EP2067385A1 - Schaltungsanordnung und verfahren zum zünden einer entladungslampe - Google Patents

Schaltungsanordnung und verfahren zum zünden einer entladungslampe

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EP2067385A1
EP2067385A1 EP06793799A EP06793799A EP2067385A1 EP 2067385 A1 EP2067385 A1 EP 2067385A1 EP 06793799 A EP06793799 A EP 06793799A EP 06793799 A EP06793799 A EP 06793799A EP 2067385 A1 EP2067385 A1 EP 2067385A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
variable
control loop
circuit arrangement
output
time constant
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP06793799A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Siegfried Mayer
Olaf Busse
Arwed Storm
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Osram GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Osram GmbH filed Critical Osram GmbH
Publication of EP2067385A1 publication Critical patent/EP2067385A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps

Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement for igniting a discharge lamp with a drive device, at the output of which a drive signal having a predeterminable frequency can be provided, an inverter which is coupled to the output of the drive device and at the output of which a rectangular signal having a predeterminable duty cycle can be provided.
  • a load circuit which is coupled to the output of the inverter and has at least one connection for the discharge lamp, a first control loop having a first reference variable, a first control variable and a first controlled variable, wherein the first control loop has a first time constant, a second control loop with a second control variable, an auxiliary control variable and a second controlled variable, wherein the second control loop has a second time constant. It also relates to a method for igniting a discharge lamp on such a circuit arrangement.
  • High and low pressure discharge lamps require high voltages for ignition, which are provided by electronic ballasts.
  • discharge lamps are used in a wide temperature range, for example, from -25 ° C to + 60 ° C.
  • the problem here is that the inductance of the lamp inductor, which is usually arranged in the load circuit, is temperature-dependent.
  • the maximum magnetic flux density and thus the inductance in the temperature range mentioned can vary by up to 20%.
  • the inductance decreases with an increase in temperature.
  • the lamp choke goes earlier at higher temperatures in saturation.
  • the resonance Frequency of the load circuit the resonance is exploited to the ignition, by about 10%. Therefore, if one approaches the resonance frequency of high frequencies, the resonance and thus the formation of high currents is achieved much earlier than at lower temperatures. This involves the risk of destruction of the switches of the inverter, which are in particular often realized as a MOSFET.
  • the present invention is therefore based on the object, the above-mentioned circuit arrangement or the aforementioned method ren educate such that it can be realized with a lamp inductor, which is dimensioned significantly smaller than in the prior art.
  • This object is achieved by a circuit arrangement having the features of claim 1 and by a method having the features of claim 11.
  • the present invention is firstly based on the recognition that in principle why the actual value U ⁇ s t of the lamp voltage U L monitored and should be increased in small steps up to the intended maximum voltage.
  • the present invention is based particularly on the insight that due to the saturation of the lamp inductor at high temperatures, a non-Lineahtusch between the actual value U ⁇ st the voltage U L of the lamp and the actual value l ⁇ st of the current I 0 occurs through the choke. Due to this non-linearity, the monitoring of the voltage alone is not sufficient, but both variables must be monitored separately, since it is no longer possible to close from one to the other.
  • the slow determination of the lamp voltage U L as a result of the measurement and control time constants is not fast enough to switch off the inverter switches.
  • the latter is in one embodiment of the invention between 200 and 400 microseconds. If the switch-on time t on of the square-wave signal driving the switch of the inverter is 3 to 10 ⁇ s, this also shows that the regulation of the lamp voltage U L with the specified time constant is too slow. Assuming that the control should be so fast that can be switched off quickly enough with an exponential increase in the current I D after saturation of the lamp inductor, one arrives at the idea according to the invention, the actual value l of the inductor current I 0 to regulate or monitor.
  • the present invention solves this problem in a particularly skilful manner in that the two control circuits, ie the inherently slow control circuit for controlling the lamp voltage and the fast control circuit for controlling the inductor current I D , are linked together. In particular, they are linked such that the auxiliary control variable of the second control loop represents the first command variable of the first control loop.
  • the second reference variable corresponds to the nominal value of the voltage across the discharge lamp
  • the second controlled variable corresponds to the actual value of the voltage across the discharge lamp
  • the first reference variable to the nominal value of the current through the inductor and the first controlled variable to the actual value of the current through the inductor in other words the actual value of the lamp voltage is gradually increased (slower control circuit) and the resulting increase in the actual value l t of the inductor current (fast control loop) is monitored.
  • the present invention therefore makes it possible to generate a particularly constant ignition voltage independent of temperature influences. Another advantage is that stable voltages can be generated with this control regardless of the slope of the load circuit.
