EP2025052A1 - Wechselrichterschaltung und verfahren zum betreiben der wechselrichterschaltung - Google Patents

Wechselrichterschaltung und verfahren zum betreiben der wechselrichterschaltung

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EP2025052A1
EP2025052A1 EP07728203A EP07728203A EP2025052A1 EP 2025052 A1 EP2025052 A1 EP 2025052A1 EP 07728203 A EP07728203 A EP 07728203A EP 07728203 A EP07728203 A EP 07728203A EP 2025052 A1 EP2025052 A1 EP 2025052A1
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EP
European Patent Office
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switching element
voltage
inverter circuit
primary
switching
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP07728203A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Jalal Hallak
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Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG Oesterreich
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Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG Oesterreich filed Critical Siemens AG Oesterreich
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Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H02M3/005—Conversion of DC power input into DC power output using Cuk converters

Definitions

  • the invention relates to an inverter circuit comprising a primary circuit and a secondary circuit, which are galvanically isolated by means of a transformer, wherein the primary circuit comprises means for clocked connecting a primary winding to a voltage applied to the input of the inverter circuit DC voltage and wherein the secondary circuit means for connecting a secondary winding to a comprises alternating voltage applied to the output of the inverter circuit. Furthermore, the invention relates to a method for operating the inverter circuit.
  • Step-up converter step-down divider or high-gain divider and combinations thereof.
  • Step-up converter step-down divider or high-gain divider and combinations thereof.
  • here is a publication in the magazine EDN of Oct. 17, 2002 "Slave Converters Power Auxiliary Outputs", headed by Sanjaya Maniktala;
  • Inverter circuits are used for example in photovoltaic systems to transform the direct current generated by photovoltaic cells so that a feed into public AC grids is possible. Especially in photovoltaic systems are
  • Inverter circuits with high efficiencies required to enable an economic use of this alternative power generation.
  • various requirements of the power grid operators and the authorities must be met, for example, the supply of a sinusoidal current or the galvanic isolation of photovoltaic cells and the public grid.
  • the invention is based, for a
  • Inverter circuit of the type mentioned an improvement over the prior art specify.
  • this object is achieved by an inverter circuit, a primary circuit and a
  • Comprising a secondary circuit which are galvanically isolated by means of a transformer
  • the primary circuit comprises means for clocked connection of a primary winding to a voltage applied to the input of the inverter circuit DC voltage and wherein the secondary circuit comprises means for connecting a secondary winding to a voltage applied to the output of the inverter circuit AC voltage, and wherein Furthermore, the primary circuit is connected to the DC voltage with a first throttle and wherein the secondary winding is connected in series with a first capacitor via a full bridge formed of four switching elements with a second throttle to the AC voltage.
  • the inverter circuit according to the invention is suitable for the use of high-frequency transformers of small size, whereby a small and inexpensive inverter with galvanic isolation can be realized.
  • Inverter circuit with high efficiency.
  • the two chokes of the input and the output ripple low and the entire inverter circuit is protected on both sides against voltage spikes.
  • buffer circuits can be realized, wherein the inverter arrangement is arranged between a battery and a power grid. In the event of an excess of energy in the power grid, the battery is then charged from the grid by the inverter transferring energy from the actual secondary side to the actual primary side.
  • Bidirectional energy transfer also allows the connection of a photovoltaic system to an island AC grid, where capacitive and inductive loads cause phase shifts between voltage and current.
  • the reactive power can then be transferred from the grid into a storage capacitor on the primary side of the inverter circuit.
  • the full bridge is arranged in a simple manner in such a way that a first
  • Winding terminal of the secondary winding via a first switching element with a first terminal of the second throttle and is connected via a fourth switching element to a reference potential of the AC voltage and that a second winding terminal of the secondary winding is connected in series with the first capacitor via a second switching element to the first terminal of the second choke and a third switching element to the reference potential of the AC voltage.
  • an advantageous embodiment of the invention provides that the primary circuit comprises a fifth switching element and a second capacitor, which are arranged together with the first choke as the primary stage of a Cuk converter.
  • the primary circuit comprises a fifth switching element and a second capacitor, which are arranged together with the first choke as the primary stage of a Cuk converter.
  • the primary circuit comprises a divided primary winding and a fifth and a sixth switching element, which are arranged together with the first choke as a primary stage of a push-pull converter.
  • no capacitor on the primary side is required.
  • no extra winding is needed to discharge the magnetic field of the transformer as the magnetic field of the transformer is used in both directions.
  • the primary winding, the secondary winding and the winding of the first choke are arranged on a transformer core. This achieves a more compact design of the circuit, on the one hand Saves costs and on the other hand leads to a reduction in the size of the inverter device.
  • the switching elements are formed as insulating layer field effect transistors with N-channel barrier layer.
  • the parasitic diodes of these electronic switching elements reduce the required switching operations, since these parasitic diodes act on the secondary side regardless of the switching state as a rectifier elements.
  • switching elements are designed as so-called insulated gate bipolar transistors (IGBTs) with diodes arranged in parallel therewith. These switching elements have a particularly low drop voltage when switched on and thus lead to low losses.
  • IGBTs insulated gate bipolar transistors
  • a method for operating the inverter circuit provides that during a positive alternating voltage half-cycle the first switching element is switched off and the second and fourth switching elements are switched on and that the third switching element is clocked inversely to the clock of the primary circuit and further that during a negative alternating voltage half-cycle the fourth switching element turned off and the first and third switching element are turned on and that the second switching element is clocked inversely to the clock of the primary circuit.
  • An advantageous method provides that, in the case of a positive alternating voltage half-cycle and a negative output current, the third switching element is pulsed-pulse-modulated in such a way that each charging cycle of the transformer starts with a switching on of the third switching element and that with a negative alternating half-wave and a positive output current the second switching element is clocked in such a way that each charging cycle of the transformer starts with the switching on of the second switching element.
  • This energy can be transferred from the network to the actual primary side.
  • this method enables the primary-side recording of reactive power and thus the use of the inverter circuit in an island alternating voltage network.
  • FIG. 1 inverter circuit with Cuk primary stage and general switching elements
  • FIG. 2 inverter circuit with Cuk primary stage and N channel insulated gate field effect transistors (junction MOSFETs)
  • FIG. 3 inverter circuit according to FIG. 1 with
  • FIG. 4 inverter circuit according to FIG. 1 with
  • FIG. 5 inverter circuit corresponding to FIG. 1 with current flow during a switch-on at a negative half-wave Fig. 6 inverter circuit according to FIG. 1 with
  • FIG. 7 Inverter circuit corresponding to FIG. 1 with current flow during recovery during a
  • FIG. 9 shows the inverter circuit according to FIG. 1 with current flow during regeneration during a switch-on phase in the case of a negative half-wave.
  • Fig. 11 Time course of the voltage and control signals at energy flow in the AC voltage network
  • Fig. 12 Time course of the voltage and control signals when fed back from the AC voltage network
  • Fig. 13 Time course of the mains voltage, the mains current and the control signals at reactive power consumption with inductive load in isolated operation
  • Fig. 14 Time course of the mains voltage, the mains current and the control signals at reactive power consumption with capacitive load in isolated operation
  • Fig. 15 inverter circuit with electrically isolated push-pull primary stage and general switching elements
  • MOSFETs Fig. 17 inverter circuit corresponding to FIG. 15 with current flow during a switch-on at a positive half-wave
  • Fig. 18 inverter circuit corresponding to FIG. 15 with current flow during a turn-off at a positive half-wave
  • FIG. 19 shows an inverter circuit corresponding to FIG. 15 with current flow during a switch-on phase at a negative half-wave
  • FIG. 20 shows an inverter circuit corresponding to FIG. 15 with current flow during a switch-off phase at a negative half-cycle
  • FIG. 22 shows an inverter circuit corresponding to FIG. 15 with current flow during regeneration during a switch-off phase in the case of a positive half-cycle
  • FIG. 23 Inverter circuit corresponding to FIG. 15 with current flow during recovery during a
  • FIG. 27 inverter circuit corresponding to FIG. 25 with current flow during a switch-on at a positive half-wave
  • Fig. 28 inverter circuit corresponding to FIG. 25 with current flow during a turn-off at a positive half-wave
  • FIG. 29 inverter circuit corresponding to FIG. 25 with current flow during a switch-on at a negative half-wave
  • FIG. 32 inverter circuit corresponding to FIG. 25 with
  • FIG. 33 shows an inverter circuit corresponding to FIG. 25 with a current flow when fed back during a switch-on phase in the case of a negative half-cycle
  • FIG. 34 Inverter circuit corresponding to FIG. 25 with current flow during recovery during a
  • Fig. 35 inverter circuit with potential-separated half-bridge primary stage and general switching elements
  • FIG. 1 shows a primary stage of a Cuk converter with a transformer T and a secondary stage designed as a full bridge.
  • the secondary stage comprises four switching elements Sl, S2, S3 and S4, which are interconnected as a full bridge.
  • the full bridge connects a secondary winding N 3 arranged on the transformer T in series with a first capacitor C s via a second choke L 3 and an output capacitor C 0 with an AC voltage UNETZ.
