erfolgt durch abwechselndes Schalten der Schalter S3 und S4. Dies soll nachfolgend näher erläutert werden.
Zum Zünden der Gasentladungslampe EL werden zwei unmittelbar in Serie geschaltete Schalter, beispielsweise die Schalter Sl und S2, mit Hilfe einer geeigneten Steuerschaltung geöffnet und der Schalter S5, der sich in Serie mit der Kapazität Cl befindet, geschlossen. Die anderen beiden Schalter, beispielsweise die Schalter S3 und S4, der Vollbrücke werden abwechselnd geöffnet und geschlossen, wobei dies mit einer relativ hohen Frequenz (ca. 150 kHz) erfolgt. Die Schaltfrequenz wird langsam in Richtung auf die Resonanzfrequenz des durch die Induktivität Ll und die Kapazität Cl gebildeten Serienresonanzkreises abgesenkt. Die Zündspannung der Gasentladungslampe EL wird in der Regel bereits vor Erreichen der Resonanzfrequenz erreicht. In diesem Fall wird die Schaltfrequenz für die Schalter S3 und S4 auf dieser Frequenz gehalten bis die Lampe EL zündet. Die an der rechten Hälfte von Ll abfallende Spannung wird aufgrund des durch die Induktivität Ll realisierten Spartransformatorprinzips beispielsweise im Verhältnis 1:2 auf die linke Hälfte, die mit der Gasentladungslampe EL gekoppelt ist, hochtransformiert, wobei die an der linken Hälfte der Induktivität Ll auftretende Spannung die tatsächliche Zündspannung für die Gasentladungslampe EL bildet, die über die Kapazität C2 an die Lampe angelegt wird. Um das Zünden der Gasentladungslampe EL zu erfassen, wird die an dem Anzapfungspunkt der Induktivität Ll abfallende Spannung gemessen, welche proportional zur Zündbzw. Lampenspannung Uj :L ist, da nach dem. Zünden der Lampe EL diese dämpfend auf den Serienresonanzkreis einwirkt. Nach erfolgter Zündung der Gasentladungslampe EL wird der Schalter S5 für den nachfolgenden Normalbetrieb geöffnet.
Ergänzend ist zu bemerken, daß der Schalter S5 für die Funktionsfähigkeit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nicht unbedingt erforderlich ist. Vielmehr könnte der Schalter S5 auch nach erfolgter Zündung der Gasentladungslampe EL geschlossen bleiben oder grundsätzlich durch eine entsprechende Überbrückung ersetzt sein. Mit Hilfe des Schalters S5, der nach erfolgter Zündung der Gasentladungslampe EL geöffnet wird, ist jedoch ein saubererer Betrieb der Gasentladungslampe EL möglich. Des weiteren ist zu bemerken, daß die Zündspule Ll insbesondere derart ausgelegt ist, daß sie im nachfolgend noch näher erläuterten Normalbetrieb in der Sättigung arbeitet und somit den Rest der Schaltung nicht beeinflußt. Dies kann beispielsweise dadurch erreicht werden, daß als Zündspule Ll eine Spule mit einem Eisenkern verwendet wird, der im Normalbetrieb in der Sättigung betrieben wird, so daß die Spule Ll nach dem Zünden der Gasentladungslampe EL im Normalbetrieb lediglich eine vernachlässigbare Induktivität bildet. Im Normalbetrieb ist somit lediglich die ebenfalls im Brückenzweig vorgesehene Induktivität L2 strombegrenzend wirksam.
Nachfolgend soll der nach dem Zünden der Gasentladungslampe EL initiierte Normalbetrieb näher erläutert werden, wobei während des Normalbetriebs die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung bzw. Vollbrücke in einem sog. Discontinuous-Modus betrieben wird. Prinzipiell wird die in Fig. 1 gezeigte Vollbrücke mit den steuerbaren Schaltern Sl S4 auf an sich bekannte Art und Weise während des Normalbetriebs betrieben, d.h. die beiden Brückendiagonalen mit den Schaltern Sl und S4 bzw. S2 und S3 werden abwechselnd aktiviert und deaktiviert und somit die entsprechenden Schalter der beiden Brückendiagonalen abwechselnd bzw. komplementär zueinander ein- und ausgeschaltet, wobei zudem bei Aktivierung der Brückendiagonale mit den Schaltern Sl und S4 der Schalter Sl hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird, während entsprechend bei Aktivierung der Brückendiagonale mit den Schaltern S2 und S3 der steuerbare Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird. D.h. die Vollbrücke wird mit einer relativ niedrigen Frequenz, die insbesondere im Bereich 80 - 400 Hz liegen kann, umgepolt, während der Schalter Sl oder S2 der jeweils aktivierten Brückendiagonale zudem hochfrequent, beispielsweise mit einer Frequenz von ca. 90 kHz, abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird. Dieses hochfrequente Ein- und Ausschalten der Schalter Sl oder S2 erfolgt mit Hilfe eines hochfrequenten pulsweitenmodulierten Steuersignals einer entsprechenden Steuerschaltung, welches mit Hilfe der aus den Bauelementen L2 und C2 bestehenden Filter- oder Glättungsschaltung gesiebt wird, so daß an der Gasentladungslampe EL lediglich der lineare Mittelwert des über den Brückenzweig fließenden Zweigstroms iL2 anliegt. Mit Hilfe des pulsweitenmodulierten Steuersignals kann die der Vollbrücke zugeführte Leistung konstant gehalten werden, was - wie eingangs erwähnt worden ist - insbesondere für den Betrieb von Hochdruck- Gasentladungslampen wichtig ist. Der niederfrequente Anteil des der Gasentladungslampe El zugeführten Stroms wird durch Umschalten bzw. Umpolen der beiden Brückendiagonalen, d.h. durch Umschalten von Sl und S4 auf S2 und S3, erzeugt. Über den rechten Brückenzweig mit den Schaltern S3 und S4 wird in diesem Fall die Lampe EL niederfrequent auf die Versorgungsspannung U0 oder auf Masse gelegt, so daß an den Anschlußklemmen der Lampe EL im wesentlichen lediglich der niederfrequente Anteil anliegt.