  • the lamp inductor can be dimensioned for low-loss loss. This means that a smaller throttling design can be used, which in turn leads to more space Cost saving contributes.
  • the monitoring of the actual value of the lamp voltage in accordance with the present invention also makes it possible to realize the capacitors in a smaller dimension and a smaller design, as a result of which high voltages can be avoided.
  • the second reference variable has met the desired value of the voltage across the discharge lamp and the second controlled variable the actual value of the voltage across the discharge lamp
  • the desired value of the current through the inductor and to use the actual value of the current through the choke as second controlled variable.
  • the second reference variable preferably corresponds to the time average within a predefinable time period. In a preferred embodiment, this period is between 200 ⁇ s and 1 ms.
  • the frequency is varied in the circuit arrangements known from the prior art in order to achieve the ignition voltage, the frequency preferably remains fixed in the circuit arrangement according to the invention.
  • a frequency can be fixed, measures for varying the frequency can be omitted.
  • the first time constant is preferably 10 to 1000 ns, preferably 100 to 200 ns.
  • the second time constant is preferably 10 to 1000 ⁇ s, preferably 200 to 400 ⁇ s. If one compares the on-time t on of the inverter-driving signal, which is on the order of between 1 and 50 ⁇ s, preferably between 3 and 10 ⁇ s, it can be seen that the current regulation is much faster, the voltage regulation much slower.
  • the frequency of the switch driving the inverter driving signal is preferably in between 30 kHz and 100 kHz. The first control loop is thus so fast that, when there is an exponential increase in the current I D through the choke, after the saturation of the lamp inductor begins can be shut down quickly enough, even before the switches of the inverter critical current ranges occur.
  • the first control loop and the second control loop each have a disturbance variable which primarily represents the ambient temperature.
  • a circuit arrangement according to the invention further comprises an ignition detection device, which is designed to detect an ignition of the discharge lamp and after the detection of the ignition to switch the first and the second control loop from the ignition operation to the continuous operation.
  • an ignition detection device which is designed to detect an ignition of the discharge lamp and after the detection of the ignition to switch the first and the second control loop from the ignition operation to the continuous operation.
  • FIG. 1 is a schematic representation of the coupling of a first and a second control loop in a first embodiment of a circuit arrangement according to the invention
  • FIG. 2 is a schematic representation of the coupling of a first and a second control loop in a second embodiment of a circuit arrangement according to the invention; and 3 shows the signal flow graphs associated with the embodiment of FIG.
  • Fig. 1 shows a schematic representation of the coupling of a first, inner R 1 and a second, outer control loop R 3 according to a first embodiment of a circuit arrangement according to the invention.
  • the reference variable of the outer control loop R 3 is the desired value U SO ⁇ the lamp voltage U L of a discharge lamp, not shown.
  • the feedback signal is formed by the actual value U ⁇ st the lamp voltage U L, which simultaneously represents the controlled variable of the outer loop.
  • the differ- ence .DELTA.U from the desired value U S oi ⁇ and the actual value U ⁇ s t of the lamp voltage U L represents the control error, which is fed to a block 10, which contains for averaging a I element (integrator), and a table or a conversion formula with which from the integral on the difference .DELTA.U a setpoint I soii of the inductor current I D can be set. This serves as the control variable of the inner control loop.
  • the throttle current I 0 is formed, which is fed to a block 12 to there via a formula or a lookup table a change .DELTA.t on the turn-on and thus the duty cycle of the inverter 14, preferably as Half-bridge circuit is formed with two MOSFET transistors, signal to be supplied.
  • the inverter 14 feeds the load circuit 16 and thereby generates the actual value l of the throttle current I D - the actual value l t is used via a feedback 18 as a feedback variable of the inner control loop R 1 .
  • the lamp voltage U L is determined from the actual value ⁇ s l t of the inductor current I D of the actual value U t ⁇ s formed. This serves as a feedback variable of the outer control loop R a .
  • the time constant of the inner control loop R 1 is between 10 and 1000 ns, preferably between 100 and 200 ns.
  • the time constant of the external ren control circuit R 3 is between 10 and 1000 microseconds, preferably between 200 and 400 microseconds.
  • Fig. 2 shows a schematic representation of a second embodiment of the invention with the coupling of a first control loop R 1 and a second control loop R 3 , wherein the introduced with reference to FIG. 1 reference numerals for the same and similar elements continue to apply and therefore will not be described again ,
  • the actual value l of the inductor current I 0 is used as the controlled variable of the outer control circuit R 3 .
  • the reference variable of the outer control loop is the desired value I SO of the inductor current ID-. This variable is preferably determined at the resonant capacitor of the ignition circuit, which is part of the load circuit.
  • Fig. 3 shows the signal flow graphs associated with the embodiment of Fig. 1.
