CA2367278C - Procede et dispositif de generation d'un signal aleatoire a histogramme et spectre controles - Google Patents
Procede et dispositif de generation d'un signal aleatoire a histogramme et spectre controles Download PDFInfo
- Publication number
- CA2367278C CA2367278C CA2367278A CA2367278A CA2367278C CA 2367278 C CA2367278 C CA 2367278C CA 2367278 A CA2367278 A CA 2367278A CA 2367278 A CA2367278 A CA 2367278A CA 2367278 C CA2367278 C CA 2367278C
- Authority
- CA
- Canada
- Prior art keywords
- signal
- histogram
- cndot
- filtering
- random
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 32
- 230000008569 process Effects 0.000 title claims description 11
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 title description 22
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims abstract description 17
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 claims abstract description 15
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 11
- 238000012886 linear function Methods 0.000 claims abstract description 10
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims abstract description 9
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims abstract description 4
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 5
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 4
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 3
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 3
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 241000238876 Acari Species 0.000 description 1
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 238000005265 energy consumption Methods 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000001788 irregular Effects 0.000 description 1
- 230000003278 mimic effect Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
- G06J—HYBRID COMPUTING ARRANGEMENTS
- G06J1/00—Hybrid computing arrangements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Evolutionary Computation (AREA)
- Fuzzy Systems (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Software Systems (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
Procédé et dispositif de génération d'un signal aléatoire comportant: .cndot. une première étape (a) de génération d'un signal pseudo-aléatoire, .cndot. une deuxième étape (b) de filtrage (F1) du signal issu de l'étape (a) pour obtenir un signal x(t) ayant une enveloppe spectrale prédéterminée H(f), .cndot. une troisième étape (c) où une fonction non-linéaire g est appliquée au signal x(t) de façon à former un signal y(t) et pour créer des remontées ou overshoots sur les bords de l'histogramme du signal y(t), .cndot. une quatrième étape (d) de filtrage (F2) permettant de lisser les remontées ou overshoots de l'histogramme du signal y(t), de compenser l'effet de la non-linéarité et d'effectuer un complément de filtrage à (F1). Application dans un système de conversion analogique-numérique ou numérique-analogique
Description
Procédé et dispositif de génération d'un signal aléatoir~ à histogramme et spectre contr8lés La présente invention concerne un procédé et un dispositif de génération d'un signal aléatoire. L'invention s'applique notamment au domaine de la conversion numérique-analogique et au domaine de la conversion analogique-numérique utilisant un tel système aléatoire.
Elle s'applique par exemple dans le domaine des techniques radar ou dans celui de l'instrumentation ou encore dans le domaine des communications.
Les dispositifs de conversion, qu'ils soient numérique-analogique ou analogique-numérique sont très largement utilisés dans de nombreux systèmes et leurs performances constituent généralement un point critique de ces damiers, comme l'illustre la synthèse numérique directe.
La synthèse numérique directe est une technique de synthèse de fréquence qui consiste à élaborer en valeurs numériques les échantillons ~5 d'un signal que l'on veut générer et à convertir ces échantillons en signaux analogiques grâce à un convertisseur numérique-analogique. Les synthétiseurs de signaux obtenus par cette technique sont très attractifs en ce qui concerne leur volume, leur poids et leur consommation d'énergie, car ils peuvent bénéficier d'une intégration importante. Leurs autres avantages 2o sont notamment une très grande résolution et des temps de commutation très faibles d'une fréquence à l'autre. Cependant, le passage d'un signal utile dans le convertisseur numérique-analogique s'accompagne de la création de signaux parasites qui sont dus aux non-linéarités de ces convertisseurs. Ces non-linéarités désignent le fait que les marches d'escalier de la fonction de 25 transfert du convertisseur numérique-analogique ne sont pas d'égales hauteurs et que la transition entre marches produit des phénomènes irréguliers.
Le même problème se retrouve dans des applications à base de convertisseurs analogique-numérique où le passage des signaux dans ces 30 convertisseurs s'accompagne ici aussi de la création de signaux parasites dus aux non-linéarités.
