EP1312160A1 - Linear pre-amplifier for radio-frequency power amplifier - Google Patents

Linear pre-amplifier for radio-frequency power amplifier

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Publication number
EP1312160A1
EP1312160A1 EP01965334A EP01965334A EP1312160A1 EP 1312160 A1 EP1312160 A1 EP 1312160A1 EP 01965334 A EP01965334 A EP 01965334A EP 01965334 A EP01965334 A EP 01965334A EP 1312160 A1 EP1312160 A1 EP 1312160A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
transistor
amplifier
circuit
input
input circuit
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP01965334A
Other languages
German (de)
French (fr)
Inventor
Jean-Charles Grasset
Christophe Pinatel
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
STMicroelectronics SA
Original Assignee
STMicroelectronics SA
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Filing date
Publication date
Application filed by STMicroelectronics SA filed Critical STMicroelectronics SA
Publication of EP1312160A1 publication Critical patent/EP1312160A1/en
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/4508—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using bipolar transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45085—Long tailed pairs
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
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    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
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    • H03F3/189—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
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    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
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    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
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    • H03F2203/45638—Indexing scheme relating to differential amplifiers the LC comprising one or more coils

Definitions

  • the present invention relates to RF amplifiers (radio frequency), and more particularly to preamplifiers attacking a power amplifier supplying an antenna.
  • FIG. 1 illustrates a conventional RF amplification chain 1.
  • the amplification chain comprises a signal processing block 2, a preamplifier 3 driving a power amplifier 4 coupled to an antenna 5.
  • Block 2 comprises stages signal shaping and signal mixing by mixing with the desired carrier.
  • the preamplifier 3 can be followed by a coranutator 6 with two positions, connecting the output S of the preamplifier to one of two outputs S1 and S2.
  • This type of circuit finds application in fields such as the field of mobile phones, where the frequency is high, greater than one gigahertz (GHz).
  • certain standards use a carrier modulated both in phase and in amplitude.
  • CDMA Code Division Multiple Access
  • W-CDMA Wideband Code Division Multiple Access
  • RF preamplifiers and amplifiers must be efficient, having to be both linear in phase and in amplitude.
  • block 2 is an integrated circuit produced on a silicon substrate.
  • Amplifiers 3 and 4 are external modules, the active components of which are produced on gallium arsenide substrates. Indeed, the gallium arsenide components have a higher cut-off frequency and withstand higher voltages than the silicon components.
  • FIG. 3 illustrates a conventional preamplifier followed by a switching circuit 6.
  • the preamplifier 3 hereinafter more simply designated by “the amplifier”
  • the preamplifier comprises an input pad E, coupled to the gate of a transistor T & via an impedance adapter circuit 10.
  • the transistor T A is a FET type gallium arsenide transistor, connected as a common source.
  • the gate of transistor T A is polarized in direct current by a polarization module 11, not detailed.
  • the source of transistor T A is coupled to a ground pad 13 (GND) via an inductor L.
  • the pad 13 is connected to ground M of the circuit via a connection wire.
  • This connection wire has, in the frequency range considered (1 to a few GHz), a parasitic link inductance, called “bonding".
  • the drain of transistor T is coupled to a supply pad 15 via an impedance adapter circuit 14.
  • the connection of pad 15 to a supply line VDD is made by a wire also having an inductance of Lb link.
  • a capacitor Cgd is represented between gate and drain of transistor T ⁇ . This capacitance is the parasitic capacitance between the gate and the drain of the transistor T ⁇ .
  • the output of the amplifier is on the drain of transistor T A.
  • a switch 6 receives the output of the amplifier 3. It has two outputs, SI and S2. The switch 6 is produced using four transistors T of the FET type, made of gallium arsenide.
  • the gates of the transistors T receive potentials + V or -V via resistors R, and the circuit is made so that one of the two outputs receives the output signal from the amplifier, while the other is Grounding.
  • the presence of switch 6 in series with the amplifier introduces losses into the processing chain.
  • the amplifier of Figure 3 consists of a single stage. Not very adaptable, we prefer a two-stage circuit, like the one in Figure 4.
  • the amplifier comprises a first stage, similar to the amplifier in FIG. 3.
  • the impedance adapter circuit 14 here has an intermediate socket making it possible to drive the second stage of the amplifier.
  • the second stage consists of a ⁇ transistor, also connected as a common source.
  • the transistor T B is also made of gallium arsenide and of the FET type.
  • the gate of transistor T B receives the output of the first stage. Its source is connected to a ground pad 17, connected to ground M by a connection having a link inductance Lb. Its drain is connected to an output pad S of the amplifier.
  • It is also connected to an impedance adapter circuit 18, itself connected to a supply pad 19, connected to a VDD2 supply via a link inductance Lb.
  • a switch 6 like the one in Figure 3 is connected to output S.
  • a drawback of the amplifier of FIG. 4 is that it includes gallium arsenide transistors and therefore its integration on the integrated circuit of the processing block 2, with silicon substrate, is not feasible.
  • the amplifier of Figure 4 has a relatively high consumption.
  • the structure used is sensitive to parasites, in particular to parasites introduced by the bonding inductors, which are difficult to assess.
  • An object of the present invention is to provide an amplifier operating at high frequencies which can be integrated on a silicon substrate.
  • An object of the present invention is to provide an amplifier which consumes little.
  • An object of the present invention is to provide an amplifier that is not very sensitive to parasites, in particular to parasites introduced by the connection inductors.
  • the present invention provides an amplifier comprising an input circuit tuned to the frequency to be amplified and receiving as input the signal to be amplified, a first transistor connected in common base, the emitter of which is coupled to the input and whose collector provides the output signal of the amplifier, and a feedback circuit bringing on the base of said transistor a fraction of the output voltage.
  • the feedback circuit is formed by a capacitive bridge formed by a first capacitor coupled between the output of the amplifier and the base of the first transistor, and a second connected capacitor in series with the first capacitor and coupled between the base of the first transistor and a virtual ground node.
  • said virtual ground node is connected to a first supply pad.
  • the feedback circuit comprises a second transistor connected as a follower transistor, the base of which is connected to the feedback circuit, the emitter of which is connected to the base of the first transistor and coupled to ground via a first resistor and whose collector is connected to a supply voltage.
  • the virtual ground node is coupled to ground via a third capacitor.
  • the input circuit consists of two branches, a first branch of the input circuit comprising a second resistor in series with a first inductor and coupling an input of said circuit to the first pad power supply, and a second branch of said circuit comprising a third resistor in series with a fourth capacitor and coupling the input of the input circuit to the emitter of the first transistor.
  • the amplifier comprises a network formed by a second inductance and a fifth capacitor connected in parallel, for coupling the collector of the first transistor to a second supply pad, and the emitter of the first transistor is coupled to ground by a fourth resistor or a third inductor.
  • the first transistor, its connections and the feedback circuit are duplicated to form several sets, each set being connected to the input circuit and selectively supplied so that the amplifier can provide an output signal on one of several outputs.
  • the second branch of the input circuit is also duplicated, each of said assemblies being connected to one of the second duplicated branches of the input circuit, and the capacitors of each of said second duplicated branches having different capacitance values, so that the tuning of the input circuit is effected on different frequencies according to the second branch considered.
  • the input circuit is part of an input stage comprising a third transistor connected as a common emitter, receiving on its bases the input signal, whose emitter is coupled to ground by a fourth inductor, and whose collector is coupled to the input of the input circuit.
  • the input circuit and the third transistor are duplicated a predetermined number n of times, the n input circuits can be tuned to neighboring frequencies in order to slightly increase the bandwidth of the amplifier and reduce the sensitivity of the amplifier to dispersions due to technological manufacturing processes.
  • the input circuit is part of a mixer.
  • FIG. 1, previously described illustrates a simplified diagram of a transmission chain
  • Figure 2, previously described illustrates a variant of part of the transmission chain of Figure 1
  • FIG. 3 illustrates a first example of a conventional amplifier, followed by a switch
  • FIG. 4 illustrates a second example of a conventional amplifier
  • Figure 5 illustrates a first embodiment of the present invention
  • Figures 6A and 6B illustrate variants of the embodiment of Figure 5
  • Figure 7 illustrates a second embodiment of the present invention.
  • an amplifier 20 comprises bipolar silicon transistors.
  • the applicant was dissuaded from making this choice because the silicon transistors, in the frequency range used, have a very low breakdown voltage.
  • an air-based silicon transistor BVCEO
  • BVCEO air-based silicon transistor only supports 3 to 4 volts between its emitter and its collector, which can be incompatible with the voltages power supply or signal excursions in the circuit.
  • the amplifier 20 consists of two stages.
  • An input pad E of the amplifier is connected to the base of a bipolar transistor Ql, of NPN type, made of silicon.
  • the base of the transistor Q1 is biased in direct current by a bias block 21, not detailed.
  • the emitter of transistor Ql is coupled to a ground pad 24 (GD) via an inductor L.
  • the connection to ground of pad 24 introduces a link inductor Lb.
  • the collector of transistor Q1 is connected to an impedance adapter circuit 26.
  • the circuit 26 has two branches. The first branch consists of a resistor R0 in series with an inductance L0.
  • This branch connects the collector of Ql to a supply pad 28 (VDD1), which introduces a link inductance Lb by its connection to a supply line.
  • the second branch of circuit 26 consists of a resistor R'O in series with a capacitor C0. This branch connects the collector of Ql and a node X2 corresponding to the output of the first stage of the amplifier.
  • the input resistance Re is made of the same material as the resistance R0.
  • the second stage of the amplifier 20 comprises a bipolar transistor NPN Q2 in silicon, connected in common base.
  • the Applicant has chosen a common base assembly because this assembly is more linear than a common transmitter assembly when it is attacked by current, despite certain preconceived ideas tending to distance it from this choice. Indeed, the mounting in common base is attacked in current, and the experts considered that a common base assembly would not allow the amplifier to have a sufficient gain in power.
  • the node X2 is connected to the emitter of the transistor Q2.
  • the emitter of transistor Q2 is coupled via a resistor RI to a node X3 connected to a ground pad (GND) 30, which introduces a bonding inductance Lb by its connection to ground.
  • the resistor RI can also be replaced by an inductor L3 (not shown), which makes it possible to avoid the voltage drop in the resistor RI.
  • the collector of transistor Q2 is connected to an output pad S, forming the output of amplifier 20.
  • the collector of transistor Q2 is coupled, via an inductance Ls connected in parallel with a capacitor Cs, to a supply pad 32 (VDD2).
  • a link inductor Lb is introduced by the connection of the pad 32 to a supply line.
  • the supply pads VDDl and VDD2 can, outside the circuit, be connected to a common supply line.
  • the fact that the supply pads VDDl and VDD2 are separate comes from the fact that the supply voltages VDDl and VDD2 must be supplied at different points of the circuit with separate decoupling.
  • the bonding inductors have all been indicated by the same acronym, Lb. However, they can be of various values, and are taken into account for the realization of the elements of the amplifier.
  • the base of transistor Q2 is firstly coupled to node X3 by a resistor R2 and secondly to the emitter of a transistor Q3.
  • the transistor Q3 is an NPN transistor in silicon, connected in follower transistor.