  • the desired value Usoii is set to the starting value U SO ⁇ istart in step 1 10.
  • step 120 it is checked whether U SO ⁇ is smaller than a maximum value U ma ⁇ the voltage U L to the lamp. This is to ensure avoidance of damage to the circuit arrangement that the area in which the lamp usually ignites, will not leave. If U S oi ⁇ via U ma ⁇ , this leads to the termination of the ignition process in step 130.
  • step 140 the difference .DELTA.U is formed from the current actual value U ⁇ s t of the lamp voltage U L and the predetermined desired value U SO ⁇ - This difference .DELTA.U is supplied to the block 10 and provides in step 150 the current Setpoint l SO ⁇ for the inductor current I 0 .
  • step 160 it is now checked whether the current value for l so n is smaller than a maximum current value l max . If this is not the case, in step 170, the ignition process is aborted.
  • step 12 the value ⁇ t on , that is to say the time duration by which the switch-on duration of the switches of the inverter is to be increased, is determined in step 180 on the difference .DELTA.l.
  • the current time t on becomes then calculated in step 190.
  • step 200 it is checked in step 200 whether the lamp has ignited. If this is the case, continuous operation is activated in step 210.
  • step 200 If the check in step 200 shows that the lamp has not yet ignited, U S oi ⁇ is increased by a predefinable increment ⁇ Usoii in step 220 and fed back to the input of step 120 as the current Usoii. From the control with the changed on-time t on , a new actual value l of the inductor current I D is formed in step 230 via the load circuit, which is fed back in step 170. Via the high pressure discharge lamp 20 of the inductor current is from the actual value, an actual value I 0 l ⁇ st U ⁇ st the lamp voltage U L at the step 240 is formed.
  • the achievement or exceeding of a maximum value U ma ⁇ of the lamp voltage U L and the reaching or exceeding of a maximum value l ma ⁇ of the inductor current I D were specified as termination criteria. Additionally or alternatively, it could be provided that before a termination in step 130, the lamp is operated for a predefinable period of time at a maximum value U ma ⁇ the lamp voltage U L and the abort is made only after exceeding a predeterminable period.

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Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Zünden einer Entladungslampe (20) mit einer Ansteuervorrichtung, an deren Ausgang ein Ansteuersignal mit einer vorgebbaren Frequenz bereitstellbar ist; einem Wechselrichter (14), der mit dem Ausgang der Ansteuervorrichtung gekoppelt ist und an dessen Ausgang ein Rechtecksignal mit einem vorgebbaren Tastverhältnis bereitstellbar ist; einem Lastkreis (16), der mit dem Ausgang des Wechselrichters (14) gekoppelt ist und mindestens einen Anschluss für die Entladungslampe (20) aufweist; einem ersten Regelkreis (R<SUB>i</SUB>) mit einer ersten Führungsgröße, einer ersten Stellgröße und einer ersten Regelgröße, wobei der erste Regelkreis (R<SUB>i</SUB>) eine erste Zeitkonstante aufweist; einem zweiten Regelkreis (R<SUB>a</SUB>) mit einer zweiten Führungsgröße, einer Hilfsstellgröße und einer zweiten Regelgröße, wobei der zweite Regelkreis (R<SUB>a</SUB>) eine zweite Zeitkonstante aufweist; wobei die Hilfsstellgröße des zweiten Regelkreises (R<SUB>a</SUB>) die erste Führungsgröße des ersten Regelkreises (R<SUB>i</SUB>) darstellt, und die erste Zeitkonstante mindestens um den Faktor 10 kleiner ist als die zweite Zeitkonstante, und wobei die erste Stellgröße das Tastverhältnis des Ausgangssignals des Wechselrichters (14) darstellt. Sie betrifft überdies ein Verfahren zum Zünden einer Entladungslampe (20) an einer derartigen Schaltungsanordnung.

Description

Schaltungsanordnung und Verfahren zum Zünden einer Entladungslampe
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Zünden einer Entladungslampe mit einer Ansteuervorrichtung, an deren Ausgang ein Ansteuersignal mit einer vorgebbaren Frequenz bereitstellbar ist, einem Wechselrichter, der mit dem Ausgang der Ansteuervorrichtung gekoppelt ist und an dessen Ausgang ein Rechtecksignal mit einem vorgebbaren Tastverhältnis bereitstellbar ist, einem Lastkreis, der mit dem Ausgang des Wechselrichters gekoppelt ist und mindestens einen Anschluss für die Entladungslampe aufweist, einem ersten Regelkreis mit einer ersten Führungsgröße, einer ersten Stellgröße und einer ersten Regelgröße, wobei der erste Regelkreis eine erste Zeitkonstante aufweist, einem zweiten Regelkreis mit einer zweiten Führungsgröße, einer Hilfsstellgröße und einer zweiten Regelgröße, wobei der zweite Regelkreis eine zweite Zeitkonstante aufweist. Sie betrifft überdies ein Verfahren zum Zünden einer Entladungslampe an einer derartigen Schaltungsanordnung.