Gemäß dem zuvor erwähnten niederfrequenten Discontinuous- Modus wird der steuerbare Schalter Sl bzw. S2 der jeweils aktivierten Brückendiagonale immer dann geschlossen, wenn der über die Induktivität L2 fließende Zweigstrom iL2 sein Minimum erreicht hat. Mit "Minimum" wird dabei der untere Umkehrpunkt des Stroms \L2 verstanden, wobei dieses Minimum durchaus auch im leicht negativen Stromwertbereich liegen kann.
Zur Betrachtung des Stromverlaufs soll nachfolgend davon ausgegangen werden, daß zunächst die Brückendiagonale mit den Schaltern S2 und S3 aktiviert ist, während die Brückendiagonale mit den Schaltern Sl und S4 deaktiviert ist. D.h. die Schalter S2 und S3 sind geschlossen, während die Schalter Sl und S4 geöffnet sind. Zum Zeitpunkt des Schließens der Schalter S2 und S3 beginnt durch die Induktivität L2 ein Strom iL2 zu fließen, der gemäß einer Exponentialfunktion ansteigt, wobei im hier interessierenden Bereich ein quasi-linearer Anstieg des Stroms A2 zu erkennen ist, so daß nachfolgend der Einfachheit halber von einem linearen Anstieg bzw. Abfall des Stroms ii2 gesprochen wird. Durch Öffnen des Schalters 52 wird dieser Strom iL2 unterbrochen, wobei - wie bereits erwähnt worden ist - der Schalter S2 insbesondere hochfrequent und unabhängig vom Schaltzustand des Schalters
53 abwechselnd geöffnet und geschlossen wird. Das Öffnen des Schalters S2 hat zur Folge, daß der Strom iL2 zwar vorerst über die Freilaufdiode Dl des geöffneten Schalters Sl in die gleiche Richtung weiter fließt, aber kontinuierlich abnimmt und sogar schließlich einen negativen Wert erreichen kann.
Dies ist insbesondere solange der Fall bis die Elektronen aus der Sperrschicht der Freilaufdiode Dl ausgeräumt worden sind. Das Erreichen dieses unteren Umkehrpunktes des Strom ii2wird überwacht und der Schalter S2 nach Erkennen dieses unteren Umkehrpunktes wieder geschlossen, so daß der Strom wieder ansteigt. D.h. daß hochfrequente Einschalten des Schalters S2 erfolgt immer dann, wenn der untere Umkehrpunkt des Stroms iL2 erreicht worden ist. Das Öffnen des Schalters S2 kann im Prinzip beliebig gewählt werden, wobei der Zeitpunkt des Öffnens des Schalters insbesondere entscheidend für die Leistungszufuhr der Gasentladungslampe EL ist, so daß durch geeignetes Einstellen des Öffnungszeitpunkts die der Lampe zugeführte Leistung geregelt bzw. konstant gehalten werden kann. Als Schaltkriterium kann hierfür beispielsweise die Zeit oder der Maximalwert des Zweigstroms iL2 herangezogen werden. Durch die Maßnahme, daß der jeweils hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltete Schalter Sl bzw. S2 jeweils im unteren Umkehrpunkt des Stroms iL2, d.h. in der Nähe des Stromwerts Null, wieder eingeschaltet wird, wird der jeweilige Feldeffekttransistor Sl bzw. S2 geschont, d.h. vor Zerstörung geschützt, und es können Feldeffekttransistoren als Schalter Sl bzw. S2 verwendet werden, die verhältnismäßig lange Ausräumzeiten für die entsprechende Freilaufdiode aufweisen. Dies soll nachfolgend näher erläutert werden.
Bevor der Schalter S2 geschlossen wird, liegt über ihm eine Spannung an, die im vorliegenden Fall ca. 400 Volt beträgt. Wird der Schalter S2 geschlossen, bricht diese Spannung zusammen, d.h. sie fällt sehr rasch von 400 Volt auf 0 Volt ab. Die besondere Eigenschaft eines Feldeffekttransistors ist es jedoch, daß der Strom bei Aktivierung des entsprechenden Feldeffekttransistors bereits zu fließen beginnt, ehe die entsprechende Spannung auf 0 Volt abgefallen ist. In diesem kurzen Zeitabschnitt zwischen Anstieg des für den Feldeffekttransistor fließenden Stroms und dem Erreichen der Spannung 0 Volt wird durch das Produkt des Stroms und der Spannung eine dem jeweiligen Feldeffekttransistor zugeführte Leistung gebildet, die den Feldeffekttransistor zerstören kann. Daher ist es vorteilhaft, den Feldeffekttransistor bei einem geringstmöglichen Stromfluß, insbesondere in der Nähe des Stromwerts Null, zu schalten.