  • the collector of transistor Q3 is connected to the supply pad VDD2.
  • the base of the transistor Q3 is polarized by a polarization module 34, not detailed.
  • the base of the transistor Q3 is also coupled to the output pad S via a capacitor Ca and to a node XI connected to the supply pad 28 via a capacitor Cb.
  • a capacitor Cd connects the nodes XI and X3.
  • the node XI connected to VDDl, is a point of mass from the point of view of the alternating currents, which one can name "virtual mass".
  • the capacitors Ca and Cb therefore form a capacitive divider bridge between the output S and this ground.
  • the fraction of output voltage thus reported on the base-emitter space of transistor Q2 (via transistor Q3), on the one hand, causes a feedback which improves the linearity of the assembly, on the other hand, fixed the output impedance of the circuit at a value multiple of (RO + R'O) without causing a loss as would a resistance in parallel on the output.
  • a capacitive divider was chosen because it consumes no power and is not noisy.
  • the impedance adapter circuit 26 is a resonant circuit tuned to the operating frequency of the amplifier. This gives a current i'c greater than the alternating current ic supplied by the collector of transistor Ql, of the form i'c # Q.ic, where Q is the quality coefficient of the resonant circuit.
  • the ratio between i'c and ic is low, for example, it is equal to two or three, but this increase in current is sufficient to obtain a sufficient gain in power of the amplifier.
  • junction base-collector has a breakdown voltage BVCBO two to three times higher than the emitter-collector junction
  • the present architecture also makes it possible to free the second stage of parasites.
  • the first stage can bring parasites to the second stage via the node X2 and the branch R0, L0.
  • These parasites are due in particular to connection inductances, which are difficult to control, and they can be found at the outlet after having crossed the second stage.
  • the capacitor Cb is connected to the node XI and not to the ground (GD). If parasites are present on the collector of transistor Ql, they are found in X2 and XI. By X2, they are found on the emitter of transistor Q2 and, by XI, they are found on the base of transistor Q2 via the capacitor Cb and the base-emitter junction of transistor Q3.
  • the voltage Vbe between the emitter and the base of the transistor Q2, which controls the current leaving by the collector of the transistor Q2, remains substantially stable and independent of the parasites.
  • the capacitor Cd connects the nodes XI and X3.
  • the resistors RI and R2 both have interference on each of their terminals and the current flowing through them is free.
  • Another advantage of the amplifier 20 is that the polarization of the base of the transistor Q3 is easily adjustable without modifying the characteristics of the rest of the amplifier.
  • the potential applied to the base of transistor Q3 determines the direct current supplied by the emitter of transistor Q3 and, thereby, the direct current flowing in the collector of transistor Q2.
  • the transistor Q2 which is an output transistor, is the element of the amplifier which consumes the most.
  • the direct current flowing in the transistor Q2 must be high.
  • the direct current flowing in the transistor Q2 need not be high.
  • the direct current flowing in the transistor Q2 is easily adjustable in the amplifier of the present invention, it will be possible to adjust, by acting on the module 34, the current consumed by the second stage as a function of the power required, with constant linearity and almost constant gain. Note that all of the amplifier's transistors
  • the amplifier 20 are made of silicon. Consequently, the amplifier 20 can easily be produced on the same substrate as the processing block 2.
  • Another advantage of the amplifier of the present invention is that it is easily adaptable, as will be seen below.
  • FIG. 6A illustrates an alternative embodiment of the amplifier of FIG. 5.
  • the second stage of the amplifier 20 has not been shown for reasons of clarity.
  • the first stage of the amplifier comprises three transistors Qla, Qlb and Qlc, the mounting of which is identical to the transistor Ql in FIG. 5.
  • the base of each of the transistors Qla, Qlb and Qlc hereinafter designated by Qli, is connected to an input pad E, to a polarization block 21 and to an input impedance 22, formed of a resistor Re in series with a capacitor Ce.
  • the emitter of each transistor Qli is connected to the power supply pad 24 by an inductor L.
  • each transistor Qli is connected to the power supply pad 28 by a first branch R0, L0 of an impedance adapter circuit 26
  • the collector of each transistor Qli is also connected to node X2 via a second branch R'0, C0 of circuit 26.
  • the variant of FIG. 6A thus proposes an input stage replicating three times the input stage of FIG. 5.
  • the increase in this current allows an increase in the output power, without saturation of the transistors of the first stage.
  • Another advantage of the amplifier of FIG. 6A is that its gain in power is increased. Indeed, the output power Ps is increased, as we have just seen.
  • the input power Pe approximately equal to the RMS voltage of the input signal Ve squared and divided by the resistance Re (Pe # Ve 2 / Re), is practically independent of the number of transistors Qli of the first stage, the bases of these transistors taking a negligible current compared to the current taken by Re. Consequently, the gain in power Ps / Pe is also increased.
  • the tuning frequencies of the different circuits 26 are slightly offset.
  • the tuning frequency of circuit 26 being determined by the product L0.C0, the frequency shift of the different circuits 26 can be carried out for example by giving slightly different values to the capacitances of the capacitors of the second branches of the various circuits 26.
  • L ' advantage of this is twofold. On the one hand, the bandwidth of the amplifier will be slightly increased and, on the other hand, the amplifier will be less sensitive to possible technological dispersions of manufacturing, such as those which conventionally affect capacities.
  • FIG. 6A represents an input stage with three transistors Qli
  • the number of transistors Qli can be arbitrary
  • the adaptation circuits 26 associated with these transistors can be identical or tuned to neighboring frequencies.
  • the emitters of the Qli transistors could be connected to a common inductor connected to the ground pad 24, the value of this inductor then being equal to L / n, n being the number of the transistors Qli.
  • FIG. 6B illustrates another alternative embodiment of the amplifier of FIG. 5, with a switch making it possible to obtain two outputs, S and S '.
  • the amplifier of FIG. 6B first comprises an amplifier 20 similar to the amplifier of FIG. 5. It also comprises another second stage, identical to the second stage of amplifier 20.
  • This other second stage comprises a transistor Q '2 having its transmitter connected to a node X'2.
  • the base of transistor Q'2 is connected to the emitter of a transistor Q'3 and to a node X'3 via a resistor R'2.
  • the collector of transistor Q '2 is connected to an output pad S'. It is also connected to a supply pad VDD2 'via an inductor L's in parallel with a capacitor C's.
  • a bonding inductor Lb is introduced by the connection of the pad VDD2 'to a supply line external to the circuit.
  • the collector of transistor Q '3 is connected to a supply voltage VDD'.
  • the base of transistor Q'3 is connected to output S 'by a capacitor C'a and to node X'1 by a capacitor Cb.
  • a polarization circuit 34 ' polarizes the base of the transistor Q'3 in direct current.
  • the nodes X'1, X'2 and X'3 are connected respectively to the nodes XI, X2, X3, these connections not being shown for reasons of clarity.
  • the second stage of the amplifier is thus completely duplicated.
  • one of the VDD2 or VDD2 supply pads is supplied ! .
  • an output, S or S ' will provide the output signal from the amplifier.
  • the switch obtained is simple and can easily be part of the same integrated circuit as the amplifier and the block 2. Unlike usual solutions, it does not introduce additional losses.
  • a variant of the amplifier of FIG. 6B provides significant advantages.
  • the node X'2 of the second additional stage is not connected to the node X2, but to a terminal of a capacitor C'O (not shown), the other terminal of which is connected to the connection point of the resistor R'O and the capacitor C0. Consequently, the second branch of the circuit 26 is constituted by R'O in series with C0 for one of the two second stages and by R'O in series with C'O for the other.
  • the tuning frequency of circuit 26 depends on the value of the capacitance of the capacitor present in the second branch of this circuit, it is possible, with this alternative embodiment, to have a first second stage tuned to a frequency f1, determined by C0 , and a second second stage tuned to a frequency f2, different from fl and determined by C'O.
  • the amplifier 20 is then a multi-band or multi-standard amplifier, the input signal being supplied, after amplification, by the activated output S or S 'with the desired frequency.
  • the frequency f1 may be of the order of 900 MHz and the frequency f2 of the order of 1.8 to 2 GHz.
  • FIG. 7 shows a second embodiment of the present invention, further illustrating the great adaptability of the amplifier of the invention.
  • a mixer stage 40 is followed by a stage corresponding to the second stage of the amplifier of FIG. 5.
  • the mixer circuit 40 comprises a transistor T1 and T2 forming a differential pair.
  • the transistors T1 and T2 receive on their respective bases differential signals El and E2 coming from a local oscillator.
  • the emitters of the transistors T1 and T2 are connected together and connected to the collector of a third transistor T3.
  • the transistor T3 has its emitter coupled to a ground pad 41 GND having, with respect to the ground M, a link inductance Lb.
  • the base of transistor T3 receives a signal modulated in baseband or at an intermediate frequency IF which, mixed with signals E1 and E2, makes it possible to obtain a modulated RF signal.
  • the collector of transistor Tl is connected to a supply pad VDD0 having a link inductance Lb.
  • the collector of transistor T2 is connected to an impedance adapter circuit 26.
  • Circuit 26 is similar to that of FIGS. 5 and 6. It is formed of two branches, one comprising a resistor R0 and an inductance L0 in series, and the other comprising a resistor R'O and a capacitor C0 in series.
  • the branch R0, L0 couples the collector of the transistor T2 to a supply pad VDDl having a link inductance Lb.
  • the branch R'O, C0 couples the collector of transistor T2 to node X2 of the second stage of the circuit.
  • the supply pad VDDl is connected to the node XI of the second stage.
  • the second stage 50 is similar to the second stage of Figures 5 and 6, and it has the same elements.
  • Circuit 26 is tuned to the frequency to be amplified. This frequency is that of the carrier from the mixer.
  • the circuit 26 can, in this case, and to a certain extent, act as a filter for the signals present on the collector of the transistor T2 and a filter is saved.
  • X2 only the signals to be amplified are present, and the fact that circuit 26 is a tuned circuit allows sufficient current attack from the second stage.
  • the first stage of the amplifier is therefore replaced by the last stage of a mixer, the adapter circuit of impedance 26 serving as a filter for the mixer.
  • the assembly produced on the same integrated circuit, allows a substantial saving of silicon surface area.
  • the circuit of the present invention is adaptable to many environments. In addition, it is more efficient than the circuit of the prior art.
  • the table below illustrates the values obtained by testing the amplifier 20 in FIG. 5 and the conventional circuit in FIG. 4.
  • the comparative tests were carried out for two frequencies, 900 MHz and 1900 MHz.
  • ACPR initials of "Adjacent Channel Power Ratio" which designates the ratio in decibels (noted dBc, the letter “c” being used for “carrier") between a residual signal being found on an adjacent channel and the useful signal; The greater the linearity, the lower the ACPR;
  • Icc the direct current consumed by the circuit, in milliamps.
  • the measurements were made with an output power equal to 8 dBm (the power in dBm is equal to 10.1og [P / Po-, P being the power in Watts and P Q equal to 1 milliwatt).
  • the measurements were made with an output power equal to 10 dBm.