  • the primary stage comprises a transformer arranged on the primary winding N P , which is connected in series with a second capacitor C P and a first inductor L P via an input capacitor C 1 to a DC voltage U IN .
  • a fifth switching element S5 is arranged.
  • the primary and secondary windings N P , N 3 are arranged with the same winding direction on the transformer T. It can also be a three-legged one, for example
  • Transformer core are used, wherein the primary and the secondary winding N P , N 3 are arranged on the outer legs and the winding of the first inductor L P on the inner leg.
  • circuit arrangement shown in Figure 2 corresponds to that in Figure 1 with the difference that the circuit elements Sl, S2, S3, S4 and S5 are formed as N-channel junction MOSFETs.
  • the fifth switching element S5 formed as a MOSFET is arranged with the parasitic diode in such a way that the source terminal is connected to the negative pole and the drain terminal via the first inductor L P to the positive pole of the DC voltage U ⁇ N .
  • the switching elements S1, S2, S3 and S4 of the full bridge designed as MOSFETs are arranged in such a manner that the winding start of the secondary winding N 3 is connected to the source terminals of the first and the fourth
  • Switching element Sl and S4 of the first bridge half is connected and that the winding end of the secondary winding N. via the first capacitor C 3 is connected to the drain terminals of the second and third switching element S2 and S3 of the second bridge half.
  • the parasitic diodes of the MOSFETs become conductive only in the desired current direction.
  • the current flows in certain Phases of a switching cycle also by certain switched-off MOSFETs, which reduces the required switching signal changes.
  • These particular MOSFETs do not need to be turned on extra during these switching cycle phases to allow the desired current flow as the current flows through the parasitic diodes. Due to the lower drop voltages of the switched MOSFET switch with respect to the parasitic diodes, however, it is advantageous to always switch the designed as a MOSFET switch elements according to the desired current flow.
  • IGBTs with parallel-connected fast diodes. These fast diodes have lower switching losses than the parasitic diodes of the MOSFETs and replace, for example, the switching cycles of a third switching element S3 embodied as an IGBT during the feeding into an AC voltage network (FIGS. 3 and 4).
  • a second switching element S2 embodied as an IGBT then always remains open during the feeding into an alternating voltage network (FIGS. 3 and 4), the current flowing in the fast diode connected in parallel.
  • FIGS. 3 to 10 The desired current flow and the corresponding switching states are shown in FIGS. 3 to 10 for the circuit shown in FIG.
  • FIGS. 3 to 6 show the current flow when fed into an AC voltage network with mains-controlled operation.
  • the inverter circuit supplies the current generated by a current source in the AC voltage network in synchronism with the AC mains voltage U NETZ .
  • the first switching phase is shown at a positive half-wave.
  • the first switching element Sl of the full bridge is always off during a positive half-wave.
  • the second and fourth switching elements S2 and S4 are always turned on during a positive half-wave.
  • the first cycle begins with the switching on of the fifth switching element S5 in the primary stage and the switching off of the third switching element S3 of the full bridge.
  • Switching elements Sl and S3 are connected inversely to each other.
  • FIG. 4 shows the next phase, at the beginning of which the fifth switching element S5 is switched off and the third switching element S3 is switched on.
  • current continues to flow from the positive pole of the DC voltage U ⁇ N through the first inductor Lp and further (opposite the switch-on phase in the reverse direction) via the second capacitor C P through the primary winding N P to the negative pole of the DC voltage U ⁇ N .
  • a second secondary-side circuit is formed by the switched-third switching element, the first capacitor C 3 , the secondary winding N 3 and the fourth turned on Switching element S4, wherein the current direction in the secondary winding N 3 is reversed from the previous phase.
  • the transformer T is demagnetized for the next switch-on.
  • FIGS. 5 and 6 the current flow during a switch-on and a switch-off phase is shown with a negative mains voltage half-cycle.
  • the first and the third switching element Sl and S3 are turned on during the entire negative half cycle.
  • the fourth switching element is switched off during the entire negative half cycle and the second switching element clocks inversely to the fifth switching element S5 of the primary stage.
  • the first cycle begins with the turning on of the fifth switching element S5 and the turning off of the second switching element S2.
  • the primary-side current flow corresponds to that shown in FIG. Secondary current is induced in the secondary winding N 5 and flows through the first capacitor C s and the third switching element S3 in the
  • the subsequent switch-off phase begins with the switching-off of the fifth switching element S5 and the switching-on of the second switching element S2.
  • the primary-side current flow corresponds to that shown in FIG.
  • the current flow in the secondary coil N 5 again rotates, whereby a first circuit via the first switching element Sl, the second
  • Switching element S2 and the first capacitor C s extends.
  • a second circuit extends in the same direction via the second switching element S2, the third switching element S3, the AC voltage network and the second inductor L 3rd During this phase, the transformer T is demagnetized again for the next power-on.
  • the circuit shown allows a flow of energy from the actual secondary side to the actual primary side.
  • a reverse flow of energy may be required when e.g. primary side one
  • This battery serves as a buffer for an alternative power source and usually supplies power to the grid, but can also be charged with energy from the grid using an inverter circuit according to the invention. In the same way it is possible
  • the inverter circuit can be used to connect power sources with buffer elements (e.g., battery, electrolytic capacitors) to an island power network.
  • buffer elements e.g., battery, electrolytic capacitors
  • inductive and capacitive loads lead to an unequaled reactive power. But even in public grids, the grid load can be reduced by feeding back reactive power, if the feedback is done in the immediate vicinity of the load causing the reactive power.
  • FIGS. 7 to 10 an energy transfer from a secondary voltage network connected to the actual primary side is shown. In this case, as shown in Figures 7 and 8, during a positive
  • the third switching element S3 of the full bridge clocks inversely to the fifth switching element S5 of the primary stage.
  • One cycle begins with the turning on of the third switching element S3 and the turning off of the fifth Switching element S5.
  • the second inductor L 3 charges, the circuit being closed via the second and third switching elements S2 and S3.
  • a second secondary-side circuit runs in the same direction via the third switching element S3 and the fourth
  • the third switching element S3 is turned off and the fifth switching element S5 is turned on.
  • the switching states of the remaining switching elements Sl, S2 and S4 remain unchanged.
  • current from the AC voltage network continues to flow through the second inductor L 3 via the second switching element S2 and further via the first capacitor C 3 , the secondary winding N 3 and the fourth switching element S4.
  • the current direction turns in the
  • Primary winding N P and about the fifth switching element S5 and the second capacitor C P is a first primary-side circuit.
  • FIGS. 9 and 10 show the feeding back in the event of a negative line half-wave.
  • the first and the third switching element Sl and S3 are turned on and the fourth switching element S4 off.
  • Switching element S2 clocks inversely to the fifth switching element S5.
  • the switching-on phase shown in FIG. 9 begins with the switching on of the second switching element S2 and the switching off of the fifth switching element. From the mains current flows through the third switching element S3 and the second switching element S2 in the second inductor L 3rd In a second circuit, current flows in the same direction over the second Switching element S2 further via the first switching element Sl in the secondary coil N 3 and further on the first capacitor C s • On the actual primary side of the current flow corresponds to that shown in Figure 7.
  • the turn-off phase shown in Figure 10 begins with the switching off of the second switching element S2 and the turning on of the fifth switching element S5. Current continues to flow through the second inductor L 3 from the power network via the third switching element S3, the first capacitor C s , the
  • Figures 11 to 14 show the timing of a positive and a negative voltage half-wave with different current flows corresponding switching states of the switching elements Sl, S2, S3, S4 and S5.
  • FIG. 11 AC voltage network is shown in FIG. 11. As also shown in FIGS. 3 to 6, a turn-on signal is applied to the second and fourth switching elements S2 and S4 during a positive mains voltage half-cycle. The first switching element Sl remains off. During a negative
  • Switching element S5 longer in relation to the turn-off according to a pulse width modulation.
  • the switching signal for the third switching element S3 is inversely to the switching signal for the fifth switching element.
  • the fifth switching element S5 clocks in the same way. Instead of the third switching element S3, however, the second switching element S2 clocks inversely thereto.
  • FIG. 12 shows the time profile during a feed-back from a public alternating voltage network.
  • the first and the fourth switching elements Sl and S4 are acted on as before during the entire sine wave with mutually inverse switching signals. This is the first one
  • Switching element Sl is turned off during a positive voltage half cycle and the fourth switching element S4 is turned on as well as the second switching element S2.
  • the third switching element S3 clocks inversely to the fifth switching element S5, wherein a switching cycle with the switching of the third
  • Switching element S3 begins. With increasing mains voltage, the turn-on time of the third switching element in relation to the turn-off time becomes shorter in accordance with a pulse width modulation. The turn-on time of the fifth switching element S5 is therefore the longest at the maximum mains voltage.
  • the fifth switching element S5 clocks in the same way as during the positive mains voltage half-cycle.
  • the second switching element S2 clocks inversely thereto.
  • the reversal of energy transfer when fed back from the grid is Accordingly, caused by the reverse turn-on of each other inversely clocking switching elements S5 and S3 or S2 at each switching cycle.
