EP1943885A1 - Vorrichtung zum betreiben mindestens einer entladungslampe - Google Patents

Vorrichtung zum betreiben mindestens einer entladungslampe

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EP1943885A1
EP1943885A1 EP06807554A EP06807554A EP1943885A1 EP 1943885 A1 EP1943885 A1 EP 1943885A1 EP 06807554 A EP06807554 A EP 06807554A EP 06807554 A EP06807554 A EP 06807554A EP 1943885 A1 EP1943885 A1 EP 1943885A1
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EP
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converter
voltage
transformer
designed
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EP06807554A
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Bernhard Siessegger
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Osram GmbH
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Osram GmbH
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Publication date
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    • H05B41/2885—Static converters especially adapted therefor; Control thereof
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps

Definitions

  • the invention relates to a device according to the preamble of claim 1.
  • FIG. 1 Two-stage transducers for the low-frequency rectangular operation of a high-pressure discharge lamp are known.
  • the construction of a two-stage converter according to the prior art is shown in FIG. 1.
  • the term "converter” should always be understood in this context as the combination of DC-DC converter and inverter, although the DC-DC converter already has a complete " Transducer "represents.
  • the DC-DC converter supplies approximately an output current corresponding to the amount of the lamp current (U-I converter). This is converted from the next inverter into a low-frequency one. Almost rectangular lamp current converted, which is typically done by a full bridge.
  • FIG. 3 Basic structure of an electronic ballast according to the invention with Watkins-Johnson Inverse converter and ignition unit and discharge lamp
  • FIG. 5 Schematic diagram of the electronic ballast according to the preferred exemplary embodiment of the invention, consisting of an inverse Watkins-Johnson converter with forward blocking switches and pulse ignition unit and discharge lamp
  • FIG. 6 A combination of Watkins-Johnson inverse converter and inductor-down converter according to a further exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 7 Normalized current and voltage characteristics of the Inverse Watkins-Johnson converter with positive lamp current
  • FIG. 8 Normalized current and voltage characteristics of the Inverse Watkins-Johnson converter with negative lamp current
  • the above construction of the converter according to the prior art can be substantially simplified by using a high-level DC-DC converter with selectable polarity.
  • the inverter according to the prior art can be omitted if a low-frequency switching of the polarity of the output voltage of the DC-DC converter is used.
  • DC-DC converters with an inductive storage element such as on page 145 of the book by Eickick, Robert W.
  • the operating device according to the invention therefore comprises an inverse Watkins-Johnson converter in order to enable a low-frequency rectangular operation by means of a single-stage converter.
  • a ballast consisting of an inverse Watkins-Johnson converter including an ignition unit is shown in FIG. 3.
  • the switches used are reverse-blocking and are driven complementary to one another. Ideally, exactly one of the windings is always n
  • a linear regulator for controlling the lamp current or the lamp power is not possible for pulse width modulation.
  • a controller structure consisting of two independent “regulators”, each followed by a limiter defining the maximum and minimum duty cycle and thus preventing operation very close to the pole position, would be conceivable the limiter used to control the switches Si and S2.
  • Particularly small primary and secondary side leakage inductances can be achieved by a bifilar winding structure of the transformer T w .
  • identical windings are applied to the core 5 in a corresponding winding technique.
  • 2 of the 5 windings are connected to the overall winding ni and the remaining 3 to the overall winding n 2 , resulting in winding ratios of 2/3 (excluding series connections of the individual windings) or 2 (ni consists of a series connection of individual windings, n 2, however from a parallel connection of the individual windings) or of 1/3 (ni consists of a parallel connection of the individual windings, n 2, on the other hand, can be realized from a series connection of individual windings).
  • Neglecting the ignition unit and modeling the lamp by an ohmic resistor RL 51 during the time period DT of the switch Si, the current ⁇ changes therebetween
  • T denotes the period of a complete switching cycle.
  • the current ig2 moves through the switch S2 of
  • Si or S 2 as shown in Figure 5, accomplish.
  • the converter Since the converter is unable to provide a positive output voltage smaller than the input voltage (see Figure 4), the largest allowable input voltage must be above the minimum lamp voltage, so that the use of low input voltages, such as 12 V electrical system of a motor vehicle is limited. For use with higher input voltages, it should also be possible to set it low with a positive output voltage, as is possible, for example, with the extended circuit according to FIG.
