EP1253512A1 - Procédé et dispositif de génération d'un signal aléatoire à histogramme et spectre contrôlés - Google Patents

Procédé et dispositif de génération d'un signal aléatoire à histogramme et spectre contrôlés Download PDF

Info

Publication number
EP1253512A1
EP1253512A1 EP02290060A EP02290060A EP1253512A1 EP 1253512 A1 EP1253512 A1 EP 1253512A1 EP 02290060 A EP02290060 A EP 02290060A EP 02290060 A EP02290060 A EP 02290060A EP 1253512 A1 EP1253512 A1 EP 1253512A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
signal
histogram
filtering
generating
random
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
EP02290060A
Other languages
German (de)
English (en)
Other versions
EP1253512B1 (fr
Inventor
Pascal Gabet
Jean-Luc De Gouy
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thales SA
Original Assignee
Thales SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thales SA filed Critical Thales SA
Publication of EP1253512A1 publication Critical patent/EP1253512A1/fr
Application granted granted Critical
Publication of EP1253512B1 publication Critical patent/EP1253512B1/fr
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING OR CALCULATING; COUNTING
    • G06J—HYBRID COMPUTING ARRANGEMENTS
    • G06J1/00—Hybrid computing arrangements

Definitions

  • the present invention relates to a method and a device for generation of a random signal.
  • the invention is particularly applicable to digital-analog conversion domain and the domain of analog-to-digital conversion using such a random system.
  • Direct digital synthesis is a synthesis technique of frequency which consists in working out in numerical values the samples of a signal that we want to generate and convert these samples into signals analog thanks to a digital-analog converter.
  • the signal synthesizers obtained by this technique are very attractive in regarding their volume, weight and energy consumption, because they can benefit from significant integration. Their other advantages include a very high resolution and switching times very low from one frequency to another.
  • passing a useful signal in the digital-to-analog converter is accompanied by the creation of parasitic signals which are due to the non-linearities of these converters. These non-linearities denote the fact that the stairs of the function of transfer from digital to analog converter are not equal heights and that the transition between steps produces phenomena irregular.
  • this random signal must have certain characteristics. First, its spectrum must be controlled for that it does not encroach on useful signals in the band. Second, it appears that the quality of the linearization of the converters depends on the histogram of the temporal amplitudes of the random signal. For example, a Gaussian law produces a poorer linearization than that obtained by a rectangular law. There is therefore a real advantage in being able to control for the random signal both the spectrum and the histogram.
  • Methods are known for obtaining a random signal with a given spectral envelope. Methods are also known for obtaining a random signal with a law of distribution of the amplitudes given. These methods are notably described in the works dealing with the calculation of probabilities such as for example the work entitled: "Deterministic simulation of chance” by J. Maurin, Masson editions.
  • Applicant's patent FR 2,783,374 teaches a process and a device for generating a random signal. He describes a method allowing to build a random signal where the spectral envelope and the law distribution of the temporal amplitudes are imposed simultaneously. For this, the method implements a series of four steps or signal processing operations, repeating part of them, especially steps 3 and 4 making the signal parameters converge random to the desired laws. The iteration of the stages makes it possible to approach gradually set the distribution law, then correct the envelope spectral.
  • this iterative method is not suitable for all types of calculation, especially for time calculation real random signal. It involves the use of different non-linear functions to restore the histogram aimed at each iteration.
  • the idea of the invention is based on a new approach which allows to calculate, in real time, a random signal with a spectral envelope predetermined and a histogram of amplitudes close to a law rectangular, that is to say evenly distributed.
  • Use signal means the signal which one wishes to convert without distortion by a CNA or CAN.
  • the random signal or noise which is generated by the device according to the invention is added to this useful signal so as to linearize the transfer characteristic of the CNA or CAN.
  • Lifts or overshoots are more or less pronounced in depends in particular on the shape of the final histogram.
  • the non-linear function is for example a faceted function D i and the number of segments and the ratio of the slopes of the different segments are chosen as a function of the histogram resulting from the filtering step F 1 .
  • the pseudo-random signal is for example white noise.
  • the signal generated is for example white noise.
  • Figure 1 describes a possible example of the steps implemented by the method according to the invention.
  • the latter is notably composed of a sequence of steps or signal processing which allows calculation in real time of a random signal with a predetermined spectral envelope and a histogram of amplitudes close to a rectangular law, i.e. equally distributed.
  • the method according to the invention comprises a first step (a) in which a pseudo-random code is generated, for example by means a generator, 1, PRN (abbreviated as Pseudo-Random Noise).
  • PRN abbreviated as Pseudo-Random Noise
  • the PRN generator is for example constructed from a register with offset looped back on itself using one or more exclusive OUs. This type of generator is described in many articles or books as for example in the book entitled "Spread Spectrum Communications »Volume 1 by Simon, Omura, Scholtz and Levitt.
  • the pseudo-random signal generated is for example white noise.
  • the PRN generator delivers digital words on m bits at its output, for example, whose values are equally distributed in the amplitude interval [-2 m-1 , 2 m-1 -1] and whose spectral envelope is constant between frequency 0 and frequency F H / 2 where F H is the clock frequency which clock the register shifts.
  • Figure 2 gives the block diagram of a PRN generator produced from a shift register, 30, of 28 bits.
  • Bits Nos. 3 and 28 are combined by an Exclusive OR, 31, the output of which is fed back to the input, 32, of the register to give an operating cycle of maximum length equal to 228 -1 clock strokes.
  • FIG. 3 represents the histogram of the amplitudes of the PRN generator of figure 2, the value of the amplitude on the abscissa is between -4096 and +4095, the ordinate corresponds to the rate of appearance of different amplitudes. It should be noted that this rate is significantly equally distributed.
  • FIG. 4 represents a diagram of the spectral amplitude, expressed in dB, as a function of the frequency of the signal s (t) generated by the PRN.
  • the envelope of this signal is substantially constant between 0 and F H / 2.
  • One of the functions of the filters F 1 and F 2 used in the present invention is to widen the spectrum of the PRN generator in the frequency band where the useful signal as defined above will be located, namely the useful signal which is wishes to convert without distortion by a DAC or a CAN.
  • the characteristics of the first filter F 1 are optimized and chosen to dig the signal into a limit where the non-linearity does not destroy the effect of the filtering too much and those of the second filter F 2 to regroove the spectrum of the number of dB required as a function of the dynamics sought.