  • the ratios of the switch-on to the switch-off are different according to the voltage level.
  • the inverter circuit according to the invention is operated in an isolated grid, then the mains current of the mains voltage usually runs ahead or behind, depending on the capacitive and inductive properties of the connected loads.
  • the switching states of the first switching element Sl and the fourth switching element S4 correspond to those shown in Figure 11.
  • the third switching element S3 and during a negative half-wave clock the second switching element S2 inverse to the fifth switching element S5. If the signs of the mains current and the mains voltage are the same (sections b and d), a switching cycle begins with the switching on of the fifth
  • a switching cycle begins with the switching on of the third switching element S3 during a positive voltage half-cycle (section a) and with the switching on of the second switching element S2 during a negative voltage half-cycle (section c).
  • FIG. 14 shows the time profiles in the case of isolated operation with capacitive load.
  • the mains current precedes the mains voltage.
  • the ratios of the switch-on times to the switch-off times of the clocking switching elements S5, S3 and S2 thus change.
  • FIG. 15 shows a circuit whose secondary side corresponds to that shown in FIG. On the primary side, the primary stage of a Cuk converter is replaced by the primary stage of a push-pull converter. This eliminates the second
  • Capacitor and the primary winding N P is designed to be split, wherein each part of the primary winding N P is connected with an own switching element S5 and S6 to the DC voltage U ⁇ N .
  • the primary stage is again connected via a first throttle L P to the DC voltage U ⁇ N , whereby a small ripple is effected as in the Cuk primary stage.
  • Figure 16 shows the circuit shown in Figure 15, wherein the switching elements are formed as N-channel junction MOSFETs.
  • the arrangement of the source and drain terminals corresponds to the secondary side of that shown in Figure 2.
  • On the primary side are the switching elements.
  • FIGS. 17 and 18 Source terminals of the two switching elements S5 and S6 connected to the negative pole of the DC voltage U IN .
  • the switch-on phase and the switch-off phase are shown during a positive mains voltage half-cycle when fed into an AC voltage network.
  • the switching states of the secondary-side switching elements Sl, S2, S3 and S4 correspond to those shown in Figures 3 and 4.
  • the switch-on phase begins with the switching on of the fifth switching element S5 in the primary stage (FIG. 17). In this case, current flows from the positive pole of the DC voltage U IN via the first choke L P and from the end of the coil to
  • ES energy is transmitted via the transformer T to the secondary side and fed into the connected network.
  • the Ausschalphase begins with the fact that the fifth switching element S5 turns off and the sixth switching element S6 and the third switching element S3 turns on.
  • the primary-side current thus continues to flow through the first inductor L P and from the beginning of the winding to the winding end of the second part of the primary winding N P via the sixth switching element S6 to the negative pole of the DC voltage U ⁇ N .
  • FIG. 19 starts turning on the fifth switching element S5 and turning off the sixth and second switching elements S6 and S2.
  • the current flow thus corresponds to that shown in FIG. 17.
  • the switch-off process begins again with the switching of the primary-side switching elements S5 and S6 and the switching on of the second switching element S2.
  • FIGS. 21 and 22 show the switch-on phase and the switch-off phase when fed back from one
  • a switch-on phase begins with the switching on of the third switching element S3 and the switching from the fifth to the sixth switching element S6.
  • electricity is in the second part of the
  • the third switching element S3 switches off and the primary side is switched from the sixth to the fifth switching element S5.
  • current continues to flow through the first choke L P to the positive pole of the DC voltage and the transistor T is demagnetized.
  • FIGS. 23 and 24 the switch-on phase and the switch-off phase during regeneration from an AC voltage network are shown on the actual primary side during a negative voltage half-cycle.
  • the switching states and the current flows on the primary side correspond to those shown in FIGS. 21 and 22.
  • the circuit states of the secondary side are identical to those in FIGS. 9 and 10.
  • FIG. 25 shows an exemplary inverter circuit with an unchanged secondary side.
  • a full bridge stage is arranged on the primary side.
  • the switching elements are formed as N-channel junction MOSFETs, wherein the primary side, the source terminals are connected to the negative and the drain terminals to the positive pole of the DC voltage U IN .
  • the connection to the DC voltage U IN again takes place via a first choke L P to protect the circuit against voltage spikes and to keep the ripple low.
  • this inverter circuit according to FIG. 25 is shown with different switching states and current flows during feeding in during a positive and a negative half-wave as well as during feeding back during a positive and a negative half-wave.
  • the switching states and current flows on the secondary side correspond to those in FIGS. 3 to 10 and 17 to 24, respectively.
  • a primary winding N P On the primary side, a primary winding N P is arranged, wherein the current flow directions illustrated in FIGS. 27 to 34 correspond to those illustrated in FIGS. 3 to 10 through this primary winding N P.
  • the switching elements S5, S6, S7 and S8 of the primary-side full bridge are connected in the corresponding manner.
  • FIG. 35 shows an inverter circuit having a primary half bridge instead of the full bridge shown in FIG.
  • the fifth and the eighth switching element S5 and S8 of the full bridge are replaced by two capacitors C1 and C2.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Wechselrichterschaltung, einen Primärkreis und einen Sekundärkreis umfassend, welche mittels eines Transformators (T) galvanisch getrennt sind, wobei der Primärkreis Mittel zum getakteten Anschließen einer Primärwicklung (N<SUB>P</SUB>) an eine am Eingang der Wechselrichterschaltung anliegende Gleichspannung (U<SUB>IN</SUB>) umfasst und wobei der Sekundärkreis Mittel zum Anschließen einer Sekundärwicklung (N<SUB>S</SUB>) an eine am Ausgang der Wechselrichterschaltung anliegende Wechselspannung (U<SUB>NETZ</SUB>) umfasst, wobei des Weiteren der Primärkreis mit einer ersten Drossel (L<SUB>P</SUB>) an die Gleichspannung (U<SUB>IN</SUB>) angeschlossen ist und wobei die Sekundärwicklung (N<SUB>S</SUB>) in Reihe mit einem ersten Kondensator (C<SUB>S</SUB>) über eine aus vier Schaltelementen (S1, S2, S3, S4) gebildete Vollbrücke mit einer zweiten Drossel (L<SUB>S</SUB>) an die Wechselspannung (U<SUB>NETZ</SUB>) angeschlossen ist.

Description

Wechselrichterschaltung und Verfahren zum Betreiben der WechselrichterSchaltung
Besehreibung
Die Erfindung betrifft eine Wechselrichterschaltung, einen Primärkreis und einen Sekundärkreis umfassend, welche mittels eines Transformators galvanisch getrennt sind, wobei der Primärkreis Mittel zum getakteten Anschließen einer Primärwicklung an eine am Eingang der Wechselrichterschaltung anliegende Gleichspannung umfasst und wobei der Sekundärkreis Mittel zum Anschließen einer Sekundärwicklung an eine am Ausgang der Wechselrichterschaltung anliegende Wechselspannung umfasst. Des Weiteren betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Betreiben der Wechselrichterschaltung.
Nach dem Stand der Technik ist eine Vielzahl von Wechselrichterschaltungen mit unterschiedlichen Anwendungsmöglichkeiten bekannt. Verwendet werden dabei verschiedene Grundtypen elektronsicher Wandler wie z.B.
Hochsetzsteller, Tiefsetzsteiler oder Hochtiefsetzsteiler und Kombinationen davon. Als Beispiel sei hier eine Veröffentlichung in der Zeitschrift EDN vom 17. Okt. 2002 „Slave Converters power auxiliary Outputs", Sanjaya Maniktala; angeführt, in der verschiedene
Kombinationsmöglichkeiten von Wechselrichter-Grundtypen beschrieben werden.
Unterschiedliche Wechselrichterschaltungen und deren elektronische Steuerungen sind beispielsweise auch aus US-Z.: CM. Penalver, u.a. „Microprocessor Control of DC/AC Static Converters"; IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. IE-32, No.3, August 1985, S.186 -191; bekannt.
Wechselrichterschaltungen werden beispielsweise in Photovoltaikanlagen dazu eingesetzt, den durch Photovoltaikzellen erzeugten Gleichstrom so umzuformen, dass eine Einspeisung in öffentliche Wechselstromnetze möglich ist. Insbesondere in Photovoltaikanlagen sind
Wechselrichterschaltungen mit hohen Wirkungsgraden gefordert, um einen wirtschaftlichen Nutzung dieser alternativen Stromerzeugung zu ermöglichen. Zusätzlich sind verschiedene Auflagen der Stromnetzbetreiber und der Behörden zu erfüllen, beispielsweise die Einspeisung eines sinusförmigen Stromes oder die galvanische Trennung von Photovoltaikzellen und öffentlichem Netz.
