EP1581819A2 - Procede de traitement d un signal analogique et dispositif d e mise en oeuvre du procede - Google Patents

Procede de traitement d un signal analogique et dispositif d e mise en oeuvre du procede

Info

Publication number
EP1581819A2
EP1581819A2 EP03799563A EP03799563A EP1581819A2 EP 1581819 A2 EP1581819 A2 EP 1581819A2 EP 03799563 A EP03799563 A EP 03799563A EP 03799563 A EP03799563 A EP 03799563A EP 1581819 A2 EP1581819 A2 EP 1581819A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
frequency
signal
subcarrier
lobes
code
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP03799563A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Valéry Thales Intellectual Property LEBLOND
Nicolas Thales Intellectual Property MARTIN
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thales SA
Original Assignee
Thales SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thales SA filed Critical Thales SA
Publication of EP1581819A2 publication Critical patent/EP1581819A2/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/0003—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain
    • H04B1/0028—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at baseband stage
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/0003—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain
    • H04B1/0028—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at baseband stage
    • H04B1/0032—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at baseband stage with analogue quadrature frequency conversion to and from the baseband
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
    • H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes

Definitions

  • the invention relates to a method for processing an analog signal whose frequency spectrum has, over a determined bandwidth, two main lobes separated by a frequency band where the power is negligible.
  • the invention also relates to a device for processing a corresponding analog signal.
  • the field of the invention is that of radio navigation by satellite.
  • Radionavigation systems such as GPS, GLONASS, are positioning systems in three dimensions, based on the reception of signals emitted by a constellation of satellites.
  • the signal transmitted by a satellite is typically composed of a carrier modulated by a spreading code and possibly data; BPSK modulation (English acronym for Binary Phase Shift Keying) which gives a carrier with phase jumps of ⁇ each time the binary code is changed, is commonly used in current systems.
  • BPSK modulation English acronym for Binary Phase Shift Keying
  • FIG. 1a shows a carrier of period T, a random binary spreading code of frequency F co of, the resulting signal, modulated according to a BPSK modulation (designated BPSK signal for simplicity) and the envelope of the corresponding frequency spectrum.
  • the frequency spectrum of a BPSK signal has (in power) an envelope of the form IT -. 2, 1,, ⁇ , r -. sin ⁇ x. ,,
  • FIG. 1b shows the signal resulting from the same carrier and the same spreading code, but this time modulated according to a BOC modulation (designated BOC signal for simplicity), and the envelope (in power) of the corresponding frequency spectrum, which is of the form 1 / F C ode • sinc 2 (
  • the frequency spectrum of a BOC signal has two identical main lobes spaced on either side of f p (respectively -f p ), with each of the adjacent secondary lobes, as shown in FIG. 1b.
  • BOC modulation can be considered to be BPSK modulation applied after having previously multiplied the carrier by a subcarrier whose frequency f sp is often a multiple of f p .
  • the signal transmitted by the satellite is an analog signal which, after having traveled the distance between the satellite and the receiver, is converted by the receiver into a digital signal for further digital processing.
  • This conversion includes a step of sampling the spectrum of the signal received by the receiver, followed by a digitization step. Sampling is carried out according to a sampling frequency fe.
  • the sampling frequency fe must be greater than or equal to the bandwidth of the spectrum.
  • the spectrum of a BOC signal, from which the lobes are separated has a wider frequency band than that of a BPSK signal, as illustrated in FIGS. 1a) and 1b): it follows that the sampling of a BOC signal is produced at a higher sampling frequency than that of a BPSK signal.
  • the use of a high sampling frequency has the disadvantage of inducing an additional cost and an increase in consumption.
  • the invention proposes a method for processing an analog signal whose frequency spectrum has, over a determined bandwidth, two main lobes separated by a frequency band where the power is negligible, mainly characterized in that it includes a sampling step according to a determined sampling frequency, and prior to this sampling step, a step consisting in carrying out a frequency translation of the two main lobes towards one another in order to reduce the width bandwidth and therefore the sampling frequency.
  • This translation can be obtained by two methods.
  • the step of translating the lobes can be obtained by multiplying the analog signal by a signal of the cos type ( ⁇ t), ⁇ being determined from the frequency of the subcarrier and the bandwidth of the main lobes; the translation of the main lobes having generated parasitic lobes, the method further comprises, prior to sampling, a step of filtering the translated lobes, with a view to eliminating the parasitic lobes.
  • It preferably includes a prior step of converting the analog signal into baseband.
  • the analog signal can be a signal modulated according to a BOC type modulation.
  • the BOC signal comprising a carrier, a code and a subcarrier, respectively having determined frequencies
  • the method comprises a step of digitizing the sampled signal and a step of demodulating the digitized signal based on the use of a locally generated code and subcarrier, the local code being generated from the frequency of the code, the local subcarrier being generated from the frequency of the subcarrier determined and reduced during of the lobe translation stage.
  • the analog signal is for example a radio navigation signal.
  • the subject of the invention is also a device for processing an analog signal whose frequency spectrum has, over a determined bandwidth, two main lobes separated by a frequency band where the power is negligible, characterized in that it comprises a frequency translation element of the main lobes towards each other capable of reducing the bandwidth.
  • the invention relates to a receiver of a radio navigation system comprising such a device.
  • FIG. 1a schematically represents a carrier of period T, a random binary spreading code equal to 1, -1, 1, 1, ..., and the resulting BPSK signal emitted, expressed as a function of time and the envelope of the corresponding frequency spectrum, expressed in power
  • the figure 1b) schematically represents the same carrier code as those in FIG.
  • FIGS. 3a), 3b) and 3c) schematically represent (expressed in power) the envelope of the frequency spectrum of the BOC signal of FIG.
  • FIG. 5 schematically represents a first embodiment of a device for processing an analog signal according to the invention
  • FIG. 6 schematically represents a second embodiment of a device for processing an analog signal according to the invention
  • FIG. 7 schematically represents the control loop of the carrier and that of the code and the subcarrier in the case of a conventional BOC signal processing device
