EP1611666B1 - Schaltnetzteil - Google Patents

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EP1611666B1
EP1611666B1 EP04725686A EP04725686A EP1611666B1 EP 1611666 B1 EP1611666 B1 EP 1611666B1 EP 04725686 A EP04725686 A EP 04725686A EP 04725686 A EP04725686 A EP 04725686A EP 1611666 B1 EP1611666 B1 EP 1611666B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
winding
power supply
switched
supply unit
primary winding
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
EP04725686A
Other languages
English (en)
French (fr)
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EP1611666A1 (de
Inventor
Heinz Dettmer
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Z-Laser Optoelektronik GmbH
Original Assignee
Z-Laser Optoelektronik GmbH
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Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=33160628&utm_source=google_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=EP1611666(B1) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Priority claimed from DE20306035U external-priority patent/DE20306035U1/de
Application filed by Z-Laser Optoelektronik GmbH filed Critical Z-Laser Optoelektronik GmbH
Publication of EP1611666A1 publication Critical patent/EP1611666A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP1611666B1 publication Critical patent/EP1611666B1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/28—Coils; Windings; Conductive connections
    • H01F27/32—Insulating of coils, windings, or parts thereof
    • H01F27/323—Insulation between winding turns, between winding layers
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F19/00—Fixed transformers or mutual inductances of the signal type
    • H01F19/04—Transformers or mutual inductances suitable for handling frequencies considerably beyond the audio range
    • H01F19/08—Transformers having magnetic bias, e.g. for handling pulses
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/34—Special means for preventing or reducing unwanted electric or magnetic effects, e.g. no-load losses, reactive currents, harmonics, oscillations, leakage fields
    • H01F27/341—Preventing or reducing no-load losses or reactive currents

Definitions

  • the invention relates to a switching power supply for supplying low-voltage consumers from a mains voltage source, with a clocked DC-DC converter for electrically isolating the network side from the low-voltage side, wherein the converter comprises a transformer having a primary winding and a secondary winding, wherein between the primary winding and the secondary winding an electrical insulation layer is arranged, wherein the primary winding in the circuit of an input voltage source is connected in series with a clock-controlled semiconductor switch, and wherein the secondary winding is connected via a rectifier circuit with terminals for the low-voltage consumer.
  • Such a switching power supply is known from the document DE20203714U. It has an input voltage source which has a bridge rectifier, which is connectable with its input terminals to the mains voltage of the public alternating voltage network. With its output terminals, the bridge rectifier is connected to an electrolytic capacitor, which smoothes the pulsating output DC voltage of the bridge rectifier.
  • the input voltage source is connected via a semiconductor switch to a primary winding of a transformer to form a circuit.
  • the semiconductor switch has a control input, which is connected to the periodic interruption of the circuit with a drive device. About the drive means an approximately rectangular control voltage is applied to the control input.
  • an electrical voltage is generated in the secondary winding of the transformer, which rectified by means of a rectifier circuit and electrical terminals is supplied, which are connectable to a low-voltage consumer.
  • the switching frequency is greater than the line frequency, whereby the transformer has relatively small dimensions compared to a mains frequency operated transformer of equal power
  • an electrical paper insulation layer is disposed between the primary winding and the secondary winding, which has a thickness of about 0.1 millimeters
  • the required surge resistance of the transformer is taking into account the required surge resistance of the transformer as small as possible thickness of the insulating layer sought to achieve a good magnetic coupling between the primary winding and the secondary winding, a low leakage inductance and a low device load and thus a low power loss.
  • the primary circuit is connected to the secondary winding via a radio interference suppression capacitor.
  • the switching power supply is housed in a grounded metallic housing. Between the housing and the switching power supply a coupling capacity is formed.
  • Such a switching power supply must meet certain requirements for protection class 1 applications to the Störfrequenzaus slaughter and the immunity to the Burstschreibs trimgriff on the galvanically isolated to the network side low-voltage side.
  • the housing of the switched-mode power supply is arranged on an electrically insulated base, static discharges (by contact) can generate leakage currents via the housing, the coupling capacitor, the low-voltage consumer and the RFI suppression capacitor to the network.
  • it can be uncomfortable for the user of the switched-mode power supply if he experiences the leakage current as an electric shock.
  • by such a leakage current but also a connected to the switching power supply sensitive low-voltage consumer, such. a laser diode, damaged or even destroyed when the leakage current to the low-voltage consumer passes.
  • Another disadvantage of the known switching power supply is that it still has relatively large dimensions.
  • the insulation layer for capacitive decoupling of primary winding and secondary winding has a thickness of at least 0.2 millimeters, and that the transducer is designed as a resonant flyback converter.
  • the thickness of the insulating layer arranged between the primary winding and the secondary winding is selected to be greater than would actually be necessary for the fulfillment of the overvoltage resistance of the transformer.
  • a very small coupling capacitance between the primary winding and the secondary winding is achieved by this measure, so that the leakage current is reduced accordingly.
  • the associated reduction of the magnetic coupling between the primary winding and the secondary winding, which leads to a greater power loss in the transformer is deliberately accepted.
  • the transducer designed as a resonant flyback converter results in a sinusoidal course of the drive signal for the semiconductor switch, whereby the steepness of the switched transformer currents decreases so sharply in comparison with the switching power supply known from the prior art, in which the semiconductor switch is driven with a rectangular drive signal. that it is possible to dispense with an interference suppression capacitor connecting the primary winding with the secondary winding.
  • the switching power supply is particularly suitable as a power supply for laser diodes. Even in medical devices that come into contact with patients, the switching power supply can be used advantageously. Since a suppression capacitor is saved, the switching power supply allows compact dimensions.
  • the switching power supply can also be used to operate a mobile phone. there The low leakage current prevents the user of the mobile phone from feeling a disturbing tingling sensation when making a call when the mobile phone is connected to the switched-mode power supply.