Des weiteren ist zu beachten, daß der über die Induktivität L2 fließende Strom iL2 über die Freilaufdiode von Dl fließt, wenn der Schalter Sl offen ist und auch der Schalter S2 noch offen ist. Wird der Schalter S2 geschlossen und der Schalter Sl geöffnet, dauert es eine bestimmte Zeitspanne, bis die Elektronen aus der Sperrschicht der Freilaufdiode Dl ausgeräumt werden konnten. Während dieser Zeit ist der Feldeffekttransistor Sl praktisch in einem leitenden Zustand. Das bedeutet, daß der Feldeffekttransistor S2 während einer relativ kurzen Zeitspanne bis zum Ausräumen der Sperrschicht der Freilaufdiode Dl, die dem
Feldeffekttransistor Sl zugeordnet ist, an der vollen Betriebsspannung U0, die ca. 400 Volt beträgt, anliegt, wodurch es ebenfalls zu der zuvor beschriebenen Überbelastung und ggf- sogar Zerstörung des Feldeffekttransistors S2 kommen kann. Aufgrund der zuvor vorgeschlagenen Vorgehensweise, nämlich dem Einschalten des Schalters S2 immer dann, wenn der über die Induktivität L2 fließende Strom iL2sein Minimum erreicht hat, ist der zuvor anhand der Ausräumzeit des Schalters bzw. Feldeffekttransistors Sl beschriebene Effekt nahezu unbeachtlich, so daß für die Schalter Sl - S4 auch Feldeffekttransistoren verwendet werden können, die relativ lange Ausräumzeiten für die damit verbundenen Freilauf dioden aufweisen. Es gibt zwar bereits Schaltelemente mit sehr kurzen Ausräumzeiten, wie z. B. den sog. IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) , wobei diese Bauelemente jedoch sehr teuer sind. Mit Hilfe der vorliegenden Erfindung kann somit auf die Verwendung derartig teurer Bauelemente verzichtet werden.
Für die zuvor beschriebene Vorgehensweise ist erforderlich, daß der augenblickliche Wert des Stroms iL2 sowie der Zeitpunkt des Erreichens seines Umkehrpunkts bekannt ist.
Der augenblickliche Wert des Stroms beispielsweise durch Messen der an dem Widerstand Rl abfallenden Spannung bestimmt werden. Der untere Umkehrpunkt des Stroms iL2 wird vorzugsweise durch eine transformatorisch an der Spule L2 abgegriffene Spannung bestimmt. Zu diesem Zweck kann eine (in Fig. 1 nicht dargestellte) Wicklung oder Spule transformatorisch mit der Spule L2 gekoppelt werden, die zu einer Differenzierung des über die Spule L2 fließenden Stroms iL2 führt und somit eine Aussage über den Umkehrpunkt des Stroms iL2 zuläßt.
Der untere Umkehrpunkt kann auch durch andere Rückführsignale, bspw. der Mittenpunktspannung am Verbindungspunkt der Schalter Sl und S2 indirekt erfasst werden. Von Bedeutung ist allein, dass der Zeitpunkt des unteren Minimums des Brückenzweigstroms erfassbar ist. Quantative Aussagen zu diesem Strom sind dagegen für die Bestimmung des Einschaltzeitpunkts des hochfrequent getakteten Schalters nicht erforderlich.
Der Normalbetrieb der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung soll nachfolgend anhand des in Fig. 2 dargestellten Diagramms erläutert werden, wobei in Fig. 2 zeitabhängig der Verlauf der am Knotenpunkt zwischen den Schaltern Sl und S2 anliegenden Spannung Ui, der Lampenspannung UEL und des über die Spule L2 fließenden Stroms iL2dargestellt ist. Insbesondere ist in Fig. 2 der Fall dargestellt, daß während einer ersten Zeitspanne Tl der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung die Brückendiagonale mit den Schaltern S2 und S3 aktiviert ist, wohingegen während einer anschließenden Zeitspanne T2 die Brückendiagonale mit den Schaltern Sl und S4 aktiviert ist. D.h. während der Zeitspanne Tl ist der Schalter S3 dauerhaft geschlossen, und die Schalter Sl und S4 sind dauerhaft geöffnet. Des weiteren wird während dieser Zeitspanne Tl der Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Aus Fig. 2 ist insbesondere ersichtlich, daß der Schalter S2 stets geschlossen wird, wenn der über die Spule L2 fließende Strom iL2 seinen unteren Umkehrpunkt, d.h. seinen minimalen Wert, erreicht hat, so daß sich der impulsartige Verlauf der Spannung U1 ergibt. Die Steilheit der Flanken des Stroms iL2 ist durch die Induktivität der Spule L2 bestimmt. Durch Verändern des Spitzenwert des Stroms iL2> d.h. des Zeitpunkts des Öffnens des Schalters S2, kann der Strommittelwert des Stroms iL2 verändert und somit die der Lampe EL zugeführte Leistung und deren Farbtemperatur geregelt bzw. konstant gehalten werden. Der hochfrequente Verlauf des Stroms iL2 wird durch die Bauelemente L2 und C2 geglättet, so daß sich der in Fig. 2 gezeigte geglättete Verlauf der an die Gasentladungslampe EL angelegten Spannung uEL ergibt .
Nach Ablauf der Zeitspanne Tl, werden die Schalter S2 und S3 dauerhaft geöffnet, und der Schalter S4 wird dauerhaft eingeschaltet. Analog zum Schalter S2 während der
Zeitspanne Tl wird nunmehr der Schalter Sl hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet, so daß sich der in Fig.
2 gezeigte Verlauf der Spannungen ui und UEL sowie des Stroms iL2 ergibt. Wie bereits erwähnt worden ist, wird mit Hilfe einer Steuerschaltung wiederholt zwischen den Betriebsphasen während der Zeitspannen Tl und T2 umgeschaltet, wobei diese
Umpolfrequenz insbesondere im Bereich 80 - 400 Hz liegen kann, während die hochfrequente Taktfrequenz des Schalters S2 (während der Zeitspanne Tl) bzw. des Schalters Sl
(während der Zeitspanne T2) im Bereich um 90 kHz liegen kann.