  • the template for each of the filters F 1 and F 2 is determined in such a way that the noise residue remaining in the useful band is compatible with the dynamic range sought for the useful signal.
  • the dynamic term represents in this context, the relationship between the level of the useful signal and the maximum level of the spurious signals in a given band where the useful signals are found.
  • the spectrum of the random signal must not encroach on the band of useful signals.
  • the choice of the filter mask is for example a function of the spectrum width of the random signal, the clock frequency of the DAC or ADC and the dynamics sought for the system.
  • Steps (b), (c) and (d) for obtaining such results are for example described below.
  • a second step (b) filters the noise band or limit this band by digging a hole in the portion of the spectrum where will placed the useful signal.
  • the filter F 1 is for example optimized so that this hole is limited to a depth of the order of 10 to 30 dB relative to the maximum of the noise spectrum in a band at least equal to that of the useful signals and preferably 15 at 25 dB. Indeed, the transition to non-linearity has in particular the consequence of tending to plug this hole at a level generally situated around -25 dBc relative to the maximum of the noise spectrum.
  • FIG. 5 shows a histogram of the noise signal after the filter F 1 , the value of the amplitude being given on the abscissa and the rate of appearance indicated on the ordinates. This histogram tends towards a Gaussian law.
  • FIG. 6 gives the spectrum of the signal x (t) of the noise at the output of the first filter F 1 .
  • the value of -20 dBc is only an example given by way of illustration. This value can vary in particular depending on the application. In fact, the characteristics of the filter F 1 are chosen so that the non-linearity function does not destroy too much the filtering effect as it was exposed previously.
  • the method applies a non-linear function to the signal x (t) from the first filter F 1 so as to create lifts (term known by the English word overshoots) on the edges of the histogram of the signal obtained at the output of F1.
  • lifts term known by the English word overshoots
  • the non-linear function is for example made up of facets, that is to say linear segments Di having slopes of different values.
  • the ratio of the slopes of the different segments creates the lifts or overshoots.
  • the number of segments and the values of the slopes of the different segments depend for example on the histogram obtained at the output of the filter F 1 , therefore on the application.
  • FIG. 7 illustrates an example of a non-linear function comprising 5 facets, D 1 , D 2 , D 3 , D 4 and D 5 , the abscissa corresponding to the instantaneous value of the signal x (t) and the ordinate to the instantaneous value of the signal y (t) obtained by application of the non-linear function.
  • the histogram of the signal obtained after application of the function non-linear is represented on figure 8.
  • the abscissa corresponds to the value the signal amplitude and the ordinate at its rate of appearance.
  • the histogram presents a rectangular rather than Gaussian shape with lifts or overshoots present on the two extreme edges of the diagram, the part central corresponding more to a rectangular type shape.
  • Any non-linear function allowing the passage to be effected from a Gaussian probability to a rectangular law with lifts or overshoots can be used to perform the third step of the process.
  • a fourth step (d) consists in filtering the signal y (t) so as to carry out the filtering part which could not be implemented in F 1 taking into account for example the constraints imposed by the non-linearity.
  • the characteristics of the filter F 2 are chosen in particular to regroove the spectrum by the number of dB necessary, in as a function of the dynamics sought and as a function of the filling effect resulting from step (c) (application of the non-linear function).
  • this step smooths out the lifts or overshoots. of the histogram.
  • the spectral part removed by the filter F 2 represents a relatively small part of the overall power of the noise before F 2 .
  • the passage through the filter F 2 mainly performs a smoothing of the histogram obtained previously in step (c).
  • the fact that the suppressed part represents a weak part in power is due to the action of F 1 which eliminated a large part of the noise power in the useful signal band, even if it did not widen the spectrum for example that at -20 dB and that the non-linearity has not degraded this value too much.
  • FIG. 10 represents the histogram of the noise after the filter F 2 . We see that this histogram is close to a rectangular law.
  • FIG. 11 shows in a frequency-amplitude spectral diagram expressed in dB, the noise spectrum obtained after the filter F 2 and a curve giving the theoretical response of the cascade of the two filters when the function of no is not applied -linéar Congress. The difference between these two curves is the contribution of the non-linear function.
  • the filters F 1 and F 2 used to implement the invention are preferably filters with power coefficients of 2 which do not require multiplication.
  • any filter enabling the desired filtering templates F 1 and F 2 to be produced can be used within the scope of the invention.
  • the filters will preferably be produced in a FPGA (Field Programmable Gate Array) or EPLD type digital circuit or ASIC. Any digital circuit comprising the known elements of Those skilled in the art for making filters can also be used.
  • the filters are therefore filters of the digital type.
  • any filter suitable for obtaining the desired filtering template and any pseudo code generation device Random or noises can be used in the present invention.
  • FIG. 12 illustrates the application of the method according to the invention to a digital-analog conversion system, contained for example in a digital synthesizer.
  • a useful signal x (t) digital, must be converted to analog quantity with the best possible linearity, i.e. in fact with the least amount of spurious signals possible.
  • This useful signal x (t) is therefore added to a random signal s (t) obtained according to the method according to the invention by generation means 20 adapted.
  • the two signals x (t) and s (t) are combined by an adder 21. These two signals are digital.
  • the random signal s (t) has an amplitude close to or greater than that of signal x (t) and a histogram and a spectral envelope obtained according to the steps implemented in the process.
  • Truncation means 22 can optionally be used before passing through the converter 23.
  • FIG. 13 shows an example of application of the method according to the invention for an analog-digital conversion system.
  • the useful signal x (t) and the random signal s (t) are analog signals. These two signals are added by an analog adder 30.
  • the sum signal x (t) + s (t) is present at the input of an analog-digital converter 31 whose output is for example coded on N bits.
  • the signal has characteristics substantially identical to those of the signal described in figure 12. It can also be generated by means substantially identical to those described in Figure 12, then be converted by a DAC so as to obtain an analog signal before adding it.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Evolutionary Computation (AREA)
  • Fuzzy Systems (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Software Systems (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