  • the additional diode D 3 together with Si and the inductance L n - ⁇ of the winding n x a choke down converter. To the function of Inverse Watkins. Johnson transducer, despite the diode D 3 being able to continue to ensure be effective voltage.
  • the lamp La is operated with a low frequency, nearly rectangular current of 130 hertz rated power.
  • the conditions with a positive lamp current are shown in FIG. 7; the negative lamp current is shown in FIG.
  • the conditions after completion of a so-called power start of the lamp, which adjoins the ignition of the lamp and in which the mean time value of the lamp current is above the rated current of the lamp, are shown.
  • T j p is in Figures 5 and 6, the ignition transformer of an ignition unit, whose secondary winding L j p s is connected in series with the discharge path of the lamp La.
  • the duty ratio D sent to the switch S j _, S2 of the inverse Watkins-Johnson converter is limited to values with a sufficient distance from the pole of the voltage ratio ⁇ (D) to the voltage ratio ⁇ (D) a stationary in the area of a pole To avoid operation.
  • the above-mentioned lamp La is a mercury-free metal halide

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  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe mittels eines oder mehrerer Spannungswandler, wobei die Vorrichtung einen Spannungswandler umfasst, der als Inverser Watkins-Johnson-Wandler ausgebildet ist.

Description

Vorrichtung zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
I. Stand der Technik
Bekannt sind zweistufige Wandler für den niederfrequenten Rechteckbetrieb einer Hochdruckentladungslampe. Den Auf- bau eines zweistufigen Wandlers gemäß dem Stand der Technik zeigt die Figur 1. Unter dem Begriff „Wandler" soll in diesem Zusammenhang immer die Kombination aus Gleichspannungswandler und Wechselrichter verstanden werden, obwohl der Gleichspannungswandler im Sinne der Leistungs- elektronik bereits einen vollständigen „Wandler" darstellt. Der Gleichspannungswandler liefert näherungsweise einen dem Betrag des Lampenstroms entsprechenden Ausgangsstrom (U-I-Konverter) . Dieser wird vom nachfolgenden Wechselrichter in einen niederfrequenten. Nahezu recht- eckförmigen Lampenstrom umgewandelt, was typischerweise durch eine Vollbrücke erfolgt.
Als Gleichspannungswandler für geringe Eingangsspannungen Ug (zum Beispiel bei 12 V Eingangsspannung wie im Kfz) hat der Sperrwandler weite Verbreitung gefunden. Den am häufigsten anzutreffenden Aufbau des gesamten EVGs (E- lektronischen Vorschaltgeräts) , bestehend aus Sperrwandler, Vollbrücke und Impulszündeinheit, zeigt die Figur 2. II. Beschreibung der Figuren
Figur 1 Zweistufiger Aufbau eines Wandlers gemäß dem Stand der Technik
Figur2 Prinzipieller Aufbau eines EVGs bestehend aus einem zweistufigen Wandler mit Sperrwandler und Vollbrücke sowie Impulszündeinheit gemäß dem Stand der Technik
Figur 3 Prinzipieller Aufbau eines erfindungsgemäßen EVGs mit Inversem Watkins-Johnson-Wandler und Zündeinheit sowie Entladungslampe
Figur 4 Spannungsverhältnis ε abhängig vom Tastverhältnis D für drei verschiedene Windungszahlenverhältnisse ü (ü = 0,2 und ü = 1 sowie ü = 5)
Figur 5 Schaltskizze des EVGs gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung, bestehend aus In- versem Watkins-Johnson-Wandler mit vorwärtssperrenden Schaltern und Impulszündeinheit sowie Entladungslampe
Figur 6 Kombination aus Inversem Watkins-Johnson-Wandler und Drossel-Abwärtswandler gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung
Figur 7 Normierte Strom- und Spannungsverläufe des Inver- sen Watkins-Johnson-Wandlers bei positivem Lampenstrom Figur 8 Normierte Strom- und Spannungsverläufe des Inver- sen Watkins-Johnson-Wandlers bei negativem Lampenstrom
III . Darstellung der Erfindung
Es ist Aufgabe der Erfindung, einen Wandler bzw. eine Be- triebsvorrichtung für eine Entladungslampe mit einem vereinfachten Aufbau bereitzustellen.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Besonders vorteilhafte Ausführungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen beschrie- ben.