Durch das niederfrequente Umschalten bzw. Umpolen zwischen den Brückendiagonalen Sl - S4 und S2 - S3 entsteht zwangsläufig ein Brummen, welches aufgrund seiner niedrigen Frequenz an sich relativ leise und nicht störend ist. Durch die steilen Flanken am Umschaltzeitpunkt zwischen den Zeitspannen Tl und T2 entstehen jedoch Oberwellen, die sich störend auswirken. Aus diesem Grunde ist die Steuerschaltung, welche die Schalter Sl - S4 ansteuert, vorteilhafter Weise derart auszugestalten, daß sie die Stromspitzen des Stroms iL2 vor und nach dem Umschalten zwischen den Betriebsphasen Tl und T2 reduziert. Dies kann beispielsweise durch eine spezielle Software oder durch eine spezielle Anpassung der Hardware der Steuerschaltung 5 geschehen, die die letzten Stromspitzen während der Zeitspanne Tl sowie die ersten Stromspitzen während der Zeitspanne T2 reduziert, um auf diese Weise die Flanken beim Umschalten zwischen den Betriebsphasen Tl und T2 abzuflachen. In diesem Fall ergibt sich der in Fig. 2 gestrichelt dargestellte Verlauf des Stroms i^∑ bzw. der Lampenspannung uEL. Aus dieser gestrichelten Darstellung ist ersichtlich, daß vor und nach dem Umschaltzeitpunkt die Stromspitzen geringfügig gegenüber dem ursprünglichen Verlauf reduziert sind und somit ein etwas weicherer Übergang der Lampenspannung UEL erzielt wird.
Bei der eben beschriebenen Steuerung läuft nach dem Öffnen des hochfrequent geschalteten Schalters der Strom weiter über die Freilaufdiode und nimmt dabei relativ langsam ab, wenn der zweite Schalter der gerade aktivierten Brückendiagonalen weiterhin geschlossen bleibt. Dies führt zu einem kleineren Stromspitzenwert und dementsprechend auch zu einer kleineren Verlustleistung. Allerdings kann es vorkommen, daß zu einem Zeitpunkt, zu dem die Elektronen aus den Sperrschichten der Freilaufdioden ausgeräumt worden sind und somit der untere Umkehrpunkt des Stromes iL2 erreicht worden ist, dieser noch nicht ausreichend abgefallen ist und somit die Schalter beim Schließen immer noch einer hohen Belastung ausgesetzt sind. Um diese Belastungen auszuschließen, können in einer Weiterbildung die Schalter entsprechend dem Diagramm in Fig. 2b gesteuert werden.
Dieses Diagramm zeigt den Stromverlauf iL2 und den Zustand des zweiten und des dritten Schalters 2, 3 während der Zeitspanne Tl. Die beiden anderen Schalter sind in diesem Zeitraum Tl geöffnet. Während einer ersten Phase [tau]l sind beide Schalter geschlossen und der Strom iL2 steigt kontinuierlich an. Wie bei der eben beschriebenen Steuerung ist während einer zweiten Phase [tau]22, deren Beginn durch das Erreichen eines Maximalwerts von iL2 oder durch eine vorgegebene Dauer von [tau] 1 bestimmt sein kann, der zweite Schalter S2 geöffnet und iL2 nimmt langsam ab. Zusätzlich wird nun allerdings ab einem vorgegebenen Zeitpunkt nach dem Öffnen des zweiten Schalters S2 in einer dritten Phase X3 auch der dritte Schalter S3 geöffnet. Der Strom fließt nun über die beiden Freilaufdioden des ersten und des vierten Schalters und nimmt nun stärker ab als während der zweiten Phase [tau] 2. Damit kann sichergestellt werden, daß iL2 auch tatsächlich einen negativen Wert erreicht, bevor die Sperrschichten der Freilaufdioden ausgeräumt sind. Erreicht iL2 den unteren Umkehrpunkt, werden beide Schalter wieder geschlossen und die Steuerung befindet sich wieder im Zustand der ersten Phase [tau]l. Das Öffnen des dritten Schalters S3 - also die dritte Phase [tau] 3 - entfällt allerdings, wenn der Strom iL2 vorher schon auf Null abgesunken ist, da in diesem Fall keine hohen Belastungen beim Öffnen Schalter auftreten. Stattdessen wird sofort mit der ersten Phase [tau] l, fortgefahren und der zweite Schalter S2 wieder geöffnet. Das niederfrequente Umschalten zwischen den beiden Brückendiagonalen erfolgt analog zu dem vorherigen Ausführungsbeispiel, wobei auch hier vorteilhaft die Stromspitzen des Stroms iL2 vor und nach dem Umschalten zwischen den Betriebsphasen Tl und T2 reduziert werden können .
Es ist eine bekannte Eigenschaft von Hochdruck- Gasentladungslampen, daß diese bis zur vollständigen Erwärmung ein relativ schlecht kontrollierbares und instabiles Verhalten aufweisen. Die vollständige Erwärmung tritt dabei etwa nach 1 - 2 Minuten ein. In der
Aufwärmphase kann die Spannung über der Lampe geringer als im Normalbetrieb sein. Würde man in der Aufwärmphase das Vorschaltgerät wie im zuvor beschriebenen Normalbetrieb betreiben, so würde die verringerte Lampenspannung zur Folge haben, daß ein Strom iL2 mit entsprechend geringer Steilheit diL2/dt über die Induktivität L2 fließt, so daß ggf. der Umkehrpunkt von iL2 mit Hilfe des zuvor erwähnten transformatorischen Abgriffs nicht zuverlässig detektiert werden kann. Daher ist es vorteilhaft, während der Aufwärmphase, d.h. nach dem Zünden und vor dem eigentlichen Normalbetrieb, auch die Schalter S3 und S4 analog zu den Schaltern Sl und S2 hochfrequent zu takten, wobei niederfrequent zwischen den Brückendiagonalen Sl - S4 und S2 S3 umgeschaltet wird, d.h. es wird niederfrequent zwischen zwei Zuständen umgeschaltet, wobei in dem ersten Zustand die Schalter Sl und S4 hochfrequent getaktet und die Schalter S2 und S3 geöffnet sind, während im zweiten Zustand die Schalter S2 und S3 hochfrequent getaktet und die Schalter Sl und S4 geöffnet sind. Durch diese Maßnahme wird erreicht, daß auch über die Freilaufdioden der Schalter S4 und Sl ein Strom über die Spule L2 fließt, wodurch in der transformatorisch mit dieser Spule L2 gekoppelten und in Fig. 1 nicht gezeigten Wicklung, die zur Erfassung des Umkehrpunkts des Stromes iL2 vorgesehen ist, eine höhere Spannung erzeugt wird, so daß eine sichere Erfassung oder Überwachung des Stroms iL2 möglich ist. Insbesondere kann der Umschaltzeitpunkt exakt überwacht werden. Der Wechsel von der Aufwärmphase in den Normalbetrieb erfolgt nach Erreichen der Betriebstemperatur der Lampe beispielsweise nach Überschreiten einer Schwelle (ca. 45V) durch die Lampenspannung, wobei bevorzugt bis zum tatsächlichen Umschalten noch eine bestimmte Zeitspanne zugewartet wird.