  • the thickness of the insulating layer is at least 0.3 millimeters, preferably at least 0.35 millimeters and in particular at least 0.4 millimeters.
  • the switching power supply thereby allows an even smaller leakage current, which may be in picoampere range.
  • the thickness of the insulating layer is at least 0.5 millimeters, optionally at least 0.6 millimeters and possibly at least 0.7 millimeters. Such a wall thickness of the insulating layer is particularly useful for larger switching power supplies.
  • the secondary winding is arranged on the outer circumference of the primary winding. As a result, even lower interference frequency radiation is possible.
  • the primary winding and the secondary winding are arranged next to one another in the axial direction and that the insulating layer is arranged in a plane extending approximately at right angles to the axial direction between the primary winding and the secondary winding.
  • the primary winding is connected at one end to a pole of the input voltage source and at its other end to the semiconductor switch, wherein the primary winding has a plurality of winding layers and wherein the winding layer whose end is connected to the semiconductor switch, a soft magnetic and / or ferritic transformer core and the winding layer whose end is connected to the pole of the input voltage source, which faces the secondary winding.
  • a good shielding of the secondary winding against the parasitic voltages occurring at the primary winding can also be achieved in that the secondary winding covers the primary winding only partially, and that between the secondary winding and the end face of the primary winding, to which the connected to the semiconductor switch end of the primary winding is arranged , a distance is provided. Also in this embodiment, the side of the primary winding, at which the potential fluctuations occur during switching, arranged away from the secondary winding.
  • the secondary winding has a larger number of turns, it is advantageous if the secondary winding has a plurality of stacked winding layers, and if the radial dimension or thickness of the winding body formed by these winding layers is greater than its axial dimension or length.
  • the winding of the low-voltage side is thus designed as a narrow vertical winding, so that between the end face of the secondary winding, on which the semiconductor switch connected to the end of the primary winding is arranged and the secondary winding, a correspondingly large distance may be present.
  • an auxiliary voltage winding is arranged between the primary winding and the secondary winding, which is connected in such a way with a control electronics for the semiconductor switch, that it can be used as a power supply for the control electronics.
  • the control electronics can be supplied with low loss with a reduced operating voltage compared to the mains voltage.
  • the connections for the low-voltage consumer are connected to measuring signal inputs of a voltage measuring device whose measuring signal output is connected to a comparison device having a reference voltage source, wherein the comparison device is connected to the control electronics to form a closed loop via a controller, and wherein between the controller and the control electronics preferably an optocoupler is arranged.
  • the voltage applied to the secondary winding voltage is thus regulated by being measured and compared with a reference voltage, and by the Occurrence of a control deviation, the drive signal for the semiconductor switch is changed such that the control deviation is reduced or eliminated.
  • the optocoupler allows the galvanic isolation between the primary winding and the secondary winding.
  • the clock frequency of the converter is preferably greater than 25 kHz.
  • the transformer can then have very compact dimensions.
  • the semiconductor switch, the drive circuit and the input voltage source on one side of the transformer and the rectifier circuit and optionally the measuring device and the control circuit are arranged on the opposite other side of the transformer.
  • the secondary side of the switching power supply is then even better shielded against electromagnetic interference that occur on the primary side.
  • the switching power supply has a housing, in the inner cavity of the input voltage source, and the converter are arranged, wherein the housing is electrically connected to one of the terminals for the low-voltage consumer.
  • the switching power supply then meets even higher requirements for the radio interference suppression.
  • the housing is preferably made of metal. But it may also consist of an electrically insulating material, such as plastic, which is provided with an electrically conductive coating.
  • the housing is preferably tubular, wherein the electrical circuit formed by the input voltage source and the converter and the low-voltage consumer in the axial direction of the housing in its inner cavity are arranged one behind the other and preferably spaced from each other by a gap.
  • the switching power supply is preferably facing with its secondary side of the low-voltage consumer.
  • a switched-mode power supply for the supply of low-voltage consumers from a mains voltage source namely the public alternating voltage network
  • a mains voltage source namely the public alternating voltage network
  • the output terminals or poles 4a, 4b of the bridge rectifier 2 are connected via an EMC filter 5 with a first electrolytic capacitor C4, which is used for smoothing the rectified by the bridge rectifier 2 mains AC voltage.
  • the input voltage source 1 feeds a designated in Figure 1 as a whole by 6 clocked DC-DC converter, which has a transformer 7 with a primary winding 8, a secondary winding 9 and an auxiliary voltage winding 10 for galvanically isolating the network side from the low voltage side, on a formed as a laminated core soft magnetic core 11 are arranged.
  • a laminated core soft magnetic core 11 may be provided from ferrite material.
  • a closed magnetic circuit is formed, which passes through the primary winding 8, the secondary winding 9 and the Hiffswoodswicklung 10.
  • the primary winding 8 of the transformer 7 is connected at its one winding terminal to a first pole 4a of the input voltage source 1 and at its other winding terminal to a drain terminal of a clock-controlled semiconductor switch V1 designed as a field effect transistor.
  • the source terminal of the semiconductor switch V1 is connected via a first ohmic resistor R9 to a second pole 4b of the input voltage source 1 or input stage.
  • the secondary winding 9 of the transformer 7 is connected with its one winding connection via a rectifier D1 with a first terminal 12a and with its other winding terminal with a second terminal 12b for the low-voltage consumer connected.
  • a second electrolytic capacitor C3 Parallel to the terminals 12a, 12b, a second electrolytic capacitor C3 is connected, which serves as a buffer and for screening.
  • the DC-DC converter 6 is designed as a resonant flyback converter and has a first capacitor C5, which forms a series resonant circuit with the primary winding 8.