In der Schrift: Heinz van der Broeck, „Interactive Inverter for Photovoltaic Applications", Institut für Automatisierungstechnik, Fachhochschule Köln, Köln (2006) sind verschiedene Wechselrichterschaltungen für den Einsatz in Photovoltaikanlagen angegeben. Nachteilig ist bei diesen Topologien jedoch die Anzahl der benötigten Bauteile, insbesondere der elektronischen Schalter, weil damit erhöhte Schaltverluste und Bauteilkosten verbunden sind.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für eine
Wechselrichterschaltung der eingangs genannten Art eine Verbesserung gegenüber dem Stand der Technik anzugeben.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch eine Wechselrichterschaltung, einen Primärkreis und einen
Sekundärkreis umfassend, welche mittels eines Transformators galvanisch getrennt sind, wobei der Primärkreis Mittel zum getakteten Anschließen einer Primärwicklung an eine am Eingang der Wechselrichterschaltung anliegende Gleichspannung umfasst und wobei der Sekundärkreis Mittel zum Anschließen einer Sekundärwicklung an eine am Ausgang der Wechselrichterschaltung anliegende Wechselspannung umfasst, und wobei des Weiteren der Primärkreis mit einer ersten Drossel an die Gleichspannung angeschlossen ist und wobei die Sekundärwicklung in Reihe mit einem ersten Kondensator über eine aus vier Schaltelementen gebildete Vollbrücke mit einer zweiten Drossel an die Wechselspannung angeschlossen ist. Die erfindungsgemäße Wechselrichterschaltung ist für den Einsatz von Hochfrequenz-Transformatoren geringer Baugröße geeignet, wodurch ein kleiner und kostengünstiger Wechselrichter mit galvanischer Trennung realisierbar ist.
Durch eine flexible Ausgestaltung des Primärkreises und durch die Anordnung von nur vier Schaltern auf der Sekundärseite werden einerseits die Bauteilkosten gering gehalten und andererseits die Schaltverluste beschränkt. Das führt insgesamt zu einer besonders verlustarmen
Wechselrichterschaltung mit hohem Wirkungsgrad. Zudem ist durch die beiden Drosseln der Eingangs- und der Ausgangsrippel gering sowie die gesamte Wechselrichterschaltung beidseitig gegen Spannungsspitzen geschützt.
Ein weiterer Vorteil besteht in der Möglichkeit zur bidirektionalen Energieübertragung. Damit können Beispielsweise Pufferschaltungen realisiert werden, wobei die Wechselrichteranordnung zwischen einer Batterie und einem Stromnetz angeordnet ist. Bei einem Energieüberschuss im Stromnetz wird dann die Batterie aus dem Netz aufgeladen, indem der Wechselrichter Energie von der eigentlichen Sekundärseite auf die eigentliche Primärseite überträgt.
Die bidirektionale Energieübertragung ermöglicht auch den Anschluss einer Photovoltaikanlage an ein Insel- Wechselstromnetz, in dem kapazitive und induktive Lasten Phasenverschiebungen zwischen Spannung und Strom bewirken. Die Blindleistung kann dann aus dem Netz in einen Speicherkondensator auf der Primärseite der Wechselrichterschaltung übertragen werden.
In einer vorteilhaften Anordnung ist die Vollbrücke auf einfache Art in der Weise angeordnet, dass ein erster
Wicklungsanschluss der Sekundärwicklung über ein erstes Schaltelement mit einem ersten Anschluss der zweiten Drossel und über ein viertes Schaltelement mit einem Bezugspotential der Wechselspannung verbunden ist und dass ein zweiter Wicklungsanschluss der Sekundärwicklung in Reihe mit dem ersten Kondensator über ein zweites Schaltelement mit dem ersten Anschluss der zweiten Drossel und über ein drittes Schaltelement mit dem Bezugspotential der Wechselspannung verbunden ist.
Dabei sieht eine vorteilhafte Ausprägung der Erfindung vor, dass der Primärkreis ein fünftes Schaltelement und einen zweiten Kondensator umfasst, welche gemeinsam mit der ersten Drossel als Primärstufe eines Cuk-Wandlers angeordnet sind. Damit ist primärseitig nur ein Schaltelement erforderlich, wodurch eine einfache Steuerung der getakteten Schalter anwendbar ist. Zudem ist die Entmagnetisierung des Trafos nicht von der Toleranz der Steuersignalzeiten abhängig und durch die kapazitive Kopplung wird das Risiko der Sättigung durch Gleichströme ausgeschlossen. Des Weiteren ist durch die geringe Bauteilanzahl gegenüber Wechselrichtertopologien nach dem Stand der Technik eine Verringerung der Wechselrichterbaugröße gegeben.
In einer anderen vorteilhaften Ausprägung der Erfindung umfasst der Primärkreis eine geteilte Primärwicklung sowie ein fünftes und ein sechstes Schaltelement, welche gemeinsam mit der ersten Drossel als Primärstufe eines Gegentakt- Wandlers angeordnet sind. Bei dieser Anordnung ist kein Kondensator auf der Primärseite erforderlich. Auch hier wird keine Extrawicklung benötigt, um das Magnetfeld des Transformators zu entladen, da das Magnetfeld des Transformators in beide Richtungen genutzt wird.
Von Vorteil ist es zudem, wenn die Primärwicklung, die Sekundärwicklung und die Wicklung der ersten Drossel auf einem Transformatorkern angeordnet sind. Damit wird eine kompaktere Bauweise der Schaltung erreicht, die einerseits Kosten spart und andererseits zu einer Reduktion der Baugröße des Wechselrichtergeräts führt.
In einer günstigen Ausprägung der Erfindung sind die Schaltelemente als Isolierschicht-Feldeffekttransistoren mit N-Kanal Sperrschicht ausgebildet. Die parasitären Dioden dieser elektronischen Schaltelemente reduzieren die benötigten Schaltvorgänge, da diese parasitären Dioden sekundärseitig unabhängig vom Schaltzustand als Gleichrichterelemente wirken.
Eine andere günstige Ausprägung sieht vor, die Schaltelemente als sogenannte Insulated Gate Bipolar Transistoren (IGBT) mit parallel dazu angeordneten Dioden auszubilden. Diese Schaltelemente weisen im eingeschalteten Zustand eine besonders geringe Abfallspannung auf und führen damit zu geringen Verlusten.
Günstig ist es auch, wenn eine zur Steuerung der Schaltelemente eingerichtete Steuerungseinheit vorgesehen ist, welche über Messanordnungen an die Gleichspannung und an die Wechselspannung angeschaltet und mit den Schaltelementen verbunden ist. Damit ist eine einfache Regelung der WechselrichterSchaltung realisierbar.
Ein erfindungsgemäßes Verfahren zum Betreiben der Wechselrichterschaltung sieht vor, dass während einer positiven Wechselspannungshalbwelle das erste Schaltelement ausgeschaltet und das zweite und vierte Schaltelement eingeschaltet werden und dass das dritte Schaltelement invers zum Takt des Primärkreises getaktet wird und dass des Weiteren während einer negativen Wechselspannungshalbwelle das vierte Schaltelement ausgeschaltet und das erste und dritte Schaltelement eingeschaltet werden und dass das zweite Schaltelement invers zum Takt des Primärkreises getaktet wird. Damit werden alle baulichen Vorteile der erfindungsgemäßen Wechselrichterschaltung genutzt. Zudem ist dieses Verfahren auf einfache Weise in einer Steuerungseinheit implementierbar .
Ein vorteilhaftes Verfahren sieht vor, dass bei einer positiven Wechselspannungshalbwelle und einem negativen Ausgangsstrom das dritte Schaltelement in der Weise pulsweitenmoduliert getaktet wird, dass jeder Ladezyklus des Transformators mit einem Einschalten des dritten Schaltelements beginnt und dass bei einer negativen Wechselspannungshalbwelle und einem positiven Ausgangsstrom das zweite Schaltelement in der Weise getaktet wird, dass jeder Ladezyklus des Transformators mit dem Einschalten des zweiten Schaltelements beginnt. Damit kann Energie aus dem Netz auf die eigentliche Primärseite übertragen werden. Andererseits ermöglicht dieses Verfahren die primärseitige Aufnahme von Blindleistung und somit den Einsatz der Wechselrichterschaltung in einem Insel-Wechselspannungsnetz.