Der obige, gemäß dem Stand der Technik ausgeführte Aufbau des Wandlers kann wesentlich vereinfacht werden, sofern man einen hochstellenden Gleichspannungswandler mit wählbarer Polarität verwendet. Der Wechselrichter gemäß dem Stand der Technik kann entfallen, sofern eine niederfrequente Umschaltung der Polarität der Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers angewandt wird. Betrachtet man Gleichspannungswandler mit einem induktiven Speicherelement, wie beispielsweise auf Seite 145 des Buchs von E- rickson, Robert W. und Maksimovic, Dragan „Fundamentals of power electronics" 2. Edition, Kluwer Academic Publi- shers, Boulder, Colorado, USA, 2002 offenbart, so erfüllen die stromgespeiste Vollbrücke sowie der Inverse Watkins-Johnson-Wandler diese Anforderungen. Bei beiden kann neben der Höhe der Ausgangsspannung auch ihre Polarität durch das Tastverhältnis verändert werden. Der Inverse Watkins-Johnson-Wandler ist dabei der stromgespeisten Vollbrücke vorzuziehen, da er mit weniger Halbleiter- Schaltern auskommt. Gegenüber dem obigen, in Figur 2 dargestellten Aufbau des EVGs gemäß dem Stand der Technik kann nun die gleiche Funktion bei der erfindungsgemäßen Betriebsvorrichtung bzw. dem erfindungsgemäßen Wandler mit nur zwei anstelle von fünf Halbleiterschaltern gewährleistet werden. Die erfindungsgemäße Betriebsvorrichtung umfasst daher einen Inversen Watkins-Johnson- Wandler, um einen niederfrequenten Rechteckbetrieb mittels eines einstufigen Wandlers zu ermöglichen.
Ein aus einem Inversen Watkins-Johnson-Wandler inklusive Zündeinheit bestehendes Vorschaltgerät zeigt die Figur 3. Die verwendeten Schalter sind rückwärts-sperrend und werden komplementär zueinander angesteuert. Idealerweise ist immer genau eine der Wicklungen n-|_ oder n2 stromführend. Im Allgemeinen darf weder der Zustand, in dem beide Schalter leiten, noch der, in dem beide Schalter gesperrt sind, auftreten, was die Realisierung erschwert und meistens entsprechende Snubber-Schaltungen erforderlich machen wird.
Geht man vereinfachend von einem sehr großen Ausgangskondensator CI aus, ergibt sich dessen Spannung im stationären Fall unter der Annahme idealer Schalter und eines verlustlosen, fest gekoppelten Transformators mit Windungszahlenverhältnis ü
u=— n7
zu Un = UF
D-U(I-D)
Diesen Zusammenhang illustriert die Figur 4, wobei das Spannungsverhältnis ε
ε-_LL uE
zur Darstellung herangezogen wurde.
Wegen der Polstelle in ε(D) und der Anforderung abwechselnd eine positive und negative Ausgangsspannung bereitzustellen, ist für eine Pulsweitenmodulation ein linearer Regler zur Regelung des Lampenstroms bzw. der Lampenleis- tung nicht möglich. Denkbar wäre eine Reglerstruktur bestehend aus zwei unabhängigen „Reglern", jeweils gefolgt von einem Begrenzer, der das maximale bzw. minimale Tastverhältnis festlegt und damit einen Betrieb sehr nahe der Polstelle verhindert. Abhängig von der gewünschten PoIa- rität der Ausgangsspannung wird eines der beiden Ausgangssignale der Begrenzer zur Ansteuerung der Schalter Si und S2 verwendet.