  • FIG. 8 schematically represents an element for calculating the local phase common to the code generator and to the sub generator - carrier in the case of a conventional BOC signal processing device
  • FIGS. 9 a) and 9 b) schematically represent the local code (fig 9a) and the local subcarrier (fig 9b) in function ion of the local phases expressed in chip, in the case of a device for processing a conventional BOC signal
  • FIG. 9 a) and 9 b) schematically represent the local code (fig 9a) and the local subcarrier (fig 9b) in function ion of the local phases expressed in chip, in the case of a device for processing a conventional BOC signal
  • FIG. 9a) and 9 b schematically represent the local code (fig 9a) and the local subcar
  • FIG. 10 schematically represents the servo loop of the carrier and that of the code and the subcarrier in the case of a device for processing a BOC signal according to the invention
  • FIG. 11 schematically represents an element for calculating the phase of the local code and an element for calculating the phase of the local subcarrier in the case of a device for processing a BOC signal according to the invention
  • FIGS. 12 a) and 12 b) schematically represent the local code (fig 12a) as a function of the local phase expressed in chip and the local subcarrier (fig 12b ) as a function of the local phase expressed in cycles, in the case of a device for processing a BOC signal according to the invention.
  • the method according to the invention aims to reduce the sampling frequency of a BOC signal.
  • the BOC signal is conventionally converted to baseband, possibly passing through a prior conversion to intermediate frequency Fi.
  • Bandpass filtering is generally applied before the conversion (s) so as to eliminate certain secondary lobes; low-pass filtering is generally applied after the conversion (s).
  • the spectrum of the signal BOC in FIG. 1b has been represented, at the output of the receiver antenna (fig 2a), after its conversion into an intermediate frequency Fi (fig 2b) and then into the base band (fig 2c).
  • the bandwidth of the spectrum is then Bj n itiaie or Bi.
  • the signal BOC after its conversion to intermediate frequency Fi is a real signal whereas after its conversion to baseband, the signal which comprises an I channel and a Q channel (in quadrature with respect to the I channel), is complex.
  • the side lobes of the frequency band located between the two main lobes are preferably eliminated by filtering in order to avoid aliasing during sampling.
  • 0 b e or B
  • the sampling frequency fe is greater than or equal to the bandwidth of the spectrum of the signal BOC, in this case Bi.
  • a first analog method consists in multiplying the channels I and Q by a signal in cos (early) represented in FIG. 3b, ⁇ being of the form 2 ⁇ (fsp-fsientd) -
  • the spectra before and after multiplication are respectively represented in FIGS. 3a and 3c; after multiplication, each lobe is then centered on a reduced subcarrier frequency, f succd - On af serie ⁇ BI / 2.
  • a final filtering eliminates the parasitic lobes to avoid aliasing during sampling.
  • Another method makes it possible both to translate the main lobes towards one another and to sample: this is obtained by carrying out sampling according to a specific sampling frequency fe s .
  • This frequency fe s is determined from the following conditions, intended to avoid that during this specific sampling, there is an overlap between lobes.
  • FIGS. 4a and 4b These conditions are illustrated in FIGS. 4a and 4b, on which the spectrum before sampling and the spectrum after sampling are respectively represented as desired, that is to say without overlapping of lobes. More particularly represented in FIG. 4b, the first and second main lobes corresponding to the line located at the frequency 0: to comply with the condition of non-overlap, the frequency band of this first lobe must be located below the frequency N.fe s and beyond the frequency (N-1/2). fe s , which results in conditions (1), (2) and (3).
  • This digital method has the advantage of carrying out two steps (approximation of the lobes and sampling) in one and also makes it possible to avoid having to carry out by an analogical method the double multiplication by the signal cos ( ⁇ t).
  • the method according to the invention can also be applied to analog “pseudo-BOC” signals obtained from two signals transmitted by the same source and synchronously, on two distinct and close frequencies, each signal being treated as a lobe of the spectrum of a signal BOC. This is for example the case for the Galileo system with signals transmitted in the frequency bands E1 and E2.
  • main lobes are identical, but the invention also applies in the case where the main lobes are not.
  • the analog signal is digitized.
  • the analog signal thus converted into a digital signal is then processed according to the desired application.
  • FIGS. 5 and 6 We will now describe an example of an analog signal processing device included in a receiver of a positioning system, shown in FIGS. 5 and 6.
  • the analog signal whose carrier has a frequency fp is filtered by means of a bandpass filter 2 which can be a ceramic filter.
  • the signal is then preferably amplified by a low noise amplifier 3.
  • a signal is obtained whose spectrum corresponds to that of FIG. 2a, that is to say free of certain secondary lobes.
  • the conversion to baseband of this amplified signal is obtained by multiplying it by means of a multiplier 4 on a first channel designated channel I by a signal of the form cos (2 ⁇ .fp.t) and by means of another multiplier 4 'on a second channel designated channel Q by a signal of the form sin (2 ⁇ .fp.t).
  • the signals of the form cos (2 ⁇ .fp.t) and sin (2 ⁇ .fp.t) come from a local oscillator 5.
  • the spectrum of the complex signal (channel I and Q) thus obtained is of the form of that of Figure 2c.
  • the signal thus multiplied is filtered by means of a 6 or 6 'bandpass filter which can be an RC filter (comprising a resistance R and a capacitance C) or a surface wave filter (SAW filter in English) so as to eliminate the secondary lobes of the frequency band located between the two main lobes.
  • a 6 or 6 'bandpass filter which can be an RC filter (comprising a resistance R and a capacitance C) or a surface wave filter (SAW filter in English) so as to eliminate the secondary lobes of the frequency band located between the two main lobes.
  • SAW filter surface wave filter
  • the implementation of the analog method is obtained by arranging as shown in FIG. 5, on each channel I and Q a multiplier 7 or 7 ′ capable of multiplying the signal by a signal of the form cos ( ⁇ .t) from the local oscillator 5, then a low-pass filter 8 or 8 'making it possible to eliminate the parasitic lobes as indicated in FIG. 3c.
  • the signal obtained is then sampled by means of a sampler using a sampling frequency fe greater than or equal to 2BI and digitized by means of a digitizer which produces a digital signal, these sampler and digitizer being grouped in a converter 9 or 9 .
  • the implementation of the digital method is obtained by directly disposing as shown in FIG. 6 on each channel I and Q a sampler using a sampling frequency fe s and a digitizer which produces a digital signal, these sampler and digitizer being grouped in a 10 or 10 'converter.
  • the digital processing of the signal obtained on each of the I and Q channels is then carried out according to the desired application.
  • a BOC signal consists mainly of a carrier, a subcarrier and a code.
  • the purpose of signal processing is to demodulate the digitized BOC signal into carrier, subcarrier and code for retrieve the measurement of the propagation delay from the difference between the time for code transmission by the satellite and the time for code reception by the receiver.