  • Table 1 A quick analysis of Table 1 indicates the following advantages. At 900 MHz, for a gain in power of the same order, the amplifier of the invention has a markedly improved linearity (2 dB more for ACPR). The signal to noise ratio is better, and the consumption is lower.
  • the input, the output and more generally the structure of the amplifier of the present invention are non-differential ("single-ended" in English).
  • Amplifiers with differential structure are numerous in the prior art, because they are not very sensitive to parasites due to access impedances (mainly bonding inductances) of the various pads, power pads in particular.
  • An advantage of a non-differential structure is that the amplifier consumes less.
  • an external transformer (“balun") is connected to the output to obtain a single output referenced to ground. This bulky, expensive transformer, which also presents phase shift problems and losses, is useless in the present invention.
  • the amplifier of the present invention is particularly advantageous, since it consumes less and makes it possible to avoid the use of an output transformer, while being insensitive to interference.
  • the amplifier according to the present invention has a high reverse insulation.
  • a signal is injected at the output, for example following an imperfect adaptation at the output, a very small fraction of the injected signal is found at the input. This improves the overall performance of the amplifier and increases its stability.
  • the present invention is susceptible to various variants and modifications which will appear to a person skilled in the art.
  • the amplifier 20 of FIG. 6B has been described with a second stage replicated once.
  • the second stage can be replicated more than once, the signals supplied by these second stages possibly being, if necessary, of different frequency.
  • the first stage has been described either as a first amplifier stage or as a last mixer stage.
  • the first stage may nevertheless be constituted by any circuit comprising a circuit tuned to the frequency to be amplified to ensure the link with the second stage.
  • the amplifier of the invention has been described with NPN transistors. Those skilled in the art will easily adapt the amplifier to the case where PNP transistors are used.

Abstract

The invention concerns an amplifier comprising an input circuit (26) tuned on the frequency to be amplified and receiving in input the signal to be amplified, a first transistor (Q2) connected in common base, whereof the transmitter is coupled to an input circuit and whereof the collector supplies the amplifier output signal, and a feedback circuit returning on the base of said transistor a fraction of the output voltage. The feedback circuit comprises a capacitive bridge (Ca, Cb) and a second transistor (Q3). The input circuit can form part of a first stage of the amplifier or of a mixer.

Description

PREi^ PLIFICATEOR LINEAIRE POUR AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE RADIO- LINEAR PREi ^ PLIFICATOR FOR RADIO POWER AMPLIFIER
FRÉQUENCEFREQUENCY
La présente invention concerne les amplificateurs RF (radiofréguence) , et plus particulièrement les préamplificateurs attaquant un amplificateur de puissance alimentant une antenne.The present invention relates to RF amplifiers (radio frequency), and more particularly to preamplifiers attacking a power amplifier supplying an antenna.
La figure 1 illustre une chaîne classique d'amplifica- tion RF 1. La chaîne d'amplification comprend un bloc 2 de traitement du signal, un préamplificateur 3 attaquant un amplificateur de puissance 4 couplé à une antenne 5. Le bloc 2 comprend des étages de mise en forme du signal et de mélange du signal par mixage avec la porteuse souhaitée. Comme cela est illustré en figure 2, le préamplificateur 3 peut être suivi d'un coranutateur 6 à deux positions, reliant la sortie S du préamplificateur à une de deux sorties SI et S2. Dans certaines applications, il est en effet nécessaire d'interposer deux filtres différents entre le préamplificateur 3 et l'amplificateur de puissance 4, ou d'alimenter, avec le même préamplificateur deux amplificateurs de puissance différents.FIG. 1 illustrates a conventional RF amplification chain 1. The amplification chain comprises a signal processing block 2, a preamplifier 3 driving a power amplifier 4 coupled to an antenna 5. Block 2 comprises stages signal shaping and signal mixing by mixing with the desired carrier. As illustrated in FIG. 2, the preamplifier 3 can be followed by a coranutator 6 with two positions, connecting the output S of the preamplifier to one of two outputs S1 and S2. In certain applications, it is indeed necessary to interpose two different filters between the preamplifier 3 and the power amplifier 4, or to supply, with the same preamplifier two different power amplifiers.
Ce type de circuit trouve une application dans des domaines comme le domaine des téléphones mobiles, où la fréquence est élevée, supérieure à un gigahertz (GHz) . Dans ces domaines, certains standards utilisent une porteuse modulée à la fois en phase et en amplitude. Ces standards sont par exemple le CDMA. ("Code Division Multiple Accès" - "accès multiple par différence de code") ou le W-CDMA. ( étant l'initiale de "Wideband" - "large bande") . Dans ces domaines, les préamplificateurs et amplificateurs RF doivent être performants, devant être à la fois linéaires en phase et en amplitude.This type of circuit finds application in fields such as the field of mobile phones, where the frequency is high, greater than one gigahertz (GHz). In these fields, certain standards use a carrier modulated both in phase and in amplitude. These standards are for example CDMA. ("Code Division Multiple Access" - "multiple access by code difference") or the W-CDMA. (being the initial of "Wideband" - "broadband"). In these fields, RF preamplifiers and amplifiers must be efficient, having to be both linear in phase and in amplitude.
Dans l'état de la technique, le bloc 2 est un circuit intégré réalisé sur un substrat en silicium. Les amplificateurs 3 et 4 sont des modules externes, dont les composants actifs sont réalisés sur des substrats en arseniure de gallium. En effet, les composants en arseniure de gallium ont une fréquence de coupure plus élevée et supportent des tensions plus élevées que les composants en silicium.In the state of the art, block 2 is an integrated circuit produced on a silicon substrate. Amplifiers 3 and 4 are external modules, the active components of which are produced on gallium arsenide substrates. Indeed, the gallium arsenide components have a higher cut-off frequency and withstand higher voltages than the silicon components.
La figure 3 illustre un préamplificateur classique suivi d'un circuit de commutation 6. Le préamplificateur 3, ci- après désigné plus simplement par "l'amplificateur", comporte un plot d'entrée E, couplé à la grille d'un transistor T& par l'intermédiaire d'un circuit adaptateur d'impédance 10. Le transistor TA est un transistor en arseniure de gallium de type FET, connecté en source commune. La grille du transistor TA est pola- risée en courant continu par un module de polarisation 11, non détaillé. La source du transistor TA est couplée à un plot de masse 13 (GND) par l'intermédiaire d'une inductance L. Le plot 13 est relié à la masse M du circuit par l'intermédiaire d'un fil de connexion. Ce fil de connexion présente, dans le domaine des fré- quences considérées (1 à quelques GHz) , une inductance parasite de liaison, dite de "bonding" . Le drain du transistor T est couplé à un plot d'alimentation 15 par l'intermédiaire d'un circuit adaptateur d'impédance 14. La connexion du plot 15 à une ligne d'alimentation VDD est réalisée par un fil présentant aussi une inductance de liaison Lb. Une capacité Cgd est représentée entre grille et drain du transistor T^. Cette capacité est la capacité parasite entre la grille et le drain du transistor T^. La sortie de l'amplificateur se fait sur le drain du transistor TA. Un commutateur 6 reçoit la sortie de l'amplificateur 3. Il possède deux sorties, SI et S2. Le commutateur 6 est réalisé à l'aide de quatre transistors T de type FET, en arseniure de gallium. Les grilles des transistors T reçoivent des potentiels +V ou -V par l'intermédiaire de résistances R, et le circuit est réalisé de sorte qu'une des deux sorties reçoit le signal de sortie de l'amplificateur, tandis que l'autre est mise à la masse. La présence du commutateur 6 en série avec l'amplificateur introduit des pertes dans la chaîne de traitement. L'amplificateur de la figure 3 est constitué d'un seul étage. Peu adaptable, on lui préfère un circuit à deux étages, comme celui de la figure 4.FIG. 3 illustrates a conventional preamplifier followed by a switching circuit 6. The preamplifier 3, hereinafter more simply designated by "the amplifier", comprises an input pad E, coupled to the gate of a transistor T & via an impedance adapter circuit 10. The transistor T A is a FET type gallium arsenide transistor, connected as a common source. The gate of transistor T A is polarized in direct current by a polarization module 11, not detailed. The source of transistor T A is coupled to a ground pad 13 (GND) via an inductor L. The pad 13 is connected to ground M of the circuit via a connection wire. This connection wire has, in the frequency range considered (1 to a few GHz), a parasitic link inductance, called "bonding". The drain of transistor T is coupled to a supply pad 15 via an impedance adapter circuit 14. The connection of pad 15 to a supply line VDD is made by a wire also having an inductance of Lb link. A capacitor Cgd is represented between gate and drain of transistor T ^. This capacitance is the parasitic capacitance between the gate and the drain of the transistor T ^. The output of the amplifier is on the drain of transistor T A. A switch 6 receives the output of the amplifier 3. It has two outputs, SI and S2. The switch 6 is produced using four transistors T of the FET type, made of gallium arsenide. The gates of the transistors T receive potentials + V or -V via resistors R, and the circuit is made so that one of the two outputs receives the output signal from the amplifier, while the other is Grounding. The presence of switch 6 in series with the amplifier introduces losses into the processing chain. The amplifier of Figure 3 consists of a single stage. Not very adaptable, we prefer a two-stage circuit, like the one in Figure 4.
En figure 4, l'amplificateur comprend un premier étage, similaire à l'amplificateur de la figure 3. Le circuit adaptateur d'impédance 14 a ici une prise intermédiaire permettant d'attaquer le deuxième étage de l'amplificateur. Le deuxième étage est constitué d'un transistor β, également connecté en source commune. Le transistor TB est aussi en arseniure de gallium et de type FET. La grille du transistor TB reçoit la sortie du premier étage. Sa source est reliée à un plot de masse 17, relié à la masse M par une connexion présentant une inductance de liaison Lb. Son drain est connecté à un plot de sortie S de l'amplificateur. Il est également connecté à un circuit adaptateur d'impédance 18, lui-même connecté à un plot d'alimentation 19, relié à une alimentation VDD2 par l'intermédiaire d'une inductance de liaison Lb. Si cela est souhaité, un commutateur 6 comme celui de la figure 3 est connecté sur la sortie S.In FIG. 4, the amplifier comprises a first stage, similar to the amplifier in FIG. 3. The impedance adapter circuit 14 here has an intermediate socket making it possible to drive the second stage of the amplifier. The second stage consists of a β transistor, also connected as a common source. The transistor T B is also made of gallium arsenide and of the FET type. The gate of transistor T B receives the output of the first stage. Its source is connected to a ground pad 17, connected to ground M by a connection having a link inductance Lb. Its drain is connected to an output pad S of the amplifier. It is also connected to an impedance adapter circuit 18, itself connected to a supply pad 19, connected to a VDD2 supply via a link inductance Lb. If desired, a switch 6 like the one in Figure 3 is connected to output S.