Stand der Technik
Hoch- und Niederdruckentladungslampen benötigen zur Zündung hohe Spannungen, die von elektronischen Vorschaltgeräten bereitgestellt werden. Wie allgemein bekannt, werden Entladungslampen in einem großen Temperaturbereich eingesetzt, beispielsweise von -25 °C bis +60 °C. Problematisch hierbei gestaltet sich, dass die Induktivität der Lampendrossel, die üblicherweise im Lastkreis angeordnet ist, temperaturabhängig ist. So kann die maximale magnetische Flussdichte und damit die Induktivität in dem genannten Temperaturbereich um bis zu 20 % schwanken. Besonders problematisch ist, dass sich die Induktivität bei einer Erhöhung der Temperatur verringert. Damit geht die Lampendrossel bei höheren Temperaturen früher in Sättigung. Bei der genannten Reduktion der Induktivität um 20 % steigt die Resonanz- frequenz des Lastkreises, dessen Resonanz zur Zündung ausgenutzt wird, um circa 10 %. Nähert man sich daher der Resonanzfrequenz von hohen Frequenzen her an, wird die Resonanz und damit die Entstehung hoher Ströme bereits sehr viel früher erreicht als bei niedrigeren Temperaturen. Dies birgt die Gefahr einer Zerstörung der Schalter des Wechselrichters, die insbesondere häufig als MOSFET realisiert sind.
Diesem Problem wurde im Stand der Technik dadurch begegnet, dass die Sättigungsgrenze der Lampendrossel sehr hoch gewählt wurde, so dass auch bei hohen Umgebungstemperaturen eine Sättigung sicher ausge- schlössen werden konnte. Dies führt zu folgenden unerwünschten Nachteilen: Zum einen benötigt eine im Hinblick auf das Sättigungsverhalten großzügig dimensionierte Drossel viel Platz, da bei gleich bleibenden Wicklungsverlusten im Normalbetrieb eine größere Drosselbauform eingesetzt werden muß. Dies vergrößert außerdem die Gehäusegröße des elektronischen Vor- schaltgeräts. Beide Maßnahmen erhöhen die Kosten des elektronischen Vorschaltgeräts erheblich.
Zum anderen steigt bei gleicher Drosselbauform, jedoch höherer Sättigungsgrenze der Drossel die Verlustleistung der Drossel bzw. des elektronischen Vorschaltgeräts im Normalbetrieb. Dies resultiert in dem Erfordernis einer größeren Gehäusebauform für das elektronische Vorschaltgerät, damit es im Hinblick auf die thermische Beanspruchung zu keiner Verkürzung der Lebensdauer kommt.
Darstellung der Erfindung
Der vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, die eingangs genannte Schaltungsanordnung bzw. das eingangs genannte Verfah- ren derart weiterzubilden, dass es mit einer Lampendrossel realisiert werden kann, die deutlich kleiner dimensioniert ist als im Stand der Technik. Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen von Patentanspruch 1 sowie durch ein Verfahren mit den Merkmalen von Patentanspruch 11.