Fig. 3 zeigt den Einsatz der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung in einem elektronischen Vorschaltgerät zum Betreiben von Gasentladungslampen, insbesondere von Hochdruck-
Gasentladungslampen .
Eingangsseitig weist das elektronische Vorschaltgerät ein Funk-Entstörfilter mit einem Symmetriertransformator L4, L5 sowie Kondensatoren C3 und C4 auf, die an einen stromführenden Leiter L, einen Nullleiter und einen Erdleiter eines Versorgungsspannungsnetzes angeschlossen sind. Mit dem Funk-Entstörfilter ist ein 5 Gleichrichter verbunden, der Dioden D5 - D8 umfaßt. An diesen Gleichrichter schließt sich eine Schaltung an, die als Hochsetzsteller fungiert und Widerstände R2 - R6, Kondensatoren C5 und C6, eine Diode D9 einen Transformator L6, L7, einen Feldeffekttransistor Sβ sowie eine von einer Versorgungsspannung VCC versorgte integrierte Steuerschaltung 4 aufweist, welche insbesondere den Feldeffekttransistor S6, der als ein Schalter dient, mit Hilfe eines pulsweitenmodulierten Signals abhängig von der am Widerstand R3 abgegriffenen Spannung ansteuert. Auf diese Weise wird erreicht, daß die Zeiten, in denen der Transistor S6 leitend ist, während einer Netzhalbwelle so gesteuert werden, daß die Hüllkurve des aufgenommenen Stroms im wesentlichen sinusförmig ist. Diese Ausgangsspannung wird mit Hilfe der Diode D9 gleichgerichtet und mit Hilfe des Kondensators C6 gesiebt, so daß die bereits anhand Fig. 1 erläuterte Versorgungsgleichspannung U0 für die zum Betreiben der Gasentladungslampe EL vorgesehene Schaltungsanordnung bereitgestellt wird. Ausgangsseitig umfaßt das in Fig. 3 gezeigte elektronische Vorschaltgerät die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung, wobei die sich entsprechenden Bauteile mit identischen Bezugszeichen versehen sind, so daß auf eine Wiederholung der Beschreibung dieser Bauteile verzichtet werden kann. Ergänzend ist jedoch zu bemerken, daß in Fig. 3 auch die bereits zuvor erwähnte Wicklung L3 dargestellt ist, die mit der im Brückenzweig der Vollbrücke befindlichen Induktivität L2 transformatorisch gekoppelt ist und zur Detektierung des Umkehrpunkts des Stroms iL2 (vergl. Fig. 1) dient.
Desweiteren ist in Fig. 3 die zentrale Steuerschaltung 1 dargestellt, welche von einer Versorgungsspannung VDD gespeist wird und einerseits mit Hilfe der Spule L3 den Umkehrpunkt des Stroms iL2 sowie mit Hilfe der am Widerstand Rl abgegriffenen Spannung die augenblickliche Höhe der Stroms iL2 erfaßt. Des weiteren überwacht diese Steuerschaltung 1, die insbesondere als anwenderspezifische integrierte Schaltung Application Specific Integrated Circuit, ASIC) ausgestaltet sein kann, die am Anzapfungspunkt der Spule Ll des Serienresonanzkreises anliegende Spannung, mit deren Hilfe das Zünden der Gasentladungslampe EL erfaßt werden kann. Die Ausgänge der Steuerschaltung 1 sind mit Brückentreibern 2 und 3 gekoppelt, die jeweils zur Ansteuerung der Feldeffekttransistoren Sl und S2 bzw. S3 und S4 dienen. Der ebenfalls als Schalter dienende Feldeffekttransistor S5, welcher in Serie mit der Resonanzkreiskapazität Cl geschaltet ist, wird direkt von der Steuerschaltung 1 angesteuert.
In Figur 6 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt. Bekanntlich setzt die Erfindung voraus, dass bei einer Vollbrückenschaltung mit vier Schaltern (in Fig. 6 nunmehr A, B, C und D genannt)- wechselweise eine der Brückendiagonalen A, B bzw. C, D aktivierbar ist, indem jeweils einer der Schalter A, B bzw. C, D hochfrequent und der jeweils andere derselben Brückendiagonale niederfrequent getaktet wird.
Während in dem Ausführungsbeispiel von Fig. 1 und 5 beispielhaft erläutert wurde, dass dort die Schalter Sl und S3 hochfrequent getaktet sind, wird nunmehr Bezug nehmen auf Fig. 6 das Beispiel erläutert, dass die Schalter A, C jeweils hochfrequent und die Schalter B, D jeweils niederfrequent getaktet sind.
Insbesondere für die Schalter (hier A, C) , die hochfrequent getaktet werden, werden in jüngster Zeit Feldeffekttransistoren (FETs) mit einer schnellen Bodydiode, d.h. einer Bodydiode mit kurzer Ausräumzeit eingesetzt. Aus Kostengründen werden auf der niederfrequenten Seite (in dem Beispiel von Fig. 6 die Schalter B, D) normale Feldeffekttransistoren eingesetzt, die also keine Diode mit schneller Ausräumzeit aufweisen. Indessen kann auch auf der niederfrequenten Seite ein Feldeffekttransistor mit Bodydiode mit kurzer Ausräumzeit vorgesehen sein.