Un inconvénient de l'amplificateur de la figure 4 est qu'il comporte des transistors en arseniure de gallium et par conséquent son intégration sur le circuit intégré du bloc de traitement 2, à substrat de silicium, n'est pas réalisable. En outre, l'amplificateur de la figure 4 a une consommation relativement élevée. Aussi, la structure utilisée est sensible aux parasites, en particulier aux parasites introduits par les induc- tances de liaison, difficiles à apprécier. Un objet de la présente invention est de prévoir un amplificateur opérant sur des fréquences élevées pouvant être intégré sur un substrat de silicium.A drawback of the amplifier of FIG. 4 is that it includes gallium arsenide transistors and therefore its integration on the integrated circuit of the processing block 2, with silicon substrate, is not feasible. In addition, the amplifier of Figure 4 has a relatively high consumption. Also, the structure used is sensitive to parasites, in particular to parasites introduced by the bonding inductors, which are difficult to assess. An object of the present invention is to provide an amplifier operating at high frequencies which can be integrated on a silicon substrate.
Un objet de la présente invention est de prévoir un amplificateur qui consomme peu.An object of the present invention is to provide an amplifier which consumes little.
Un objet de la présente invention est de prévoir un amplificateur peu sensible aux parasites, en particulier aux parasites introduits par les inductances de liaison.An object of the present invention is to provide an amplifier that is not very sensitive to parasites, in particular to parasites introduced by the connection inductors.
Pour atteindre ces objets, la présente invention prévoit un amplificateur comprenant un circuit d'entrée accordé sur la fréquence à amplifier et recevant en entrée le signal à amplifier, un premier transistor connecté en base commune, dont 1 ' émetteur est couplé au circuit d'entrée et dont le collecteur fournit le signal de sortie de l'amplificateur, et un circuit de contre-réaction ramenant sur la base dudit transistor une fraction de la tension de sortie.To achieve these objects, the present invention provides an amplifier comprising an input circuit tuned to the frequency to be amplified and receiving as input the signal to be amplified, a first transistor connected in common base, the emitter of which is coupled to the input and whose collector provides the output signal of the amplifier, and a feedback circuit bringing on the base of said transistor a fraction of the output voltage.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit de contre-réaction est formé par un pont capacitif formé d'un premier condensateur couplé entre la sortie de l'amplificateur et la base du premier transistor, et d'un deuxième condensateur connecté en série avec le premier condensateur et couplé entre la base du premier transistor et un noeud de masse virtuelle.According to an embodiment of the present invention, the feedback circuit is formed by a capacitive bridge formed by a first capacitor coupled between the output of the amplifier and the base of the first transistor, and a second connected capacitor in series with the first capacitor and coupled between the base of the first transistor and a virtual ground node.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, ledit noeud de masse virtuelle est relié à un premier plot d'alimentation.According to an embodiment of the present invention, said virtual ground node is connected to a first supply pad.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit de contre-réaction comprend un deuxième transistor connecté en transistor suiveur, dont la base est connectée au circuit de contre-réaction, dont l'émetteur est relié à la base du premier transistor et couplé à la masse par l'intermédiaire d'une première résistance et dont le collecteur est relié à une tension d'alimentation. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le noeud de masse virtuelle est couplé à la masse par l'intermédiaire d'un troisième condensateur.According to an embodiment of the present invention, the feedback circuit comprises a second transistor connected as a follower transistor, the base of which is connected to the feedback circuit, the emitter of which is connected to the base of the first transistor and coupled to ground via a first resistor and whose collector is connected to a supply voltage. According to an embodiment of the present invention, the virtual ground node is coupled to ground via a third capacitor.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit d'entrée est constitué de deux branches, une première branche du circuit d'entrée comportant une deuxième résistance en série avec une première inductance et couplant une entrée dudit circuit au premier plot d'alimentation, et une deuxième branche dudit circuit comportant une troisième résistance en série avec un quatrième condensateur et couplant l'entrée du circuit d'entrée à l'émetteur du premier transistor.According to an embodiment of the present invention, the input circuit consists of two branches, a first branch of the input circuit comprising a second resistor in series with a first inductor and coupling an input of said circuit to the first pad power supply, and a second branch of said circuit comprising a third resistor in series with a fourth capacitor and coupling the input of the input circuit to the emitter of the first transistor.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, l'amplificateur comporte un réseau formé d'une deuxième inductance et d'un cinquième condensateur connectés en parallèle, pour coupler le collecteur du premier transistor à un deuxième plot d'alimentation, et l'émetteur du premier transistor est couplé à la masse par une quatrième résistance ou une troisième inductance.According to an embodiment of the present invention, the amplifier comprises a network formed by a second inductance and a fifth capacitor connected in parallel, for coupling the collector of the first transistor to a second supply pad, and the emitter of the first transistor is coupled to ground by a fourth resistor or a third inductor.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, le premier transistor, ses connexions et le circuit de contre- réaction sont dupliqués pour former plusieurs ensembles, chaque ensemble étant connecté au circuit d'entrée et alimenté de façon sélective de sorte que l'amplificateur peut fournir un signal de sortie sur une de plusieurs sorties. Selon un mode de réalisation de la présente invention, la deuxième branche du circuit d'entrée est également dupliquée, chacun desdits ensembles étant connecté à une des deuxièmes branches dupliquées du circuit d'entrée, et les condensateurs de chacune desdites deuxièmes branches dupliquées ayant des valeurs de capa- cité différentes, de sorte que l'accord du circuit d'entrée est effectué sur des fréquences différentes selon la deuxième branche considérée.According to an embodiment of the present invention, the first transistor, its connections and the feedback circuit are duplicated to form several sets, each set being connected to the input circuit and selectively supplied so that the amplifier can provide an output signal on one of several outputs. According to an embodiment of the present invention, the second branch of the input circuit is also duplicated, each of said assemblies being connected to one of the second duplicated branches of the input circuit, and the capacitors of each of said second duplicated branches having different capacitance values, so that the tuning of the input circuit is effected on different frequencies according to the second branch considered.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit d'entrée fait partie d'un étage d'entrée comprenant un troisième transistor connecté en émetteur commun, recevant sur sa base le signal d'entrée, dont l'émetteur est couplé à la masse par une quatrième inductance, et dont le collecteur est couplé à l'entrée du circuit d'entrée.According to an embodiment of the present invention, the input circuit is part of an input stage comprising a third transistor connected as a common emitter, receiving on its bases the input signal, whose emitter is coupled to ground by a fourth inductor, and whose collector is coupled to the input of the input circuit.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit d'entrée et le troisième transistor sont dupliqués un nombre prédéterminé n de fois, les n circuits d'entrée pouvant être accordés sur des fréquences voisines afin d'augmenter légèrement la bande passante de l'amplificateur et de diminuer la sensibilité de l'amplificateur à des dispersions dues aux proces- sus technologiques de fabrication.According to an embodiment of the present invention, the input circuit and the third transistor are duplicated a predetermined number n of times, the n input circuits can be tuned to neighboring frequencies in order to slightly increase the bandwidth of the amplifier and reduce the sensitivity of the amplifier to dispersions due to technological manufacturing processes.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit d'entrée fait partie d'un mélangeur.According to an embodiment of the present invention, the input circuit is part of a mixer.
Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1, précédemment décrite, illustre un schéma simplifié d'une chaîne d'émission ; la figure 2, précédemment décrite, illustre une variante d'une partie de la chaîne d'émission de la figure 1 ; la figure 3 illustre un premier exemple d'amplificateur classique, suivi d'un commutateur ; la figure 4 illustre un deuxième exemple d'amplifica- teur classique ; la figure 5 illustre un premier mode de réalisation de la présente invention ; les figures 6A et 6B illustrent des variantes du mode de réalisation de la figure 5 ; et la figure 7 illustre un deuxième mode de réalisation de la présente invention.These objects, characteristics and advantages, as well as others of the present invention will be explained in detail in the following description of particular embodiments given without limitation in relation to the attached figures, among which: FIG. 1, previously described , illustrates a simplified diagram of a transmission chain; Figure 2, previously described, illustrates a variant of part of the transmission chain of Figure 1; FIG. 3 illustrates a first example of a conventional amplifier, followed by a switch; FIG. 4 illustrates a second example of a conventional amplifier; Figure 5 illustrates a first embodiment of the present invention; Figures 6A and 6B illustrate variants of the embodiment of Figure 5; and Figure 7 illustrates a second embodiment of the present invention.
En figure 5, un amplificateur 20 selon la présente invention comporte des transistors bipolaires en silicium. A priori, la demanderesse était dissuadée de faire ce choix car les transistors en silicium, dans la gamme de fréquence utilisée, ont une tension de claquage très faible. Par exemple, pour une fréquence de l'ordre du gigahertz, un transistor en silicium à base en l'air (BVCEO) ne supporte que 3 à 4 volts entre son émetteur et son collecteur, ce qui peut être incompatible avec les ten- sions d'alimentation ou les excursions du signal présent dans le circuit .In FIG. 5, an amplifier 20 according to the present invention comprises bipolar silicon transistors. A priori, the applicant was dissuaded from making this choice because the silicon transistors, in the frequency range used, have a very low breakdown voltage. For example, for a frequency of the order of a gigahertz, an air-based silicon transistor (BVCEO) only supports 3 to 4 volts between its emitter and its collector, which can be incompatible with the voltages power supply or signal excursions in the circuit.
L'amplificateur 20 est constitué de deux étages. Un plot d'entrée E de l'amplificateur est connecté à la base d'un transistor bipolaire Ql, de type NPN, en silicium. La base du transistor Ql est polarisée en courant continu par un bloc de polarisation 21, non détaillé. Une impédance d'entrée 22, formée d'une résistance Re en série avec un condensateur Ce, relie la base du transistor Ql à la masse. L'émetteur du transistor Ql est couplé à un plot de masse 24 (GD) par l'intermédiaire d'une inductance L. La connexion à la masse du plot 24 introduit une inductance de liaison Lb. Le collecteur du transistor Ql est connecté à un circuit adaptateur d'impédance 26. Le circuit 26 comporte deux branches. La première branche est constituée d'une résistance R0 en série avec une inductance L0. Cette branche relie le collecteur de Ql à un plot d'alimentation 28 (VDD1) , qui introduit une inductance de liaison Lb par sa connexion à une ligne d'alimentation. La deuxième branche du circuit 26 est constituée d'une résistance R'O en série avec un condensateur C0. Cette branche relie le collecteur de Ql et un noeud X2 correspon- dant à la sortie du premier étage de l'amplificateur. On notera que, de façon avantageuse, la résistance d'entrée Re est réalisée d'un même matériau que la résistance R0. Ainsi, les dispersions technologiques dues aux processus de fabrication n'auront que peu d'effet sur le gain de l'amplificateur. Le deuxième étage de l'amplificateur 20 comporte un transistor bipolaire NPN Q2 en silicium, connecté en base commune. La demanderesse a choisi un montage en base commune car ce montage est plus linéaire qu'un montage émetteur commun lorsqu'il est attaqué en courant, malgré certaines idées reçues tendant à l'éloigner de ce choix. En effet, le montage en base commune est attaqué en courant, et les experts considéraient qu'un montage en base commune ne permettrait pas à l'amplificateur d'avoir un gain en puissance suffisant.The amplifier 20 consists of two stages. An input pad E of the amplifier is connected to the base of a bipolar transistor Ql, of NPN type, made of silicon. The base of the transistor Q1 is biased in direct current by a bias block 21, not detailed. An input impedance 22, formed of a resistor Re in series with a capacitor Ce, connects the base of the transistor Ql to ground. The emitter of transistor Ql is coupled to a ground pad 24 (GD) via an inductor L. The connection to ground of pad 24 introduces a link inductor Lb. The collector of transistor Q1 is connected to an impedance adapter circuit 26. The circuit 26 has two branches. The first branch consists of a resistor R0 in series with an inductance L0. This branch connects the collector of Ql to a supply pad 28 (VDD1), which introduces a link inductance Lb by its connection to a supply line. The second branch of circuit 26 consists of a resistor R'O in series with a capacitor C0. This branch connects the collector of Ql and a node X2 corresponding to the output of the first stage of the amplifier. It will be noted that, advantageously, the input resistance Re is made of the same material as the resistance R0. Thus, the technological dispersions due to the manufacturing processes will have little effect on the gain of the amplifier. The second stage of the amplifier 20 comprises a bipolar transistor NPN Q2 in silicon, connected in common base. The Applicant has chosen a common base assembly because this assembly is more linear than a common transmitter assembly when it is attacked by current, despite certain preconceived ideas tending to distance it from this choice. Indeed, the mounting in common base is attacked in current, and the experts considered that a common base assembly would not allow the amplifier to have a sufficient gain in power.