Die Erfindung wird nachfolgend in beispielhafter Weise unter Bezugnahme auf die beigefügten Figuren erläutert. Es zeigen in schematischer Darstellung:
Fig. 1 Wechselrichterschaltung mit Cuk-Primärstufe und allgemeinen Schaltelementen Fig. 2 Wechselrichterschaltung mit Cuk-Primärstufe und N- Kanal Isolierschicht-Feldeffekttransistoren (Sperrschicht MOSFETs)
Fig. 3 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 1 mit
Stromfluss während einer Einschaltphase bei einer positiven Halbwelle
Fig. 4 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 1 mit
Stromfluss während einer Ausschaltphase bei einer positiven Halbwelle
Fig. 5 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 1 mit Stromfluss während einer Einschaltphase bei einer negativen Halbwelle Fig. 6 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 1 mit
Stromfluss während einer Ausschaltphase bei einer negativen Halbwelle
Fig. 7 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 1 mit Stromfluss bei Zurückspeisung während einer
Einschaltphase bei einer positiven Halbwelle
Fig. 8 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 1 mit Stromfluss bei Zurückspeisung während einer Ausschaltphase bei einer positiven Halbwelle Fig. 9 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 1 mit Stromfluss bei Zurückspeisung während einer Einschaltphase bei einer negativen Halbwelle
Fig. 10 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 1 mit
Stromfluss bei Zurückspeisung während einer Ausschaltphase bei einer negativen Halbwelle
Fig. 11 Zeitlicher Verlauf der Spannung und Steuersignale bei Energiefluss in das Wechselspannungsnetz
Fig. 12 Zeitlicher Verlauf der Spannung und Steuersignale bei Zurückspeisung aus dem Wechselspannungsnetz Fig. 13 Zeitlicher Verlauf der Netzspannung, des Netzstromes und der Steuersignale bei Blindleistungsaufnahme mit induktiver Last im Inselbetrieb
Fig. 14 Zeitlicher Verlauf der Netzspannung, des Netzstromes und der Steuersignale bei Blindleistungsaufnahme mit kapazitiver Last im Inselbetrieb
Fig. 15 Wechselrichterschaltung mit potenzialgetrennter Gegentakt-Primärstufe und allgemeinen Schaltelementen
Fig. 16 Wechselrichterschaltung mit potenzialgetrennter Gegentakt-Primärstufe und N-Kanal Sperrschicht
MOSFETs Fig. 17 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 15 mit Stromfluss während einer Einschaltphase bei einer positiven Halbwelle
Fig. 18 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 15 mit Stromfluss während einer Ausschaltphase bei einer positiven Halbwelle
Fig. 19 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 15 mit Stromfluss während einer Einschaltphase bei einer negativen Halbwelle Fig. 20 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 15 mit Stromfluss während einer Ausschaltphase bei einer negativen Halbwelle
Fig. 21 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 15 mit
Stromfluss bei Zurückspeisung während einer Einschaltphase bei einer positiven Halbwelle
Fig. 22 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 15 mit Stromfluss bei Zurückspeisung während einer Ausschaltphase bei einer positiven Halbwelle
Fig. 23 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 15 mit Stromfluss bei Zurückspeisung während einer
Einschaltphase bei einer negativen Halbwelle
Fig. 24 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 15 mit Stromfluss bei Zurückspeisung während einer Ausschaltphase bei einer negativen Halbwelle Fig. 25 Wechselrichterschaltung mit potenzialgetrennter Vollbrücken-Primärstufe und allgemeinen Schaltelementen
Fig. 26 Wechselrichterschaltung mit potenzialgetrennter
Vollbrücken-Primärstufe und N-Kanal Sperrschicht MOSFETs
Fig. 27 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 25 mit Stromfluss während einer Einschaltphase bei einer positiven Halbwelle Fig. 28 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 25 mit Stromfluss während einer Ausschaltphase bei einer positiven Halbwelle
Fig. 29 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 25 mit Stromfluss während einer Einschaltphase bei einer negativen Halbwelle
Fig. 30 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 25 mit Stromfluss während einer Ausschaltphase bei einer negativen Halbwelle Fig. 31 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 25 mit Stromfluss bei Zurückspeisung während einer Einschaltphase bei einer positiven Halbwelle
Fig. 32 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 25 mit
Stromfluss bei Zurückspeisung während einer Ausschaltphase bei einer positiven Halbwelle
Fig. 33 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 25 mit Stromfluss bei Zurückspeisung während einer Einschaltphase bei einer negativen Halbwelle
Fig. 34 Wechselrichterschaltung entsprechend Fig. 25 mit Stromfluss bei Zurückspeisung während einer
Ausschaltphase bei einer negativen Halbwelle
Fig. 35 Wechselrichterschaltung mit potenzialgetrennter Halbbrücken-Primärstufe und allgemeinen Schaltelementen
In Figur 1 ist eine Primärstufe eines Cuk-Wandlers mit einem Transformator T und einer als Vollbrücke ausgebildeten Sekundärstufe dargestellt. Die Sekundärstufe umfasst vier Schaltelemente Sl, S2, S3 und S4, welche als Vollbrücke zusammengeschaltet sind. Die Vollbrücke verbindet eine am Transformator T in Reihe mit einem ersten Kondensator Cs angeordnete Sekundärwicklung N3 über eine zweite Drossel L3 und einen Ausgangskondensator C0 mit einer Wechselspannung UNETZ • Die Primärstufe umfasst eine am Transformator T angeordnete Primärwicklung NP, welche in Reihe mit einem zweiten Kondensator CP und einer ersten Drossel LP über einen Eingangskondensator C1 an eine Gleichspannung UIN angeschlossen ist. Parallel zu der Reihenschaltung aus Primärwicklung NP und zweitem Kondensator CP ist ein fünftes Schaltelement S5 angeordnet.
Die Primär- und die Sekundärwicklung NP, N3 sind dabei mit derselben Wicklungsrichtung am Transformator T angeordnet. Es kann auch beispielsweise ein dreischenkeliger
Transformatorkern verwendet werden, wobei die Primär- und die Sekundärwicklung NP, N3 an den Außenschenkeln und die Wicklung der ersten Drossel LP am Innenschenkel angeordnet sind.
Die in Figur 2 dargestellte Schaltungsanordnung entspricht jener in Figur 1 mit dem Unterschied, dass die Schaltungselemente Sl, S2, S3, S4 und S5 als N-Kanal Sperrschicht MOSFETs ausgebildet sind. In der Primärstufe ist das als MOSFET ausgebildete fünfte Schaltelement S5 mit der parasitären Diode in der Weise angeordnet, dass der Sourceanschluss mit dem negativen Pol und der Drainanschluss über die erste Drossel LP mit dem positiven Pol der Gleichspannung UΣN verbunden ist.
Sekundärseitig sind die als MOSFETs ausgebildeten Schaltelemente Sl, S2, S3 und S4 der Vollbrücke in der Weise angeordnet, dass der Wicklungsanfang der Sekundärwicklung N3 mit den Sourceanschlüssen des ersten und des vierten
Schaltelements Sl und S4 der ersten Brückenhälfte verbunden ist und dass das Wicklungsende der Sekundärwicklung N. über den ersten Kondensator C3 mit den Drainanschlussen des zweiten und des dritten Schaltelementes S2 und S3 der zweiten Brückenhälfte verbunden ist. In dieser Beschaltung werden die parasitären Dioden der MOSFETs nur in der gewünschten Stromrichtung leitend. Dabei fließt der Strom in bestimmten Phasen eines Schaltzyklus auch durch bestimmte abgeschaltete MOSFETs, womit sich die erforderlichen Schaltsignaländerungen reduzieren. Diese bestimmten MOSFETs müssen also während dieser Schaltzyklusphasen nicht extra eingeschaltet werden, um den gewünschten Stromfluss zu ermöglichen, da der Strom durch die parasitären Dioden fließt. Aufgrund der geringeren Abfallspannungen der eingeschalteten MOSFET-Schalter gegenüber den parasitären Dioden ist es jedoch vorteilhaft, die als MOSFET-Schalter ausgebildeten Schaltelemente immer entsprechend dem gewünschten Stromfluss zu schalten.
Alternativ dazu sind auch IGBTs mit parallel geschalteten schnellen Dioden einsetzbar. Diese schnellen Dioden weisen geringere Schaltverluste als die parasitären Dioden der MOSFETs auf und ersetzen beispielsweise die Schaltzyklen eines als IGBT ausgebildeten dritten Schaltelements S3 während der Einspeisung in ein Wechselspannungsnetz (Fig. 3 und Fig. 4) . Auch ein als IGBT ausgebildetes zweites Schaltelement S2 bleibt dann während der Einspeisung in ein Wechselspannungsnetz (Fig. 3 und Fig. 4) immer offen, wobei der Strom in der parallel geschalteten schnellen Diode fließt.
Den gewünschten Stromfluss und die entsprechenden Schaltzustände zeigen die Figuren 3 bis 10 für die in Figur 1 dargestellte Schaltung.
Die Figuren 3 bis 6 zeigen den Stromfluss bei Einspeisung in ein Wechselspannungsnetz mit netzgeführtem Betrieb. Dabei liefert die Wechselrichterschaltung synchron zur Netz- Wechselspannung UNETZ den von einer Stromquelle erzeugten Strom in das Wechselspannungsnetz. In Figur 3 ist die erste Schaltphase bei einer positiven Netzhalbwelle dargestellt. Das erste Schaltelement Sl der Vollbrücke ist während einer positiven Netzhalbwelle immer ausgeschaltet. Das zweite und das vierte Schaltelement S2 und S4 sind während einer positiven Netzhalbwelle immer eingeschaltet. Der erste Zyklus beginnt mit dem Einschalten des fünften Schaltelements S5 in der Primärstufe und dem Ausschalten des dritten Schaltelementes S3 der Vollbrücke. Diese beiden Schaltelemente Sl und S3 werden in weiterer Folge pulsweitenmoduliert geschaltet, wobei die beiden
Schaltelemente Sl und S3 zueinander invers geschaltet werden.