Wählt man das Tastverhältnis D in der Weise, dass sich eine positive Spannung UQ-J_ ergibt, wird, während der Schalter S2 geschlossen ist, die Hauptinduktivität des Transformators Tw durch einen vom Ausgangskondensator Ci gelieferten positiven Strom Ig2 aufmagnetisiert . Anschließend wird bei geschlossenem Schalter Si durch den ebenfalls in positiver Zählrichtung fließenden Strom Ic]_ wieder abmagnetisiert, wobei die Energie vom Eingang zum Ausgang des Wandlers übertragen wird. Liefert der Wandler eine negative Ausgangsspannung, erfolgt bei leitendem Schalter Si eine Aufmagnetisierung der Hauptinduktivität durch einen positiven Schalterstrom, da sich die über der Wicklung n-|_ anliegende Spannung als Summe der Beträge von Ug und UQ"L ergibt. Im Gegensatz zum Fall mit positiver Ausgangsspannung stammt nun nur ein Bruchteil der im Transformator Tw gespeicherten Energie aus dem Ausgangskondensator CI . Die gespeicherte Energie wird anschließend bei geschlossenem Schalter S2 und Ig2 > 0 an den Ausgang übertragen.
Unter den obigen Voraussetzungen ergibt sich bei geschlossenem Schalter Si die Spannungsbelastung Ug2 des Schalters S2 zu
uS2-\ι+-)ucl--uE u) u
und nach einem Schaltvorgang die Spannungsbelastung Ug^ des Schalters Si zu
Die höchste Spannungsbelastung tritt auf, wenn es zu einem Zusammenbruch der Versorgungsspannung kommt, kurz be- vor die Lampe zündet, das heißt, am Wandlerausgang steht die WandlerleerlaufSpannung Uw g an (damit ergibt sich:
UC1 = UW, 0 oder UC1 = " UW, 0> •
Wurde das Verhältnis der Windungszahlen zu eins gewählt,
- der bezüglich der Schalterspannungsbelastungen beste Fall -, tritt bei Vernachlässigung der Eingangsspannung eine Sperrspannung in Höhe der doppelten Wandlerleerlauf- Spannung auf. Dieses Szenario erfordert verhältnismäßig hohe Sperrspannungen, worunter die Attraktivität dieses Konzepts leidet. Geht man davon aus, dass ein solcher Betriebszustand verhältnismäßig selten auftreten wird, las- sen sich Schalter mit geringerer Sperrspannung und entsprechenden Schutzschaltungen einsetzen. Beispielsweise könnten Z-Dioden, Transildioden oder Suppressordioden parallel zu den Schaltern Si, S2 Verwendung finden, die gegebenenfalls zu einer Entladung des Ausgangskondensators führen.
Darüber hinaus hat eine Windungszahlenverhältnis von ü=l den Vorteil, dass ein solcher Transformator Tw die beste magnetische Kopplung zwischen ni und n2 ermöglicht, und sich somit besonders wenig Verluste aufgrund von primär- und sekundärseitigen Streuinduktivitäten ergeben.
Besonders kleine primär- und sekundärseitige Streuinduktivitäten lassen sich durch einen bifilaren Wicklungsaufbau des Transformators Tw erreichen. Dazu werden beispielsweise auf den Kern 5 identische Wicklungen in ent- sprechender Wickeltechnik aufgebracht. Anschließend werden beispielsweise 2 der 5 Wicklungen zur Gesamtwicklung ni und die restlichen 3 zur Gesamtwicklung n2 zusammengeschaltet, wodurch sich Wicklungsübersetzungsverhältnisse von 2/3 (ausschließlich Reihenschaltungen der Einzelwick- lungen) oder von 2 (ni besteht aus einer Reihenschaltung von Einzelwicklungen, n2 hingegen aus einer Parallelschaltung der Einzelwicklungen) oder von 1/3 (ni besteht aus einer Parallelschaltung der Einzelwicklungen, n2 hingegen aus einer Reihenschaltung von Einzelwicklungen) re- alisieren lassen. Vernachlässigt man die Zündeinheit und modelliert die Lampe durch einen ohmschen Widerstand RL51, ändert sich während der Zeitdauer DT des Schalters Si der Strom ig-^ durch denselben zwischen
υ 1 u Cl U^ Cl - U1
* S,li v(0) = - ■ + ■ -DT
UE RLa D 2L111
und
linear mit der Zeit. Dabei bezeichnet T die Periodendauer eines vollständigen Schaltzyklus. Analog bewegt sich der Strom ig2 durch den Schalter S2 von
I52(DΓ) = MI51(DΓ)
nach
iS2(J) =üisl(0) .