Procédé et dispositif de génération d'un signal aléatoire comportant : une première étape (a) de génération d'un signal pseudo-aléatoire, une deuxième étape (b) de filtrage (F1) du signal issu de l'étape (a) pour obtenir un signal x(t) ayant une enveloppe spectrale prédéterminée H(f), une troisième étape (c) où une fonction non-linéaire g est appliquée au signal x(t) de façon à former un signal y(t) et pour créer des remontées ou overshoots sur les bords de l'histogramme du signal y(t), une quatrième étape (d) de filtrage (F2) permettant de lisser les remontées ou overshoots de l'histogramme du signal y(t), de compenser l'effet de la non-linéarité et d'effectuer un complément de filtrage à (F1). Application dans un système de conversion analogique-numérique ou numérique-analogique <IMAGE>

Description

La présente invention concerne un procédé et un dispositif de génération d'un signal aléatoire. L'invention s'applique notamment au domaine de la conversion numérique-analogique et au domaine de la conversion analogique-numérique utilisant un tel système aléatoire.
Elle s'applique par exemple dans le domaine des techniques radar ou dans celui de l'instrumentation ou encore dans le domaine des communications.
Les dispositifs de conversion, qu'ils soient numérique-analogique ou analogique-numérique sont très largement utilisés dans de nombreux systèmes et leurs performances constituent généralement un point critique de ces derniers, comme l'illustre la synthèse numérique directe.
La synthèse numérique directe est une technique de synthèse de fréquence qui consiste à élaborer en valeurs numériques les échantillons d'un signal que l'on veut générer et à convertir ces échantillons en signaux analogiques grâce à un convertisseur numérique-analogique. Les synthétiseurs de signaux obtenus par cette technique sont très attractifs en ce qui concerne leur volume, leur poids et leur consommation d'énergie, car ils peuvent bénéficier d'une intégration importante. Leurs autres avantages sont notamment une très grande résolution et des temps de commutation très faibles d'une fréquence à l'autre. Cependant, le passage d'un signal utile dans le convertisseur numérique-analogique s'accompagne de la création de signaux parasites qui sont dus aux non-linéarités de ces convertisseurs. Ces non-linéarités désignent le fait que les marches d'escalier de la fonction de transfert du convertisseur numérique-analogique ne sont pas d'égales hauteurs et que la transition entre marches produit des phénomènes irréguliers.
Le même problème se retrouve dans des applications à base de convertisseurs analogique-numérique où le passage des signaux dans ces convertisseurs s'accompagne ici aussi de la création de signaux parasites dus aux non-linéarités.
Il est connu de l'art antérieur d'ajouter un signal aléatoire au signal utile, avant le passage dans le convertisseur, afin de diminuer le niveau des signaux parasites en réduisant l'effet des non-linéarités du convertisseur évoquées précédemment. Ce signal aléatoire est désigné communément par le terme anglo-saxon « dither ». Le signal utile est généralement à bande limitée et la fréquence d'horloge du système, par exemple un synthétiseur numérique, est généralement supérieure à cette bande. Cela laisse un espace spectral vide pour placer le signal aléatoire.
Pour être pleinement efficace, ce signal aléatoire doit posséder certaines caractéristiques. Tout d'abord, son spectre doit être maítrisé pour qu'il n'empiète pas dans la bande des signaux utiles. En second lieu, il apparaít que la qualité de la linéarisation des convertisseurs dépend de l'histogramme des amplitudes temporelles du signal aléatoire. Par exemple, une loi gaussienne produit une linéarisation moins bonne que celle obtenue par une loi rectangulaire. Il y a donc un réel avantage à pouvoir maítriser pour le signal aléatoire à la fois le spectre et l'histogramme.
Des méthodes sont connues pour obtenir un signal aléatoire avec une enveloppe spectrale donnée. Des méthodes sont aussi connues pour obtenir un signal aléatoire avec une loi de distribution des amplitudes donnée. Ces méthodes sont notamment décrites dans les ouvrages traitant du calcul des probabilités comme par exemple l'ouvrage intitulé:
« Simulation déterministe du hasard » de J.Maurin aux éditions Masson.
Le brevet FR 2 783 374 du demandeur enseigne un procédé et un dispositif de génération d'un signal aléatoire. Il décrit une méthode permettant de construire un signal aléatoire où l'enveloppe spectrale et la loi de distribution des amplitudes temporelles sont imposées simultanément. Pour cela, le procédé met en oeuvre une suite de quatre étapes ou opérations de traitement du signal, la répétition d'une partie d'entre elles, notamment les étapes 3 et 4 faisant converger les paramètres du signal aléatoire vers les lois désirées. L'itération des étapes permet d'approcher progressivement la loi de distribution fixée, puis de corriger l'enveloppe spectrale.
Malgré toute son efficacité, cette méthode itérative n'est pas adaptée pour tous les types de calcul, notamment pour le calcul en temps réel du signal aléatoire. Elle implique l'utilisation de différentes fonctions non-linéaires pour restaurer l'histogramme visé à chaque itération.
L'idée de l'invention repose sur une nouvelle approche qui permet de calculer, en temps réel, un signal aléatoire avec une enveloppe spectrale prédéterminée et un histogramme des amplitudes proche d'une loi rectangulaire, c'est-à-dire équirépartie.
Dans la suite de la description on désigne sous l'expression « signal utile », le signal que l'on souhaite convertir sans distorsion par un CNA ou un CAN. A cette fin, le signal aléatoire ou bruit qui est généré par le dispositif selon l'invention est additionné à ce signal utile de façon à linéariser la caractéristique de transfert du CNA ou du CAN.
L'invention a pour objet un procédé de génération d'un signal aléatoire. Il est caractérisé en ce qu'il comporte au moins les étapes suivantes :
  • une première étape (a) de génération d'un signal pseudo-aléatoire,
  • une deuxième étape (b) de filtrage (F1) du signal issu de l'étape (a) pour obtenir un signal x(t) ayant une enveloppe spectrale prédéterminée H(f),
  • une troisième étape (c) où une fonction non-linéaire g est appliquée au signal x(t) de façon à former un signal y(t) et pour créer des remontées ou overshoots sur les bords de l'histogramme du signal y(t),
  • une quatrième étape (d) de filtrage (F2) permettant de lisser les remontées ou overshoots de l'histogramme du signal y(t), de compenser l'effet de la non-linéarité et d'effectuer un complément de filtrage à (F1).
Les remontées ou overshoots sont plus ou moins prononcés en fonction notamment de la forme de l'histogramme final.
Selon un mode de réalisation, la fonction non-linéaire est par exemple une fonction à facettes Di et le nombre des segments et le rapport des pentes des différents segments sont choisis en fonction de l'histogramme issu de l'étape de filtrage F1.
Le signal pseudo-aléatoire est par exemple un bruit blanc.
L'invention a également pour objet un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé précité comportant par exemple au moins les éléments suivants :
  • a) des moyens pour générer un signal pseudo-aléatoire,