  • the capacitor C5 is to its one pole to the connected to the drain terminal of the semiconductor switch V1 winding terminal of the primary winding 8 and with its other pole connected to a first node 13 which is connected via a second resistor R8 to the second pole 4b of the input voltage source.
  • the first node 1 3 is also connected to the base of a first transistor V2 of a control electronics for the semiconductor switch V1.
  • the collector of the transistor V2 is connected to a second node 14, which is connected on the one hand via a diode D7 to the gate terminal of the semiconductor switch V1 and on the other hand to the collector of a second transistor V3 of the control electronics.
  • the emitters of the transistors V2, V3 are connected to the second pole 4b of the input voltage source 1.
  • the base of the second transistor V3 is connected via a third resistor R12 to the source terminal of the semiconductor switch V1 and via a fourth resistor R11 to a voltage divider terminal of a voltage divider R4 connecting the first pole 4a to the second pole 4b of the input voltage source 1 R4.
  • Another voltage divider terminal of the voltage divider R4, R10, R7 is connected via a resistor R6 to the gate terminal of the semiconductor switch V1.
  • This voltage divider terminal is also connected via a second capacitor C1 to a first terminal of the auxiliary voltage winding 10.
  • a second terminal of the auxiliary voltage winding 10 is connected to the second pole 4b of the input voltage source.
  • the control electronics is supplied with low loss with an operating voltage which is smaller than the mains voltage.
  • the voltage applied to the auxiliary voltage winding 10 is dimensioned so that a magnetic saturation of the soft magnetic material of the transformer core 11 is avoided.
  • the resonant circuit formed by the primary winding 8 and the capacitor C5 results in a sinusoidal current characteristic with a small transconductance in the primary circuit.
  • the primary winding 8 has a plurality of winding layers and that the auxiliary voltage winding 10 is arranged on the outer circumference of the primary winding 8. Furthermore, it can be seen that the secondary winding 9 is arranged on the auxiliary voltage winding 10. Between the primary winding 8 and the auxiliary voltage winding 10, a first electrical insulation layer 15 is arranged, the thickness of which is approximately 0.1 millimeters in the radial direction. Between the auxiliary voltage winding 10 and the secondary winding 9, a second electrical insulation layer 16 is arranged, the thickness d in the radial direction is about 0.35 millimeters. On its outer circumference, the secondary winding 9 is covered by a third electrical insulation layer 19, which serves as a cover layer.
  • the primary winding and secondary winding largely capacitive decoupled by this measure, in combination with the lack of suppression capacitor between the primary winding 8 and the secondary winding 9 is a very small coupling capacitance between the primary side and the secondary side of the transformer 7 and thus reaches a correspondingly low leakage current, which is typically less than 1 microampere.
  • the coupling capacity is typically less than 25 picofarads.
  • the terminals 12a, 12b is connected to the low-voltage consumer with an integrated circuit D4, which includes a reference voltage source and a comparator for comparing the between Having the terminals 12a, 12b applied output voltage having a reference voltage.
  • the integrated circuit D4 also contains a regulator which generates a control voltage which is dependent on the deviation between the measured output voltage and the reference voltage and which supplies a light-emitting diode of an opto-coupler O1.
  • a photocell of the opto-coupler O1 arranged in the emission area of the light-emitting diode is connected to an actuating input of the control electronics for regulating the output voltage applied between the terminals 12a, 12b.
  • the power supply for powering low-voltage consumers from the public grid has a transformer 7, a clocked converter 6 for the galvanic separation of the network side and the low-voltage side and a grounded housing on
  • the coupling capacitance between the windings of the transformer 7 is reduced by a special winding layer structure.
  • a switching method is selected in which the slopes of the switched transformer currents are low.
  • the clock frequency of the converter 6 is greater than 25kHz selected.

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Description

  • Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil zur Stromversorgung von Niederspannungsverbrauchern aus einer Netzspannungsquelle, mit einem getakteten Gleichspannungs-Gleichspannungs-Wandler zur galvanischen Trennung der Netzseite von der Niederspannungsseite, wobei der Wandler einen Transformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung aufweist, wobei zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung eine elektrische Isolationsschicht angeordnet ist, wobei die Primärwicklung im Stromkreis einer Eingangsspannungsquelle mit einem taktgesteuerten Halbleiterschalter in Reihe geschaltet ist, und wobei die Sekundärwicklung über eine Gleichrichterschaltung mit Anschlüssen für den Niederspannungsverbraucher verbunden ist.
  • Ein derartiges Schaltnetzteil ist aus dem Dokument DE20203714U bekannt. Es weist eine Eingangsspannungsquelle auf, die einen Brückengleichrichter hat, der mit seinen Eingangsanschlüssen mit der Netzspannung des öffentlichen Wechselspannungsnetzes verbindbar ist. Mit seinen Ausgangsanschlüssen ist der Brückengleichrichter an einem Elektrolytkondensator angeschlossen ist, der die pulsierende Ausgangsgleichspannung des Brückengleichrichters glättet. Die Eingangsspannungsquelle ist über einen Halbleiterschalter mit einer Primärwicklung eines Transformators zu einem Stromkreis verbunden. Der Halbleiterschalter weist einen Steuereingang auf, der zum periodischen Unterbrechen des Stromkreises mit einer Ansteuereinrichtung verbunden ist. Über die Ansteuereinrichtung wird an den Steuereingang eine etwa rechteckförmige Steuerspannung angelegt. Durch das periodische Unterbrechen des Stromkreises wird in der Sekundärwicklung des Transformators eine elektrische Spannung erzeugt, die mit Hilfe einer Gleichrichterschaltung gleichgerichtet und elektrischen Anschlüssen zugeführt wird, die mit einem Niederspannungsverbraucher verbindbar sind. Die Schaltfrequenz ist größer als die Netzfrequenz, wodurch der Transformator im Vergleich zu einem mit Netzfrequenz betriebenen Transformator gleicher Leistung relativ kleine Abmessungen aufweist
  • Um eine sichere galvanische Trennung zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung zu ermöglichen und insbesondere beim Auftreten einer Überspannung im Wechselspannungsnetz einen Durchschlag der Wechselspannung von der Primärwicklung auf die Sekundärwicklung zu verhindern, ist zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung eine elektrische Papier-Isolationsschicht angeordnet, die eine Dicke von etwa 0,1 Millimetern aufweist Bei der Konstruktion des Transformators wird unter Berücksichtigung der geforderten Überspannungsfestigkeit des Transformators eine möglichst geringe Dicke der Isolationsschicht angestrebt, um ein gute magnetische Kopplung zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung, eine geringe Streuinduktivität und eine niedrige Bauelementbelastung und somit eine geringe Verlustleistung zu erreichen.