II est connu de l'art antérieur d'ajouter un signai aléatoire au signal utile, avant le passage dans le convertisseur, afin de diminuer le niveau des signaux parasites en réduisant l'effet des non-ünéarités du convertisseur
Elle s'applique par exemple dans le domaine des techniques radar ou dans celui de l'instrumentation ou encore dans le domaine des communications.
Les dispositifs de conversion, qu'ils soient numérique-analogique ou analogique-numérique sont très largement utilisés dans de nombreux systèmes et leurs performances constituent généralement un point critique de ces damiers, comme l'illustre la synthèse numérique directe.
La synthèse numérique directe est une technique de synthèse de fréquence qui consiste à élaborer en valeurs numériques les échantillons ~5 d'un signal que l'on veut générer et à convertir ces échantillons en signaux analogiques grâce à un convertisseur numérique-analogique. Les synthétiseurs de signaux obtenus par cette technique sont très attractifs en ce qui concerne leur volume, leur poids et leur consommation d'énergie, car ils peuvent bénéficier d'une intégration importante. Leurs autres avantages 2o sont notamment une très grande résolution et des temps de commutation très faibles d'une fréquence à l'autre. Cependant, le passage d'un signal utile dans le convertisseur numérique-analogique s'accompagne de la création de signaux parasites qui sont dus aux non-linéarités de ces convertisseurs. Ces non-linéarités désignent le fait que les marches d'escalier de la fonction de 25 transfert du convertisseur numérique-analogique ne sont pas d'égales hauteurs et que la transition entre marches produit des phénomènes irréguliers.
Le même problème se retrouve dans des applications à base de convertisseurs analogique-numérique où le passage des signaux dans ces 30 convertisseurs s'accompagne ici aussi de la création de signaux parasites dus aux non-linéarités.
II est connu de l'art antérieur d'ajouter un signai aléatoire au signal utile, avant le passage dans le convertisseur, afin de diminuer le niveau des signaux parasites en réduisant l'effet des non-ünéarités du convertisseur
2 évoquées précédemment. Ce signal aléatoire est désigné communément par le terme anglo-saxon « dither ». Le signal utile est généralement à bande limitée et la fréquence d'horloge du système, par exemple un synthétiseur numérique, est généralement supérieure à cette bande. Cela laisse un espace spectral vide pour placer le signal aléatoire.
Pour être pleinement efficace, ce signai aléatoire doit posséder certaines caractéristiques. Tout d'abord, son spectre doit être maîtrisé pour qu'il n'empiète pas dans la bande des signaux utiles. En second lieu, il apparaît que la qualité de la linéarisation des convertisseurs dépend de to l'histogramme des amplitudes temporelles du signal aléatoire. Par exemple, une loi gaussienne produit une linéarisatïon moins bonne que celle obtenue par une loi rectangulaire. II y a donc un réel avantage à pouvoir maîtriser pour le signal aléatoire à la fois le spectre et l'histogramme.
Des méthodes sont connues pour obtenir un signal aléatoire avec t5 une enveloppe spectrale donnée. Des méthodes sont aussi connues pour obtenir un signal aléatoire avec une loi de distribution des amplitudes donnée. Ces méthodes sont notamment décrites dans les ouvrages traitant du calcul des probabilités comme par exemple l'ouvrage intitulé
Simulation déterministe du hasard » de J.Maurin aux éditions Masson.
20 Le brevet FR 2 783 374 du demandeur enseigne un procédé et un dispositif de génération d'un signal aléatoire. II décrit une méthode permettant de construire un signal aléatoire où l'enveloppe spectrale et la loi de distribution des amplitudes temporelles sont imposées simultanément.
Pour cela, le procédé met en oeuvre une suite de quatre étapes ou 25 opérations de traitement du signal, la répétition d'une partie d'entre elles, notamment les étapes 3 et 4 faisant converger les paramètres du signal aléatoire vers les lois désirées. L'itération des étapes permet d'approcher progressivement la loi de distribution fixée, puis de corriger l'enveloppe spectrale.