Dabei kann folgender Ablauf entstehen:
In einer Phase 1 ist sowohl der Schalter A wie auch der Schalter B eingeschaltet, wobei vorausgesetzt ist, dass bei diesem Beispiel gerade die Brückendiagonale A, B aktiviert ist. Es fließt also wie in Fig. 6 gezeigt ein Strom von der Versorgungsspannung Vbus über den Schalter A durch den Lastkreis mit der Lampe und dann über den eingeschalteten Schalter B auf Masse. Dabei steigt der Strom durch den Brückenzweig mit der Lampe kontinuierlich an, bis eine Ausschaltbedingung für den hochfrequent getakteten Schalter A erreicht ist. Nach Erreichen der Ausschaltbedingung wird der Schalter A ausgeschaltet, während der niederfrequent getaktete Schalter B weiterhin eingeschaltet ist. Dabei kommt es zu einem Stromfluß in einer Phase 2, in der also die Spule L den Strom durch die Lampe und durch den weiterhin geschlossenen Schalter B weitertreibt. Dieser Strom nimmt kontinuierlich ab, bis er seinen Umkehrpunkt erreicht, wobei dann normalerweise bei Erreichen des Umkehrpunkts des Brückenstroms der Schalter A wieder eingeschaltet wird und der Prozess mit der Phase 1 wiederum beginnt.
Wenn dagegen nach einem vorgegebenen Zeitpunkt der Strom in der Phase 2 noch nicht auf sein Minimum abgesenkt wird, wird erfindungsgemäß der zusätzlich zu dem offenen Schalter A auch der Schalter B geöffnet, so dass der Stromverlauf gemäß Phase 3 entsteht. In dieser Phase fließt der Strom nunmehr durch die Bodydioden der Schalter C und D und sinkt somit beschleunigt auf seinen Minimumwert ab. Diese Phase 3 wird nunmehr solange dauern, bis die Bodydioden der Schalter C, D ausgeräumt sind. Dabei kann indessen das Problem entstehen, dass die Bodydioden der Hochfrequenzseite (Schalter A, C) kürzere Ausräumzeiten haben als die Bodydioden der Schalter B, D, d.h. der Schalter des niederfrequent getakteten Zweigs.
In diesem Fall wird sich also die Mittenpunktspannung Ux beim hochfrequent getakteten Zweig schneller kommutieren als die Mittenpunktspannung Uγ bei dem niederfrequent getakteten Zweig. Das kann das Problem verursachen, dass auf der hochfrequent getakteten Schaltseite die Wiedereinschaltbedingung für den jeweils aktivierten hochfrequent getakteten Schalter erreicht wird und der Schalter eingeschaltet wird, während die Bodydiode auf dem niederfrequent getakteten Brückenzweig noch nicht vollständig ausgeräumt ist. Somit kommt es beim Stand der Technik zu einem sogenannten harten Schalten des Transistors auf der niederfrequent getakteten Seite, da gemäß dem Stand der Technik das Wiedereinschalten des zusätzlich geöffneten Schalters auf der niederfrequent getakteten Seite zeitgleich zu dem Wiedereinschalten des Schalters derselben aktivierten Brückendiagonale kommt, der hochfrequent getaktet ist. Unter einem harten Schalten ist dabei zu verstehen, dass das Einschalten des niederfrequent getakteten Schalters der aktivierten Brückendiagonale nicht leistungslos erfolgt.
Die Erfindung setzt nunmehr an diesem Problem an und stellt eine Technologie vor, wie dieses harte Schalten verhindert werden kann.
Erfindungsgemäß wird nunmehr insbesondere das Wiedereinschalten des zusätzlich geöffneten niederfrequent getakteten Schalters einer Brückendiagonale über das Eintreten der Wiedereinschaltungbedingung für den hochfrequent getakteten Schalter hinaus verzögert.
Zwischen dem Auslösen des Schaltvorgangs durch eine die Wiedereinschaltungbedingung erkennende Steuereinheit und dem tatsächlichen physikalischen Schaltvorgang, d.h. dem Stromtragen des Schalters, liegen schaltungsinhärente Verzögerungen, die bspw. von Treiberschaltungen verursacht werden und typischerweise in einer Grössenordnung zwischen 0,lμS und lμS liegen können.
Gemäss der Erfindung wartet die Steuereinheit gezielt eine vorbestimmte, insbesondere programmierte Zeitdauer nach dem Eintreten der Wiedereinschaltungbedingung ab, bevor sie den Einschaltvorgang durch Ausgeben eines Schaltsignals auslöst, wobei das eigentliche Schliessen des Schalters dann wie oben erläutert mit einer weiteren Verzögerung eintritt. Das Schaltsignal erscheint somit an einem Ausgang der Steuereinheit erst nach Ablauf der Verzögerungszeit.
Diese vorbestimmte Zeitdauer ist in der Steuereinheit selbst „hinterlegt" und somit nicht das Produkt externer Verzögerungseffekte, die auf Grund unterschiedlicher Bestückung nicht definitiv berechenbar sind.
Vorzugsweise wird natürlich das Auslösen des Wiedereinschaltens sowohl des hochfrequent getakteten Schalters wie auch des niederfrequent getakteten Schalters (falls dieser geöffnet wurde, um wie oben erläutert den Strom schneller absinken zu lassen) einer aktivierten Brückendiagonale durch die Steuereinheit über das Eintreten der Wiedereinschaltbedingung für den hochfrequent getakteten Schalter hinaus verzögert.
Wenn die Wiedereinschaltbedingung das Erreichen des Minimums des Brückenzweigstroms ist (was durch Überwachung des Brückenzweigstroms oder einer davon abhängigen Größe erfolgen kann) , wird also das Wiedereinschalten sowohl des hochfrequent getakteten Schalters wie auch des zusätzlich geöffneten niederfrequent getakteten Schalters einer aktivierten Brückendiagonale auf einen Zeitraum verschoben, der zeitlich nach dem Erreichen des Umkehrpunkts (Minimumwerts) des Brückenzweigstroms liegt.