  • Zur Einhaltung gesetzlich vorgeschriebener Funkstörspannungsgrenzwerte ist der Primärkreis über einen Funk-Entstörkondensator mit der Sekundärwicklung verbunden. Das Schaltnetzteil ist in einem geerdeten metallischen Gehäuse untergebracht. Zwischen dem Gehäuse und dem Schaltnetzteil ist eine Koppelkapazität gebildet.
  • Ein derartiges Schaltnetzteil muss bestimmte Anforderungen für Anwendungen der Schutzklasse 1 an die Störfrequenzaussendung und an die Störfestigkeit erfüllen, die den Burstspannungsdurchgriff auf die galvanisch zur Netzseite getrennte Niederspannungsseite betrifft. Wenn das Gehäuse des Schaltnetzteils auf einer elektrisch isolierten Unterlage angeordnet ist, können statische Entladungen (durch Berührung) Ableitströme über das Gehäuse, die Koppelkapazität, den Niederspannungsverbraucher und den Funk-Entstörkondensator zum Netz erzeugen. Die kann einerseits für den Benutzer des Schaltnetzteils unangenehm sein, wenn er den Ableitstrom als Stromschlag empfindet. Andererseits kann durch einen derartigen Ableitstrom aber auch ein an dem Schaltnetzteil angeschlossener empfindlicher Niederspannungsverbraucher, wie z.B. eine Laserdiode, beschädigt oder sogar zerstört werden, wenn der Ableitstrom auf den Niederspannungsverbraucher durchgreift. Ein weiterer Nachteil des bekannten Schaltnetzteils besteht darin, dass es noch verhältnismäßig große Abmessungen aufweist.
  • Es besteht deshalb die Aufgabe, ein Schaltnetzteil der eingangs genannten Art zu schaffen, das bei kompakten Abmessungen einen geringen Ableitstrom und eine niedrige Störaussendung bei gleichzeitig hoher Störfestigkeit (Burst, Surge, HF-Feld, HF-Einströmung) ermöglicht.
  • Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, dass die Isolationsschicht zur kapazitiven Entkopplung von Primärwicklung und Sekundärwicklung eine Dicke von mindestens 0,2 Millimeter aufweist, und dass der Wandler als Resonanzsperrwandler ausgebildet ist.
  • In überraschender Weise ist also die Dicke der zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung angeordneten Isolationsschicht größer gewählt als dies für die Erfüllung der Überspannungsfestigkeit des Transformators eigentlich erforderlich wäre. In vorteilhafter Weise wird durch diese Maßnahme ein sehr geringe Koppelkapazität zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung erreicht, so dass sich der Ableitstrom entsprechend reduziert. Die damit einhergehende Reduzierung der magnetischen Kopplung zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung, die zu einer größeren Verlustleistung in dem Transformator führt, wird bewusst in Kauf genommen. Durch den als Resonanzsperrwandler ausgebildeten Wandler ergibt sich ein sinusartiger Verlauf des Ansteuersignals für den Halbleiterschalter, wodurch die Steilheit der geschalteten Transformatorströme im Vergleich zu dem aus dem Stand der Technik bekannten Schaltnetzteil, bei dem der Halbleiterschalter mit einem rechteckförmigen Ansteuersignal angesteuert wird, so stark abnimmt, dass auf einen die Primärwicklung mit der Sekundärwicklung verbindenden Entstör-Kondensator verzichtet werden kann. Dadurch wird die elektrische Kapazität zwischen der Primär- und der Sekundärseite des Schaltnetzteils zusätzlich um einen Faktor K = CK / (CK + CE) reduziert wobei CK die der Koppelkapazität zwischen der Primär- und der Sekundärseite des Schaltnetzteils und CE die der Kapazität des Entstör-Kondensators bedeuten. Durch diese Maßnahmen sind der Ableitstrom und der Burstspannungsdurchgriff von der Primärseite auf die Sekundärseite auf einen Wert reduziert durch den empfindliche Verbraucher so gut wie gar nicht beeinflusst werden. Dennoch ist die Abstrahlung von Störfrequenzen aufgrund der geringen Steilheit der Transformatorströme äußerst gering, so dass das Umfeld des Schaltnetzteils kaum gestört wird. Wegen des niedrigen Ableitstroms ist das Schaltnetzteil vor allem als Stromversorgung für Laserdioden geeignet. Auch in medizinischen Geräten, die mit Patienten in Berührung kommen, kann das Schaltnetzteil vorteilhaft zur Anwendung kommen. Da ein Entstör-Kondensator eingespart wird, ermöglicht das Schaltnetzteil kompakte Abmessungen. In vorteilhafter Weise kann das Schaltnetzteil auch zum Betreiben eines Mobiltelefons verwendet werden. Dabei wird durch den geringen Ableitstrom vermieden, dass der Benutzer des Mobiltelefons beim Telefonieren ein störendes Kribbeln am Ohr spürt, wenn das Mobiltelefon am Schaltnetzteil angeschlossen ist.