Die vorliegende Erfindung basiert zunächst auf der Erkenntnis, dass grundsätzlich eigentlich der Istwert Uιst der Lampenspannung UL überwacht und in kleinen Schritten bis zur vorgesehenen Maximalspannung erhöht werden sollte. Die vorliegende Erfindung basiert jedoch insbesondere auf der Erkenntnis, dass infolge der Sättigung der Lampendrossel bei hohen Temperaturen eine Nicht-Lineahtät zwischen dem Istwerts Uιst der Spannung UL an der Lampe und dem Istwert lιst des Stroms I0 durch die Drossel auftritt. Auf- grund dieser Nicht-Lineahtät genügt die Überwachung der Spannung allein nicht, vielmehr müssen beide Größen separat überwacht werden, da nicht mehr von der einen auf die andere geschlossen werden kann. Da aber bei einer Sättigung der Drossel der Strom I0 sehr schnell ansteigt, ist die infolge von Mess- und Regelzeitkonstanten langsame Ermittlung der Lampenspan- nung UL nicht schnell genug, um die Wechselrichterschalter abzuschalten. Letztere beträgt bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung zwischen 200 und 400 μs. Beträgt die Einschaltzeit ton des die Schalter des Wechselrichters ansteuernden Rechtecksignals 3 bis 10 μs, so zeigt auch dies, dass die Regelung der Lampenspannung UL mit der angegebenen Zeitkonstante zu langsam ist. Geht man davon aus, dass die Regelung so schnell sein sollte, dass bei einem exponentiellen Anstieg des Stroms ID nach Sättigung der Lampendrossel schnell genug abgeschaltet werden kann, so gelangt man zu der erfindungsgemäßen Idee, den Istwert lιst des Drosselstroms I0 zu regeln bzw. zu überwachen. Letzteres ist in dem Ausführungsbeispiel mit einer Zeit- konstante von 100 bis 200 ns möglich. Eine Regelung des Istwerts lιst des Drosselstroms I0 alleine, berücksichtigt jedoch nicht, dass gleichzeitig die Lampenspannung UL stufenweise bis zu einem Maximalwert, der im Bereich der vorgesehenen Zündspannung Uz liegt, gesteigert werden sollte. Es ist also einerseits der Istwert Uιst der Lampenspannung UL ZU erhöhen, um ir- gendwann die Zündspannung Uz zu erreichen, andererseits gleichzeitig der Istwert lιst des Drosselstroms I0 zu regeln, um sicherzustellen, dass bei Sät- - A -
tigung der Lampendrossel keine unerwünscht hohen Stromwerte entstehen, die zur Vernichtung der Schalter des Wechselrichters führen könnten.
Die vorliegende Erfindung löst diese Problematik in besonders geschickter Weise dadurch, dass die beiden Regelkreise, d. h. der naturgemäß langsa- me Regelkreis für die Regelung der Lampenspannung sowie der schnelle Regelkreis zur Regelung des Drosselstroms ID, miteinander verknüpft werden. Sie werden insbesondere so verknüpft, dass die Hilfsstellgröße des zweiten Regelkreises die erste Führungsgröße des ersten Regelkreises darstellt. Entspricht die zweite Führungsgröße dem Sollwert der Spannung an der Entladungslampe, die zweite Regelgröße dem Istwert der Spannung an der Entladungslampe, die erste Führungsgröße dem Sollwert des Stroms durch die Drossel und die erste Regelgröße dem Istwert des Stroms durch die Drossel, so wird mit anderen Worten der Istwert der Lampenspannung stufenweise erhöht (langsamer Regelkreis) und das sich daraus ergebende Anwachsen des Istwerts lιst des Drosselstroms (schneller Regelkreis) überwacht.
Wie sich bei realisierten Ausführungsbeispielen gezeigt hat, ist mit dieser Anordnung eine zuverlässige Regelung bis zum acht- bis zehnfachen des Sättigungsstroms der Lampendrossel möglich.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht daher eine von Temperatureinflüssen unabhängige Erzeugung einer insbesondere konstanten Zündspannung. Ein weiterer Vorteil liegt darin, dass mit dieser Regelung unabhängig von der Steilheit des Lastkreises stabile Spannungen erzeugt werden können. Außerdem werden durch die Erfindung die Bauteile, insbesondere die Lampen- drossel, die MOSFETs des Wechselrichters sowie die in der Schaltungsanordnung verwendeten Kondensatoren, während der Zündung weit weniger stark belastet als im Stand der Technik, wodurch sich die Lebensdauer der Bauteile erhöht. Ferner kann die Lampendrossel für Normalbetrieb verlustärmer dimensioniert werden. Das bedeutet, dass eine kleinere Drosselbau- form eingesetzt werden kann, was wiederum zum Platzgewinn und zu einer Kosteneinsparung beiträgt. Die Überwachung des Istwerts Uιst der Lampenspannung gemäß der vorliegenden Erfindung ermöglicht überdies auch die Realisierung der Kondensatoren in kleinerer Dimensionierung und kleinerer Bauform, dadurch dass hohe Spannungen vermieden werden können.
Alternativ zu dem vorgestellten Ausführungsbeispiel, bei dem die zweite Führungsgröße dem Sollwert der Spannung an der Entladungslampe und die zweite Regelgröße dem Istwert der Spannung an der Entladungslampe entsprochen hat, ist es selbstverständlich ohne weiteres möglich, als zweite Führungsgröße den Sollwert des Stroms durch die Drossel und als zweite Regelgröße den Istwert des Stroms durch die Drossel zu verwenden.
Bevorzugt entspricht die zweite Führungsgröße dem zeitlichen Mittelwert innerhalb eines vorgebbaren Zeitraums. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel beträgt dieser Zeitraum zwischen 200 μs und 1 ms.