Bei eingeschaltetem fünftem Schaltelement S5 fließt Strom vom positiven Pol der Gleichspannung UIN durch die erste Drossel Lp über das fünfte Schaltelement S5 zum negativen Pol der Gleichspannung UIN. In einem zweiten primärseitigen Stromkreis fließt Strom in der gleichen Richtung durch das fünfte Schaltelement S5 und durch die Primärwicklung NP des Transformators T sowie den zweiten Kondensator CP .
Sekundärseitig wird Strom in die Sekundärwicklung N3 induziert und fließt über den ersten Kondensator Cs, das zweite Schaltelement S2 und die zweite Drossel L3 in das angeschlossene Wechselspannungsnetz, wobei der Stromkreis über das vierte Schaltelement S4 der Vollbrücke geschlossen ist .
Figur 4 zeigt die nächste Phase, zu deren Beginn das fünfte Schaltelement S5 ausgeschaltet und das dritte Schaltelement S3 eingeschaltet wird. Dabei fließt weiter Strom vom positiven Pol der Gleichspannung UΣN durch die erste Drossel Lp und weiter (gegenüber der Einschaltphase in umgekehrter Richtung) über den zweiten Kondensator CP durch die Primärwicklung NP zum negativen Pol der Gleichspannung UΪN.
Sekundärseitig bildet sich mit dem eingeschalteten zweiten und dem eingeschalteten dritten Schaltelement S2, S3 ein Stromkreis, bei welchem die Stromflussrichtung durch die zweite Drossel L3 unverändert bleibt. Ein zweiter sekundärseitiger Stromkreis bildet sich durch das eingeschaltete dritte Schaltelement, den ersten Kondensator C3, die Sekundärwicklung N3 sowie das eingeschaltete vierte Schaltelement S4, wobei die Stromrichtung in der Sekundärwicklung N3 gegenüber der vorhergehenden Phase umgekehrt ist. Der Transformator T wird dabei für die nächste Einschaltphase entmagnetisiert.
In den Figuren 5 und 6 ist der Stromfluss während einer Einschalt- und einer Ausschaltphase bei einer negativen Netzspannungshalbwelle dargestellt. Hierbei sind das erste und das dritte Schaltelement Sl und S3 während der gesamten negativen Halbwelle eingeschaltet. Das vierte Schaltelement ist während der gesamten negativen Halbwelle ausgeschaltet und das zweite Schaltelement taktet invers zum fünften Schaltelement S5 der Primärstufe.
Der erste Zyklus beginnt mit dem Einschalten des fünften Schaltelements S5 und dem Ausschalten des zweiten Schaltelements S2. Der primärseitige Stromfluss entspricht dem in Figur 3 dargestellten. Sekundärseitig wird Strom in die Sekundärwicklung N5 induziert und fließt über den ersten Kondensator Cs und das dritte Schaltelement S3 in das
Wechselspannungsnetz, wobei sich der Stromkreis über die zweite Drossel L3 und das erste Schaltelement Sl schließt.
Die anschließende Ausschaltphase, in Figur 6 dargestellt, beginnt mit dem Ausschalten des fünften Schaltelements S5 und dem Einschalten des zweiten Schaltelements S2. Dabei entspricht der primärseitige Stromfluss dem in Figur 4 dargestellten. Sekundärseitig dreht sich wieder der Stromfluss in der Sekundärspule N5 um, wobei ein erster Stromkreis über das erste Schaltelement Sl, das zweite
Schaltelement S2 und den ersten Kondensator Cs verläuft. Ein zweiter Stromkreis verläuft in gleicher Richtung über das zweite Schaltelement S2, das dritte Schaltelement S3, das Wechselspannungsnetz und die zweite Drossel L3. Während dieser Phase wird der Transformator T wieder für den nächsten Einschaltvorgang entmagnetisiert . Durch die Änderung des Verhältnisses zwischen Einschalt- und Ausschaltphase mittels Pulsweitenmodulation wird eine sinusförmige Einspeisung des Stromes erreicht, wobei die erste und die zweite Drossel LP und L3 den eingangsseitigen und den ausgangsseitigen Stromrippel dämpfen.
Erfindungsgemäß ermöglicht die dargestellte Schaltung einen Energiefluss von der eigentlichen Sekundärseite zur eigentlichen Primärseite. Ein derart umgekehrter Energiefluss kann dann erforderlich sein, wenn z.B. primärseitig eine
Batterie angeordnet ist. Diese Batterie dient beispielsweise als Puffer für eine alternative Stromquelle und liefert in der Regel Strom in das Netz, kann mit einer erfindungsgemäßen Wechselrichterschaltung aber auch mit Energie aus dem Netz aufgeladen werden. In gleicher Weise ist es möglich,
Blindleistung aus dem Netz auf die Primärseite zu übertragen. Damit ist die Wechselrichterschaltung für den Anschluss von Stromquellen mit Pufferelementen (z.B. Batterie, Elektrolytkondensatoren) an ein Inselstromnetz einsetzbar. In Inselstromnetzen führen induktive und kapazitive Verbraucher zu einer nicht ausgleichbaren Blindleistung. Aber auch in öffentlichen Netzen kann durch die Rückspeisung von Blindleistung die Netzbelastung gesenkt werden, wenn die Rückspeisung in unmittelbarer Nähe zur Blindleistung verursachenden Last geschieht.
In den Figuren 7 bis 10 ist eine Energieübertragung aus einem sekundärseitig angeschlossenen Wechselspannungsnetz auf die eigentliche Primärseite dargestellt. Dabei sind, wie in den Figuren 7 und 8 dargestellt, während einer positiven
Netzhalbwelle das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 eingeschaltet und das erste Schaltelement Sl ausgeschaltet. Das dritte Schaltelement S3 der Vollbrücke taktet invers zum fünften Schaltelement S5 der Primärstufe.
Ein Zyklus beginnt mit dem Einschalten des dritten Schaltelements S3 und dem Ausschalten des fünften Schaltelements S5. Sekundärseitig lädt sich die zweite Drossel L3 auf, wobei der Stromkreis über das zweite und dritte Schaltelement S2 und S3 geschlossen ist. Ein zweiter sekundärseitiger Stromkreis verläuft in gleicher Richtung über das dritte Schaltelement S3 und über das vierte
Schaltelement S4, die Sekundärwicklung N3 sowie den ersten Kondensator C3. Primärseitig wird Strom in die Primärwicklung Np induziert und fließt vom Minuspol über den zweiten Kondensator CP und die erste Spule LP zum Pluspol der Gleichspannung UΣN.
Zu Beginn der in Figur 8 dargestellten Ausschaltphase wird das dritte Schaltelement S3 ausgeschaltet und das fünfte Schaltelement S5 eingeschaltet. Die Schaltzustände der restlichen Schaltelemente Sl, S2 und S4 bleiben unverändert. Hierbei fließt Strom aus dem Wechselspannungsnetz weiterhin durch die zweite Drossel L3 über das zweite Schaltelement S2 und weiter über den ersten Kondensator C3, die Sekundärwicklung N3 und das vierte Schaltelement S4. Primärseitig dreht sich die Stromrichtung in der
Primärwicklung NP um und über das fünfte Schaltelement S5 und den zweiten Kondensator CP verläuft ein erster primärseitiger Stromkreis. In einem zweiten primärseitigen Stromkreis fließt Strom vom Minuspol über das fünfte Schaltelement durch die erste Drossel LP zum Pluspol der Gleichspannung UΣN.
In den Figuren 9 und 10 ist die Zurückspeisung bei einer negativen Netzhalbwelle dargestellt. Dabei sind das erste und das dritte Schaltelement Sl und S3 eingeschaltet und das vierte Schaltelement S4 ausgeschaltet. Das zweite
Schaltelement S2 taktet invers zum fünften Schaltelement S5. Die in Figur 9 dargestellte Einschaltphase beginnt mit dem Einschalten des zweiten Schaltelements S2 und dem Ausschalten des fünften Schaltelements. Aus dem Stromnetz fließt Strom über das dritte Schaltelement S3 und das zweite Schaltelement S2 in die zweite Drossel L3. In einem zweiten Stromkreis fließt Strom in derselben Richtung über das zweite Schaltelement S2 weiter über das erste Schaltelement Sl in die Sekundärspule N3 und weiter über den ersten Kondensator Cs • Auf der eigentlichen Primärseite entspricht der Stromfluss dem in Figur 7 dargestellten.
Die in Figur 10 dargestellte Ausschaltphase beginnt mit dem Ausschalten des zweiten Schaltelements S2 und dem Einschalten des fünften Schaltelements S5. Es fließt weiter Strom durch die zweite Drossel L3 aus dem Stromnetz über das dritte Schaltelement S3, den ersten Kondensator Cs, die
Sekundärspule N3 und das erste Schaltelement Sl. Der Stromfluss auf der eigentlichen Primärseite entspricht dem in Figur 8 dargestellten. Während dieser Phase wird der Transformator T wieder für die nächste Einschaltphase entmagnetisiert. Der ersten und der zweite Kondensator Cs und Cp stellen dabei sicher, dass der Kern des Transformators T nicht durch Gleichstromanteile gesättigt wird.