Setzt man voraus, dass beide Schalter nur unidirektional Strom führen, lässt sich die Forderung nach einer exakt komplementären Ansteuerung der beiden Schalter Si, S2 durch jeweils eine Diode Di bzw. D2 in Reihe zum Schalter
Si bzw. S2, wie in Figur 5 dargestellt, bewerkstelligen.
Damit lassen sich als Schalter Si, S2 die in diesem An- wendungsbereich gängigen Halbleiterschalter, insbesondere
Transistoren wie MOSFETs, IGBTs und Bipolartransistoren einsetzen . Durch die Verwendung der Dioden Di, D2 vereinfacht sich die Ansteuerung erheblich: Soll eine positive Ausgangsspannung bereitgestellt werden, darf Si dauernd eingeschaltet sein bzw. das zugehörige Ansteuersignal einen konstanten Wert aufweisen und S2 wird ein sich zeitlich veränderndes, beispielsweise pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal zugeführt. Umgekehrt verhält es sich bei negativer Ausgangsspannung. Hier kann S2 dauerhaft geschlossen bleiben und Si wird ein entsprechend sich zeit- lieh änderndes Ansteuersignal zugeführt, so dass nur Si Schalthandlungen ausführt. Zur Erzeugung eines Ausgangsstromes mit wechselnder Polarität, wie dies beispielsweise zum Betrieb von für Wechselspannung ausgelegte Entladungslampen der Fall ist, wird periodisch zwischen diesen beiden Ansteuermodi umgeschaltet.
Da der Wandler nicht in der Lage ist, eine positive Ausgangsspannung bereitzustellen, die kleiner als die Eingangsspannung ist (vgl. Figur 4), muss die größte zulässige Eingangsspannung oberhalb der minimalen Lampenspan- nung liegen, so dass der Einsatz auf geringe Eingangsspannungen, beispielsweise das 12 V-Bordnetz eines Kraftfahrzeuges beschränkt ist. Für den Einsatz bei höheren Eingangsspannungen müsste auch ein Tiefsetzen bei positiver Ausgangsspannung möglich sein, wie dies beispielswei- se mit der erweiterten Schaltung nach Figur 6 möglich ist. Die zusätzliche Diode D3 bildet zusammen mit Si und der Induktivität Ln-^ der Wicklung nx einen Drossel- Abwärtswandler. Um die Funktion des Inversen Wat- kins . Johnson-Wandlers trotz der Diode D3 weiterhin si- cherstellen zu können, darf diese nur bei positiver Aus- gangsspannung wirksam sein. Dies macht den zusätzlichen Schalter S3, - beispielsweise ein MOSFET im Rückwärtsbetrieb (das heißt, Source-Anschluss des MOSFETs ist mit der Anode von D3 verbunden) -, erforderlich. Die Figuren 7 und 8 zeigen normierte Strom- und Spannungsverläufe (u χ = uχ/UE und i χ = iχ/I;La) ^er entsprechenden Momentanwer¬ te von Spannungen und Strömen für die Schaltung gemäß Figur 5, wobei die Lampe eine Nenn-Brennspannung von 40 V und eine Nennleistung von 32 W aufweist. Die Lampe La wird mit einem niederfrequenten, nahezu rechteckförmigen Strom von 130 Hertz mit Nennleistung betrieben. Die Verhältnisse bei positivem Lampestrom zeigt Figur 7, die bei negativem Lampenstrom ist in Figur 8 dargestellt. Dabei sind die Verhältnisse nach Beendigung eines so genannten Leistungsanlaufs der Lampe, der sich an die Zündung der Lampe anschließt und bei dem der zeitliche Mittelswert des Lampenstrom oberhalb des Nennstromes der Lampe liegt, dargestellt .
Mit Tjp ist in den Figuren 5 und 6 der Zündtransformator einer Zündeinheit bezeichnet, dessen Sekundärwicklung Ljp s in Serie zur Entladungsstrecke der Lampe La geschaltet ist.