  • Demodulation is done by correlating the digitized BOC signal with locally generated carrier, subcarrier and code.
  • carrier and code tracking loops the code loop including the tracking of the subcarrier; these loops control the local carrier, subcarrier and code phases with respect to the phases of the carrier, subcarrier and code of the BOC signal received, from measurements resulting from the correlations.
  • the measurement of the delay on the code and of the initial Doppler effect is made in an acquisition phase also called hooking phase which consists in testing in open loop several hypotheses of position of the code and of the Doppler effect until what the result of the correlation indicates by a high energy level that the phase shift between the received signal and the local signal is minimal. Then, we refine the search and then close the loops.
  • demodulation steps are obtained by means of a demodulator comprising servo loops, an example of which is shown in FIG. 7.
  • a demodulator comprising servo loops, an example of which is shown in FIG. 7.
  • the digital signal at the input of the servo loops is as we have seen. previously a complex signal comprising an I channel and a Q channel.
  • the correlation of the received signal with the local signal is done first by multiplying by means of a multiplier 11 the digitized signal by a signal of the form e " ' ⁇ , ⁇ being the phase of the local carrier.
  • the signal obtained is then multiplied by means of a multiplier 12 on a so-called point channel (hence the notation l p and Q p for point I channel and point Q channel) by a signal representative of the code and subcarrier modulation, and by summing the results of these multiplications obtained at different times by means of an integration-summation element 14.
  • the signal representative of the code modulation and of the subcarrier was obtained by multiplying by means of a multiplier 13 , a signal representative of the code locally generated from ⁇ , by a signal representative of the subcarrier generated locally from ⁇ , ⁇ and ⁇ being respectively the phase of the local code and of the local subcarrier, which are in fai t identical in this case.
  • phase discriminator 15 which deduces therefrom a carrier difference which is a real signal and which is injected into a carrier loop corrector 16.
  • a phase calculation element 17 which can be a numerically controlled oscillator (“Numerically Controlled Oscillator” in English), calculates the phase ⁇ of the local carrier as a function of the carrier speed coming from the carrier loop corrector 16, and the frequency of the carrier without Doppler effect called frequency carrier's heel.
  • Carrier speed is the propagation speed of the carrier measured at reception: we deduce the variation in frequency of the carrier due to the Doppler effect.
  • This phase ⁇ thus enslaved is used by a carrier generator to generate a local carrier of the form e " "' ⁇
  • the correlation of the received signal with the local signal is also done on a so-called delta channel (hence the notation l ⁇ and Q ⁇ for channel I delta and channel Q delta), by multiplying by means of a multiplier 21 the digitized signal multiplied by a signal of the form e " "' ⁇ by a so-called delta signal.
  • This delta signal from a summator 20 is the difference of the signal representative of the code modulation and of the subcarrier which has undergone an advance by means of a device 18 making it possible to anticipate the signal relative to that of the channel. punctual and a delay by means of a device 19 making it possible to delay the signal compared to that of the punctual channel.
  • the results of these multiplications obtained at different times are summed by means of an integration-summation element 22.
  • phase discriminator 23 which deduces therefrom a code deviation which is a real signal and which is injected into a code loop corrector 24.
  • An element of phase calculation 25 which can be a numerically controlled oscillator (“Numerically Controlled Oscillator” in English), calculates the phases ⁇ and ⁇ of the local code and the local subcarrier according to the code speed (identical to the speed of subcarrier) from the code loop corrector 24 and the stub frequency of the code.
  • the code speed is the speed of propagation of the code measured on reception: we deduce the frequency variation of the code due to the Doppler effect.
  • the phases ⁇ and ⁇ of the code and of the subcarrier which are identical, are thus enslaved then respectively used by a code generator 26 to generate the local code and by a subcarrier generator 27 to generate the local subcarrier .
  • FIG. 8 shows the detail of a code phase calculation element 25. It includes a converter 30 of the code speed expressed in m / s, in a measurement expressed in Hz of the frequency variation due to the Doppler effect, the conversion being effected from the code chip; the phase calculation element further comprises a summator 31 of this measurement of the Doppler effect and the stub frequency of the code and an integrator 32 transforming this new frequency into a phase ⁇ .
  • FIG. 9 represents a) the local code generated by the code generator 26 as a function of the local phase expressed in chip, the chip being the wavelength of the code;
  • FIG. 9 b) represents the local subcarrier generated by the subcarrier generator 27 as a function of the local phase also expressed in chip, since the same element of phase calculation 25 was used for the two generators 26 and 27 .
  • the sampling frequency used at the receiver has been reduced by means of a translation towards each other of the main lobes of the spectrum of the received signal.
  • This translation reduced the frequency of the subcarrier which became f sest d-
  • the frequency of the reduced subcarrier then being different (weaker) from the frequency of the code, it is thus necessary to dissociate the element of computation of the phase of the subcarrier which takes into account the frequency of the reduced subcarrier, of the element for calculating the phase of the code which takes into account the frequency of the code as shown in FIG. 10.
  • FIG. 11 shows the detail of the phase calculation elements 25 and 28 respectively used for the code and for the subcarrier.
  • the phase calculation element 25 used for the code is the same as that of FIG. 8.
  • the phase calculation element 28 used for the subcarrier comprises a converter 33 for the code speed (which is the same as the subcarrier speed) expressed in m / s, in a measurement expressed in Hz of the frequency variation due to the Doppler effect, the conversion taking place from the wavelength of the subcarrier expressed in cycles; the phase calculation element further comprises a summator 34 of this measurement of the Doppler effect and of the reduced heel frequency of the subcarrier and an integrator 35 transforming this new frequency into a phase ⁇ .
  • the Doppler effect is independent of the reduction in the frequency of the subcarrier which occurs only at the level of the receiver.
  • FIG. 12 represents a) the local code generated by the code generator 26 as a function of the local phase expressed in chip;
  • FIG. 12 b) represents the local subcarrier generated by the subcarrier generator 27 as a function of the local phase expressed in cycles, since a phase calculation element 28 specific for the subcarrier has been used upstream of the generator 27.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)