  • Bei einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung beträgt die Dicke der Isolationsschicht mindestens 0,3 Millimeter, bevorzugt mindestens 0,35 Millimeter und insbesondere mindestens 0,4 Millimeter. Das Schaltnetzteil ermöglicht dadurch einen noch kleineren Ableitstrom, der in Pikoamperebereich liegen kann.
  • Ein noch größerer Abstand zwischen Primär- und Sekundärwicklung und somit ein noch geringerer Ableitstrom kann dadurch erreicht werden, dass die Dicke der Isolationsschicht mindestens 0,5 Millimeter, gegebenenfalls mindestens 0,6 Millimeter und eventuell mindestens 0,7 Millimeter beträgt. Eine derartige Wandstärke der Isolationsschicht ist vor allem bei größeren Schaltnetzteilen zweckmäßig.
  • Vorteilhaft ist, wenn die Sekundärwicklung am Außenumfang der Primärwicklung angeordnet ist. Dadurch wird eine noch geringere Störfrequenz-Abstrahlung ermöglicht. Grundsätzlich ist es aber auch denkbar, dass die Primärwicklung und die Sekundärwicklung in Axialrichtung nebeneinander angeordnet sind und dass die Isolationsschicht in einer etwa rechtwinklig zur Axialrichtung verlaufenden Ebene zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung angeordnet ist.
  • Bei einer zweckmäßigen Ausführungsform der Erfindung ist die Primärwicklung mit ihrem einen Ende mit einem Pol der Eingangsspannungsquelle und mit ihrem anderen Ende mit dem Halbleiterschalter verbunden ist, wobei die Primärwicklung mehrere Wicklungslagen aufweist und wobei die Wicklungslage, deren Ende mit dem Halbleiterschalter verbunden ist, einem weichmagnetischen und/oder ferritischen Transformator-Kern und die Wicklungslage, deren Ende mit dem Pol der Eingangsspannungsquelle verbunden ist, der Sekundärwicklung zugewandt ist. Die Seite der Primärwicklung, die mit dem Halbleiterschalter verbunden ist und an der beim Schalten die Potentialschwankungen auftreten, ist also von der Sekundärwicklung entfernt angeordnet, so dass die beim Schalten des Primärstroms auftretenden Störungen nicht oder nur in sehr geringem Umfang auf die Sekundärwicklung übertragen werden.
  • Eine gute Abschirmung der Sekundärwicklung gegen die an der Primärwicklung auftretenden Störspannungen kann auch dadurch erreicht werden, dass die Sekundärwicklung die Primärwicklung nur teilweise überdeckt, und dass zwischen der Sekundärwicklung und der Stirnseite der Primärwicklung, an der das mit dem Halbleiterschalter verbundene Ende der Primärwicklung angeordnet ist, ein Abstand vorgesehen ist. Auch bei dieser Ausführungsform ist die Seite der Primärwicklung, an der beim Schalten die Potentialschwankungen auftreten, von der Sekundärwicklung entfernt angeordnet.
  • Wenn die Sekundärwicklung eine größere Anzahl Windungen aufweist, ist es vorteilhaft, wenn die Sekundärwicklung mehrere aufeinanderliegende Wicklungslagen hat, und wenn die radiale Abmessung oder Dicke des durch diese Wicklungslagen gebildeten Wicklungskörpers größer ist als dessen axiale Abmessung oder Länge. Die Wicklung der Niederspannungsseite ist also als schmale Hochkantwicklung ausgebildet, so dass zwischen der Stirnseite der Sekundärwicklung, an dem das mit dem Halbleiterschalter verbundene Ende der Primärwicklung angeordnet ist und der Sekundärwicklung ein entsprechend großer Abstand vorhanden sein kann.
  • Bei einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung eine HilfsspannungsWicklung angeordnet, die derart mit einer Ansteuerelektronik für den Halbleiterschalter verbunden ist, dass sie als Stromversorgung für die Ansteuerelektronik nutzbar ist. Dadurch kann die Ansteuerelektronik verlustarm mit einer gegenüber der Netzspannung reduzierten Betriebsspannung versorgt werden.
  • Bei einer bevorzugten Ausführungsform sind die Anschlüsse für den Niederspannungsverbraucher mit Messsignaleingängen einer Spannungsmesseinrichtung verbunden, deren Messsignalausgang an einer eine Referenzspannungsquelle aufweisenden Vergleichseinrichtung angeschlossen ist, wobei die Vergleichseinrichtung zur Bildung eines geschlossenen Regelkreises über einen Regler mit der Ansteuerelektronik verbunden ist, und wobei zwischen dem Regler und der Ansteuerelektronik vorzugsweise ein Optokoppler angeordnet ist. Die an der Sekundärwicklung anliegende elektrische Spannung wird also geregelt, indem sie gemessen und mit einer Referenzspannung verglichen wird, und indem beim Auftreten einer Regelabweichung das Ansteuersignal für den Halbleiterschalter derart verändert wird, dass die Regelabweichung reduziert oder beseitigt wird. Dabei wird durch den Optokoppler die galvanische Trennung zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung ermöglicht.
  • Die Taktfrequenz des Wandlers ist vorzugsweise größer als 25 kHz Der Transformator kann dann sehr kompakte Abmessungen aufweisen.
  • Vorteilhaft ist, wenn der Halbleiterschalter, die Ansteuerschaltung und die Eingangsspannungsquelle auf der einen Seite des Transformators und die Gleichrichterschaltung und gegebenenfalls die Messeinrichtung und der Regelkreis auf der gegenüberliegenden anderen Seite des Transformators angeordnet sind. Die Sekundärseite des Schaltnetzteils ist dann noch besser gegen elektromagnetische Störungen, die auf der Primärseite auftreten, abgeschirmt.
  • Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung weist das Schaltnetzteil ein Gehäuse auf, in dessen Innenhöhlung die Eingangsspannungsquelle, und der Wandler angeordnet sind, wobei das Gehäuse elektrisch leitend mit einem der Anschlüsse für den Niederspannungsverbraucher verbunden ist. Das Schaltnetzteil erfüllt dann noch höhere Anforderungen an die Funkentstörung. Das Gehäuse besteht vorzugsweise aus Metall. Es kann aber auch aus einem elektrisch isolierenden Werkstoff, wie zum Beispiel aus Kunststoff bestehen, der mit einer elektrisch leitenden Beschichtung versehen ist.
  • Das Gehäuse ist vorzugsweise röhrenförmig ausgebildet, wobei die durch die Eingangsspannungsquelle sowie den Wandler gebildete elektrische Schaltung und der Niederspannungsverbraucher in Axialrichtung des Gehäuses in dessen Innenhöhlung hintereinander angeordnet und vorzugsweise durch einen Zwischenraum voneinander beabstandet sind. Dabei ist das Schaltnetzteil bevorzugt mit seiner Sekundärseite dem Niederspannungsverbraucher zugewandt.
  • Nachfolgend ist ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt:
    • Fig. 1
    ein Schaltbild eines einen Resonanzsperrwandler und einen Transformator aufweisenden Schaltnetzteils, und
    Fig. 2
    einen Querschnitt durch den Transformator des Schaltnetzteils.
  • Ein Schaltnetzteil zur Stromversorgung von Niederspannungsverbrauchern aus einer Netzspannungsquelle, nämlich dem öffentlichen Wechselspannungsnetz, weist eine in Fig. 1 im Ganzen mit 1 bezeichnete Eingangsspannungsquelle oder Eingangsstufe auf Diese hat einen Brückengleichrichter 2, der mit seinen Eingangsanschlüssen 3a, 3b über eine Schmelzsicherung F1 mit der Netzspannungsquelle verbindbar ist. Die Ausgangsanschlüsse oder Pole 4a, 4b des Brückengleichrichters 2 sind über einen EMV-Filter 5 mit einem ersten Elektrolyt-Kondensator C4 verbunden, der zur Glättung der von dem Brückengleichrichter 2 gleichgerichteten NetzWechselspannung dient.
  • Die Eingangsspannungsquelle 1 speist einen in Fig.1 im Ganzen mit 6 bezeichneten getakteten Gleichspannungs-Gleichspannungs-Wandler, der zur galvanischen Trennung der Netzseite von der Niederspannungsseite einen Transformator 7 mit einer Primärwicklung 8, einer Sekundärwicklung 9 und einer Hilfsspannungswicklung 10 hat, die auf einem als Blechpaket ausgebildeten weichmagnetischen Kern 11 angeordnet sind. Anstelle des Blechpakets kann auch ein Kern 11 aus Ferritmaterial vorgesehen sein. In dem Kern 11 ist ein geschlossener magnetischer Kreis gebildet, der die Primärwicklung 8, die Sekundärwicklung 9 und die Hiffsspannungswicklung 10 durchsetzt. Die Primärwicklung 8 des Transformators 7 ist mit ihrem einen Wicklungsanschluss mit einem ersten Pol 4a der Eingangsspannungsquelle 1 und mit ihrem anderen Wicklungsanschluss mit einem Drain-Anschluss eines als Feldeffekttransistor ausgebildeten taktgesteuerten Halbleiterschalters V1 verbunden. Der Source-Anschluss des Halbleiterschalters V1 ist über einen ersten ohmschen Widerstand R9 an einem zweiten Pol 4b der Eingangsspannungsquelle 1 oder Eingangsstufe angeschlossen.
  • Die Sekundärwicklung 9 des Transformators 7 ist mit ihrem einen Wicklungsanschluss über einen Gleichrichter D1 mit einem ersten Anschluss 12a und mit ihrem anderen Wicklungsanschluss mit einem zweiten Anschluss 12b für den Niederspannungsverbraucher verbunden. Parallel zu den Anschlüssen 12a, 12b ist ein zweiter Elektrolyt-Kondensator C3 geschaltet, der als Puffer und zur Siebung dient.