Während in den aus den Stand der Technik bekannten Schaltungsanordnun- gen die Frequenz variiert wird, um die Zündspannung zu erreichen, bleibt bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung die Frequenz bevorzugt fest. Damit kann eine Frequenz fest vorgegeben werden, Maßnahmen zur Variation der Frequenz können entfallen.
Die erste Zeitkonstante beträgt bevorzugt 10 bis 1000 ns, bevorzugt 100 bis 200 ns. Die zweite Zeitkonstante beträgt bevorzugt 10 bis 1000 μs, bevorzugt 200 bis 400 μs. Vergleicht man damit die Einschaltzeit ton des den Wechselrichter ansteuernden Signals, die in der Größenordnung zwischen 1 und 50 μs, bevorzugt zwischen 3 und 10 μs beträgt, erkennt man, dass die Stromregelung sehr viel schneller, die Spannungsregelung sehr viel langsa- mer ist. Die Frequenz des die Schalter des Wechselrichters ansteuernden Signals liegt bevorzugt in zwischen 30 kHz und 100 kHz. Der erste Regelkreis ist damit so schnell, dass er bei einem exponentiellen Anstieg des Stroms ID durch die Drossel nach Beginn der Sättigung der Lampendrossel schnell genug abgeschaltet werden kann, noch bevor für die Schalter des Wechselrichters kritische Strombereiche auftreten.
Wie bereits erwähnt, weisen der erste Regelkreis und der zweite Regelkreis jeweils eine Störgröße auf, die in erster Linie die Umgebungstemperatur dar- stellt.
Bevorzugt weist eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weiterhin eine Zünddetektionsvorrichtung auf, die ausgelegt ist, eine Zündung der Entladungslampe zu detektieren und nach der Detektion der Zündung den ersten und den zweiten Regelkreis vom Zündbetrieb in den Dauerbetrieb umzu- schalten.
Weitere bevorzugt Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die im Vorangegangenen mit Bezug auf die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen und deren Vor- teile gelten entsprechend, soweit anwendbar, für das erfindungsgemäße Verfahren.
Kurze Besch reibu ng der Zeichnung(en)
Im Nachfolgenden wird nunmehr ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 in schematischer Darstellung die Verkopplung eines ersten und eines zweiten Regelkreises bei einer ersten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
Fig. 2 in schematischer Darstellung die Verkopplung eines ersten und eines zweiten Regelkreises bei einer zweiten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung; und Fig. 3 den für die Ausführungsform von Fig. 1 zugehörigen Signalflussgraphen.
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Fig. 1 zeigt in schematischer Darstellung die Verkopplung eines ersten, inneren R1 und eines zweiten, äußeren Regelkreises R3 gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Demnach ist die Führungsgröße des äußeren Regelkreises R3 der Sollwert USOιι der Lampenspannung UL einer nicht dargestellten Entladungslampe. Die Rückführgröße wird gebildet durch den Istwert Uιst der Lampenspannung UL, die gleichzeitig die Regelgröße des äußeren Regelkreises darstellt. Die Diffe- renz ΔU aus dem Sollwert USoiι und dem Istwert Uιst der Lampenspannung UL stellt den Regelfehler dar, der einem Block 10 zugeführt wird, der zur Mittelwertbildung ein I-Glied (Integrierer) sowie eine Tabelle oder eine Umrechnungsformel enthält, mit der aus dem Integral über die Differenz ΔU ein Sollwert I soii des Drosselstroms ID festgelegt werden kann. Dieser dient als Füh- rungsgröße des inneren Regelkreises. Dort wird zunächst wieder die Differenz Δl zum Istwert lιst des Drosselstroms I0 gebildet, welche einem Block 12 zugeführt wird, um dort über eine Formel oder eine Nachschlagtabelle eine Änderung Δton der Einschaltzeit und damit des Tastverhältnisses des dem Wechselrichter 14, der bevorzugt als Halbbrückenschaltung mit zwei MOSFET-Transistoren ausgebildet ist, zuzuführenden Signals. Der Wechselrichter 14 speist den Lastkreis 16 und erzeugt dabei den Istwert lιst des Drosselstroms ID- Der Istwert lιst dient über eine Rückführung 18 als Rückführgröße des inneren Regelkreises R1. An der Lampe 20, insbesondere deren Be- schaltung, die einen Resonanzkondensator umfasst, wird aus dem Istwert lιst des Drosselstroms ID der Istwert Uιst der Lampenspannung UL gebildet. Dieser dient als Rückführgröße des äußeren Regelkreises Ra.
Die Zeitkonstante des inneren Regelkreises R1 beträgt zwischen 10 und 1000 ns, bevorzugt zwischen 100 und 200 ns. Die Zeitkonstante des äuße- ren Regelkreises R3 beträgt zwischen 10 und 1000 μs, bevorzugt zwischen 200 und 400 μs.