Abstract

L'invention concerne un procédé de traitement d'un signal analogique dont le spectre fréquentiel présente sur une largeur de bande déterminée deux lobes principaux séparés par une bande de fréquence où la puissance est négligeable; il comprend une étape d'échantillonnage selon une fréquence d'échantillonnage déterminée, et préalablement à cette étape d'échantillonnage, une étape consistant à effectuer une translation de fréquence des deux lobes principaux l'un vers l'autre en vue de réduire la largeur de bande et donc la fréquence d'échantillonnage.

Description

PROCEDE DE TRAITEMENT D'UN SIGNAL ANALOGIQUE ET DISPOSITIF DE MISE EN
ŒUVRE DU PROCEDE
L'invention concerne un procédé de traitement d'un signal analogique dont le spectre fréquentiel présente sur une largeur de bande déterminée deux lobes principaux séparés par une bande de fréquence où la puissance est négligeable.
L'invention a aussi pour objet un dispositif de traitement d'un signal analogique correspondant.
Le domaine de l'invention est celui de la radio navigation par satellite.
Les systèmes de radionavigation actuels tels que les systèmes GPS, GLONASS, sont des systèmes de positionnement dans les trois dimensions, basés sur la réception de signaux émis par une constellation de satellites.
Le signal émis par un satellite est typiquement composé d'une porteuse modulée par un code d'étalement et éventuellement des données ; la modulation BPSK (acronyme anglo-saxon de Binary Phase Shift Keying) qui donne une porteuse présentant des sauts de phase de π à chaque changement du code binaire, est couramment utilisée dans les systèmes actuels.
On a représenté figure 1a, une porteuse de période T, un code d'étalement binaire aléatoire de fréquence Fcode, le signal en résultant, modulé selon une modulation BPSK (désigné signal BPSK pour simplifier) et l'enveloppe du spectre fréquentiel correspondant. Le spectre fréquentiel d'un signal BPSK a (en puissance) une enveloppe de la forme I T- . 2, 1 , , ι , r - . sinπx . , ,
1/ FCOde • sine ( I f- fp | / Fco e ) avec sine x = qui présente deux lobes principaux uniques respectivement centrés sur la fréquence porteuse fp (fp=1 T), et la fréquence -fp et des lobes secondaires adjacents.
Afin d'améliorer les performances de navigation telles que la précision du positionnement, la tenue au brouillage, ..., les nouveaux systèmes de navigation par satellites (GPS amélioré, Galileo), utilisent la modulation BOC (acronyme anglo-saxon de Binary Offset Carrier). On a représenté figure 1b, le signal résultant de la même porteuse et du même code d'étalement, mais modulé cette fois selon une modulation BOC (désigné signal BOC pour simplifier), et l'enveloppe (en puissance) du spectre fréquentiel correspondant, qui est de la forme 1 / FCode • sinc2(| f- fp l / Fcode ) . sin2(πl f- fp ] / 2fsp ) / cos2(τrj f- fp I / 2fsp). Le spectre fréquentiel d'un signal BOC présente deux lobes principaux identiques écartés de part et d'autre de fp (respectivement -fp), avec chacun des lobes secondaires adjacents, comme représenté figure 1b. La modulation BOC peut être considérée comme étant une modulation BPSK appliquée après avoir préalablement multiplié la porteuse par une sous- porteuse dont la fréquence fsp est souvent un multiple de fp.
Le signal émis par le satellite est un signal analogique qui, après avoir parcouru la distance entre le satellite et le récepteur, est converti par le récepteur en un signal numérique en vue de traitements ultérieurs numériques. Cette conversion comporte une étape d'échantillonnage du spectre du signal reçu par le récepteur, suivie d'une étape de numérisation. L'échantillonnage est réalisé selon une fréquence d'échantillonnage fe. On sait que pour respecter le critère de Shannon qui permet d'éviter le repliement du spectre, la fréquence d'échantillonnage fe doit être supérieure ou égale à la largeur de bande du spectre.
Or le spectre d'un signal BOC, dont les lobes sont écartés, a une bande de fréquence plus large que celui d'un signal BPSK, comme illustré sur les figures 1a) et 1b) : il en résulte que l'échantillonnage d'un signal BOC est réalisé selon une fréquence d'échantillonnage plus élevée que celui d'un signal BPSK. Or l'utilisation d'une fréquence d'échantillonnage élevée a pour inconvénient d'induire un surcoût et une augmentation de la consommation.
Une solution pour pallier cet inconvénient consiste à ne traiter qu'une partie du spectre après filtrage analogique : cela permet de réduire la bande de fréquence avant l'échantillonnage. Mais il en résulte une perte de puissance du signal numérique obtenu et une perte de précision dans le positionnement.
Un but important de l'invention est donc de conserver les avantages liés à la modulation BOC tout en réduisant la fréquence d'échantillonnage. Pour atteindre ces buts, l'invention propose un procédé de traitement d'un signal analogique dont le spectre fréquentiel présente sur une largeur de bande déterminée deux lobes principaux séparés par une bande de fréquence où la puissance est négligeable, principalement caractérisé en ce qu'il comprend une étape d'échantillonnage selon une fréquence d'échantillonnage déterminée, et préalablement à cette étape d'échantillonnage, une étape consistant à effectuer une translation de fréquence des deux lobes principaux l'un vers l'autre en vue de réduire la largeur de bande et donc la fréquence d'échantillonnage.
Cette translation peut être obtenue par deux méthodes.
L'étape de translation des lobes peut être obtenue en multipliant le signal analogique par un signal du type cos(ω t), ω étant déterminé à partir de la fréquence de la sous-porteuse et de la largeur de bande des lobes principaux ; la translation des lobes principaux ayant généré des lobes parasites, le procédé comprend en outre, préalablement à l'échantillonnage, une étape de filtrage des lobes translatés, en vue d'éliminer les lobes parasites.
La translation des lobes et l'échantillonnage peuvent être regroupés en une seule étape consistant à échantillonner le signal analogique selon une fréquence d'échantillonnage spécifique fes ; le signal analogique ayant été modulé par une porteuse et une sous-porteuse de fréquence fsp, la fréquence fes est liée à la fréquence fsp par la relation suivante fsp = N.fes - fes/4, N étant un nombre entier supérieur ou égal à 1.
Il comprend de préférence une étape préalable de conversion en bande de base du signal analogique.
Le signal analogique peut être un signal modulé selon une modulation de type BOC.
Selon une caractéristique de l'invention, le signal BOC comportant une porteuse, un code et une sous-porteuse, présentant respectivement des fréquences déterminées, le procédé comprend une étape de numérisation du signal échantillonné et une étape de démodulation du signal numérisé basée sur l'utilisation d'un code et d'une sous-porteuse générés localement, le code local étant généré à partir de la fréquence du code, la sous-porteuse locale étant générée à partir de la fréquence de la sous-porteuse déterminée et réduite lors de l'étape de translation des lobes. Le signal analogique est par exemple un signal de radionavigation.
L'invention a aussi pour objet un dispositif de traitement d'un signal analogique dont le spectre fréquentiel présente sur une largeur de bande déterminée deux lobes principaux séparés par une bande de fréquences où la puissance est négligeable, caractérisé en ce qu'il comprend un élément de translation de fréquence des lobes principaux l'un vers l'autre apte à réduire la largeur de bande.