  • b) des moyens (F1) pour filtrer le signal pseudo-aléatoire afin d'obtenir un signal x(t) ayant une enveloppe spectrale prédéterminée H(f),
  • c) un dispositif adapté à générer une fonction non-linéaire pour former à partir du signal x(t) présentant un histogramme de type gaussien, un signal y(t) dont l'histogramme est de type rectangulaire avec des remontées ou overshoots,
  • d) des moyens (F2) adaptés à lisser les remontées ou overshoots de l'histogramme du signal y(t), à compenser l'effet de la non-linéarité et à effectuer un complément de filtrage à (F1).
    • Le signal généré est par exemple un bruit blanc.
    L'invention a notamment les avantages suivants :
    • améliorer la non linéarité des convertisseurs analogique-numérique ou numérique-analogique,
    • pouvoir s'appliquer à de nombreux systèmes,
    • être économique et simple dans sa mise en oeuvre.
    D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaítront à l'aide de la description qui suit, faite en regard de dessins annexés, à titre illustratif et nullement limitatifs, qui représentent :
    • la figure 1, une illustration des étapes possibles du procédé selon l'invention,
    • la figure 2, un exemple détaillé d'un générateur de codes pseudoaléatoires,
    • la figure 3, un histogramme en sortie de la première étape du procédé selon l'invention,
    • la figure 4 un spectre de bruit en sortie de générateur PRN,
    • les figures 5 et 6, respectivement un histogramme et le spectre du signal en sortie du premier filtre,
    • les figures 7, 8 et 9 une fonction de non linéarité, l'histogramme et le spectre après application de la fonction de non linéarité,
    • les figures 10 et 11 un histogramme et un spectre en sortie du deuxième filtre,
    • la figure 12 un mode de réalisation possible d'un système de conversion numérique-analogique utilisant un signal aléatoire généré selon l'invention,
    • la figure 13 un exemple de système de conversion analogique-nuémrique utilisant un signal aléatoire généré selon l'invention.
    La figure 1 décrit un exemple possible des étapes mises en oeuvre par le procédé selon l'invention. Ce dernier est composé notamment d'une suite d'étapes ou de traitement du signal qui permet le calcul en temps réel d'un signal aléatoire avec une enveloppe spectrale prédéterminée et un histogramme des amplitudes proches d'une loi rectangulaire, c'est-à-dire équirépartie.
    Le procédé selon l'invention comporte une première étape (a) dans laquelle un code pseudo-aléatoire est généré, par exemple au moyen d'un générateur, 1, PRN (abrégé en anglo-saxon de Pseudo-Random Noise). Le générateur PRN est par exemple construit à partir d'un registre à décalage rebouclé sur lui-même à l'aide d'un ou de plusieurs OU exclusifs. Ce type de générateur est décrit dans de nombreux articles ou ouvrages comme par exemple dans l'ouvrage intitulé « Spread Spectrum Communications » Volume 1 de Simon, Omura, Scholtz et Levitt.
    Le signal pseudo-aléatoire généré est par exemple un bruit blanc.
    Le générateur PRN délivre à sa sortie des mots numériques sur m bits, par exemple, dont les valeurs sont équiréparties dans l'intervalle d'amplitude [-2 m-1, 2 m-1-1] et dont l'enveloppe spectrale est constante entre la fréquence 0 et la fréquence FH/2 où FH est la fréquence d'horloge qui cadence les décalages du registre.
    A titre d'exemple, la figure 2 donne le schéma synoptique d'un générateur PRN réalisé à partir d'un registre à décalage, 30, de 28 bits.
    Les bits N° 3 et 28 sont combinés par un OU Exclusif, 31, dont la sortie est réinjecté à l'entrée, 32, du registre pour donner un cycle de fonctionnement de longueur maximale égale à 2 28 -1 coups d'horloge. Les 28 bits du registre sont ensuite combinés par des OU Exclusifs, 33, pour donner naissance à un signal aléatoire sur m bits avec m = 13 bits dans l'exemple de la figure 2.
    La figure 3 représente l'histogramme des amplitudes du générateur PRN de la figure 2, la valeur de l'amplitude en abscisse est comprise entre -4096 et +4095, l'ordonnée correspond au taux d'apparition des différentes amplitudes. Il est à noter que ce taux est sensiblement équiréparti.
    La figure 4 représente un diagramme de l'amplitude spectrale, exprimée en dB, en fonction de la fréquence du signal s(t) généré par le PRN. L'enveloppe de ce signal est sensiblement constante entre 0 et FH/2.
    L'une des fonctions des filtres F1 et F2 utilisés dans la présente invention est de creuser le spectre du générateur PRN dans la bande de fréquence où sera situé le signal utile tel que défini précédemment, à savoir le signal utile que l'on souhaite convertir sans distorsion par un CNA ou un CAN.
    Chaque filtre participe d'une façon différente, les caractéristiques du premier filtre F1 sont optimisées et choisies pour creuser le signal dans une limite où la non-linéarité ne détruise pas trop l'effet du filtrage et celles du deuxième filtre F2 pour recreuser le spectre du nombre de dB nécessaire en fonction de la dynamique recherchée.
    Pour cela le gabarit pour chacun des filtres F1 et F2 est déterminé de façon telle que le résidu de bruit restant dans la bande utile soit compatible avec la dynamique recherchée pour le signal utile. Le terme dynamique représente dans ce contexte, le rapport entre le niveau du signal utile et le niveau maximum des signaux parasites dans une bande donnée où se trouvent les signaux utiles. Ainsi en fonction de l'application du générateur dans un système de conversion analogique-numérique ou numérique-analogique, le spectre du signal aléatoire ne doit pas empiéter dans la bande des signaux utiles. Le choix du gabarit de filtre est par exemple fonction de la largeur de spectre du signal aléatoire, de la fréquence d'horloge du CNA ou CAN et de la dynamique recherchée pour le système.
    De plus, afin d'obtenir un histogramme final proche d'une loi rectangulaire, une fonction de non-linéarité est appliquée entre les deux étapes de filtrage.
    Les étapes (b), (c) et (d) permettant d'obtenir de tels résultats sont par exemple décrites ci-après.
    Une deuxième étape (b) permet de filtrer la bande du bruit ou de limiter cette bande en creusant un trou dans la portion du spectre où sera placé le signal utile.
    Le filtre F1 est par exemple optimisé pour que ce trou soit limité à une profondeur de l'ordre de 10 à 30 dB par rapport au maximum du spectre du bruit dans une bande au moins égale à celle des signaux utiles et de préférence de 15 à 25 dB. En effet, le passage dans la non-linéarité a notamment pour conséquence de tendre à reboucher ce trou à un niveau situé généralement autour de -25 dBc par rapport au maximum du spectre du bruit.
    La figure 5 montre un histogramme du signal de bruit après le filtre F1, la valeur de l'amplitude étant donnée en abscisse et le taux d'apparition indiqué en ordonnées. Cet histogramme tend vers une loi gaussienne.
    La figure 6 donne le spectre du signal x(t) du bruit en sortie du premier filtre F1. On note sur cet exemple un trou creusé de l'ordre de -20 dBc par rapport au maximum du bruit autour d'une fréquence voisine de 0,15 FH. La valeur de -20 dBc n'est qu'un exemple donnée à titre illustratif. Cette valeur peut varier notamment en fonction de l'application. En fait, les caractéristiques du filtre F1 sont choisies afin que la fonction de non-linéarité ne détruise pas trop l'effet de filtrage comme il a été exposé précédemment.