  • Der Gleichspannungs-Gleichspannungs-Wandler 6 ist als Resonanzsperrwandler ausgebildet und weist einen ersten Kondensator C5 auf, der mit der Primärwicklung 8 einen Reihenschwingkreis bildet Der Kondensator C5 ist dazu mit seinem einen Pol an dem an dem Drain-Anschluss des Halbleiterschalters V1 angeschlossenen Wicklungsanschluss der Primärwicklung 8 und mit seinem anderen Pol mit einem ersten Knotenpunkt 13 verbunden, der über einen zweiten Widerstand R8 an dem zweiten Pol 4b der Eingangsspannungsquelle angeschlossen ist. Der erste Knotenpunkt 1 3 ist außerdem an der Basis eines ersten Transistors V2 einer Ansteuerelektronik für den Halbleiterschalter V1 angeschlossenen. Der Kollektor des Transistors V2 ist mit einem zweiten Kontenpunkt 14 verbunden, der einerseits über eine Diode D7 an dem Gate-Anschluss des Halbleiterschalters V1 und andererseits am Kollektor eines zweiten Transistors V3 der Ansteuerelektronik angeschlossen ist. Die Emitter der Transistoren V2, V3 sind mit am zweiten Pol 4b der Eingangsspannungsquelle 1 angeschlossen. Die Basis des zweiten Transistors V3 ist über einen dritten Widerstand R12 am Source-Anschluss des Halbleiterschalters V1 und über einen vierten Widerstand R11 an einem Spannungsteileranschluss eines den ersten Pol 4a mit dem zweiten Pol 4b der Eingangsspannungsquelle 1 verbindenden Spannungsteilers R4, R10, R7 angeschlossen. Ein weiterer Spannungsteileranschluss der Spannungsteilers R4, R10, R7 ist über einen Widerstand R6 mit dem Gate-Anschluss des Halbleiterschalters V1 verbunden. Dieser Spannungsteileranschluss ist außerdem über einen zweiten Kondensator C1 an einem ersten Anschluss der Hilfsspannungswicklung 10 angeschlossen. Ein zweiter Anschluss der Hilfsspannungswicklung 10 ist mit dem zweiten Pol 4b der Eingangsspannungsquelle verbunden. Über die Hilfsspannungswicklung 10 wird die Ansteuerelektronik verlustarm mit einer Betriebsspannung versorgt, die kleiner ist als die Netzspannung. Die an der Hilfsspannungswicklung 10 anliegende Spannung ist so dimensioniert, dass eine magnetische Sättigung des weichmagnetischen Werkstoff des Transformator-Kerns 11 vermieden wird. Durch den aus der Primärwicklung 8 und dem Kondensator C5 gebildeten Resonanzkreis ergibt sich in dem Primärkreis eine sinusartiger Stromverlauf mit geringer Steilheit. Dadurch kann ein Entstör-Kondensator zwischen der Primärwicklung 8 und der Sekundärwicklung 9 eingespart werden, wodurch die Koppelkapazität zwischen der Primärwicklung 8 und der Sekundärwicklung 9 entsprechend reduziert ist. Dennoch weist das Schaltnetzteil auch ohne einen Entstör-Kondensator nur eine sehr geringe Störsignalsausendung auf
  • In Fig. 2 ist erkennbar, dass die Primärwicklung 8 mehrere Wicklungslagen aufweist und dass die Hilfsspannungswicklung 10 am Außenumfang der Primärwicklung 8 angeordnet ist. Ferner ist erkennbar, dass die Sekundärwicklung 9 auf der Hilfsspannungswicklung 10 angeordnet ist. Zwischen der Primärwicklung 8 und der Hilfsspannungswicklung 10 ist ein erste elektrische Isolationsschicht 15 angeordnet, deren Dicke in radialer Richtung etwa 0,1 Millimeter beträgt. Zwischen der Hilfsspannungswicklung 10 und der Sekundärwicklung 9 ist ein zweite elektrische Isolationsschicht 16 angeordnet, deren Dicke d in radialer Richtung etwa 0,35 Millimeter beträgt. An ihrem Außenumfang ist die Sekundärwicklung 9 durch eine dritte elektrische Isolationsschicht 19 abgedeckt, die als Decklage dient. Vor allem durch die zweite Isolationsschicht 16 sind die Primärwicklung und Sekundärwicklung weitestgehend kapazitiv entkoppelt Durch diese Maßnahme wird in Kombination mit dem fehlenden Entstör-Kondensator zwischen der Primärwicklung 8 und der Sekundärwicklung 9 eine sehr geringe Koppelkapazität zwischen der Primärseite und der Sekundärseite des Transformators 7 und somit ein entsprechend geringer Ableitstrom erreicht, der typischerweise kleiner als 1 Mikroampere ist. Die Koppelkapazität ist typischerweise kleiner als 25 Pikofarad.
  • Um den Burstspannungsdurchgriff von der Primärseite auf die Sekundärseite des Transformators zu reduzieren, ist die Wicklungslage der Primärwicklung, deren Ende 18 mit dem Halbleiterschalter V1 verbunden ist, dem weichmagnetischen Transformator-Kern 11 und die Wicklungslage, deren Ende 19 mit dem ersten Pol 4a der Eingangsspannungsquelle 1 verbunden ist, der Hilfsspannungswicklung 10 und der Sekundärwicklung 9 zugewandt. In Fig. 2 ist ferner erkennbar, dass die Sekundärwicklung 9 die Hilfsspannungswicklung 9 und die Primärwicklung 8 nur teilweise überdeckt, und dass zwischen der Sekundärwicklung 9 und der Stirnseite der Primärwicklung 8, an der das mit dem Halbleiterschalter V1 verbundene Ende 18 der Primärwicklung 8 angeordnet ist, ein Abstand a vorgesehen ist.
  • In Fig. 1 ist erkennbar, dass die Anschlüsse 12a, 12b für den Niederspannungsverbraucher mit einer integrierten Schaltung D4 verbunden ist, die eine Referenzspannungsquelle und eine Vergleichseinrichtung zum Vergleichen der zwischen den Anschlüsse 12a, 12b anliegenden Ausgangsspannung mit einer Referenzspannung aufweist. Die integrierte Schaltung D4 enthält außerdem einen Regler, der eine von der Abweichung zwischen der gemessenen Ausgangsspannung und der Referenzspannung abhängige Steuerspannung generiert, welche eine Leuchtdiode eines Optokopplers O1 speist. Eine im Abstrahlbereich der Leuchtdiode angeordnete Photozelle des Optokopplers O1 ist zur Regelung der zwischen den Anschlüsse 12a, 12b anliegenden Ausgangsspannung mit einem Stelleingang der Ansteuerelektronik verbunden.
  • Das Netzteil zur Stromversorgung von Niederspannungsverbrauchern aus dem öffentlichen Netz weist einen Transformator 7, einen getakteten Wandler 6 zur galvanischen Trennung der Netzseite und der Niederspannungsseite und ein geerdetes Gehäuse auf Die Koppelkapazität zwischen den Wicklungen des Transformators 7 ist durch einen speziellen Wicklungslagenaufbau verringert. Für den getakteten Wandler 6 ist ein Schaltverfahren gewählt, bei dem die Steilheiten der geschalteten Transformatorströme gering sind. Die Taktfrequenz des Wandlers 6 ist größer als 25kHz gewählt.