L'invention concerne enfin un récepteur d'un système de radionavigation comportant un tel dispositif.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit, faite à titre d'exemple non limitatif et en référence aux dessins annexés dans lesquels : la figure 1a) représente schématiquement une porteuse de période T, un code d'étalement binaire aléatoire égal à 1 , -1 , 1 , 1 , ..., et le signal BPSK émis en résultant, exprimés en fonction du temps et l'enveloppe du spectre fréquentiel correspondant, exprimée en puissance, la figure 1b) représente schématiquement les mêmes code, porteuse que ceux de la figure 1a) ainsi qu'une sous-porteuse et le produit du code par cette sous-porteuse exprimés en fonction du temps et l'enveloppe du spectre fréquentiel correspondant, exprimée en puissance, les figures 2a), 2b) et 2c) représentent schématiquement les enveloppes des spectres fréquentiels (exprimées en puissance) du signal BOC de la figure 1b), en sortie de l'antenne du récepteur (fig 2a), après sa conversion en fréquence intermédiaire Fi (fig 2b) puis en bande de base (fig 2c), les figures 3a), 3b) et 3c) représentent schématiquement (exprimés en puissance) l'enveloppe du spectre fréquentiel du signal BOC de la figure 2c) après filtrage (fig 3a), le spectre fréquentiel d'un signal en cos (ωt) (fig 2b) et l'enveloppe du spectre fréquentiel du signal BOC de la figure 3a dont les lobes ont subi une translation par une méthode analogique (fig 3c), les figures 4a) et 4b) représentent schématiquement (exprimés en puissance) l'enveloppe du spectre fréquentiel du signal BOC de la figure 2c) après filtrage (fig 4a) et l'enveloppe du spectre fréquentiel du signal BOC de la figure 4a dont les lobes ont subi une translation par une méthode numérique (fig 4b), la figure 5 représente schématiquement un premier mode de réalisation d'un dispositif de traitement d'un signal analogique selon l'invention, la figure 6 représente schématiquement un deuxième mode de réalisation d'un dispositif de traitement d'un signal analogique selon l'invention, la figure 7 représente schématiquement la boucle d'asservissement de la porteuse et celle du code et de la sous-porteuse dans le cas d'un dispositif de traitement d'un signal BOC classique, la figure 8 représente schématiquement un élément de calcul de la phase locale commune au générateur de code et au générateur de sous- porteuse dans le cas d'un dispositif de traitement d'un signal BOC classique, les figures 9 a) et 9 b) représentent schématiquement le code local (fig 9a) et la sous-porteuse locale (fig 9b) en fonction des phases locales exprimées en chip, dans le cas d'un dispositif de traitement d'un signal BOC classique, la figure 10 représente schématiquement la boucle d'asservissement de la porteuse et celle du code et de la sous-porteuse dans le cas d'un dispositif de traitement d'un signal BOC selon l'invention, la figure 11 représente schématiquement un élément de calcul de la phase du code local et un élément de calcul de la phase de la sous- porteuse locale dans le cas d'un dispositif de traitement d'un signal BOC selon l'invention, les figures 12 a) et 12 b) représentent schématiquement le code local (fig 12a) en fonction de la phase locale exprimée en chip et la sous- porteuse locale (fig 12b) en fonction de la phase locale exprimée en cycles, dans le cas d'un dispositif de traitement d'un signal BOC selon l'invention.
On va à présent plus particulièrement considérer un signal BOC. Le procédé selon l'invention vise à réduire la fréquence d'échantillonnage d'un signal BOC. En sortie de l'antenne du récepteur, le signal BOC est, de manière classique, converti en bande de base, en passant éventuellement par une conversion préalable en fréquence intermédiaire Fi. Un filtrage passe-bande est généralement appliqué avant la (ou les) conversion(s) de manière à éliminer certains lobes secondaires ; un filtrage passe-bas est généralement appliqué après la (ou les) conversions).
On a représenté le spectre du signal BOC de la figure 1b, en sortie de l'antenne du récepteur (fig 2a), après sa conversion en fréquence intermédiaire Fi (fig 2b) puis en bande de base (fig 2c). La largeur de bande du spectre est alors Bjnitiaie ou Bi. Le signal BOC après sa conversion en fréquence intermédiaire Fi est un signal réel alors qu'après sa conversion en bande de base, le signal qui comporte une voie I et une voie Q (en quadrature par rapport à la voie I), est complexe.
Ensuite, les lobes secondaires de la bande de fréquence située entre les deux lobes principaux sont de préférence éliminés par filtrage afin d'éviter les repliements lors de l'échantillonnage. On désigne B|0be, ou B| la largeur de la bande contenant au moins un lobe principal.
On a vu que pour respecter le critère de Shannon, la fréquence d'échantillonnage fe est supérieure ou égale à la largeur de bande du spectre du signal BOC, en l'occurrence Bi.
On peut donc réduire fe en réduisant la largeur de bande, préalablement à l'échantillonnage. Pour ce faire, on réduit la largeur de bande du spectre du signal BOC, en effectuant une translation de fréquence des deux lobes principaux l'un vers l'autre. Cette translation peut être obtenue par deux méthodes.
Une première méthode, analogique, consiste à multiplier les voies I et Q par un signal en cos (tôt) représenté figure 3b, ω étant de la forme 2π (fsp-fspréd)- Les spectres avant et après multiplication sont respectivement représentés figures 3a et 3c ; après multiplication, chaque lobe est alors centré sur une fréquence de sous-porteuse réduite, fspréd- On a fspré ≥ BI/2. Un dernier filtrage permet d'éliminer les lobes parasites pour éviter le repliement lors de l'échantillonnage.
On obtient alors un spectre constitué des 2 lobes principaux ayant subi une translation l'un vers l'autre et dont la largeur de bande est égale à environ 2BI comme illustré figure 3c ; le spectre est alors échantillonné selon une fréquence d'échantillonnage fe supérieure ou égale à 2BI.
Une autre méthode, numérique, permet à la fois d'effectuer une translation des lobes principaux l'un vers l'autre et d'échantillonner : cela est obtenu en effectuant un échantillonnage selon une fréquence d'échantillonnage spécifique fes. Cette fréquence fes est déterminée à partir des conditions suivantes, visant à éviter que lors de cet échantillonage spécifique, il y ait un recouvrement entre lobes.
(1 ) fes doit être supérieure ou égale à 2BI,
(2) fsp+B/2 < N.fes, N étant un nombre entier supérieur ou égal à 1
(3) (N-1/2) fes < fsp-B/2
Ces conditions sont illustrées sur les figures 4a et 4b, sur lesquelles sont respectivement représentés le spectre avant échantillonnage et le spectre après échantillonnage tel que souhaité c'est-à-dire sans recouvrement de lobes. Sont plus particulièrement représentés figure 4b, les premier et deuxième lobes principaux correspondant à la raie située à la fréquence 0 : pour respecter la condition de non recouvrement, la bande de fréquence de ce premier lobe doit se situer en deçà de la fréquence N.fes et au delà de la fréquence (N-1/2). fes, ce qui se traduit par les conditions (1), (2) et (3).
Ces conditions sont remplies pour fsp = N.fes - fes/4
On prend de préférence pour N la plus grande valeur remplissant cette condition afin de minimiser fes.
Cette méthode numérique présente l'avantage de réaliser deux étapes (rapprochement des lobes et échantillonnage) en une et permet en outre d'éviter de devoir effectuer par une méthode analogique la double multiplication par le signal cos (ωt).
On a présenté dans les exemples précédents une translation des lobes principaux l'un vers l'autre par une translation de chaque lobe. Une translation d'un seul lobe vers l'autre permet également de réduire la largeur de bande et peut donc être effectuée selon une variante de l'invention.
Le procédé selon l'invention peut aussi s'appliquer à des signaux analogiques « pseudo-BOC » obtenus à partir de deux signaux émis par une même source et de manière synchrone, sur deux fréquences distinctes et proches, chaque signal étant traité comme un lobe du spectre d'un signal BOC. C'est par exemple le cas pour le système Galileo avec des signaux émis dans les bandes de fréquences E1 et E2.
Dans les exemples présentés, les lobes principaux sont identiques, mais l'invention s'applique également dans le cas où les lobes principaux ne le sont pas.
Une fois échantillonné selon l'une des méthodes précédemment décrites, le signal analogique est numérisé. Le signal analogique ainsi converti en un signal numérique est alors traité en fonction de l'application souhaitée.
On va à présent décrire un exemple de dispositif de traitement d'un signal analogique inclus dans un récepteur d'un système de positionnement, représenté figures 5 et 6 .
En sortie de l'antenne 1, le signal analogique dont la porteuse présente une fréquence fp, est filtré au moyen d'un filtre passe-bande 2 qui peut être un filtre céramique. Le signal est alors de préférence amplifié par un amplificateur à faible bruit 3. On obtient à ce stade un signal dont le spectre correspond à celui de la figure 2a, c'est-à-dire débarassé de certains lobes secondaires.
La conversion en bande de base de ce signal amplifié est obtenu en le multipliant au moyen d'un multiplicateur 4 sur une première voie désignée voie I par un signal de la forme cos (2π.fp.t ) et au moyen d'un autre multiplicateur 4' sur une deuxième voie désignée voie Q par un signal de la forme sin (2π.fp.t). Les signaux de la forme cos (2π.fp.t) et sin (2π.fp.t) sont issus d'un oscillateur local 5. Le spectre du signal complexe (voie I et Q) ainsi obtenu est de la forme de celui de la figure 2c.