Fig. 2 zeigt in schematischer Darstellung ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung mit der Kopplung eines ersten Regelkreises R1 und eines zweiten Regelkreises R3, wobei die mit Bezug auf Fig. 1 eingeführten Bezugszeichen für gleiche und ähnliche Elemente weiterhin gelten und deshalb nicht nochmals beschrieben werden. Im Unterschied zu Fig. 1 wird jedoch vorliegend als Regelgröße des äußeren Regelkreises R3 der Istwert lιst des Drosselstroms I0 verwendet. Entsprechend ist die Führungsgröße des äußeren Re- gelkreises der Sollwert lSOιia des Drosselstroms ID- Diese Größe wird bevorzugt an dem Resonanzkondensator des Zündkreises, der Teil des Lastkreises ist, ermittelt.
Fig. 3 zeigt den zum Ausführungsbeispiel von Fig. 1 zugehörigen Signalflussgraphen. Nach dem Start im Schritt 100 wird im Schritt 1 10 der Sollwert Usoii auf den Startwert USOιistart gesetzt. Im Schritt 120 wird geprüft, ob USOιι kleiner einem Maximalwert Umaχ der Spannung UL an der Lampe ist. Dies soll zur Vermeidung von Schäden an der Schaltungsanordnung sicherstellen, dass der Bereich, in dem die Lampe üblicherweise zündet, nicht verlassen wird. Liegt USoiι über Umaχ, führt dies im Schritt 130 zum Abbruch des Zünd- Vorgangs. Liegt hingegen USOιι unter LLax, wird im Schritt 140 die Differenz ΔU gebildet aus dem gegenwärtigen Istwert Uιst der Lampenspannung UL und dem vorgegebenen Sollwert USOιι- Diese Differenz ΔU wird dem Block 10 zugeführt und liefert im Schritt 150 den aktuellen Sollwert lSOιι für den Drosselstrom I0. Im Schritt 160 wird nunmehr geprüft, ob der aktuelle Wert für lson kleiner einem Maximalstromwert lmax ist. Ist dies nicht der Fall, wird im Schritt 170 der Zündvorgang abgebrochen. Sofern lson kleiner lmax ist, wird im Schritt 175 die Differenz Δl aus dem Sollwert lson und dem Istwert lιst des Drosselstroms ID gebildet. Im Block 12 wird in Schritt 180 aud der Differenz Δl der Wert für Δton, d. h. die Zeitdauer ermittelt, um die die Einschaltdauer der Schalter des Wechselrichters zu erhöhen ist. Die aktuelle Zeitdauer ton wird daraufhin im Schritt 190 berechnet. Anschließend wird im Schritt 200 geprüft, ob die Lampe gezündet hat. Sofern dies der Fall ist, wird im Schritt 210 der Dauerbetrieb aktiviert. Falls die Überprüfung im Schritt 200 ergibt, dass die Lampe noch nicht gezündet hat, wird USoiι um eine vorgebbare Schrittweite ΔUsoii im Schritt 220 erhöht und an den Eingang von Schritt 120 als aktuelles Usoii zurückgeführt. Aus der Ansteuerung mit der veränderten Einschaltzeit ton wird im Schritt 230 über den Lastkreis ein neuer Istwert lιst des Drosselstroms ID gebildet, der im Schritt 170 zurückgeführt wird. Über die Hochdruckentladungslampe 20 wird aus dem Istwert lιst des Drosselstroms I0 ein Istwert Uιst der Lampenspannung UL im Schritt 240 gebildet.
In dem in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel wurden als Abbruchkriterien das Erreichen bzw. die Überschreitung eines Maximalwerts Umaχ der Lampenspannung UL sowie die das Erreichen bzw. die Überschreitung eines Maximalwerts lmaχ des Drosselstroms ID angegeben. Zusätzlich oder alterna- tiv könnte vorgesehen sein, dass vor einem Abbruch in Schritt 130 die Lampe über eine vorgebbare Zeitdauer bei einem Maximalwert Umaχ der Lampenspannung UL betrieben wird und der Abbruch erst nach Überschreitung eines vorgebbaren Zeitraums vorgenommen wird.