On va maintenant décrire la constitution du deuxième étage de l'amplificateur 20. Le noeud X2 est relié à l'émetteur du transistor Q2. L'émetteur du transistor Q2 est couplé par l'intermédiaire d'une résistance RI à un noeud X3 relié à un plot de masse (GND) 30, qui introduit une inductance de liaison Lb par sa connexion à la masse. On peut également remplacer la résis- tance RI par une inductance L3 (non représentée) , ce qui permet d'éviter la chute de tension dans la résistance RI. Le collecteur du transistor Q2 est relié à un plot de sortie S, formant la sortie de l'amplificateur 20. Le collecteur du transistor Q2 est couplé, par l'intermédiaire d'une inductance Ls connectée en parallèle avec un condensateur Cs, à un plot d'alimentation 32 (VDD2) . Une inductance de liaison Lb est introduite par la connexion du plot 32 à une ligne d'alimentation. Les plots d'alimentation VDDl et VDD2 peuvent, à l'extérieur du circuit, être reliés à une ligne d'alimentation commune. Le fait que les plots d'alimentation VDDl et VDD2 soient séparés vient du fait que les tensions d'alimentation VDDl et VDD2 doivent être apportées en des points différents du circuit avec des découplages distincts. En effet, il est difficile dans ce type de circuit d'avoir un seul plot pour alimenter les deux étages, du fait des inductances parasites rapportées d'un étage à l'autre qui entraînent une dégradation de l'isolation, voire un risque d'oscillation. Les inductances de liaison ont toutes été indiquées par le même sigle, Lb. Cependant, elles peuvent être de diverses valeurs, et sont prises en compte pour la réalisation des éléments de 1 'amplificateur.We will now describe the constitution of the second stage of the amplifier 20. The node X2 is connected to the emitter of the transistor Q2. The emitter of transistor Q2 is coupled via a resistor RI to a node X3 connected to a ground pad (GND) 30, which introduces a bonding inductance Lb by its connection to ground. The resistor RI can also be replaced by an inductor L3 (not shown), which makes it possible to avoid the voltage drop in the resistor RI. The collector of transistor Q2 is connected to an output pad S, forming the output of amplifier 20. The collector of transistor Q2 is coupled, via an inductance Ls connected in parallel with a capacitor Cs, to a supply pad 32 (VDD2). A link inductor Lb is introduced by the connection of the pad 32 to a supply line. The supply pads VDDl and VDD2 can, outside the circuit, be connected to a common supply line. The fact that the supply pads VDDl and VDD2 are separate comes from the fact that the supply voltages VDDl and VDD2 must be supplied at different points of the circuit with separate decoupling. In fact, it is difficult in this type of circuit to have a single pad for supplying the two stages, due to the parasitic inductances reported from one stage to the other which cause degradation of the insulation, even a risk of 'oscillation. The bonding inductors have all been indicated by the same acronym, Lb. However, they can be of various values, and are taken into account for the realization of the elements of the amplifier.
La base du transistor Q2 est d'une part couplée au noeud X3 par une résistance R2 et d'autre part à l'émetteur d'un transistor Q3. Le transistor Q3 est un transistor NPN en silicium, connecté en transistor suiveur. Le collecteur du transistor Q3 est relié au plot d'alimentation VDD2. La base du transistor Q3 est polarisée par un module de polarisation 34, non détaillé. La base du transistor Q3 est aussi couplée au plot de sortie S par l'intermédiaire d'un condensateur Ca et à un noeud XI relié au plot d'alimentation 28 par l'intermédiaire d'un condensateur Cb. Un condensateur Cd relie les noeuds XI et X3.The base of transistor Q2 is firstly coupled to node X3 by a resistor R2 and secondly to the emitter of a transistor Q3. The transistor Q3 is an NPN transistor in silicon, connected in follower transistor. The collector of transistor Q3 is connected to the supply pad VDD2. The base of the transistor Q3 is polarized by a polarization module 34, not detailed. The base of the transistor Q3 is also coupled to the output pad S via a capacitor Ca and to a node XI connected to the supply pad 28 via a capacitor Cb. A capacitor Cd connects the nodes XI and X3.
On va maintenant détailler le fonctionnement de l'amplificateur 20, en présentant les avantages de celui-ci.We will now detail the operation of the amplifier 20, presenting the advantages thereof.
Le noeud XI, relié à VDDl, est un point de masse du point de vue des courants alternatifs, que l'on peut nommer "masse virtuelle". Les condensateurs Ca et Cb forment donc un pont capacitif diviseur entre la sortie S et cette masse. La fraction de tension de sortie rapportée ainsi sur l'espace base- émetteur du transistor Q2 (par l'intermédiaire du transistor Q3) , d'une part, provoque une contre réaction qui améliore la linéarité du montage, d'autre part, fixe l'impédance de sortie du montage à une valeur multiple de (RO+R'O) sans provoquer de perte comme le ferait une résistance en parallèle sur la sortie. Un diviseur capacitif a été choisi car il ne consomme aucune puissance et est non bruyant. Le deuxième étage de l'amplificateur est attaqué par un courant i'c provenant du noeud X2. Pour pouvoir disposer d'une attaque en courant suffisante, le circuit adaptateur d'impédance 26 est un circuit résonnant accordé sur la fréquence de fonctionnement de l'amplificateur. On obtient ainsi un courant i'c supé- rieur au courant alternatif ic fourni par le collecteur du transistor Ql, de la forme i'c # Q.ic, où Q est le coefficient de qualité du circuit résonnant. Le rapport entre i'c et ic est faible, par exemple, il est égal à deux ou trois, mais cette augmentation de courant est suffisante pour obtenir un gain en puissance suffisant de l'amplificateur.The node XI, connected to VDDl, is a point of mass from the point of view of the alternating currents, which one can name "virtual mass". The capacitors Ca and Cb therefore form a capacitive divider bridge between the output S and this ground. The fraction of output voltage thus reported on the base-emitter space of transistor Q2 (via transistor Q3), on the one hand, causes a feedback which improves the linearity of the assembly, on the other hand, fixed the output impedance of the circuit at a value multiple of (RO + R'O) without causing a loss as would a resistance in parallel on the output. A capacitive divider was chosen because it consumes no power and is not noisy. The second stage of the amplifier is attacked by a current i'c coming from node X2. To be able to have a sufficient current drive, the impedance adapter circuit 26 is a resonant circuit tuned to the operating frequency of the amplifier. This gives a current i'c greater than the alternating current ic supplied by the collector of transistor Ql, of the form i'c # Q.ic, where Q is the quality coefficient of the resonant circuit. The ratio between i'c and ic is low, for example, it is equal to two or three, but this increase in current is sufficient to obtain a sufficient gain in power of the amplifier.
On notera que le fait d'avoir un étage de sortie comportant un transistor connecté en base commune, au lieu d'un transistor connecté en émetteur commun comme dans l'art antérieur, permet d'obtenir des tensions de sortie plus grandes sur le collecteur du transistor de sortie. En effet, la jonction base-collecteur présente une tension de claquage BVCBO deux à trois fois plus élevée que la jonction émetteur-collecteurIt will be noted that the fact of having an output stage comprising a transistor connected in common base, instead of a transistor connected in common emitter as in the prior art, makes it possible to obtain larger output voltages on the collector of the output transistor. Indeed, the junction base-collector has a breakdown voltage BVCBO two to three times higher than the emitter-collector junction
(BVCEO) et, à impédance égale, davantage de puissance peut être extraite de l'étage sans risquer d'endommager le transistor par claquage.(BVCEO) and, at equal impedance, more power can be extracted from the stage without risking damaging the transistor by breakdown.
La présente architecture permet aussi de libérer le deuxième étage de parasites. En effet, le premier étage peut apporter au deuxième étage des parasites par l'intermédiaire du noeud X2 et de la branche R0, L0. Ces parasites sont dus notam- ment aux inductances de liaison, difficiles à contrôler, et ils peuvent se retrouver en sortie après avoir traversé le deuxième étage. Pour s'affranchir de ceux-ci, le condensateur Cb est connecté au noeud XI et non à la masse (GD) . Si des parasites sont présents sur le collecteur du transistor Ql, ils se retrou- vent en X2 et en XI. Par X2, ils se retrouvent sur l'émetteur du transistor Q2 et, par XI, ils se retrouvent sur la base du transistor Q2 par l'intermédiaire du condensateur Cb et de la jonction base-émetteur du transistor Q3. La base et l'émetteur du transistor Q2 recevant des parasites identiques, la tension Vbe entre l'émetteur et la base du transistor Q2, qui commande le courant sortant par le collecteur du transistor Q2, reste sensiblement stable et indépendante des parasites. Pour renforcer l'immunité du deuxième étage aux parasites, le condensateur Cd relie les noeuds XI et X3. Ainsi, les parasites se retrouvent en X3. Les résistances RI et R2 ont toutes deux les parasites sur chacune de leurs bornes et le courant qui les traverse en est exempt.The present architecture also makes it possible to free the second stage of parasites. In fact, the first stage can bring parasites to the second stage via the node X2 and the branch R0, L0. These parasites are due in particular to connection inductances, which are difficult to control, and they can be found at the outlet after having crossed the second stage. To get rid of these, the capacitor Cb is connected to the node XI and not to the ground (GD). If parasites are present on the collector of transistor Ql, they are found in X2 and XI. By X2, they are found on the emitter of transistor Q2 and, by XI, they are found on the base of transistor Q2 via the capacitor Cb and the base-emitter junction of transistor Q3. The base and the emitter of the transistor Q2 receiving identical parasites, the voltage Vbe between the emitter and the base of the transistor Q2, which controls the current leaving by the collector of the transistor Q2, remains substantially stable and independent of the parasites. To strengthen the immunity of the second stage to parasites, the capacitor Cd connects the nodes XI and X3. Thus, the parasites are found in X3. The resistors RI and R2 both have interference on each of their terminals and the current flowing through them is free.