Auch andere Wiedereinschaltbedingungen, wie bspw. das Ansteigen der Mittenspannung am Verbindungspunkt zweier Schalter einer Halbbrücke über eine vorgegeben Schwelle hinaus .
Dies ist schematisch in Fig. 8 dargestellt, wo ersichtlich ist, dass die Einschaltbedingung bereits erreicht ist, das synchrone Einschalten der Schalter A, B (für den Fall der aktivierten Brückendiagonale A, B) durch die Steuereinheit aber mit einer Verzögerung von beispielsweise 0,5 μs ausgelöst wird. Durch diese Verzögerung der Auslösung des Schaltvorgangs ist sichergestellt, dass die MittelpunktSpannungen Ux bzw. Uγ (s. Figur 6) beim tatsächlichen Einschalten der beiden Schalter A, B bzw. C, D auf gleichem Potential liegen. Dazu kommt es nicht mehr zu dem harten Schalten des niederfrequent getakteten Schalters.
Um dieses leistungslose Schalten zu erreichen, kann ein Verzögerungswert beispielsweise zwischen 300 ns und 2,5 μs, vorzugsweise indessen unter 1 μs eingestellt werden.
Der Zeitpunkt des Schliessens des niederfrequent getakteten Schalters kann nach dem Schliessen des hochfrequent getakteten Schalters liegen, wenn die Lampenspannung, die Ausgangsspannung oder eine andere im Ausgangskreis überwachte Spannung wie z.B. die Mittenpunktspannung auf der Seite des niederfrequent getakteten Schalters (bei niederfrequenter Taktung der Schalter B und D ist dies die Mittenpunktspannung Uy) unter einem vorgegebenem Schwellenwert liegt. Da die Mittenpunktspannung Ux zur Erkennung der Wiedereinschaltbedingung auch überwacht wird, kann durch Überwachung der Mittenpunktspannung Uγ auf einfache Weise bestimmt werden.
Zusätzlich zum Zeitpunkt des Wiedereinschaltens des niederfrequent getakteten Schalters kann erfindungsgemäß auch der Zeitpunkt des Öffnens des niederfrequent getakteten Schalters (also der Übergang von der Phase 2 auf die Phase 3 in Fig. 6) einstellbar sein.
Sowohl die Einstellung der Verzögerungszeit des Auslösens des Wiedereinschaltens sowie die Einstellung des Zeitpunkts Ausschaltens des niederfrequent getakteten Schalters kann beispielsweise der Steuereinheit von außen, beispielsweise abhängig von der Art der verwendeten Transistoren vorgegeben sein. Insbesondere die Verzögerung des Wiedereinschaltens des niederfrequent getakteten Schalters nach dem Eintreten in die Wiedereinschaltbedingung für den hochfrequent getakteten Schalter kann programmierbar sein.
Wie durch einen Vergleich der Figuren 1 und 9 deutlich wird, ist in Figur 9 der Schalter S5 weggelassen und sozusagen dauerhaft überbrückt. Weiterhin ist der Kondensator Cl des Serienresonanzkreises bestehend aus dem Spartransformator Ll und eben diesem Kondensator Cl mit einem Ende mit Masse verbunden.
Dafür ist ein Zusatzkondensator CN vorgesehen, der einerseits mit dem Verbindungspunkt zwischen der Induktivität Ll und der
Kapazität Cl des Serienresonanzkreises verbunden ist.
Andererseits ist der Zusatzkondensator CN an dem Verbindungspunkt zwischen den Schaltern Sl und S2 bzw. dem
Verbindungspunkt zwischen der Induktivität L2 sowie der
Kapazität C2 der Glättungs- bzw. Filterschaltung vorgesehen
(die im Übrigen einen eigenen Serienresonanzkreis bildet) .
Alternativ kann wie in Fig. 9 strichliniert dargestellt die Zusatzkapazität CN Λ auch zwischen einem Verbindungspunkt zwischen der Induktivität Ll und der Kapazität Cl des Serienresonanzkreises und einem Verbindungspunkt des dritten und vierten Schalters S3 bzw. S4 verbunden sein. Diese Zusatzkapazität CN λ, die also alternativ oder zusätzlich der bereits erläuterten Zusatzkapazität CN vorgesehen sein kann, ist somit parallel zu dem in Fig. 9 rechten Zweig des Spartransformators Ll geschaltet. Die bereits erläuterte Zusatzkapazität CN ist dagegen parallel zu der Gasentladungslampe EL und dem linken Zweig des Spartransformators Ll geschaltet, in dem die Zündspannung transformiert wird.

Claims

Ansprüche
1. Schaltungsanordnung zum Betreiben einer
Gasentladungslampe, mit einer Vollbrückenschaltung, an die eine Gleichspannung (U0) angelegt ist und die vier steuerbare Schalter (S1-S4) umfaßt, wobei eine Gasentladungslampe (EL) in einem Brückenzweig, der einen Knotenpunkt zwischen dem ersten Schalter (Sl) und dem zweiten Schalter (S2) mit einem Knotenpunkt zwischen dem dr i t t e n S c ha l t e r ( S 3 ) und dem vierten Schalter (S4) verbindet, anzuordnen ist, und mit einer Steuerschaltung (1), die abwechselnd eine der beiden Brückendiagonalen aktiviert, die jeweils aus einem hochfrequent getakteten Schalter und einem niederfrequent getakteten Schalter besteht, wobei die Steuerschaltung (1) das Schliessen eines hochfrequent getakteten Schalters einer Brückendiagonale immer dann auslöst, wenn ein Meßsignal eine Wiedereinschaltbedingung erfüllt, dadurch gekennzeichnet dass die Steuerschaltung (1) das Schliessen des niederfrequent und/oder des hochfrequent getakteten Schalters nach einer der Steuerschaltung vorgegebenen Verzögerungszeit nach dem Eintritt der
Wiedereinschaltbedingung des hochfrequent getakteten Schalters auslöst.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die Verzögerungszeit maximal 3uS, vorzugsweise 30OnS bis 2.5uS beträgt.
3. Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Gasentladungslampe, mit einer Vollbrückenschaltung, an die eine Gleichspannung (U0) angelegt ist und die vier steuerbare Schalter (S1-S4) umfaßt, wobei eine Gasentladungslampe (EL) in einem Brückenzweig, der einen Knotenpunkt zwischen dem ersten Schalter (Sl) und dem zweiten Schalter (S2) mit einem Knotenpunkt zwischen dem dri t t en S cha l te r ( S 3 ) und dem vi e rt en Schalter (S4) verbindet, anzuordnen ist, und mit einer Steuerschaltung (I)/ die abwechselnd eine der beiden Brückendiagonalen, jeweils bestehend aus einem hochfrequent getakteten Schalter und einem niederfrequent getakteten Schalter, aktiviert, wobei die Steuerschaltung (1) einen hochfrequent getakteten Schalter einer Brückendiagonale immer dann schließt, wenn ein Meßsignal eine Wiedereinschaltbedingung erfüllt, wobei die Steuerschaltung (1) auch den niederfrequent getakteten Schalter derselben Brückendiagonale nach einem vorgegebenen Zeitraum (T2) nach dem Öffnen des hochfrequent getakteten Schalters öffnet (Figur 2b), wenn bis dahin die Wiedereinschaltbedingung für den hochfrequent getakteten Schalter noch nicht erfüllt ist, um den Brückenzweigstrom schneller absinken zu lassen, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit den Zeitpunkt des zusätzlichen Öffnens und/oder der Zeitpunkt des darauf folgenden Schliessens des niederfrequent und/oder hochfrequent getakteten Schalters gemäss einer externen Vorgabe einstellt und/oder der Zeitpunkt durch die Steuerschaltung (1) selbst adaptiv, d.h. abhängig von einem definierten Ereignis einstellt.
4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Zeitpunkt des Auslösens des Schliessens des niederfrequent getakteten Schalters nach der Wiedereinschaltbedingung des hochfrequent getakteten Schalters nur dann verzögert wird, wenn die der Steuereinheit zugeführte Lampenspannung oder die Ausgangsspannung unter einem vorgegebenem Schwellenwert liegt.
5. Verfahren zum Betreiben einer Gasentladungslampe, mit einer Vollbrückenschaltung, an die eine Gleichspannung (U0) angelegt ist und die vier steuerbare Schalter (S1-S4) umfaßt, wobei eine Gasentladungslampe (EL) in einem Brückenzweig, der einen Knotenpunkt zwischen dem ersten Schalter (Sl) und dem zweiten
Schalter (S2) mit einem Knotenpunkt zwischen dem dritten Schalter (S3) und dem vierten Schalter (S4) verbindet, anzuordnen ist, und wobei abwechselnd eine der beiden Brückendiagonalen aktiviert wird, die jeweils aus einem hochfrequent getakteten Schalter und einem niederfrequent getakteten Schalter besteht, wobei ein hochfrequent getakteter Schalter einer Brückendiagonale immer dann geschlossen wird, wenn ein Meßsignal eine Wiedereinschaltbedingung erfüllt, dadurch gekennzeichnet, dass das Auslösen des Schliessens des niederfrequent und/oder des hochfrequent getakteten Schalters erst nach einer definierten Verzögerungszeit nach dem Eintritt der Wiedereinschaltbedingung des hochfrequent getakteten Schalters erfolgt.
6. Verfahren zum Betreiben einer Gasentladungslampe, mit einer Vollbrückenschaltung, an die eine Gleichspannung (U0) angelegt ist und die vier steuerbare Schalter (S1-S4) umfaßt, wobei eine Gasentladungslampe (EL) in einem Brückenzweig, der einen Knotenpunkt zwischen dem ersten Schalter (Sl) und dem zweiten Schalter (S2) mit einem Knotenpunkt zwischen dem dritten Schalter (S3) und dem vierten Schalter (S4) verbindet, anzuordnen ist, und wobei abwechselnd eine der beiden Brückendiagonalen, jeweils bestehend aus einem hochfrequent getakteten Schalter und einem niederfrequent getakteten Schalter, aktiviert wird, wobei die Steuerschaltung (1) einen hochfrequent getakteten Schalter einer Brückendiagonale immer dann schließt, wenn ein Meßsignal eine Wiedereinschaltbedingung erfüllt, wobei auch der niederfrequent getaktete Schalter derselben Brückendiagonale nach einem vorgegebenen Zeitraum (T2) nach dem Öffnen des hochfrequent getakteten Schalters geöffnet wird (Figur 2b) , wenn bis dahin die Wiedereinschaltbedingung für den hochfrequent getakteten Schalter noch nicht erfüllt ist, um den Brückenzweigstrom schneller absinken zu lassen, dadurch gekennzeichnet, dass der Zeitpunkt des zusätzlichen Öffnens und/oder der Zeitpunkt des darauf folgenden Schliessens des niederfrequent und/oder hochfrequent getakteten Schalters durch eine externe Vorgabe eingestellt wird und/oder adaptiv, d.h. ereignisabhängig eingestellt wird.
7. Verfahren nach Anspruch 6, bei dem der Zeitpunkt des Auslösens des Schliessens des niederfrequent getakteten Schalters nach der Wiedereinschaltbedingung des hochfrequent getakteten Schalters nur dann verzögert wird, wenn die der Steuereinheit zugeführte Lampenspannung oder die Ausgangsspannung unter einem vorgegebenem Schwellenwert liegt.
8. Steuereinheit, insbesondere integrierte Schaltung, insbesondere ASIC, die zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 5 bis 7 ausgelegt ist.
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