Claims

Ansprüche
1 . Schaltungsanordnung zum Zünden einer Entladungslampe (20) mit
- einer Ansteuervorrichtung, an deren Ausgang ein Ansteuersignal mit einer vorgebbaren Frequenz bereitstellbar ist;
- einem Wechselrichter (14), der mit dem Ausgang der Ansteuervorrich- tung gekoppelt ist und an dessen Ausgang ein Rechtecksignal mit einem vorgebbaren Tastverhältnis bereitstellbar ist;
- einem Lastkreis (16), der mit dem Ausgang des Wechselrichters (14) gekoppelt ist und mindestens einen Anschluss für die Entladungslampe (20) aufweist, wobei der Lastkreis eine Lampendrossel umfasst, die seriell zwischen den Ausgang des Wechselrichters (14) und den mindestens einen Anschluß für die Entladungslampe (20) gekoppelt ist;
- einem ersten Regelkreis (R1) mit einer ersten Führungsgröße, einer ersten Stellgröße und einer ersten Regelgröße, wobei der erste Regelkreis (R1) eine erste Zeitkonstante aufweist; - einem zweiten Regelkreis (R3) mit einer zweiten Führungsgröße, einer
Hilfsstellgröße und einer zweiten Regelgröße, wobei der zweite Regelkreis (Ra) eine zweite Zeitkonstante aufweist; und dadurch gekennzeichnet, dass die Hilfsstellgröße des zweiten Regelkreises (R3) die erste Füh- rungsgröße des ersten Regelkreises (R1) darstellt, wobei die erste Zeitkonstante mindestens um den Faktor 10 kleiner ist als die zweite Zeitkonstante, und wobei die erste Stellgröße das Tastverhältnis des Ausgangssignals des
Wechselrichters (14) darstellt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die erste Führungsgröße dem Sollwert (lSOιι) des Stroms (ID) durch die Lampendrossel und die erste Regelgröße dem Istwert (lιst) des Stroms (ID) durch die Lampendrossel entspricht.
3. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Führungsgröße dem Sollwert (lSOιι) des Stroms (ID ) durch die Lampendrossel und die zweite Regelgröße dem Istwert (lιst) des Stroms (I0) durch die Lampendrossel entspricht.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Führungsgröße dem Sollwert (USoiι) der Spannung an der Entladungslampe (20) und die zweite Regelgröße dem Istwert (Uιst) der Spannung an der Entladungslampe (20) entspricht.
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Führungsgröße dem zeitlichen Mittelwert innerhalb eines vorgebbaren Zeitraums entspricht.
6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz fest ist.
7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Zeitkonstante 10 bis 1000 ns, bevorzugt 100 bis 200 ns, beträgt.
8. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Zeitkonstante 10 bis 1000 μs, bevorzugt 200 bis 400 μs, beträgt
9. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Regelkreis (R1) eine erste Störgröße und der zweite Regelkreis (Ra) eine zweite Störgröße aufweist, die jeweils die Umgebungstemperatur darstellt.
10. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass sie weiterhin eine Zünddetektionsvorrichtung aufweist, die ausgelegt ist eine Zündung der Entladungslampe (20) zu detektieren und nach der Detektion der Zündung den ersten (R1) und den zweiten Regelkreis (R3) vom Zündbetrieb in den Dauerbetrieb umzuschalten.
1 1 . Verfahren zum Zünden einer Entladungslampe (20) an einer Schaltungsanordnung mit einer Ansteuervorrichtung, die an ihrem Ausgang ein Ansteuersignal mit einer vorgebbaren Frequenz bereitstellt, einem Wechselrichter (14), der mit dem Ausgang der Ansteuervorrichtung gekoppelt ist und der an seinem Ausgang ein Rechtecksignal mit einem vorgebbaren
Tastverhältnis bereitstellt, einem Lastkreis (16), der mit dem Ausgang des Wechselrichters (14) gekoppelt ist und mindestens einen Anschluss für die Entladungslampe (20) aufweist, wobei der Lastkreis (1 6) eine Lampendrossel umfasst, die seriell zwischen den Ausgang des Wechselrich- ters (14) und den mindestens einen Anschluß für die Entladungslampe
(20) gekoppelt ist, einem ersten Regelkreis (R1) mit einer ersten Führungsgröße, einer ersten Stellgröße und einer ersten Regelgröße, wobei der erste Regelkreis (R1) eine erste Zeitkonstante aufweist, einem zweiten Regelkreis (Ra) mit einer zweiten Führungsgröße, einer Hilfsstellgröße und einer zweiten Regelgröße, wobei der zweite Regelkreis (R3) eine zweite
Zeitkonstante aufweist; gekennzeichnet durch folgende Schritte:
- Koppeln des ersten (R1) und des zweiten Regelkreises (R3) derart, dass die Hilfsstellgröße des zweiten Regelkreises (R3) die erste Füh- rungsgröße des ersten Regelkreises (R1) darstellt; - Festlegen der ersten Zeitkonstante mindestens um den Faktor 10 kleiner als die zweite Zeitkonstante;
- Verwenden des Tastverhältnisses des Ausgangssignals des Wechselrichters (14) als erste Stellgröße.
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