Claims (14)

  1. Schaltnetzteil zur Stromversorgung von Niederspannungsverbrauchern aus einer Netzspannungsquelle, mit einem getakteten Gleichsponnungs-Gleichspannungs-Wandler (6) zur galvanischen Trennung der Netzseite von der Niederspannungsseite, wobei der Wandler (6) einen Transformator (7) mit einer Primärwicklung (8) und einer Sekundärwicklung (9) aufweist, wobei zwischen der Primärwicklung (8) und der Sekundärwicklung (9) eine elektrische Isolationsschicht (16) angeordnet ist, wobei die Primärwicklung (8) im Stromkreis einer Eingangsspannungsquelle (1) mit einem taktgesteuerten Halbleiterschalter (V1) in Reihe geschaltet ist, wobei der Halbleiterschalter (V1) mit einem Ansteuersignal ansteuerbar ist, und wobei die Sekundärwicklung (9) über eine Gleichrichterschaltung mit Anschlüssen (12a, 12b) für den Niederspannungsverbraucher verbunden ist, dadurch gekennzeichnet dass der Wandler (6) als Resonanzsperrwandler derart ausgebildet ist, dass das Ansteuersignal einen sinusartigen Verlauf aufweist, und dass die Isolationsschicht (16) zur kapazitiven Entkopplung von Primärwicklung (8) und Sekundärwicklung (9) eine Dicke (d) von mindestens 0,2 Millimeter aufweist.
  2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet dass die Dicke der Isolationsschicht (16) mindestens 0,3 Millimeter, bevorzugt mindestens 0,35 Millimeter und insbesondere mindestens 0,4 Millimeter beträgt.
  3. Netzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Dicke der Isolationsschicht (16) mindestens 0,5 Millimeter, gegebenenfalls mindestens 0,6 Millimeter und eventuell mindestens 0,7 Millimeter beträgt
  4. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet dass die Sekundärwicklung (9) am Außenumfang der Primärwicklung (8) angeordnet ist.
  5. Schaltnetzteil nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Primärwicklung (8) mit ihrem einen Ende mit einem Pol (4a) der Eingangsspannungsquelle (1) und mit ihrem anderen Ende mit dem Halbleiterschalter (V1) verbunden ist, dass die Primärwicklung (8) mehrere Wicklungslagen aufweist und dass die Wicklungslage, deren Ende (18) mit dem Halbleiterschalter (V1) verbunden ist, einem weichmagnetischen und/oder ferritischen Transformator-Kern (11) und die Wicklungslage, deren Ende (19) mit dem Pol (4a) der Eingangsspannungsquelle (1) verbunden ist, der Sekundärwicklung (9) zugewandt ist.
  6. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Sekundärwicklung (9) die Primärwicklung (8) nur teilweise überdeckt, und dass zwischen der Sekundärwicklung (9) und der Stirnseite der Primärwicklung (8), an der das mit dem Halbleiterschalter (V1) verbundene Ende der Primärwicklung (8) angeordnet ist, ein Abstand (a) vorgesehen ist.
  7. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet dass die Primärwicklung (8) und die Sekundärwicklung (9) auf einem weichmagnetischen und/oder ferritischen Kern (11) in Axialrichtung nebeneinander angeordnet sind und dass die Isolationsschicht (16) in einer etwa rechtwinklig zur Axialrichtung verlaufenden Ebene zwischen der Primärwicklung (8) und der Sekundärwicklung (9) angeordnet ist.
  8. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Sekundärwicklung (9) mehrere aufeinanderliegende Wicklungslagen aufweist, und dass die radiale Abmessung oder Dicke des durch diese Wicklungslagen gebildeten Wicklungskörpers größer ist als dessen axiale Abmessung oder Länge.
  9. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der Primärwicklung (8) und der Sekundärwicklung (9) eine Hilfsspannungswicklung (10) angeordnet ist, die derart mit einer Ansteuerelektronik für den Halbleiterschalter (V1) verbunden ist, dass sie als Stromversorgung für die Ansteuerelektronik nutzbar ist.
  10. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Anschlüsse (12a, 12b) für den Niederspannungsverbraucher mit Messsignaleingängen einer Spannungsmesseinrichtung verbunden sind, deren Messsignalausgang mit einer eine Referenzspannungsquelle aufweisenden Vergleichseinrichtung verbunden ist, und dass die Vergleichseinrichtung zur Bildung eines geschlossenen Regelkreises über einen Regler mit der Ansteuerelektronik verbunden ist, wobei zwischen dem Regler und der Ansteuerelektronik vorzugsweise ein Optokoppler (O1) angeordnet ist.
  11. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Taktfrequenz des Wandlers (6) größer als 25 kHz ist.
  12. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Halbleiterschalter (V1), die Ansteuerschaltung und die Eingangsspannungsquelle (1) auf der einen Seite des Transformators (7) und die Gleichrichterschaltung und gegebenenfalls die Messeinrichtung und der Regelkreis auf der gegenüberliegenden anderen Seite des Transformators (7) angeordnet sind.
  13. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet dass es ein Gehäuse aufweist, in dessen Innenhöhlung die Eingangsspannungsquelle, und der Wandler (6) angeordnet sind, und dass das Gehäuse elektrisch leitend mit einem der Anschlüsse (12a, 12b) für den Niederspannungsverbraucher verbunden ist.
  14. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass das Gehäuse vorzugsweise röhrenförmig ausgebildet ist, und dass die durch die Eingangsspannungsquelle (1) und den Wandler (6) gebildete e-iektrische Schaltung und der Niederspannungsverbraucher in Axialrichtung des Gehäuses in dessen Innenhöhlung hintereinander angeordnet und vorzugsweise durch einen Zwischenraum voneinander beabstandet sind.
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