Die Figuren 11 bis 14 zeigen den zeitlichen Verlauf einer positiven und einer negativen Spannungshalbwelle mit unterschiedlichen Stromflüssen entsprechenden Schaltzuständen der Schaltelemente Sl, S2, S3, S4 und S5.
Der zeitliche Verlauf bei einer Einspeisung in ein sekundärseitig angeschlossenes öffentliches
Wechselspannungsnetz zeigt die Figur 11. Wie auch in den Figuren 3 bis 6 dargestellt liegt während einer positiven Netzspannungshalbwelle ein Einschaltsignal am zweiten und vierten Schaltelement S2 und S4 an. Das erste Schaltelement Sl bleibt ausgeschaltet. Während einer negativen
Netzspannungshalbwelle werden das erste und das dritte Schaltelement Sl und S3 mit einem Einschaltsignal beaufschlagt und das vierte Schaltelement S4 bleibt ausgeschaltet. Über die gesamte Sinuswelle ist damit das erste Schaltelement Sl mit einem Schaltsignal beaufschlagt, welches invers zum Schaltsignal des vierten Schaltelements S4 ist . Während der positiven Halbwelle beginnt ein Schaltzyklus mit dem Einschalten des fünften Schaltelements S5 und dem Ausschalten des dritten Schaltelements S3. Mit steigender Netzspannung werden die Einschaltzeiten des fünften
Schaltelements S5 im Verhältnis zu den Ausschaltzeiten entsprechend einer Pulsweitenmodulation länger. Das Schaltsignal für das dritte Schaltelement S3 ist dabei invers zum Schaltsignal für das fünfte Schaltelement.
Während der negativen Halbwelle taktet das fünfte Schaltelement S5 in der gleichen Weise. Anstelle des dritten Schaltelements S3 taktet dabei jedoch das zweite Schaltelement S2 invers dazu.
In Figur 12 ist der zeitliche Verlauf bei einer Zurückspeisung aus einem öffentlichen Wechselspannungsnetz dargestellt. Das erste und das vierte Schaltelement Sl und S4 sind wie zuvor während der gesamten Sinuswelle mit zueinander inversen Schaltsignalen beaufschlagt. Dabei ist das erste
Schaltelement Sl während einer positiven Spannungshalbwelle ausgeschaltet und das vierte Schaltelement S4 ist ebenso wie das zweite Schaltelement S2 eingeschaltet. Das dritte Schaltelement S3 taktet invers zum fünften Schaltelement S5, wobei ein Schaltzyklus mit dem Einschalten des dritten
Schaltelements S3 beginnt. Mit steigender Netzspannung wird die Einschaltzeit des dritten Schaltelements im Verhältnis zur Ausschaltzeit entsprechend einer Pulsweitenmodulation kürzer. Die Einschaltzeit des fünften Schaltelements S5 ist demnach bei der maximalen Netzspannung am längsten.
Während einer negativen Netzspannungshalbwelle taktet das fünfte Schaltelement S5 in der gleichen Weise wie während der positiven Netzspannungshalbwelle. Wie bei der Einspeisung in das Netz taktet dabei anstelle des dritten Schaltelements S3 das zweite Schaltelement S2 invers dazu. Die Umkehrung der Energieübertragung bei Zurückspeisung aus dem Netz wird demnach durch die umgekehrte Einschaltfolge der zueinander invers taktenden Schaltelemente S5 und S3 bzw. S2 bei jedem Schaltzyklus bewirkt. Dabei sind die Verhältnisse der Einschaltzeiten zu den Ausschaltzeiten entsprechend der Spannungshöhe unterschiedlich.
Wird die erfindungsgemäße Wechselrichterschaltung in einem Inselnetz betrieben, dann läuft der Netzstrom der Netzspannung in der Regel voraus oder hinterher, abhängig von den kapazitiven und induktiven Eigenschaften der angeschlossen Lasten.
In Figur 13 ist der zeitliche Verlauf mit einer induktiven Last im Inselbetrieb dargestellt, der Netzstrom läuft der Netzspannung demnach hinterher. Dabei ergibt sich ein
Mischbetrieb zwischen Einspeisung (Abschnitte b und d) in das Stromnetz und Zurückspeisung (Abschnitte a und c) von Blindenergie aus dem Stromnetz. Während einer Spannungshalbwelle gibt es sowohl negative als auch positive Stromverläufe. Dementsprechend sind die in der Figur 13 dargestellten Schaltzyklen der taktenden Schaltelemente S5 und S3 bzw. S2 davon abhängig, ob beispielsweise während einer positiven Spannungshalbwelle ein positiver Netzstrom (Einspeisung, Abschnitt b) oder ein negativer Netzstrom (Zurückspeisung, Abschnitt a) fließt. Dabei ergibt sich die zu übertragende Energie als das Produkt aus Netzspannung und Netzstrom und daraus wiederum die Pulsweitenmodulation der Steuersignale .
Die Schaltzustände des ersten Schaltelements Sl und des vierten Schaltelements S4 entsprechen denen in Figur 11 dargestellten. Während einer positiven Halbwelle taktet das dritte Schaltelement S3 und während einer negativen Halbewelle das zweite Schaltelement S2 invers zum fünften Schaltelement S5. Wenn dabei die Vorzeichen des Netzstromes und der Netzspannung gleich sind (Abschnitte b und d) , beginnt ein Schaltzyklus mit dem Einschalten des fünften
IS Schaltelements S5 (Einspeisung) . Bei unterschiedlichen Vorzeichen hingegen beginnt ein Schaltzyklus mit dem Einschalten des dritten Schaltelements S3 während einer positiven Spannungshalbwelle (Abschnitt a) und mit dem Einschalten des zweiten Schaltelements S2 während einer negativen Spannungshalbwelle (Abschnitt c) .
In Figur 14 sind die zeitlichen Verläufe bei einem Inselbetrieb mit kapazitiver Last dargestellt. Dabei läuft der Netzstrom der Netzspannung voraus. Gegenüber den in Figur 13 dargestellten Schaltsignalverläufen ändern sich damit die Verhältnisse der Einschaltzeiten zu den Ausschaltzeiten der taktenden Schaltelemente S5, S3 bzw. S2.
In den nachfolgenden Figuren 15 bis 35 sind weiter Beispiele für erfindungsgemäße Wechselrichterschaltungen dargestellt. Dabei zeigt die Figur 15 eine Schaltung, deren Sekundärseite jener in Figur 1 dargestellten entspricht. Primärseitig ist die Primärstufe eines Cuk-Wandlers durch die Primärstufe eines Gegentaktwandlers ersetzt. Damit entfällt der zweite
Kondensator und die Primärwicklung NP ist geteilt ausgeführt, wobei jeder Teil der Primärwicklung NP mit einem eigen Schaltelement S5 und S6 an die Gleichspannung UΣN geschaltet wird. Die Primärstufe ist wieder über eine erste Drossel LP an die Gleichspannung UΣN angeschlossen, wodurch wie bei der Cuk-Primärstufe ein geringer Rippel bewirkt wird. Zur Entmagnetisierung des Transformatorkerns ist darauf zu achten, dass die Einschaltzeiten der beiden primärseitigen Schaltelemente S5 und S6 genau aufeinander abgestimmt sind.
Figur 16 zeigt die in Figur 15 dargestellte Schaltung, wobei die Schaltelemente als N-Kanal Sperrschicht MOSFETs ausgebildet sind. Die Anordnung der Source- und Drainanschlüsse entspricht dabei sekundärseitig der in Figur 2 dargestellten. Auf der Primärseite sind die
Sourceanschlüsse der beiden Schaltelemente S5 und S6 mit dem negativen Pol der Gleichspannung UIN verbunden. In den Figuren 17 und 18 sind die Einschaltphase und die Ausschaltphase während einer positiven Netzspannungshalbwelle bei Einspeisung in ein Wechselspannungsnetz dargestellt. Die Schaltzustände der sekundärseitigen Schaltelemente Sl, S2, S3 und S4 entsprechen dabei jenen in den Figuren 3 und 4 dargestellten. Die Einschaltphase beginnt mit dem Einschalten des fünften Schaltelements S5 in der Primärstufe (Fig. 17). Dabei fließt Strom vom positiven Pol der Gleichspannung UIN über die erste Drossel LP und vom Wicklungsende zum
Wicklungsanfang des ersten Teils der Primärwicklung NP über das fünfte Schaltelement S5 zum negativen Pol der Gleichspannung UIN. ES wird Energie über den Transformator T auf die Sekundärseite übertragen und in das angeschlossene Netz eingespeist.
Die Ausschalphase (Fig. 18) beginnt damit, dass das fünfte Schaltelement S5 ausschaltet und das sechste Schaltelement S6 sowie das dritte Schaltelement S3 einschaltet. Der primärseitige Strom fließt somit weiterhin durch die erste Drossel LP und vom Wicklungsanfang zum Wicklungsende des zweiten Teils der Primärwicklung NP über das sechste Schaltelement S6 zum negativen Pol der Gleichspannung UΪN.