    Au cours d'une troisième étape (c), le procédé applique une fonction non-linéaire au signal x(t) issu du premier filtre F1 de façon à créer des remontées (terme connu sous le mot anglais overshoots) sur les bords de l'histogramme du signal obtenu en sortie de F1. On cherche à favoriser les amplitudes extrêmes du signal.
    La fonction non linéaire est par exemple constituée de facettes, c'est-à-dire de segments linéaires Di présentant des pentes de valeurs différentes. Le rapport des pentes des différents segments crée les remontées ou overshoots. Le nombre de segments et les valeurs des pentes des différents segments dépendent par exemple de l'histogramme obtenu en sortie du filtre F1, donc de l'application.
    La figure 7 illustre un exemple d'une fonction non linéaire comportant 5 facettes, D1, D2, D3, D4 et D5, l'abscisse correspondant à la valeur instantanée du signal x(t) et l'ordonnée à la valeur instantanée du signal y(t) obtenu par application de la fonction non linéaire.
    L'histogramme du signal obtenu après application de la fonction non-linéaire est représenté sur la figure 8. L'abscisse correspond à la valeur instantanée de l'amplitude du signal et l'ordonnée à son taux d'apparition.
    Par rapport à l'histogramme de la figure 5, l'histogramme présente une forme de type rectangulaire plutôt que gaussienne avec des remontées ou overshoots présents sur les deux bords extrêmes du diagramme, la partie centrale correspondant plus à une forme de type rectangulaire.
    Le spectre du signal y(t) obtenu après application de la fonction non-linéaire est représenté sur la figure 9. On note que le trou obtenu autour des fréquences 0.25 FH a été « rebouché » à une valeur comprise entre -20 et -25 dBc.
    Toute fonction non-linéaire permettant d'effectuer le passage d'une probabilité gaussienne à une loi rectangulaire avec remontées ou overshoots peut être utilisée pour effectuer la troisième étape du procédé.
    Une quatrième étape (d) consiste à filtrer le signal y(t) de manière à réaliser la partie de filtrage qui n'a pas pu être mise en oeuvre dans F1 compte tenu par exemple des contraintes imposées par la non-linéarité.
    En effet, afin d'optimiser les rôles de chacun des filtres et en tenant compte des phénomènes résultant de l'application de la non-linéarité, les caractéristiques du filtre F2 sont choisies notamment pour recreuser le spectre du nombre de dB nécessaire, en fonction de la dynamique recherchée et en fonction de l'effet de rebouchage résultant de l'étape ( c) (application de la fonction non-linéaire).
    De plus, cette étape permet de lisser les remontées ou overshoots de l'histogramme.
    La partie spectrale supprimée par le filtre F2 représente une partie relativement faible de la puissance globale du bruit avant F2. Ainsi le passage dans le filtre F2 effectue principalement un lissage de l'histogramme obtenu précédemment à l'étape (c). Le fait que la partie supprimée représente une partie faible en puissance est du à l'action de F1 qui a éliminé une grande partie de la puissance de bruit dans la bande de signal utile, même si il n'a creusé le spectre par exemple qu'à -20 dB et que la non-linéarité n'a pas trop dégradé cette valeur.
    La figure 10 représente l'histogramme du bruit après le filtre F2. On constate que cet histogramme est proche d'une loi rectangulaire.
    La figure 11 montre dans un diagramme fréquence-amplitude spectrale exprimée en dB, le spectre de bruit obtenu après le filtre F2 et une courbe donnant la réponse théorique de la cascade des deux filtres lorsque l'on n'applique pas la fonction de non-linéarité. L'écart entre ces deux courbes est la contribution de la fonction non-linéaire.
    Les filtres F1 et F2 utilisés pour mettre en oeuvre l'invention sont de préférence des filtres à coefficients en puissance de 2 qui ne nécessitent pas de multiplications.
    Sans sortir du cadre de l'invention, tout filtre permettant de réaliser les gabarits de filtrage F1 et F2 désirés peuvent être utilisés dans le cadre de l'invention.
    Le filtre F1, correspondant par exemple à la courbe obtenue à la figure 5 a une fonction de transfert H1(z) exprimée par la relation suivante H1(z) = 1 - (z+z-1) + ½ (z2 + z-2)
    Le filtre F2 à pour réponse : H2 (z) = 1,25 - (z + z-1) + ½ (z2 + z-2) - 1/8 (z3 + z-3)
    Remarquons qu'en changeant les signes négatifs - des coefficients de H1 et de H2 en des signes positifs +, le bruit est alors spectralement situé autour de zéro avec un trou autour de FH/2. Il est également possible d'obtenir un trou autour de FH/4 en faisant travailler les quatre blocs du synoptique à une horloge égale à FH/2 et en suréchantillonnant le signal avec une horloge à FH.
    Sans sortir du cadre de l'invention, des trous pour d'autres fréquences du spectre peuvent être générés en utilisant d'autres fonctions de transfert que celles mentionnées ci-dessus.
    La réalisation des filtres sera de préférence réalisée dans un circuit numérique de type FPGA ( Field Programmable Gate Array ) ou EPLD ou ASIC. Tout circuit numérique comportant les éléments connus de l'Homme du métier permettant de réaliser des filtres peut aussi être utilisé. Les filtres sont donc des filtres de type numérique.
    Sans sortir du cadre de l'invention tout filtre adapté pour obtenir le gabarit de filtrage souhaité et tout dispositif de génération de codes pseudo aléatoires ou de bruits peuvent être utilisés dans la présente invention.
    La figure 12 illustre l'application du procédé selon l'invention à un système de conversion numérique-analogique, contenu par exemple dans un synthétiseur numérique. Dans cette application, un signal utile x(t), numérique, doit être converti en grandeur analogique avec la meilleure linéarité possible, c'est-à-dire en fait avec le moins de signaux parasites possibles. Ce signal utile x(t) est donc additionné à un signal aléatoire s(t) obtenu selon le procédé selon l'invention par des moyens de génération 20 adaptés. Les deux signaux x(t) et s(t) sont combinés par un additionneur 21. Ces deux signaux sont numériques. Dans un mode de réalisation préférentiel du système de conversion, le signal aléatoire s(t) possède une amplitude voisine ou supérieure à celle du signal x(t) et un histogramme et une enveloppe spectrale obtenus selon les étapes mises en oeuvre dans le procédé. Des moyens de troncature 22 peuvent éventuellement être utilisés avant le passage dans le convertisseur 23.
    La figure 13 présente un exemple d'application du procédé selon l'invention pour un système de conversion analogique-numérique. Dans ce cas, le signal utile x(t) et le signal aléatoire s(t) sont des signaux analogiques. Ces deux signaux sont additionnés par un additionneur analogique 30. Le signal somme x(t)+s(t) est présent à l'entrée d'un convertisseur analogique-numérique 31 dont la sortie est par exemple codée sur N bits. Le signal aléatoire présente des caractéristiques sensiblement identiques à celles du signal décrit à la figure 12. Il peut aussi être généré par des moyens sensiblement identiques à ceux décrits à la figure 12, puis être converti par un CNA de manière à obtenir un signal analogique avant de l'additionner.