Un autre avantage de l'amplificateur 20 est que la polarisation de la base du transistor Q3 est facilement réglable sans modifier les caractéristiques du reste de l'amplificateur.Another advantage of the amplifier 20 is that the polarization of the base of the transistor Q3 is easily adjustable without modifying the characteristics of the rest of the amplifier.
En effet, le potentiel appliqué sur la base du transistor Q3 détermine le courant continu fourni par l'émetteur du transistor Q3 et, par là, le courant continu circulant dans le collecteur du transistor Q2. Or, le transistor Q2, qui est un transistor de sortie, est l'élément de l'amplificateur qui consomme le plus. Lorsque la puissance à fournir est élevée, le courant continu circulant dans le transistor Q2 doit être important. Cependant, lorsque la puissance à fournir est faible, le courant continu circulant dans le transistor Q2 n'a pas besoin d'être élevé. Comme le courant continu circulant dans le transistor Q2 est facilement réglable dans l'amplificateur de la présente invention, on pourra ajuster, en agissant sur le module 34, le courant consommé par le deuxième étage en fonction de la puissance requise, à linéarité constante et gain quasi constant. On notera que tous les transistors de l'amplificateurIn fact, the potential applied to the base of transistor Q3 determines the direct current supplied by the emitter of transistor Q3 and, thereby, the direct current flowing in the collector of transistor Q2. Now, the transistor Q2, which is an output transistor, is the element of the amplifier which consumes the most. When the power to be supplied is high, the direct current flowing in the transistor Q2 must be high. However, when the power to be supplied is low, the direct current flowing in the transistor Q2 need not be high. As the direct current flowing in the transistor Q2 is easily adjustable in the amplifier of the present invention, it will be possible to adjust, by acting on the module 34, the current consumed by the second stage as a function of the power required, with constant linearity and almost constant gain. Note that all of the amplifier's transistors
20 sont réalisés en silicium. Par conséquent, l'amplificateur 20 peut facilement être réalisé sur le même substrat que le bloc de traitement 2.20 are made of silicon. Consequently, the amplifier 20 can easily be produced on the same substrate as the processing block 2.
Par ailleurs, des essais ont montré que l'amplificateur de la présente invention est plus performant que l'amplificateur de la figure 4 en termes de linéarité, de rapport signal sur bruit et de consommation (voir tableau 1 en fin de description) .Furthermore, tests have shown that the amplifier of the present invention is more efficient than the amplifier of FIG. 4 in terms of linearity, signal to noise ratio and consumption (see table 1 at the end of the description).
Un autre avantage de l'amplificateur de la présente invention est qu'il est facilement adaptable, comme on va le voir ci-après.Another advantage of the amplifier of the present invention is that it is easily adaptable, as will be seen below.
La figure 6A illustre une variante de réalisation de l'amplificateur de la figure 5. En figure 6A, le deuxième étage de l'amplificateur 20 n'a pas été représenté pour des raisons de clarté. Le premier étage de l'amplificateur comprend trois tran- sistors Qla, Qlb et Qlc, dont le montage est identique au transistor Ql de la figure 5. Ainsi, la base de chacun des transistors Qla, Qlb et Qlc, ci-après désignés par Qli, est reliée à un plot d'entrée E, à un bloc de polarisation 21 et à une impédance d'entrée 22, formée d'une résistance Re en série avec un conden- sateur Ce. L'émetteur de chaque transistor Qli est reliée au plot d'alimentation 24 par une inductance L. Le collecteur de chaque transistor Qli est relié au plot d'alimentation 28 par une première branche R0, L0 d'un circuit adaptateur d'impédance 26. Le collecteur de chaque transistor Qli est aussi relié au noeud X2 par l'intermédiaire d'une deuxième branche R'0, C0 du circuit 26. La variante de la figure 6A propose ainsi un étage d'entrée répliquant trois fois l'étage d'entrée de la figure 5.FIG. 6A illustrates an alternative embodiment of the amplifier of FIG. 5. In FIG. 6A, the second stage of the amplifier 20 has not been shown for reasons of clarity. The first stage of the amplifier comprises three transistors Qla, Qlb and Qlc, the mounting of which is identical to the transistor Ql in FIG. 5. Thus, the base of each of the transistors Qla, Qlb and Qlc, hereinafter designated by Qli, is connected to an input pad E, to a polarization block 21 and to an input impedance 22, formed of a resistor Re in series with a capacitor Ce. The emitter of each transistor Qli is connected to the power supply pad 24 by an inductor L. The collector of each transistor Qli is connected to the power supply pad 28 by a first branch R0, L0 of an impedance adapter circuit 26 The collector of each transistor Qli is also connected to node X2 via a second branch R'0, C0 of circuit 26. The variant of FIG. 6A thus proposes an input stage replicating three times the input stage of FIG. 5.
Il en résulte que le courant entrant au noeud X2 est égal à trois fois le courant i'c circulant dans les branches R'O, C0 des circuits 26.It follows that the current entering at node X2 is equal to three times the current i'c flowing in the branches R'O, C0 of circuits 26.
Comme le courant entrant au noeud X2 détermine la puissance de sortie Ps de l'amplificateur, l'accroissement de ce courant permet une augmentation de la puissance de sortie, sans saturation des transistors du premier étage. Un autre avantage de l'amplificateur de la figure 6A est que son gain en puissance est accru. En effet, la puissance de sortie Ps est augmentée, comme on vient de le voir. Par ailleurs, la puissance d'entrée Pe, approximativement égale à la tension efficace du signal d'entrée Ve élevée au carré et divisée par la résistance Re (Pe # Ve2/Re) , est pratiquement indépendante du nombre de transistors Qli du premier étage, les bases de ces transistors prélevant un courant négligeable en comparaison du courant prélevé par Re. En conséquence, le gain en puissance Ps/Pe est également augmenté. Dans une variante de l'amplificateur de la figure 6A, les fréquences d'accord des différents circuits 26 sont légèrement décalées. La fréquence d'accord du circuit 26 étant déterminée par le produit L0.C0, le décalage en fréquence des différents circuits 26 pourra être effectué par exemple en donnant des valeurs légèrement différentes aux capacités des condensateurs des deuxièmes branches des divers circuits 26. L'avantage de ceci est double. D'une part, la bande passante de l'amplificateur sera légèrement augmentée et, d'autre part, l'amplificateur sera moins sensible à d'éventuelles dispersions technologiques de fabrica- tion, comme celles qui affectent classiquement les capacités.As the current entering at node X2 determines the output power Ps of the amplifier, the increase in this current allows an increase in the output power, without saturation of the transistors of the first stage. Another advantage of the amplifier of FIG. 6A is that its gain in power is increased. Indeed, the output power Ps is increased, as we have just seen. Furthermore, the input power Pe, approximately equal to the RMS voltage of the input signal Ve squared and divided by the resistance Re (Pe # Ve 2 / Re), is practically independent of the number of transistors Qli of the first stage, the bases of these transistors taking a negligible current compared to the current taken by Re. Consequently, the gain in power Ps / Pe is also increased. In a variant of the amplifier of FIG. 6A, the tuning frequencies of the different circuits 26 are slightly offset. The tuning frequency of circuit 26 being determined by the product L0.C0, the frequency shift of the different circuits 26 can be carried out for example by giving slightly different values to the capacitances of the capacitors of the second branches of the various circuits 26. L ' advantage of this is twofold. On the one hand, the bandwidth of the amplifier will be slightly increased and, on the other hand, the amplifier will be less sensitive to possible technological dispersions of manufacturing, such as those which conventionally affect capacities.
On notera que, bien que la figure 6A représente un étage d'entrée avec trois transistors Qli, le nombre de transistors Qli peut être quelconque, les circuits d'adaptation 26 associés à ces transistors pouvant être identiques ou accordés sur des fréquences voisines. Aussi, les émetteurs des transistors Qli pourront être connectés à une inductance commune reliée au plot de masse 24, la valeur de cette inductance étant alors égale à L/n, n étant le nombre des transistors Qli.It will be noted that, although FIG. 6A represents an input stage with three transistors Qli, the number of transistors Qli can be arbitrary, the adaptation circuits 26 associated with these transistors can be identical or tuned to neighboring frequencies. Also, the emitters of the Qli transistors could be connected to a common inductor connected to the ground pad 24, the value of this inductor then being equal to L / n, n being the number of the transistors Qli.
La figure 6B illustre une autre variante de réalisation de l'amplificateur de la figure 5, avec un commutateur permettant d'obtenir deux sorties, S et S'.FIG. 6B illustrates another alternative embodiment of the amplifier of FIG. 5, with a switch making it possible to obtain two outputs, S and S '.
L'amplificateur de la figure 6B comporte d'abord un amplificateur 20 semblable à l'amplificateur de la figure 5. Il comporte aussi un autre deuxième étage, identique au deuxième étage de l'amplificateur 20. Cet autre deuxième étage comporte un transistor Q'2 ayant son émetteur relié à un noeud X'2. La base du transistor Q'2 est reliée à l'émetteur d'un transistor Q'3 et à un noeud X'3 par l'intermédiaire d'une résistance R'2. Le collecteur du transistor Q' 2 est relié à un plot de sortie S ' . Il est relié aussi à un plot d'alimentation VDD2 ' par l'intermédiaire d'une inductance L's en parallèle avec un condensateur C's. Une inductance de liaison Lb est introduite par la connexion du plot VDD2' à une ligne d'alimentation externe au circuit. Le collecteur du transistor Q' 3 est connecté à une tension d'alimentation VDD' . La base du transistor Q'3 est reliée à la sortie S' par un condensateur C'a et au noeud X'1 par un condensateur Cb. Un circuit de polarisation 34' polarise en courant continu la base du transistor Q'3. Les noeuds X'1, X'2 et X'3 sont connectés respectivement aux noeuds XI, X2, X3, ces connexions n'étant pas représentées pour des raisons de clarté.The amplifier of FIG. 6B first comprises an amplifier 20 similar to the amplifier of FIG. 5. It also comprises another second stage, identical to the second stage of amplifier 20. This other second stage comprises a transistor Q '2 having its transmitter connected to a node X'2. The base of transistor Q'2 is connected to the emitter of a transistor Q'3 and to a node X'3 via a resistor R'2. The collector of transistor Q '2 is connected to an output pad S'. It is also connected to a supply pad VDD2 'via an inductor L's in parallel with a capacitor C's. A bonding inductor Lb is introduced by the connection of the pad VDD2 'to a supply line external to the circuit. The collector of transistor Q '3 is connected to a supply voltage VDD'. The base of transistor Q'3 is connected to output S 'by a capacitor C'a and to node X'1 by a capacitor Cb. A polarization circuit 34 'polarizes the base of the transistor Q'3 in direct current. The nodes X'1, X'2 and X'3 are connected respectively to the nodes XI, X2, X3, these connections not being shown for reasons of clarity.
Le deuxième étage de l'amplificateur est ainsi totalement dupliqué. En fonctionnement, on alimente l'un ou l'autre des plots d'alimentation VDD2 ou VDD2!. Selon le plot choisi, une sortie, S ou S', va fournir le signal de sortie de l'amplifi- cateur.The second stage of the amplifier is thus completely duplicated. In operation, one of the VDD2 or VDD2 supply pads is supplied ! . Depending on the chosen pad, an output, S or S ', will provide the output signal from the amplifier.