Sur chaque voie, le signal ainsi multiplié est filtré au moyen d'un filtre passe-bande 6 ou 6' qui peut être un filtre RC (comportant une résistance R et une capacité C) ou un filtre à onde de surface (filtre SAW en anglais) de manière à éliminer les lobes secondaires de la bande de fréquence située entre les deux lobes principaux. Le signal obtenu a alors un spectre tel que représenté figure 3a ou 4a.
La mise en œuvre de la méthode analogique est obtenue en disposant comme représenté figure 5, sur chaque voie I et Q un multiplicateur 7 ou 7' apte à multiplier le signal par un signal de la forme cos (ω.t) issu de l'oscillateur local 5, puis un filtre passe-bas 8 ou 8' permettant d'éliminer les lobes parasites comme indiqué sur la figure 3c.
Le signal obtenu est alors échantillonné au moyen d'un échantillonneur utilisant une fréquence d'échantillonnage fe supérieure ou égale à 2BI et numérisé au moyen d'un numériseur qui produit un signal numérique, ces échantilloneur et numériseur étant regroupés dans un convertisseur 9 ou 9'.
La mise en oeuvre de la méthode numérique est obtenue en disposant directement comme représenté figure 6 sur chaque voie I et Q un échantillonneur utilisant une fréquence d'échantillonnage fes et un numériseur qui produit un signal numérique, ces échantilloneur et numériseur étant regroupés dans un convertisseur 10 ou 10'.
Le traitement numérique du signal obtenu sur chacune des voies I et Q est alors effectué selon l'application souhaitée.
On va à présent décrire les principales étapes de traitement du signal numérique dans le cas d'une application de positionnement d'un récepteur à partir de signaux de type BOC émis par des satellites. On rappelle comme indiqué dans le préambule qu'on peut considérer qu'un signal BOC est principalement constitué d'une porteuse, d'une sous-porteuse et d'un code.
Dans le cas d'une application de positionnement à partir d'un signal BOC classique, il est connu de l'homme du métier que le but du traitement du signal est de démoduler le signal BOC numérisé en porteuse, sous-porteuse et code pour récupérer la mesure du retard de propagation à partir de la différence entre le temps d'émission du code par le satellite et le temps de réception du code par le récepteur.
La démodulation se fait par corrélation du signal BOC numérisé avec des porteuse, sous-porteuse et code générés localement.
Il faut générer ces signaux locaux de manière synchrone avec le signal BOC reçu, en tenant compte notamment de l'effet Doppler a priori inconnu.
Pour cela, on met en place des boucles de poursuite de porteuse et de code, la boucle de code incluant la poursuite de la sous-porteuse ; ces boucles asservissent les phases des porteuse, sous-porteuse et code locaux par rapport aux phases des porteuse, sous-porteuse et code du signal BOC reçu, à partir des mesures issues des corrélations.
La mesure du retard sur le code et de l'effet Doppler initial est faite dans une phase d'acquisition dite aussi phase d'accrochage qui consiste à tester en boucle ouverte plusieurs hypothèses de position du code et de l'effet Doppler jusqu'à ce que le résultat de la corrélation indique par un niveau d'énergie élevé que le déphasage entre le signal reçu et le signa local est minimal. Ensuite, on affine la recherche puis on ferme les boucles.
Ces étapes de démodulation sont obtenues au moyen d'un démodulateur comportant des boucles d'asservissement dont un exemple est représenté figure 7. Sur les figures 7 et 10, le signal numérisé en entrée des boucles d'asservissement est comme on l'a vu précédemment un signal complexe comportant une voie I et une voie Q.
La corrélation du signal reçu avec le signal local se fait tout d'abord en multipliant au moyen d'un multiplicateur 11 le signal numérisé par un signal de la forme e"'φ, φ étant la phase de la porteuse locale. Le signal obtenu est alors multiplié au moyen d'un multiplicateur 12 sur une voie dite ponctuelle (d'où la notation lp et Qp pour voie I ponctuelle et voie Q ponctuelle) par un signal représentatif de la modulation de code et de sous- porteuse, et en sommant les résultats de ces multiplications obtenus à différents instants au moyen d'un élément d'intégration-sommation 14. Le signal représentatif de la modulation de code et de sous-porteuse a été obtenu en multipliant au moyen d'un multiplicateur 13, un signal représentatif du code généré localement à partir de τ, par un signal représentatif de la sous-porteuse générée localement à partir de ψ, τ et ψ étant respectivement la phase du code local et de la sous-porteuse locale, qui sont en fait identiques dans ce cas.
Le résultat de cette corrélation est soumis à un discriminateur de phase de porteuse 15 qui en déduit un écart de porteuse qui est un signal réel et qui est injecté dans un correcteur de boucle de porteuse 16. Un élément de calcul de phase 17 qui peut être un oscillateur numériquement controllé (« Numerically Controlled Oscillator » en anglais), calcule la phase φ de la porteuse locale en fonction de la vitesse de porteuse issue du correcteur de boucle de porteuse 16, et de la fréquence de la porteuse sans effet Doppler appelée fréquence talon de la porteuse. La vitesse de porteuse est la vitesse de propagation de la porteuse mesurée à la réception : on en déduit la variation de fréquence de la porteuse due à l'effet Doppler. Cette phase φ ainsi asservie est utilisée par un générateur de porteuse pour générer une porteuse locale de la forme e""'\
La corrélation du signal reçu avec le signal local se fait également sur une voie dite delta (d'où la notation lΛ et QΛ pour voie I delta et voie Q delta), en multipliant au moyen d'un multiplicateur 21 le signal numérisé multiplié par un signal de la forme e""'\ par un signal dit delta. Ce signal delta issu d'un sommateur 20 est la différence du signal représentatif de la modulation de code et de sous-porteuse qui a subi une avance au moyen d'un dispositif 18 permettant d'anticiper le signal par rapport à celui de la voie ponctuelle et un retard au moyen d'un dispositif 19 permettant de retarder le signal par rapport à celui de la voie ponctuelle. Les résultats de ces multiplications obtenus à différents instants sont sommés au moyen d'un élément d'intégration-sommation 22.
Le résultat de cette corrélation ainsi que celui de la voie ponctuelle est soumis à un discriminateur de phase de code 23 qui en déduit un écart de code qui est un signal réel et qui est injecté dans un correcteur de boucle de code 24. Un élément de calcul de phase 25 qui peut être un oscillateur numériquement controllé (« Numerically Controlled Oscillator » en anglais), calcule les phases τ et ψ du code local et de la sous-porteuse locale en fonction de la vitesse de code (identique à la vitesse de sous-porteuse) issue du correcteur de boucle de code 24 et de la fréquence talon du code. La vitesse de code est la vitesse de propagation du code mesurée à la réception : on en déduit la variation de fréquence du code due à l'effet Doppler. Les phases τ et ψ du code et de la sous-porteuse qui sont identiques, sont ainsi asservies puis respectivement utilisées par un générateur de code 26 pour générer le code local et par un générateur de sous-porteuse 27 pour générer la sous-porteuse locale.
Comme ces phases sont identiques elles sont calculées par le même élément de calcul de phase 25. On a représenté figure 8 le détail d'un élément de calcul de phase de code 25. Il comprend un convertisseur 30 de la vitesse de code exprimée en m/s, en une mesure exprimée en Hz de la variation de fréquence due à l'effet Doppler, la conversion s'effectuant à partir du chip du code ; l'élément de calcul de phase comprend en outre un sommateur 31 de cette mesure de l'effet Doppler et de la fréquence talon du code et un intégrateur 32 transformant cette nouvelle fréquence en une phase τ. On a représenté figure 9 a) le code local généré par le générateur de code 26 en fonction de la phase locale exprimée en chip, le chip étant la longueur d'onde du code ; la figure 9 b) représente la sous-porteuse locale générée par le générateur de sous-porteuse 27 en fonction de la phase locale également exprimée en chip, puisque le même élément de calcul de phase 25 a été utilisé pour les deux générateurs 26 et 27.
Dans le cas de l'invention, la fréquence d'échantillonnage utilisée au niveau du récepteur a été réduite au moyen d'une translation l'un vers l'autre des lobes principaux du spectre du signal reçu. Cette translation a réduit la fréquence de la sous-porteuse qui est devenue fspréd- La fréquence de la sous-porteuse réduite étant alors différente (plus faible) de la fréquence du code, il faut donc dissocier l'élément de calcul de la phase de la sous- porteuse qui prend en compte la fréquence de la sous-porteuse réduite, de l'élément de calcul de la phase du code qui prend en compte la fréquence du code comme représenté figure 10.