    Claims (10)

    1. Procédé de génération d'un signal aléatoire caractérisé en ce qu'il comporte au moins les étapes suivantes :
      une première étape (a) de génération d'un signal pseudo-aléatoire,
      une deuxième étape (b) de filtrage (F1) du signal issu de l'étape (a) pour obtenir un signal x(t) ayant une enveloppe spectrale prédéterminée H(f),
      une troisième étape (c) où une fonction non-linéaire g est appliquée au signal x(t) de façon à former un signal y(t) et pour créer des remontées ou overshoots sur les bords de l'histogramme du signal y(t),
      une quatrième étape (d) de filtrage (F2) permettant de lisser les remontées ou overshoots de l'histogramme du signal y(t), de compenser l'effet de la non-linéarité et d'effectuer un complément de filtrage à (F1).
    2. Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce que la fonction non-linéaire est une fonction à facettes Di et en ce que le nombre des segments Di et le rapport des pentes des différents segments sont choisis en fonction de l'histogramme issu de l'étape de filtrage F1.
    3. Procédé selon l'une des revendications 1 ou 2 caractérisé en ce que le filtre F1 génère un creux d'environ 10 à 30 dB, de préférence de 15 à 25 dB, dans une bande au moins égale à celle des signaux utiles.
    4. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3 caractérisé en ce que l'histogramme obtenu à l'issu de l'étape (d) est sensiblement identique à une loi rectangulaire.
    5. Procédé selon l'une des revendications 1 à 4 caractérisé en ce que le signal pseudo-aléatoire est un bruit blanc.
    6. Dispositif pour générer un signal aléatoire caractérisé en ce qu'il comporte au moins les dispositifs suivants :
      des moyens pour générer un signal pseudo-aléatoire,
      des moyens (F1) pour filtrer le signal pseudo-aléatoire afin d'obtenir un signal x(t) ayant une enveloppe spectrale prédéterminée H(f),
      un dispositif adapté à générer une fonction non-linéaire pour former à partir du signal x(t) présentant un histogramme de type gaussien, un signal y(t) dont l'histogramme est de type rectangulaire avec des remontées ou overshoots,
      des moyens (F2) adaptés à lisser les remontées ou overshoots de l'histogramme du signal y(t), à compenser l'effet de la non-linéarité et à effectuer un complément de filtrage à (F1).
    7. Dispositif selon la revendication 6 caractérisé en ce que le dispositif adapté à générer une fonction non-linéaire est conçu pour obtenir une fonction non-linéaire à facettes Di.
    8. Dispositif selon l'une des revendications 6 et 7 caractérisé en ce que au moins un des filtres F1 ou F2 est un filtre à coefficients en puissance de 2.
    9. Dispositif selon l'une des revendications 6 et 7 caractérisé en ce que le signal généré est un bruit blanc.
    10. Application du procédé selon l'une des revendications 1 à 5 ou du dispositif selon l'une des revendications 6 à 8 dans un système de conversion numérique-analogique ou dans un système de conversion analogique-numérique.
    EP02290060A 2001-01-16 2002-01-10 Procédé et dispositif de génération d'un signal aléatoire à histogramme et spectre contrôlés Expired - Lifetime EP1253512B1 (fr)

    Applications Claiming Priority (2)

    Application Number Priority Date Filing Date Title
    FR0100541 2001-01-16
    FR0100541A FR2819600B1 (fr) 2001-01-16 2001-01-16 Procede et dispositif de generation d'un signal aleatoire a histogramme et spectre controles

    Publications (2)

    Publication Number Publication Date
    EP1253512A1 true EP1253512A1 (fr) 2002-10-30
    EP1253512B1 EP1253512B1 (fr) 2005-08-03