Le commutateur obtenu est simple et peut facilement faire partie du même circuit intégré que l'amplificateur et le bloc 2. Au contraire des solutions habituelles, il n'introduit pas de pertes supplémentaires. Une variante de l'amplificateur de la figure 6B procure des avantages importants . Dans cette variante (non représentée) , le noeud X'2 du deuxième étage supplémentaire n'est pas relié au noeud X2, mais à une borne d'un condensateur C'O (non repré- sente), dont l'autre borne est reliée au point de liaison de la résistance R'O et du condensateur C0. Par conséquent, la deuxième branche du circuit 26 est constituée par R'O en série avec C0 pour un des deux deuxièmes étages et par R'O en série avec C'O pour l'autre. Comme la fréquence d'accord du circuit 26 dépend de la valeur de la capacité du condensateur présent dans la deuxième branche de ce circuit, on peut, avec cette variante de réalisation, avoir un premier deuxième étage accordé sur une fréquence fl, déterminée par C0, et un second deuxième étage accordé sur une fréquence f2, différente de fl et déterminée par C'O. L'amplificateur 20 est alors un amplificateur multi-bande ou multi-standard, le signal d'entrée étant fourni, après amplification, par la sortie activée S ou S' avec la fréquence souhaitée. Par exemple, dans un amplificateur pour téléphone cellulaire, la fréquence fl pourra être de l'ordre de 900 MHz et la fréquence f2 de l'ordre de 1,8 à 2 GHz.The switch obtained is simple and can easily be part of the same integrated circuit as the amplifier and the block 2. Unlike usual solutions, it does not introduce additional losses. A variant of the amplifier of FIG. 6B provides significant advantages. In this variant (not shown), the node X'2 of the second additional stage is not connected to the node X2, but to a terminal of a capacitor C'O (not shown), the other terminal of which is connected to the connection point of the resistor R'O and the capacitor C0. Consequently, the second branch of the circuit 26 is constituted by R'O in series with C0 for one of the two second stages and by R'O in series with C'O for the other. As the tuning frequency of circuit 26 depends on the value of the capacitance of the capacitor present in the second branch of this circuit, it is possible, with this alternative embodiment, to have a first second stage tuned to a frequency f1, determined by C0 , and a second second stage tuned to a frequency f2, different from fl and determined by C'O. The amplifier 20 is then a multi-band or multi-standard amplifier, the input signal being supplied, after amplification, by the activated output S or S 'with the desired frequency. For example, in a cell phone amplifier, the frequency f1 may be of the order of 900 MHz and the frequency f2 of the order of 1.8 to 2 GHz.
Il est également possible, au lieu d'utiliser une résistance R'O commune pour les deux deuxièmes étages, d'utiliser une résistance autre que R' 0 pour le second deuxième étage . Le collecteur du transistor Ql est alors relié au noeud X2 par l'intermédiaire de la résistance R'O en série avec le condensateur C'O et au noeud X'2 par l'intermédiaire d'une résistance R"0 (non représentée) en série avec le condensateur C'O. Cela permet, si besoin est, d'avoir un amortissement différent dans les deux deuxièmes branches du circuit 26 et, par conséquent, un gain différent dans les deux voies de l'amplificateur.It is also possible, instead of using a common resistor R'O for the two second stages, to use a resistor other than R '0 for the second second stage. The collector of transistor Ql is then connected to node X2 via resistor R'O in series with capacitor C'O and to node X'2 via resistor R "0 (not shown) in series with the capacitor C'O. This allows, if necessary, to have a different damping in the two second branches of the circuit 26 and, consequently, a different gain in the two channels of the amplifier.
La figure 7 représente un deuxième mode de réalisation de la présente invention, illustrant davantage la grande adapta- bilité de l'amplificateur de l'invention. En figure 7, un étage mélangeur 40 est suivi par un étage correspondant au deuxième étage de l'amplificateur de la figure 5. Le circuit mélangeur 40 comprend un transistor Tl et T2 formant une paire différentielle. Les transistors Tl et T2 reçoi- vent sur leurs bases respectives des signaux différentiels El et E2 provenant d'un oscillateur local. Les émetteurs des transistors Tl et T2 sont reliés ensemble et connectés au collecteur d'un troisième transistor T3. Le transistor T3 a son émetteur couplé à un plot de masse 41 GND présentant par rapport à la masse M une inductance de liaison Lb. La base du transistor T3 reçoit un signal modulé en bande de base ou à une fréquence intermédiaire IF qui, mélangé aux signaux El et E2, permet l'obtention d'un signal RF modulé. Le collecteur du transistor Tl est relié à un plot d'alimentation VDD0 présentant une inductance de liaison Lb. Le collecteur du transistor T2 est connecté à un circuit adaptateur d'impédance 26. Le circuit 26 est semblable à celui des figures 5 et 6. Il est formé de deux branches, l'une comportant une résistance R0 et une inductance L0 en série, et l'autre comportant une résistance R'O et un condensateur C0 en série. La branche R0, L0 couple le collecteur du transistor T2 à un plot d'alimentation VDDl présentant une inductance de liaison Lb. La branche R'O, C0 couple le collecteur du transistor T2 au noeud X2 du deuxième étage du circuit. Le plot d'alimentation VDDl est relié au noeud XI du deuxième étage. Le deuxième étage 50 est semblable au deuxième étage des figures 5 et 6, et il comporte les mêmes éléments.Figure 7 shows a second embodiment of the present invention, further illustrating the great adaptability of the amplifier of the invention. In FIG. 7, a mixer stage 40 is followed by a stage corresponding to the second stage of the amplifier of FIG. 5. The mixer circuit 40 comprises a transistor T1 and T2 forming a differential pair. The transistors T1 and T2 receive on their respective bases differential signals El and E2 coming from a local oscillator. The emitters of the transistors T1 and T2 are connected together and connected to the collector of a third transistor T3. The transistor T3 has its emitter coupled to a ground pad 41 GND having, with respect to the ground M, a link inductance Lb. The base of transistor T3 receives a signal modulated in baseband or at an intermediate frequency IF which, mixed with signals E1 and E2, makes it possible to obtain a modulated RF signal. The collector of transistor Tl is connected to a supply pad VDD0 having a link inductance Lb. The collector of transistor T2 is connected to an impedance adapter circuit 26. Circuit 26 is similar to that of FIGS. 5 and 6. It is formed of two branches, one comprising a resistor R0 and an inductance L0 in series, and the other comprising a resistor R'O and a capacitor C0 in series. The branch R0, L0 couples the collector of the transistor T2 to a supply pad VDDl having a link inductance Lb. The branch R'O, C0 couples the collector of transistor T2 to node X2 of the second stage of the circuit. The supply pad VDDl is connected to the node XI of the second stage. The second stage 50 is similar to the second stage of Figures 5 and 6, and it has the same elements.
Le circuit 26 est accordé sur la fréquence à amplifier. Cette fréquence est celle de la porteuse issue du mélangeur. Le circuit 26 peut, dans ce cas, et dans une certaine mesure, faire office de filtre pour les signaux présents sur le collecteur du transistor T2 et un filtre est économisé. En X2, sont seuls présents les signaux à amplifier, et le fait que le circuit 26 soit un circuit accordé permet une attaque en courant suffisante du deuxième étage. Dans ce mode de réalisation, le premier étage de l'amplificateur est donc remplacé par le dernier étage d'un mélangeur, le circuit adaptateur d'impédance 26 servant de filtre pour le mélangeur. L'ensemble, réalisé sur un même circuit intégré, permet une économie substantielle de surface de silicium.Circuit 26 is tuned to the frequency to be amplified. This frequency is that of the carrier from the mixer. The circuit 26 can, in this case, and to a certain extent, act as a filter for the signals present on the collector of the transistor T2 and a filter is saved. In X2, only the signals to be amplified are present, and the fact that circuit 26 is a tuned circuit allows sufficient current attack from the second stage. In this embodiment, the first stage of the amplifier is therefore replaced by the last stage of a mixer, the adapter circuit of impedance 26 serving as a filter for the mixer. The assembly, produced on the same integrated circuit, allows a substantial saving of silicon surface area.
Par conséquent, le circuit de la présente invention est adaptable à de nombreux environnements. En outre, il est plus performant que le circuit de l'art antérieur.Therefore, the circuit of the present invention is adaptable to many environments. In addition, it is more efficient than the circuit of the prior art.
A titre d'exemple, le tableau ci-dessous illustre des valeurs obtenues en testant l'amplificateur 20 de la figure 5 et le circuit classique de la figure 4.By way of example, the table below illustrates the values obtained by testing the amplifier 20 in FIG. 5 and the conventional circuit in FIG. 4.
Les essais comparatifs ont été réalisés pour deux fréquences, 900 MHz et 1900 MHz.The comparative tests were carried out for two frequencies, 900 MHz and 1900 MHz.
Quatre paramètres ont été comparés :Four parameters were compared:
Gp, le gain en puissance, exprimé en décibels (dB) ;Gp, the power gain, expressed in decibels (dB);
ACPR (initiales de "Adjacent Channel Power Ratio") qui désigne le rapport en décibels (notés dBc, la lettre "c" étant utilisée pour "carrier", "porteuse" en anglais) entre un signal résiduel se retrouvant sur un canal adjacent et le signal utile ; ACPR est d'autant plus faible que la linéarité est grande ;ACPR (initials of "Adjacent Channel Power Ratio") which designates the ratio in decibels (noted dBc, the letter "c" being used for "carrier") between a residual signal being found on an adjacent channel and the useful signal; The greater the linearity, the lower the ACPR;
NFmax, le rapport signal sur bruit, en décibels ; etNFmax, the signal to noise ratio, in decibels; and
Icc, le courant continu consommé par le circuit, en milliampères .Icc, the direct current consumed by the circuit, in milliamps.
A 900 MHz, les mesures ont été effectuées avec une puissance de sortie égale à 8 dBm (la puissance en dBm est égale à 10.1og[P/Po- , P étant la puissance en Watts et PQ égal à 1 milliwatt) . A 1900 MHz, les mesures ont été effectuées avec une puissance de sortie égale à 10 dBm.At 900 MHz, the measurements were made with an output power equal to 8 dBm (the power in dBm is equal to 10.1og [P / Po-, P being the power in Watts and P Q equal to 1 milliwatt). At 1900 MHz, the measurements were made with an output power equal to 10 dBm.
Une analyse rapide du tableau 1 indique les avantages suivants . A 900 MHz, pour un gain en puissance de même ordre, l'amplificateur de l'invention présente une linéarité nettement améliorée (2 dB de plus pour ACPR) . Le rapport signal sur bruit est meilleur, et la consommation plus faible.A quick analysis of Table 1 indicates the following advantages. At 900 MHz, for a gain in power of the same order, the amplifier of the invention has a markedly improved linearity (2 dB more for ACPR). The signal to noise ratio is better, and the consumption is lower.
A 1900 MHz, pour un gain en puissance de même ordre, la consommation est inférieure avec le circuit de l'invention, la linéarité et le rapport sur bruit étant similaires à ceux de l'art antérieur.At 1900 MHz, for a power gain of the same order, the consumption is lower with the circuit of the invention, the linearity and the noise ratio being similar to those of the prior art.