In den Figuren 19 und 20 sind die Einschaltphase und die
Ausschaltphase bei Einspeisung in ein Wechselspannungsnetz während einer negativen Netzspannungshalbwelle dargestellt. Die Schaltzustände der Schaltelemente Sl, S2, S3 und S4 und die Stromflüsse auf der Sekundärseite entsprechen jenen in den Figuren 5 und 6 dargestellten. Die Einschaltphase (Fig.
19) beginnt mit dem Einschalten des fünften Schaltelements S5 und dem Ausschalten des sechsten und des zweiten Schaltelements S6 und S2. Primärseitig entspricht der Stromfluss damit dem in Figur 17 dargestelltem. Der Ausschaltvorgang (Fig. 20) beginnt wieder mit dem Umschalten der primärseitigen Schaltelemente S5 und S6 und dem Einschalten des zweiten Schaltelements S2. Die Figuren 21 und 22 zeigen die Einschaltphase und die Ausschaltphase bei Zurückspeisung aus einem
Wechselspannungsnetz auf die eigentliche Primärseite während einer positiven Spannungshalbwelle. Die Schaltvorgänge und Stromflüsse sind identisch mit jenen in den Figuren 7 und 8 dargestellten. Dabei beginnt eine Einschaltphase mit dem Einschalten des dritten Schaltelements S3 sowie dem Umschalten vom fünften aus das sechste Schaltelement S6. Primärseitig wird Strom in den zweiten Teil der
Primärwicklung NP induziert und fließt durch die erste Drossel LP zum positiven Pol der Gleichspannung UΣN. Der Stromkreis schließt sich dabei über das eingeschaltete sechste Schaltelement S6.
Zu Beginn der Ausschaltphase (Fig. 22) schaltet das dritte Schaltelement S3 aus und primärseitig wird vom sechsten auf das fünfte Schaltelemente S5 umgeschaltet. Damit fließt weiter Strom durch die erste Drossel LP zum positiven Pol der Gleichspannung und der Transistor T wird entmagnetisiert.
In den Figuren 23 und 24 sind die Einschaltphase und die Ausschaltphase bei Zurückspeisung aus einem Wechselspannungsnetz auf die eigentliche Primärseite während einer negativen Spannungshalbwelle dargestellt. Dabei entsprechen die Schaltzustände und der Stromflüsse auf der Primärseite denen in den Figur 21 und 22 dargestellten. Die Schaltungszustände der Sekundärseite sind mit jenen in den Figuren 9 und 10 identisch.
In Figur 25 ist eine beispielhafte Wechselrichterschaltung mit unveränderter Sekundärseite dargestellt. Primärseitig ist eine Vollbrückenstufe angeordnet. In Figur 26 sind die Schaltelemente als N-Kanal Sperrschicht MOSFETs ausgebildet, wobei primärseitig die Sourceanschlüsse mit dem negativen und die Drainanschlüsse mit dem positiven Pol der Gleichspannung UIN verbunden sind. Der Anschluss an die Gleichspannung UIN erfolgt wieder über eine erste Drossel LP, um die Schaltung gegen Spannungsspitzen zu schützen und den Rippel gering zu halten .
In den Figuren 27 bis 34 ist diese Wechselrichterschaltung gemäß Figur 25 mit unterschiedlichen Schaltzuständen und Stromflüssen bei Einspeisung während einer positiven und einer negativen Halbwelle sowie bei Zurückspeisung während einer positiven und einer negativen Halbwelle dargestellt. Die Schaltzustände und Stromflüsse auf der Sekundärseite entsprechen dabei jenen in den Figuren 3 bis 10 bzw. 17 bis 24.
Primärseitig ist eine Primärwicklung NP angeordnet, wobei die in den Figuren 27 bis 34 dargestellten Stromflussrichtungen durch diese Primärwicklung NP den in den Figuren 3 bis 10 dargestellten entsprechen. Die Schaltelemente S5, S6, S7 und S8 der primärseitigen Vollbrücke sind in der entsprechenden Weise geschaltet.
In der Figur 35 ist eine Wechselrichterschaltung mit einer primärseitigen Halbbrücke anstelle der in Figur 25 dargestellten Vollbrücke dargestellt. Das fünfte und das achte Schaltelement S5 und S8 der Vollbrücke sind dabei durch zwei Kondensatoren Cl und C2 ersetzt. Die erwünschte
Stromflussrichtung durch die Primärwicklung NP wird durch das Umschalten der beiden Schaltelemente S6 und S7 bewirkt, wobei aufgrund der am positiven Pol der Gleichspannung angeordneten ersten Drossel LP keine Pause während des Umschaltvorganges notwendig ist.

Claims

Patentansprüche
1. Wechselrichterschaltung, einen Primärkreis und einen Sekundärkreis umfassend, welche mittels eines Transformators (T) galvanisch getrennt sind, wobei der Primärkreis Mittel zum getakteten Anschließen einer Primärwicklung (NP) an eine am Eingang der Wechselrichterschaltung anliegende Gleichspannung (UIN) umfasst und wobei der Sekundärkreis Mittel zum Anschließen einer Sekundärwicklung (N3) an eine am Ausgang der Wechselrichterschaltung anliegende
Wechselspannung (UNEτz) umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass der Primärkreis mit einer ersten Drossel (LP) an die Gleichspannung (UΣN) angeschlossen ist und dass die Sekundärwicklung (N3) in Reihe mit einem ersten Kondensator (Cs) über eine aus vier Schaltelementen (Sl, S2, S3, S4) gebildete Vollbrücke mit einer zweiten Drossel (Ls) an die Wechselspannung (UNETZ) angeschlossen ist.
2. Wechselrichterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Vollbrücke in der Weise angeordnet ist, dass ein erster Wicklungsanschluss der Sekundärwicklung (Ns) über ein erstes Schaltelement (Sl) mit einem ersten Anschluss der zweiten Drossel (Ls) und über ein viertes Schaltelement (S4) mit einem Bezugspotential der Wechselspannung (UNETZ) verbunden ist und dass ein zweiter
Wicklungsanschluss der Sekundärwicklung (Ns) in Reihe mit dem ersten Kondensator (C3) über ein zweites Schaltelement (S2) mit dem ersten Anschluss der zweiten Drossel (L3) und über ein drittes Schaltelement (S3) mit dem Bezugspotential der Wechselspannung (UNETZ) verbunden ist.
3. Wechselrichterschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Primärkreis ein fünftes (S5) Schaltelement und einen zweiten Kondensator (CP) umfasst, welche gemeinsam mit der ersten Drossel (LP) als Primärstufe eines Cuk-Wandlers angeordnet sind.
4. Wechselrichterschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Primärkreis eine geteilte Primärwicklung (NP) sowie ein fünftes und ein sechstes Schaltelement (S5 und S6) umfasst, welche gemeinsam mit der ersten Drossel (LP) als Primärstufe eines Gegentakt-Wandlers angeordnet sind.
5. Wechselrichterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Primärwicklung (NP) , die Sekundärwicklung (N3) und die Wicklung der ersten Drossel (Lp) auf einem Transformatorkern angeordnet sind.
6. Wechselrichterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltelemente (Sl, S2, S3, S4, S5, S6, S7, S8) als Isolierschicht- Feldeffekttransistoren mit N-Kanal Sperrschicht ausgebildet sind.
7. Wechselrichterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltelemente (Sl, S2,
S3, S4, S5, S6, S7, S8) als sogenannte Insulated Gate Bipolar Transistoren mit parallel dazu angeordneten Dioden ausgebildet sind.
8. Wechselrichterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass eine zur Steuerung der Schaltelemente (Sl, S2, S3, S4, S5, S6, S7, S8) eingerichtete Steuerungseinheit vorgesehen ist, welche über Messanordnungen an die Gleichspannung (UIN) und an die Wechselspannung (UNEτz) angeschaltet und mit den Schaltelementen (Sl, S2, S3, S4, S5, S6, S7, S8) verbunden ist.
9. Verfahren zum Betreiben einer Wechselrichterschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass während einer positiven Wechselspannungs-Halbwelle das erste Schaltelement (Sl) ausgeschaltet und das zweite und vierte Schaltelement (S2 und S4) eingeschaltet werden und dass das dritte Schaltelement (S3) invers zum Takt des Primärkreises getaktet wird und dass des Weiteren während einer negativen Wechselspannungs-Halbwelle das vierte Schaltelement (S4) ausgeschaltet und das erste und dritte Schaltelement (Sl und S3) eingeschaltet werden und dass das zweite Schaltelement (S2) invers zum Takt des Primärkreises getaktet wird.
10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass bei einer positiven Wechselspannungs-Halbwelle und einem negativen Ausgangsstrom das dritte Schaltelement (S3) in der Weise pulsweitenmoduliert getaktet wird, dass jeder Ladezyklus des Transformators mit einem Einschalten des dritten Schaltelements (S3) beginnt und dass bei einer negativen Wechselspannungs-Halbwelle und einem positiven Ausgangsstrom das zweite Schaltelement (S2) in der Weise getaktet wird, dass jeder Ladezyklus des Transformators mit dem Einschalten des zweiten Schaltelements beginnt.
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