On a représenté figure 11 le détail des éléments de calcul de phase 25 et 28 respectivement utilisés pour le code et pour la sous-porteuse. L'élément de calcul de phase 25 utilisé pour le code est le même que celui de la figure 8. L'élément de calcul de phase 28 utilisé pour la sous-porteuse comprend un convertisseur 33 de la vitesse de code (qui est la même que la vitesse de sous-porteuse) exprimée en m/s, en une mesure exprimée en Hz de la variation de fréquence due à l'effet Doppler, la conversion s'effectuant à partir de la longueur d'onde de la sous-porteuse exprimée en cycle ; l'élément de calcul de phase comprend en outre un sommateur 34 de cette mesure de l'effet Doppler et de la fréquence talon réduite de la sous- porteuse et un intégrateur 35 transformant cette nouvelle fréquence en une phase ψ. On notera que l'effet Doppler est indépendant de la réduction de la fréquence de sous-porteuse qui n'intervient qu'au niveau du récepteur.
On a représenté figure 12 a) le code local généré par le générateur de code 26 en fonction de la phase locale exprimée en chip ; la figure 12 b) représente la sous-porteuse locale générée par le générateur de sous-porteuse 27 en fonction de la phase locale exprimée en cycles, puisqu'on a utilisé en amont du générateur 27 un élément de calcul de phase 28 spécifique pour la sous-porteuse.
Lorsque fspréd = BI/2, on a un chip = un cycle comme représenté sur les figures 12 mais ce n'est plus le cas si fspréd BI/2.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de traitement d'un signal analogique dont le spectre fréquentiel présente sur une largeur de bande déterminée deux lobes principaux séparés par une bande de fréquence où la puissance est négligeable, caractérisé en ce qu'il comprend une étape d'échantillonnage selon une fréquence d'échantillonnage déterminée, et préalablement à cette étape d'échantillonnage, une étape consistant à effectuer une translation de fréquence des deux lobes principaux l'un vers l'autre en vue de réduire la largeur de bande et donc la fréquence d'échantillonnage.
2. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que, le signal comportant une porteuse et une sous-porteuse de fréquence déterminée et les lobes principaux présentant des largeurs de bande déterminées, l'étape de translation des lobes est obtenue" en multipliant le signal analogique par un signal du type cos(ω t), ω étant déterminé en fonction de la fréquence de sous-porteuse et de la largeur de bande des lobes principaux.
3. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que la translation des lobes principaux ayant généré des lobes parasites, il comprend en outre, préalablement à l'échantillonnage, une étape de filtrage des lobes translatés, en vue d'éliminer les lobes parasites.
4. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que la translation des lobes et l'échantillonnage sont regroupés en une seule étape consistant à échantillonner le signal analogique selon une fréquence d'échantillonnage spécifique fes.
5. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le signal analogique ayant été modulé par une porteuse et une sous- porteuse de fréquence fsp, la fréquence fes est liée à la fréquence fsp par la relation suivante fsp = N.fes - feJ4, N étant un nombre entier déterminé supérieur ou égal à 1.
6. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que N est la plus grande valeur permettant d'obtenir la relation.
7. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend une étape préalable de conversion en bande de base du signal analogique.
8. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le spectre fréquentiel présentant des lobes secondaires autour de chaque lobe principal, les lobes secondaires sont éliminés par filtrage.
9. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les lobes principaux sont identiques.
10. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal analogique est un signal modulé selon une modulation de type BOC.
11. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal analogique est un signal de radionavigation.
12. Procédé selon les revendications 10 et 11 , caractérisé en ce que, le signal BOC comportant une porteuse, un code et une sous-porteuse, présentant respectivement des fréquences déterminées, il comprend une étape de numérisation du signal échantillonné et une étape de démodulation du signal numérisé basée sur l'utilisation d'un code et d'une sous-porteuse générés localement, le code local étant généré à partir de la fréquence du code, la sous-porteuse locale étant générée à partir de la fréquence de la sous-porteuse déterminée et réduite lors de l'étape de translation des lobes.
13. Procédé selon l'une quelconque des revendications 11 ou 12, caractérisé en ce que le signal de radionavigation est celui du système Galileo ou Glonass ou GPS.
14. Dispositif de traitement d'un signal analogique dont le spectre fréquentiel présente sur une largeur de bande déterminée deux lobes principaux séparés par une bande de fréquences où la puissance est négligeable, caractérisé en ce qu'il comprend un élément de translation de fréquence des lobes principaux l'un vers l'autre apte à réduire la largeur de bande.
15. Dispositif selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un convertisseur du signai analogique en bande de base relié au dispositif de translation des lobes principaux et placé en amont du dispositif de translation.
16. Dispositif selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un filtre passe-bande relié au convertisseur du signal analogique en bande de base et placé entre le convertisseur en bande de base et le dispositif de translation.
17. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 14 à 16, caractérisé en ce que le signal comportant une porteuse et une sous- porteuse de fréquence déterminée et les lobes principaux présentant des largeurs de bande déterminées, le dispositif de translation des lobes principaux comporte un multiplicateur du signal analogique par un signal du type cos(ω t), ω étant déterminé en fonction de la fréquence de sous- porteuse et de la largeur de bande des lobes principaux.
18. Dispositif selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le dispositif de translation des lobes principaux comporte en outre relié au multiplicateur et placé en aval de ceui-ci, un filtre passe-bas.
19. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 17 ou 18, caractérisé en ce que le multiplicateur est relié à un échantillonneur.
20. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 14 à 16, caractérisé en ce que le dispositif de translation des lobes principaux comporte un échantillonneur apte à échantillonner le signal analogique selon une fréquence d'échantillonnage spécifique fes.
21. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 19 ou 20, caractérisé en ce que l'échantillonneur est relié à un numériseur.
22. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 14 à 21, caractérisé en ce que le signal analogique est un signal de radionavigation.
23. Dispositif selon la revendication précédente prise en combinaison avec la revendication 21 , caractérisé en ce que, le signal de radionavigation comportant une porteuse, un code et une sous-porteuse générés par un satellite, présentant respectivement des fréquences déterminées, il comporte relié au numériseur, une boucle d'asservissement d'un code et d'une sous-porteuse générés localement par le dispositif, cette boucle comprenant un élément de calcul de la phase locale du code à partir de la fréquence du code déterminée et un élément de calcul de la phase locale de la sous-porteuse à partir d'une fréquence de sous-porteuse calculée à partir de la fréquence de sous-porteuse déterminée, ces éléments de calcul de phase étant distincts.
24. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 14 à 23, caractérisé en ce que les lobes sont identiques.
25. Récepteur d'un système de radionaviagtion, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif de traitement d'un signal analogique selon l'une quelconque des revendications 14 à 24.
EP03799563A 2002-12-17 2003-12-12 Procede de traitement d un signal analogique et dispositif d e mise en oeuvre du procede Withdrawn EP1581819A2 (fr)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR0216000 2002-12-17
FR0216000A FR2848743A1 (fr) 2002-12-17 2002-12-17 Procede de traitement d'un signal analogique et dispositif de mise en oeuvre du procede
PCT/EP2003/050998 WO2004055540A2 (fr) 2002-12-17 2003-12-12 Procede de traitement d'un signal analogique et dispositif de mise en oeuvre du procede