    Family

    ID=8858872

    Family Applications (1)

    Application Number Title Priority Date Filing Date
    EP02290060A Expired - Lifetime EP1253512B1 (fr) 2001-01-16 2002-01-10 Procédé et dispositif de génération d'un signal aléatoire à histogramme et spectre contrôlés

    Country Status (6)

    Country Link
    US (1) US6559712B2 (fr)
    EP (1) EP1253512B1 (fr)
    AT (1) ATE301306T1 (fr)
    CA (1) CA2367278C (fr)
    DE (1) DE60205297T2 (fr)
    FR (1) FR2819600B1 (fr)

    Families Citing this family (8)

    * Cited by examiner, † Cited by third party
    Publication number Priority date Publication date Assignee Title
    FR2860662B1 (fr) * 2003-10-03 2006-02-03 Thales Sa Procede et dispositif de generation de bruit d'agitation conforme a histogramme predetermine, et le bruit d'agitation obtenu
    FR2880219B1 (fr) * 2004-12-23 2007-02-23 Thales Sa Procede et systeme de radiocommunication numerique, notamment pour les stations sol mobiles
    US8609364B2 (en) 2009-05-07 2013-12-17 bioM{tilde over (e)}rieux, Inc. Methods for antimicrobial resistance determination
    US20110191129A1 (en) * 2010-02-04 2011-08-04 Netzer Moriya Random Number Generator Generating Random Numbers According to an Arbitrary Probability Density Function
    US9634863B2 (en) * 2011-11-11 2017-04-25 Kollmorgen Corporation Systems and methods for supporting two different protocols on a same physical connection
    US9311681B2 (en) 2012-01-24 2016-04-12 Facebook, Inc. Claiming conversations between users and non-users of a social networking system
    US9331681B2 (en) * 2013-11-05 2016-05-03 STMicroelectronics International N.V System and method for gaussian random noise generation
    US10142743B2 (en) * 2016-01-01 2018-11-27 Dean Robert Gary Anderson Parametrically formulated noise and audio systems, devices, and methods thereof

    Citations (1)

    * Cited by examiner, † Cited by third party
    Publication number Priority date Publication date Assignee Title
    FR2783374A1 (fr) * 1998-09-11 2000-03-17 Thomson Csf Procede et dispositif de generation d'un signal aleatoire et systemes de conversion numerique-analogique utilisant un tel signal aleatoire

    Family Cites Families (5)

    * Cited by examiner, † Cited by third party
    Publication number Priority date Publication date Assignee Title
    CA2152497C (fr) * 1993-11-09 1999-01-12 Lawrence Edwin Connell Procede et dispositif d'entree servant a detecter le niveau d'un signal d'entree
    FR2765419B1 (fr) 1997-06-27 1999-09-17 Thomson Csf Dispositif de generation de signaux analogiques a partir de convertisseurs analogique-numerique, notamment pour la synthese numerique directe
    EP0889588B1 (fr) * 1997-07-02 2003-06-11 Micronas Semiconductor Holding AG Combinaison de filtres pour la conversion de la fréquence d'échantillonnage
    FR2780831B1 (fr) 1998-07-03 2000-09-29 Thomson Csf Synthetiseur numerique de signaux
    FR2794309B1 (fr) 1999-05-28 2001-08-31 Thomson Csf Dispositif compensateur de la non-linearite d'un convertisseur analogique-numerique

    Patent Citations (1)

    * Cited by examiner, † Cited by third party
    Publication number Priority date Publication date Assignee Title
    FR2783374A1 (fr) * 1998-09-11 2000-03-17 Thomson Csf Procede et dispositif de generation d'un signal aleatoire et systemes de conversion numerique-analogique utilisant un tel signal aleatoire

    Non-Patent Citations (1)

    * Cited by examiner, † Cited by third party
    Title
    MOLIASA L T ET AL: "ON THE GENERATION OF NON-GAUSSIAN NOISE USING THE DISCRETE-FOURIER TRANSFORM METHOD", PROCEEDINGS OF THE INSTRUMENTATION AND MEASUREMENT TECHNOLOGY CONFERENCE. IMTC/95. WALTHAM, MA., 23-26 APRIL 1995, 1995, IEEE, NEW YORK, NY, USA, pages 72 - 78, XP000534826, ISBN: 0-7803-2616-4 *

    Also Published As

    Publication number Publication date
    DE60205297T2 (de) 2006-03-30
    DE60205297D1 (de) 2005-09-08
    FR2819600B1 (fr) 2003-04-11
    US20020095449A1 (en) 2002-07-18
    CA2367278C (fr) 2011-06-28
    US6559712B2 (en) 2003-05-06
    FR2819600A1 (fr) 2002-07-19
    EP1253512B1 (fr) 2005-08-03
    CA2367278A1 (fr) 2002-07-16
    ATE301306T1 (de) 2005-08-15