Das an die Schalter S-j_, S2 des Inversen Watkins-Johnson- Wandlers übermittelte Tastverhältnis D wird auf Werte mit einem ausreichendem Abstand zur Polstelle des Spannungsübersetzungsverhältnisses ε(D) begrenzt, um im Bereich der Polstelle des Spannungsübersetzungsverhältnisses ε(D) einen stationären Betrieb zu vermeiden. Gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung handelt es sich bei der oben genannten Lampe La um eine quecksüberfreie Halogen-Metalldampf-
Hochdruckentladungslampe für den Einsatz in einem Fahr- zeugscheinwerfer. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel besitzen die vorgenannten Größen folgende Werte:
Eingangsspannung Ug = 12 V der Transformator Tw besitzt einen bifilaren Wicklungsaufbau mit einem Windungszahlenverhältnis ü = 1 Ausgangskondensatorkapazität Ci = 1 μF
Induktivität Ln-^ der Wicklung nl : Ln-^ = 100 μH Induktivität Ljp s der Sekundärwicklung des Zündtransformators Tjp beträgt 500 μH, Schaltfrequenz f der Schalter Si, S2: f = 100 kHz

Claims

Ansprüche
1. Vorrichtung zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe mittels eines oder mehrerer Spannungswandler, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung einen Spannungswandler umfasst, der als Inver- ser Watkins-Johnson-Wandler ausgebildet ist.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Inverse Watkins-Johnson-Wandler zwei alternierend schaltende Schaltmittel umfasst.
3. Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei der Inverse Wat- kins-Johnson-Wandler einen Transformator (Tw) mit einer ersten Wicklung (ni) , die bei geschlossenem ersten Schaltmittel (Si) in Serie zu dem ersten Schaltmittel geschaltet ist, und mit einer zweiten Wicklung (ri2) , die bei geschlossenem zweiten Schalt- mittel (S2) in Serie zu dem zweiten Schaltmittel geschaltet ist, aufweist.
4. Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei das erste und oder das zweite Schaltmittel als Serienschaltung aus einer Diode (Di, D2) und einem Halbleiterschal- ter (Si, S2) ausgeführt sind.
5. Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei der oder die Halbleiterschalter (Si, S2) als Transistoren ausgeführt sind.
6. Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei das erste und oder das zweite Schaltmittel durch parallel ange- ordnete Z-Dioden, Transildioden oder Suppressordio- den vor Spannungsüberlastung geschützt sind.
7. Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Vorrichtung derart ausgebildet ist, dass in Zeitbereichen zeit- lieh konstanter Polarität des Lampenstromes, nur einem der beiden Halbleiterschalter (Si, S2) ein Ansteuersignal mit sich änderndem Zustand zugeführt wird, und dem anderen der beiden Halbleiterschalter (Si, S2) ein zeitlich konstantes Ansteuersignal zu- geführt wird, so dass dieser andere Halbleiterschalter dauerhaft eingeschaltet ist.
8. Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Schaltung um ein weiteres Schaltmittel (S3) erweitert ist, so dass ein Tiefsetzen bei positiver Ausgangsspannung möglich ist.
9. Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei das weitere Schaltmittel als Serienschaltung aus einer Diode (D3) und einem Halbleiterschalter (S3) ausgeführt ist .
10. Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei der weitere Halbleiterschalter (S3) durch einen MOSFET im Rückwärtsbetrieb ausgeführt ist.
11. Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei das Verhältnis der Windungszahlen (ü) des Transformators (Tw) im Bereich zwischen 1/5 und 5 liegt.
12. Vorrichtung nach Anspruch 10, wobei das Verhältnis der Windungszahlen (ü) des Transformators (Tw) eins beträgt .
13. Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei die Wicklungen des Transformators (Tw) bifilar ausgeführt sind.
14. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 2 bis 7, wobei Mittel zur Begrenzung des an die Halbleiterschalter (S-|_, S2) übermittelten Tastverhältnisses (D) vorgesehen sind.
EP06807554A 2005-11-02 2006-10-26 Vorrichtung zum betreiben mindestens einer entladungslampe Withdrawn EP1943885A1 (de)

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AU (1) AU2006310626A1 (de)
BR (1) BRPI0618223A2 (de)
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