3o Malgré toute son efficacité, cette méthode itérative n'est pas adaptée pour tous les types de calcul, notamment pour le calcul en temps réel du signal aléatoire. Elle implique l'utilisation de différentes fonctions non-linéaires pour restaurer l'histogramme visé à chaque itération.
L'idée de l'invention repose sur une nouvelle approche qui permet 35 de calculer, en temps réel, un signal aléatoire avec une enveloppe spectrale
Pour être pleinement efficace, ce signai aléatoire doit posséder certaines caractéristiques. Tout d'abord, son spectre doit être maîtrisé pour qu'il n'empiète pas dans la bande des signaux utiles. En second lieu, il apparaît que la qualité de la linéarisation des convertisseurs dépend de to l'histogramme des amplitudes temporelles du signal aléatoire. Par exemple, une loi gaussienne produit une linéarisatïon moins bonne que celle obtenue par une loi rectangulaire. II y a donc un réel avantage à pouvoir maîtriser pour le signal aléatoire à la fois le spectre et l'histogramme.
Des méthodes sont connues pour obtenir un signal aléatoire avec t5 une enveloppe spectrale donnée. Des méthodes sont aussi connues pour obtenir un signal aléatoire avec une loi de distribution des amplitudes donnée. Ces méthodes sont notamment décrites dans les ouvrages traitant du calcul des probabilités comme par exemple l'ouvrage intitulé
Simulation déterministe du hasard » de J.Maurin aux éditions Masson.
20 Le brevet FR 2 783 374 du demandeur enseigne un procédé et un dispositif de génération d'un signal aléatoire. II décrit une méthode permettant de construire un signal aléatoire où l'enveloppe spectrale et la loi de distribution des amplitudes temporelles sont imposées simultanément.
Pour cela, le procédé met en oeuvre une suite de quatre étapes ou 25 opérations de traitement du signal, la répétition d'une partie d'entre elles, notamment les étapes 3 et 4 faisant converger les paramètres du signal aléatoire vers les lois désirées. L'itération des étapes permet d'approcher progressivement la loi de distribution fixée, puis de corriger l'enveloppe spectrale.
3o Malgré toute son efficacité, cette méthode itérative n'est pas adaptée pour tous les types de calcul, notamment pour le calcul en temps réel du signal aléatoire. Elle implique l'utilisation de différentes fonctions non-linéaires pour restaurer l'histogramme visé à chaque itération.
L'idée de l'invention repose sur une nouvelle approche qui permet 35 de calculer, en temps réel, un signal aléatoire avec une enveloppe spectrale
3 prédéterminée et un histogramme des amplitudes proche d'une loi rectangulaire, c'est-à-dire équirépartie.
Dans la suite de la description on désigne sous l'expression signal utile », le signal que l'on souhaite convertir sans distorsion par un CNA ou un CAN. A cette fin, le signal aléatoire ou bruit qui est généré par le dispositif selon l'invention est additionné à ce signal utile de façon à
linéariser la caractéristique de transfert du CNA ou du CAN.
L'invention a pour objet un procédé de génération d'un signal to aléatoire. II est caractérisé en ce qu'il comporte au moins les étapes suivantes ~ une première étape (a) de génération d'un signal pseudo-aléatoire, ~ une deuxième étape (b) de filtrage (F,) du signal issu de l'étape (a) pour obtenir un signal x(t) ayant une enveloppe spectrale prédéterminée H(f), ~5 ~ une troisième étape (c) où une fonction non-linéaire g est appliquée au signal x(t) de façon à former un signal y(t) et pour créer des remontées ou overshoots sur les bords de l'histogramme du signal y(t), ~ une quatrième étape (d) de filtrage (F2) permettant de lisser les remontées ou overshoots de l'histogramme du signal y(t), de compenser 20 l'effet de la non-linéarité et d'effectuer un complément de filtrage à
(Fi).
Les remontées ou overshoots sont plus ou moins prononcés en fonction notamment de la forme de l'histogramme final.