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP1581819A2 true EP1581819A2 (fr) 2005-10-05

Family

ID=32338886

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP03799563A Withdrawn EP1581819A2 (fr) 2002-12-17 2003-12-12 Procede de traitement d un signal analogique et dispositif d e mise en oeuvre du procede

Country Status (5)

Country Link
US (1) US20060128343A1 (fr)
EP (1) EP1581819A2 (fr)
CA (1) CA2510191A1 (fr)
FR (1) FR2848743A1 (fr)
WO (1) WO2004055540A2 (fr)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB0320352D0 (en) * 2003-09-01 2003-10-01 Secr Defence Digital modulation waveforms for use in ranging systems
FR2910973B1 (fr) * 2006-12-28 2009-02-20 Cnes Epic Procede et dispositif de reception d'un signal de radionavigation a modulation boc
US7885363B2 (en) 2007-10-18 2011-02-08 Mediatek Inc. Correlation device and method for different modulated signals
US8111735B2 (en) * 2008-01-28 2012-02-07 Mediatek Inc. GNSS data/pilot correlator and code generator thereof
US10778260B2 (en) * 2018-04-20 2020-09-15 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for energy efficient transmission and reception of a signal using aliasing

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5995556A (en) * 1990-06-06 1999-11-30 California Institute Of Technology Front end for GPS receivers
US5937013A (en) * 1997-01-03 1999-08-10 The Hong Kong University Of Science & Technology Subharmonic quadrature sampling receiver and design
US6085073A (en) * 1998-03-02 2000-07-04 Motorola, Inc. Method and system for reducing the sampling rate of a signal for use in demodulating high modulation index frequency modulated signals
US6895232B2 (en) * 1999-05-07 2005-05-17 Conexant Systems, Inc. Method and apparatus for receiving radio frequency signals
US7224721B2 (en) * 2002-10-11 2007-05-29 The Mitre Corporation System for direct acquisition of received signals

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO2004055540A3 *

Also Published As

Publication number Publication date
WO2004055540A3 (fr) 2005-07-28
US20060128343A1 (en) 2006-06-15
CA2510191A1 (fr) 2004-07-01
FR2848743A1 (fr) 2004-06-18
WO2004055540A2 (fr) 2004-07-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP3190711B1 (fr) Récepteur rf à poursuite de fréquence
EP2279428B1 (fr) Systeme et procede de multi-correlation avec filtre adapte a la modulation pour l&#39;acquisition rapide et la poursuite d&#39;un signal de radionavigation en presence de brouillage
EP2095150B1 (fr) Procédé et dispositif de réception d&#39;un signal de radionavigation à modulation boc
EP0709959B1 (fr) Correction d&#39;un décalage de fréquence
EP2221981B1 (fr) Procédé d&#39;estimation d&#39;un décalage de fréquence porteuse dans un récepteur de signaux de télécommunication, notamment un dispositif mobile
FR2853967A1 (fr) Procede d&#39;acquisition d&#39;un signal de radionavigation par satellite
FR2751086A1 (fr) Procede d&#39;elimination du brouillage mutuel entre au moins deux radars d&#39;un groupement de radars
EP1706757B1 (fr) Procede et dispositif recepteur pour communication de donnees sans fil par des signaux codes temporellement et a ultra-large bande
EP2908155B1 (fr) Procédé de traitement antibrouillage d&#39;un signal radioélectrique, module et programme d&#39;ordinateur associés
EP1298811A1 (fr) Procédé et dispositif de détection des impulsions d&#39;un signal incident impulsionnel du type à bande ultra large
EP2487507B1 (fr) Procédé d&#39;acquisition avec multi-corrélation fréquentielle améliorée
WO2005006012A1 (fr) Procede et dispositif de demodulation de signaux de radionavigation par satellite.
EP1581819A2 (fr) Procede de traitement d un signal analogique et dispositif d e mise en oeuvre du procede
EP1085341B1 (fr) Procédé de traitement de signaux de navigation à trajets multiples dans un récepteur présentant une pluralité d&#39;antennes
FR2837638A1 (fr) Procede de traitement de signal en presence d&#39;interferences
FR2659811A1 (fr) Recepteur de radionavigation par satellite.
EP1477004B1 (fr) Modulateur de frequence pour transmission numeriques
WO2006040325A2 (fr) Procede et dispositif de reception d&#39;un signal de radionavigation degrade
FR2877803A1 (fr) Procede et dispositif de reception d&#39;un signal de radionavigation degrade
CA2470375A1 (fr) Procede de traitement d&#39;un signal de navigation contenant des donnees
FR2819126A1 (fr) Circuit numerique d&#39;emission/reception dans un systeme cdma
FR2848742A1 (fr) Procede de correction et boucle de correction d&#39;un signal numerique complexe

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20050613

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A2

Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LI LU MC NL PT RO SE SI SK TR

AX Request for extension of the european patent

Extension state: AL LT LV MK

DAX Request for extension of the european patent (deleted)
RBV Designated contracting states (corrected)

Designated state(s): BE DE FR GB IT

17Q First examination report despatched

Effective date: 20060214

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION IS DEEMED TO BE WITHDRAWN

18D Application deemed to be withdrawn

Effective date: 20070703