    Similar Documents

    Publication Publication Date Title
    EP1110135B1 (fr) Procede et dispositif de generation d&#39;un signal aleatoire et systemes de conversion numerique-analogique utilisant un tel signal aleatoire
    EP0887941B1 (fr) Dispositif de génération de signaux analogiques à partir de convertisseurs analogique-numérique, notamment pour la synthèse numérique directe
    FR2587819A1 (fr) Dispositif de calcul d&#39;une transformee de fourier discrete, glissante et non recursive, et son application a un systeme radar
    FR2687522A1 (fr) Synthetiseur de frequence a nombre n fractionnaire employant plusieurs accumulateurs avec recombinaison en serie, procede de mise en óoeuvre, et radiotelephone l&#39;utilisant.
    EP0969349B1 (fr) Synthetiseur numerique de signaux
    FR2743228A1 (fr) Systeme de melange et de numerisation de signaux analogiques
    EP1253512B1 (fr) Procédé et dispositif de génération d&#39;un signal aléatoire à histogramme et spectre contrôlés
    EP1367723B1 (fr) Modulateur sigma-delta numérique-numérique et synthetiseur de fréquence numérique l&#39;incorporant
    FR2588680A1 (fr) Dispositif de calcul d&#39;une transformee de fourier discrete, et son application a la compression d&#39;impulsion dans un systeme radar
    FR2511214A1 (fr) Dispositif pour accomplir une soustraction binaire d&#39;un premier et d&#39;un second nombre
    EP3276833A1 (fr) Convertisseur sigma-delta à haute linéarité
    FR2707815A1 (fr) Convertisseur analogique numérique à boucle de contre-réaction modulée.
    EP0591813B1 (fr) Modulateur à phase continue
    EP0426560B1 (fr) Procédé et dispositif de modulation numérique à composantes en phase et en quadrature
    FR2832568A1 (fr) Convertisseur numerique de frequence d&#39;echantillonnage
    FR2759514A1 (fr) Dispositif et procede numeriques de filtrage, decimation et transposition en bande de base repartie, et demodulateur numerique correspondant
    EP0473731B1 (fr) Procede et dispositif de comparaison de deux signaux analogiques variables
    EP1156586B1 (fr) Convertisseur analogique-numérique pipeline avec mise en forme de bruit
    EP0225218A1 (fr) Procédé de synthèse de fréquence, et appareil synthétiseur utilisant ce procédé
    WO2008102091A2 (fr) Procede de traitement d&#39;un signal numerique au sein d&#39;un modulateur delta-sigma numerique, et modulateur delta-sigma numerique correspondant.
    WO2018115139A2 (fr) Dispositif de génération d&#39;un signal numérique modulé et système de génération d&#39;un signal analogique modulé
    FR2871010A1 (fr) Appareil et procede pour la modulation d&#39;une onde porteuse et codeur pour modulateur de signal d&#39;information
    EP4333313A1 (fr) Systeme multivoies d&#39;emission et/ou de reception comprenant au moins n voies de traitement paralleles et procede de decorrelation des bruits de quantification dans un tel systeme
    FR2999836A1 (fr) Procede de conversion numerique analogique a modulation de largeur d&#39;implulsion optimise
    FR2507845A1 (fr) Dispositif logique generateur de signal periodique

    Legal Events

    Date Code Title Description
    PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

    Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

    AK Designated contracting states

    Kind code of ref document: A1

    Designated state(s): AT BE CH CY DE DK ES FI FR GB GR IE IT LI LU MC NL PT SE TR

    AX Request for extension of the european patent

    Free format text: AL;LT;LV;MK;RO;SI

    17P Request for examination filed

    Effective date: 20030411

    AKX Designation fees paid

    Designated state(s): AT BE CH CY DE DK ES FI FR GB GR IE IT LI LU MC NL PT SE TR

    GRAP Despatch of communication of intention to grant a patent

    Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR1

    GRAS Grant fee paid

    Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR3

    GRAA (expected) grant

    Free format text: ORIGINAL CODE: 0009210

    AK Designated contracting states

    Kind code of ref document: B1

    Designated state(s): AT BE CH CY DE DK ES FI FR GB GR IE IT LI LU MC NL PT SE TR

    PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

    Ref country code: NL

    Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

    Effective date: 20050803

    Ref country code: TR

    Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

    Effective date: 20050803

    Ref country code: IE

    Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

    Effective date: 20050803

    Ref country code: AT

    Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

    Effective date: 20050803

    Ref country code: FI

    Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

    Effective date: 20050803

    REG Reference to a national code

    Ref country code: GB

    Ref legal event code: FG4D

    Free format text: NOT ENGLISH

    REG Reference to a national code

    Ref country code: CH

    Ref legal event code: EP

    REG Reference to a national code

    Ref country code: IE

    Ref legal event code: FG4D

    Free format text: LANGUAGE OF EP DOCUMENT: FRENCH

    REF Corresponds to:

    Ref document number: 60205297

    Country of ref document: DE

    Date of ref document: 20050908

    Kind code of ref document: P

    GBT Gb: translation of ep patent filed (gb section 77(6)(a)/1977)

    Effective date: 20050926

    PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

    Ref country code: SE

    Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

    Effective date: 20051103

    Ref country code: GR

    Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

    Effective date: 20051103

    Ref country code: DK

    Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

    Effective date: 20051103

    PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

    Ref country code: ES

    Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

    Effective date: 20051114

    PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

    Ref country code: PT

    Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

    Effective date: 20060103

    PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

    Ref country code: CH

    Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

    Effective date: 20060131

    Ref country code: LU

    Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

    Effective date: 20060131

    Ref country code: MC

    Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

    Effective date: 20060131

    Ref country code: BE

    Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

    Effective date: 20060131

    Ref country code: LI

    Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

    Effective date: 20060131

    NLV1 Nl: lapsed or annulled due to failure to fulfill the requirements of art. 29p and 29m of the patents act
    REG Reference to a national code

    Ref country code: IE

    Ref legal event code: FD4D

    PLBE No opposition filed within time limit

    Free format text: ORIGINAL CODE: 0009261

    STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

    Free format text: STATUS: NO OPPOSITION FILED WITHIN TIME LIMIT

    26N No opposition filed

    Effective date: 20060504

    REG Reference to a national code

    Ref country code: CH

    Ref legal event code: PL

    BERE Be: lapsed

    Owner name: THALES

    Effective date: 20060131

    PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

    Ref country code: CY

    Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

    Effective date: 20050803

    REG Reference to a national code

    Ref country code: FR

    Ref legal event code: PLFP

    Year of fee payment: 15

    REG Reference to a national code

    Ref country code: FR

    Ref legal event code: PLFP

    Year of fee payment: 16

    REG Reference to a national code

    Ref country code: FR

    Ref legal event code: PLFP

    Year of fee payment: 17

    PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

    Ref country code: DE

    Payment date: 20171228

    Year of fee payment: 17

    PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

    Ref country code: IT

    Payment date: 20180122

    Year of fee payment: 17

    REG Reference to a national code

    Ref country code: DE

    Ref legal event code: R119

    Ref document number: 60205297

    Country of ref document: DE

    PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

    Ref country code: DE

    Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

    Effective date: 20190801

    PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

    Ref country code: IT

    Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

    Effective date: 20190110

    PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

    Ref country code: FR

    Payment date: 20201222

    Year of fee payment: 20

    Ref country code: GB

    Payment date: 20201230

    Year of fee payment: 20

    REG Reference to a national code

    Ref country code: GB

    Ref legal event code: PE20

    Expiry date: 20220109

    PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

    Ref country code: GB

    Free format text: LAPSE BECAUSE OF EXPIRATION OF PROTECTION

    Effective date: 20220109