Selon un mode de réalisation, la fonction non-linéaire est par exemple une fonction à facettes D; et le nombre des segments et le rapport 25 des pentes des différents segments sont choisis en fonction de l'histogramme issu de l'étape de filtrage F~.
Le signal pseudo-aléatoire est par exemple un bruit blanc.
L'invention a également pour objet un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé précité comportant par exemple au moins les éléments 30 suivants a) des moyens pour générer un signal pseudo-aléatoire, a b) des moyens (F,) pour filtrer le signal pseudo-aléatoire afin d'obtenir un signal x(t) ayant une enveloppe spectrale prédéterminée H(f), c) un dispositif adapté à générer une fonction non-linéaire pour former à
partir du signal x(t) présentant un histogramme de type gaussien, un signal y(t) dont l'histogramme est de type rectangulaire avec des remontées ou overshoots, d) des moyens (F2) adaptés à lisser les remontées ou overshoots de l'histogramme du signal y(t), à compenser l'effet de la non-linéarité et à
effectuer un complément de filtrage à (F,).
to Le signal généré est par exemple un bruit blanc.
L'invention a notamment les avantages suivants ~ améliorer la non linéarité des convertisseurs analogique-numérique ou numérique-analogique, t5 ~ pouvoir s'appliquer à de nombreux systèmes, ~ être économique et simple dans sa mise en oeuvre.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit, faite en regard de dessins annexés, à
titre 20 illustratif et nullement limitatifs, qui représentent ~ la figure 1, une illustration des étapes possibles du procédé selon l'invention, ~ la figure 2, un exemple détaillé d'un générateur de ces pseudo-aléatoires, 25 ~ la figure 3, un histogramme en sortie de la première étape du procédé
selon l'invention, ~ la figure 4 un spectre de bruit en sortie de générateur PRN, ~ les figures 5 et 6, respectivement un histogramme et le spectre du signal en sortie du premier filtre, 30 ~ les figures 7, 8 et 9 une fonction de non linéarité, l'histogramme et le spectre après application de la fonction de non linéarité, ~ les figures 10 et 11 un histogramme et un spectre en sortie du deuxième filtre, ~ la figure 12 un mode de réalisation possible d'un système de conversion numérique-analogique utilisant un signal aléatoire généré selon l'invention, ~ la figure 13 un exemple de système de conversion analogique-nuémrique 5 utilisant un signal aléatoire généré selon l'invention.
La figure 1 décrit un exemple possible des étapes mises en oeuvre par le procédé selon l'invention. Ce dernier est composé notamment d'une suite d'étapes ou de traitement du signal qui permet le calcul en temps réel d'un signal aléatoire avec une enveloppe spectrale prédéterminée et un histogramme des amplitudes proches d'une loi rectangulaire, c'est-à-dire équirépartie.
Le procédé selon l'invention comporte une première étape (a) dans laquelle un code pseudo-aléatoire est généré, par exemple au moyen ~5 d'un générateur, 1, PRN (abrégé en anglo-saxon de Pseudo-Random Noise).
Le générateur PRN est par exemple construit à partir d'un registre à
décalage rebouclé sur lui-même à l'aide d'un ou de plusieurs OU exclusifs.
Ce type de générateur est décrit dans de nombreux articles ou ouvrages comme par exemple dans l'ouvrage intitulé « Spread Spectrum 20 Communications » Volume 1 de Simon, Omura, Scholtz et Levitt.
Le signal pseudo-aléatoire généré est par exemple un bruit blanc.
Le générateur PRN délivre à sa sortie des mots numériques sur m bits, par exemple, dont les valeurs sont équiréparties dans l'intervalle d'amplitude [-2 m'', 2 "'''-1 ] et dont l'enveloppe spectrale est constante entre 25 la fréquence 0 et la fréquence FH/2 où FH est la fréquence d'horloge qui cadence les décalages du registre.
A titre d'exempte, la figure 2 donne le schéma synoptique d'un générateur PRN réalisé à partir d'un registre à décalage, 30, de 28 bits.