D'autres avantages de l'amplificateur selon la présente invention sont énumérés ci-après. Tout d'abord, l'entrée, la sortie et plus généralement la structure de l'amplificateur de la présente invention sont non différentielles ("single-ended" en anglais) . Les amplificateurs à structure différentielle sont nombreux dans l'art antérieur, car ils sont peu sensibles aux parasites dus aux impédances d'accès (inductances de liaison principalement) des divers plots, plots d'alimentation en particulier.Other advantages of the amplifier according to the present invention are listed below. First, the input, the output and more generally the structure of the amplifier of the present invention are non-differential ("single-ended" in English). Amplifiers with differential structure are numerous in the prior art, because they are not very sensitive to parasites due to access impedances (mainly bonding inductances) of the various pads, power pads in particular.
Un avantage d'une structure non différentielle est que l'amplificateur consomme moins. En outre, dans les amplificateurs à structure différentielle, un transformateur externe ("balun") est connecté en sortie pour obtenir une sortie unique référencée à la masse. Ce transformateur, encombrant, coûteux, et présentant par ailleurs des problèmes de déphasage et des pertes, est inutile dans la présente invention.An advantage of a non-differential structure is that the amplifier consumes less. In addition, in amplifiers with differential structure, an external transformer ("balun") is connected to the output to obtain a single output referenced to ground. This bulky, expensive transformer, which also presents phase shift problems and losses, is useless in the present invention.
Ainsi, par rapport à un amplificateur à structure différentielle, l'amplificateur de la présente invention est particulièrement avantageux, puisqu'il consomme moins et permet d'éviter l'emploi d'un transformateur de sortie, tout en étant peu sensible aux parasites.Thus, compared to an amplifier with a differential structure, the amplifier of the present invention is particularly advantageous, since it consumes less and makes it possible to avoid the use of an output transformer, while being insensitive to interference.
Aussi, dans la mesure où sa structure est à deux étages, l'amplificateur selon la présente invention présente une isolation inverse élevée. Ainsi, si un signal est injecté sur la sortie, par exemple à la suite d'une adaptation imparfaite en sortie, une très faible fraction du signal injecté se retrouve en entrée. Cela améliore les performances globales de l'amplifica- teur et accroît sa stabilité.Also, insofar as its structure is two-stage, the amplifier according to the present invention has a high reverse insulation. Thus, if a signal is injected at the output, for example following an imperfect adaptation at the output, a very small fraction of the injected signal is found at the input. This improves the overall performance of the amplifier and increases its stability.
Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme du métier. Ainsi, l'amplificateur 20 de la figure 6B a été décrit avec un deuxième étage répliqué une fois. Bien entendu, le deuxième étage peut être répliqué plus d'une fois, les signaux fournis par ces deuxièmes étages pouvant être, le cas échéant, de fréquence différente.Of course, the present invention is susceptible to various variants and modifications which will appear to a person skilled in the art. Thus, the amplifier 20 of FIG. 6B has been described with a second stage replicated once. Of course, the second stage can be replicated more than once, the signals supplied by these second stages possibly being, if necessary, of different frequency.
En outre, le premier étage a été décrit soit comme un premier étage d'amplificateur, soit comme un dernier étage de mélangeur. Le premier étage peut néanmoins être constitué par tout circuit comportant un circuit accordé sur la fréquence à amplifier pour assurer la liaison avec le second étage. Aussi, l'amplificateur de l'invention a été décrit avec des transistors NPN. L'homme du métier adaptera sans peine l'amplificateur au cas où des transistors PNP sont utilisés. Furthermore, the first stage has been described either as a first amplifier stage or as a last mixer stage. The first stage may nevertheless be constituted by any circuit comprising a circuit tuned to the frequency to be amplified to ensure the link with the second stage. Also, the amplifier of the invention has been described with NPN transistors. Those skilled in the art will easily adapt the amplifier to the case where PNP transistors are used.

Claims

REVENDICATIONS
1. Amplificateur comprenant : un circuit d'entrée (26) accordé sur la fréquence à amplifier et recevant en entrée le signal à amplifier, un premier transistor (Q2) connecté en base commune, dont l'émetteur est couplé au circuit d'entrée et dont le collecteur fournit le signal de sortie de l'amplificateur, et un circuit de contre-réaction (Ca, Cb) ramenant sur la base dudit transistor une fraction de la tension de sortie, caractérisé en ce que le circuit de contre-réaction est formé par un pont capacitif (Ca, Cb) formé d'un premier condensateur (Ca) couplé entre la sortie de l'amplificateur et la base du premier transistor (Q2) , et d'un deuxième condensateur (Cb) connecté en série avec le premier condensateur et couplé entre la base du premier transistor et un noeud de masse virtuelle (XI) . 1. Amplifier comprising: an input circuit (26) tuned to the frequency to be amplified and receiving as input the signal to be amplified, a first transistor (Q2) connected in common base, the emitter of which is coupled to the input circuit and whose collector provides the output signal of the amplifier, and a feedback circuit (Ca, Cb) bringing on the base of said transistor a fraction of the output voltage, characterized in that the feedback circuit is formed by a capacitive bridge (Ca, Cb) formed of a first capacitor (Ca) coupled between the output of the amplifier and the base of the first transistor (Q2), and of a second capacitor (Cb) connected in series with the first capacitor and coupled between the base of the first transistor and a virtual ground node (XI).
2. Amplificateur selon la revendication 1, dans lequel ledit noeud de masse virtuelle (XI) est relié à un premier plot d'alimentation (VDDl) .2. Amplifier according to claim 1, wherein said virtual ground node (XI) is connected to a first supply pad (VDDl).
3. Amplificateur selon une quelconque des revendications 1 à 2, dans lequel le circuit de contre-réaction comprend un deuxième transistor (Q3) connecté en transistor suiveur, dont la base est connectée au circuit de contre-réaction (Ca, Cb) , dont l'émetteur est relié à la base du premier transistor (Q2) et couplé à la masse (GND) par l'intermédiaire d'une première résistance (R2) et dont le collecteur est relié à une tension d'ali- mentation (VDD2) .3. Amplifier according to any one of claims 1 to 2, in which the feedback circuit comprises a second transistor (Q3) connected as a follower transistor, the base of which is connected to the feedback circuit (Ca, Cb), of which the emitter is connected to the base of the first transistor (Q2) and coupled to ground (GND) via a first resistor (R2) and the collector of which is connected to a supply voltage (VDD2 ).
4. Amplificateur selon la revendication 2, dans lequel le noeud de masse virtuelle (XI) est couplé à la masse (GND) par l'intermédiaire d'un troisième condensateur (Cd) .4. Amplifier according to claim 2, wherein the virtual ground node (XI) is coupled to ground (GND) via a third capacitor (Cd).
5. Amplificateur selon la revendication 1, dans lequel le circuit d'entrée (26) est constitué de deux branches, une première branche du circuit d'entrée comportant une deuxième résistance (R0) en série avec une première inductance (L0) et couplant une entrée dudit circuit au premier plot d'alimentation (VDDl), et une deuxième branche dudit circuit comportant une troisième résistance (R'O) en série avec un quatrième condensateur (C0) et couplant l'entrée du circuit d'entrée à l'émetteur du premier transistor (Q2) .5. Amplifier according to claim 1, in which the input circuit (26) consists of two branches, a first branch of the input circuit comprising a second resistor (R0) in series with a first inductance (L0) and coupling an input from said circuit to the first supply pad (VDDl), and a second branch of said circuit comprising a third resistor (R'O) in series with a fourth capacitor (C0) and coupling the input of the input circuit to the emitter of the first transistor (Q2).
6. Amplificateur selon la revendication 1, comportant un réseau formé d'une deuxième inductance (Ls) et d'un cinquième condensateur (Cs) connectés en parallèle, pour coupler le collecteur du premier transistor à un deuxième plot d'alimentation (VDD2) , et dans lequel l'émetteur du premier transistor (Q2) est couplé à la masse par une quatrième résistance (RI) ou une troisième inductance (L3) .6. Amplifier according to claim 1, comprising a network formed by a second inductor (Ls) and a fifth capacitor (Cs) connected in parallel, for coupling the collector of the first transistor to a second supply pad (VDD2) , and in which the emitter of the first transistor (Q2) is coupled to ground by a fourth resistor (RI) or a third inductor (L3).
7. Amplificateur selon une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel le premier transistor (Q2) , ses connexions et le circuit de contre-réaction sont dupliqués pour former plusieurs ensembles, chaque ensemble étant connecté au circuit d'entrée et alimenté de façon sélective de sorte que l'amplificateur peut fournir un signal de sortie sur une de plusieurs sorties (S, S').7. Amplifier according to any one of claims 1 to 6, in which the first transistor (Q2), its connections and the feedback circuit are duplicated to form several assemblies, each assembly being connected to the input circuit and supplied with power. selective so that the amplifier can provide an output signal on one of several outputs (S, S ').
8. Amplificateur selon les revendications 5 et 7, dans lequel la deuxième branche du circuit d'entrée (26) est également dupliquée, chacun desdits ensembles étant connecté à une des deuxièmes branches dupliquées du circuit d'entrée, et les condensateurs de chacune desdites deuxièmes branches dupliquées ayant des valeurs de capacité différentes, de sorte que l'accord du circuit d'entrée (26) est effectué sur des fréquences différentes selon la deuxième branche considérée.8. Amplifier according to claims 5 and 7, wherein the second branch of the input circuit (26) is also duplicated, each of said assemblies being connected to one of the second duplicated branches of the input circuit, and the capacitors of each of said second duplicated branches having different capacitance values, so that the tuning of the input circuit (26) is carried out on different frequencies according to the second branch considered.
9. Amplificateur selon une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel le circuit d'entrée fait partie d'un étage d'entrée comprenant un troisième transistor (Ql) connecté en émetteur commun, recevant sur sa base le signal d'entrée, dont l'émetteur est couplé à la masse par une quatrième inductance9. Amplifier according to any one of claims 1 to 6, in which the input circuit is part of an input stage comprising a third transistor (Ql) connected as a common emitter, receiving on its base the input signal, whose transmitter is coupled to ground by a fourth inductor
(L) , et dont le collecteur est couplé à l'entrée du circuit d'entrée (26) .(L), and whose collector is coupled to the input of the input circuit (26).
10. Amplificateur selon la revendication 9, dans lequel le circuit d'entrée et le troisième transistor sont dupliqués un nombre prédéterminé n de fois, les n circuits d'entrée pouvant être accordés sur des fréquences voisines afin d'augmenter légèrement la bande passante de l'amplificateur et de diminuer la sensibilité de l'amplificateur à des dispersions dues aux processus technologiques de fabrication.10. Amplifier according to claim 9, in which the input circuit and the third transistor are duplicated a predetermined number n of times, the n input circuits possibly be tuned to neighboring frequencies to slightly increase the bandwidth of the amplifier and decrease the sensitivity of the amplifier to dispersions due to technological manufacturing processes.
11. Amplificateur selon une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel le circuit d'entrée (26) fait partie d'un mélangeur. 11. Amplifier according to any one of claims 1 to 6, in which the input circuit (26) is part of a mixer.
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