Les bits N° 3 et 28 sont combinés par un OU Exclusif, 31, dont la 3o sortie est réinjecté à l'entrée, 32, du registre pour donner un cycle de fonctionnement de longueur maximale égale à 2 28 -1 coups d'horloge. Les 28 bits du registre sont ensuite combinés par des OU Exclusifs, 33, pour B
donner naissance à un signal aléatoire sur m bits avec m = 13 bits dans l'exemple de la figure 2.
La figure 3 représente l'histogramme des amplitudes ~ du générateur PRN de la figure 2, la valeur de l'amplitude en abscisse est comprise entre -4096 et +4095, l'ordonnée correspond au taux d'apparition des différentes amplitudes. II est à noter que ce taux est sensiblement équiréparti.
La figure 4 représente un diagramme de l'amplitude spectrale, exprimée en dB, en fonction de la fréquence du signal s(t) généré par le PRN. L'enveloppe de ce signal est sensiblement constante entre 0 et F,.,/2.
L'une des fonctions des filtres F, et F2 utilisés dans la présente invention est de creuser le spectre du générateur PRN dans la bande de fréquence où sera situé le signal utile tel que défini précédemment, à savoir le signal utile que l'on souhaite convertir sans distorsion par un CNA ou un CAN.
Chaque filtre participe d'une façon différente, les caractéristiques du premier filtre F1 sont optimisées et choisies pour creuser le signal dans une limite où la non-linéarité ne détruise pas trop l'effet du filtrage et celles du deuxième filtre F2 pour recreuser le spectre du nombre de dB nécessaire en fonction de la dynamique recherchée.
Pour cela le gabarit pour chacun des filtres F, et F2 est déterminé
de façon telle que le résidu de bruit restant dans la bande utile soit compatible avec la dynamique recherchée pour le signal utile. Le terme dynamique représente dans ce contexte, le rapport entre le niveau du signal utile et le niveau maximum des signaux parasites dans une bande donnée où
se trouvent les signaux utiles. Ainsi en fonction de l'application du générateur dans un système de conversion analogique-numérique ou numérique-analogique, le spectre du signal aléatoire ne doit pas empiéter dans la bande des signaux utiles. Le choix du gabarit de filtre est par exemple fonction de la largeur de spectre du signal aléatoire, de la fréquence d'horloge du CNA ou CAN et de la dynamique recherchée pour le système.
De plus, afin d'obtenir un histogramme final proche d'une loi rectangulaire, une fonction de non-linéarité est appliquée entre les deux étapes de filtrage.
Les étapes (b), (c) et (d) permettant d'obtenir de tels résultats sont par exemple décrites ci-après.
Une deuxième étape (b) permet de filtrer la bande du bruit ou de limiter cette bande en creusant un trou dans la portion du spectre où sera placé le signal utile.
Le filtre F, est par exemple optimisé pour que ce trou soit limité à
t0 une profondeur de l'ordre de 10 à 30 dB par rapport au maximum du spectre du bruit dans une bande au moins égale à celle des signaux utiles et de préférence de 15 à 25 dB. En effet, le passage dans la non-linéarité a notamment pour conséquence de tendre à reboucher ce trou à un niveau situé généralement autour de -25 dBc par rapport au maximum du spectre ~5 du bruit.
La figure 5 montre un histogramme du signal de bruit après le filtre F~, la valeur de l'amplitude étant donnée en abscisse et le taux d'apparition indiqué en ordonnées. Cet histogramme tend vers une loi gaussienne.
La figure 6 donne le spectre du signal x(t) du bruit en sortie du 20 premier filtre F~. On note sur cet exemple un trou creusé de l'ordre de -20 dBc par rapport au maximum du bruit autour d'une fréquence voisine de 0,15 FH . La valeur de -20 dBc n'est qu'un exemple donnée à titre illustratif.
Cette valeur peut varier notamment en fonction de l'application. En fait, les caractéristiques du filtre Fi sont choisies afin que la fonction de non-linéarité
25 ne détruise pas trop l'effet de filtrage comme il a été exposé
précédemment.
Au cours d'une troisième étape (c), le procédé applique une fonction non-linéaire au signal x(t) issu du premier filtre F, de façon à
créer des remontées (terme connu sous le mot anglais overshoots) sur les bords de l'histogramme du signal obtenu en sortie de F1. On cherche à favoriser 30 les amplitudes extrêmes du signal.
La fonction non linéaire est par exemple constituée de facettes, c'est-à-dire de segments linéaires Di présentant des pentes de valeurs différentes. Le rapport des pentes des différents segments crée les remontées ou overshoots. Le nombre de segments et les valeurs des pentes des différents segments dépendent par exemple de l'histogramme obtenu en sortie du filtre F~, donc de l'application.
La figure 7 illustre un exemple d'une fonction non linéaire comportant 5 facettes, D1, D2, D3, D4 et D5, l'abscisse correspondant à la valeur instantanée du signal x(t) et l'ordonnée à la valeur instantanée du signal y(t) obtenu par application de la fonction non linéaire.
L'histogramme du signal obtenu après application de la fonction non-linéaire est représenté sur la figure 8. L'abscisse correspond à la valeur instantanée de l'amplitude du signal et l'ordonnée à son taux d'apparition.
Par rapport à l'histogramme de la figure 5, l'histogramme présente ~5 une forme de type rectangulaire plutôt que gaussienne avec des remontées ou overshoots présents sur les deux bords extrêmes du diagramme, la partie centrale correspondant plus à une forme de type rectangulaire.
Le spectre du signal y(t) obtenu après application de la fonction non-linéaire est représenté sur la figure 9. On note que le trou obtenu autour 2o des fréquences 0.25 FH a été « rebouché » à une valeur comprise entre -20 et -25 dBc.
Toute fonction non-linéaire permettant d'effectuer le passage d'une probabilité gaussienne à une loi rectangulaire avec remontées ou overshoots peut être utilisée pour effectuer la troisième étape du procédé.
25 Une quatrième étape (d) consiste à filtrer le signal y(t) de manière à réaliser la partie de filtrage qui n'a pas pu être mise en oeuvre dans F~
compte tenu par exemple des contraintes imposées par la non-linéarité.
En effet, afin d'optimiser les rôles de chacun des filtres et en tenant compte des phénomènes résultant de l'application de la non-linéarité, 30 les caractéristiques du filtre F2 sont choisies notamment pour recreuser le spectre du nombre de dB nécessaire, en fonction de la dynamique recherchée et en fonction de l'effet de rebouchage résultant de l'étape ( c) (application de la fonction non-linéaire).
De plus, cette étape permet de lisser les remontées ou overshoots de l'histogramme.
La partie spectrale supprimée par le filtre F2 représente une partie relativement faible de la puissance globale du bruit avant F2. Ainsi le passage dans le filtre F2 effectue principalement un Lissage de l'histogramme obtenu précédemment à l'étape (c). Le fait que la partie supprimée représente une partie faible en puissance est du à l'action de F~ qui a éliminé
une grande partie de la puissance de bruit dans la bande de signal utile, même si il n'a creusé le spectre par exemple qu'à -20 dB et que la non-linéarité n'a pas trop dégradé cette valeur.
La figure 10 représente l'histogramme du bruit après le filtre F2.
On constate que cet histogramme est proche d'une loi rectangulaire.
~ 5 La figure 11 montre dans un diagramme fréquence-amplitude spectrale exprimée en dB, le spectre de bruit obtenu après le filtre F2 et une courbe donnant la réponse théorique de la cascade des deux filtres lorsque l'on n'applique pas la fonction de non-linéarité. L'écart entre ces deux courbes est la contribution de la fonction non-linéaire.
2o Les filtres F, et F2 utilisés pour mettre en aeuvre l'invention sont de préférence des filtres à coefficients en puissance de 2 qui ne nécessitent pas de multiplications.
Sans sortir du cadre de l'invention, tout filtre permettant de réaliser les gabarits de filtrage F, et F2 désirés peuvent être utilisés dans le cadre de 25 l'invention.
Le filtre F~, correspondant par exemple à la courbe obtenue à la figure 5 a une fonction de transfert H~(z) exprimée par la relation suivante H, (z) =1 - (z+z'' ) +'/2 (z2 + z'2) 30 Le filtre F2 à pour réponse H2 (z) = 1,25 - (z + z'') +'/i (z2 + z 2) - 1/8 (z3 + z 3) Remarquons qu'en changeant les signes négatifs - des coefficients de H~ et de H2 en des signes positifs +, le bruit est alors spectralement situé autour de zéro avec un trou autour de F,.,/2. II est également possible d'obtenir un trou autour de F,..,/4 en faisant travailler les quatre blocs du synoptique à une horloge égale à FH/2 et en suréchantillonnant le signal avec une horloge à FH.
Sans sortir du cadre de l'invention, des trous pour d'autres fréquences du spectre peuvent être générés en utilisant d'autres fonctions de transfert que celles mentionnées ci-dessus.
to La réalisation des filtres sera de préférence réalisée dans un circuit numérique de type FPGA ( Field Programmable Gate Array ) ou EPLD
ou ASIC. Tout circuit numérique comportant les éléments connus de l'Homme du métier permettant de réaliser des filtres peut aussi être utilisé.
Les filtres sont donc des filtres de type numérique.
t5 Sans sortir du cadre de l'invention tout filtre adapté pour obtenir le gabarit de filtrage souhaité et tout dispositif de génération de codes pseudo aléatoires ou de bruits peuvent être utilisés dans la présente invention.
La figure 12 illustre l'application du procédé selon l'invention à un système de conversion numérique-analogique, contenu par exemple dans un 2o synthétiseur numérique. Dans cette application, un signal utile x(t), numérique, doit ëtre converti en grandeur analogique avec la meilleure linéarité possible, c'est-à-dire en fait avec le moins de signaux parasites possibles. Ce signal utile x(t) est donc additionné à un signal aléatoire s(t) obtenu selon le procédé selon l'invention par des moyens de génération 20 25 adaptés. Les deux signaux x(t) et s(t) sont combinés par un additionneur 21.
Ces deux signaux sont numériques. Dans un mode de réalisation préférentiel du système de conversion, le signal aléatoire s(t) possède une amplitude voisine ou supérieure à celle du signal x(t) et un histogramme et une enveloppe spectrale obtenus selon les étapes mises en oauvre dans le 30 procédé. Des moyens de troncature 22 peuvent éventuellement être utilisés avant le passage dans le convertisseur 23.
La figure 13 présente un exemple d'application du procédé selon l'invention pour un système de conversion analogique-numérique. Dans ce cas, le signal utile x(t) et le signal aléatoire s(t) sont des signaux analogiques.
Ces deux signaux sont additionnés par un additionneur analogique 30. Le s signal somme x(t)+s(t) est présent à l'entrée d'un convertisseur analogique-numérique 31 dont la sortie est par exemple codée sur N bits. Le signal aléatoire présente des caractéristiques sensiblement identiques à celles du signal décrit à la figure 12. II peut aussi être généré par des moyens sensiblement identiques à ceux décrits à la figure 12, puis être converti par un CNA de manière à obtenir un signal analogique avant de l'additionner.
Dans la suite de la description on désigne sous l'expression signal utile », le signal que l'on souhaite convertir sans distorsion par un CNA ou un CAN. A cette fin, le signal aléatoire ou bruit qui est généré par le dispositif selon l'invention est additionné à ce signal utile de façon à
linéariser la caractéristique de transfert du CNA ou du CAN.
L'invention a pour objet un procédé de génération d'un signal to aléatoire. II est caractérisé en ce qu'il comporte au moins les étapes suivantes ~ une première étape (a) de génération d'un signal pseudo-aléatoire, ~ une deuxième étape (b) de filtrage (F,) du signal issu de l'étape (a) pour obtenir un signal x(t) ayant une enveloppe spectrale prédéterminée H(f), ~5 ~ une troisième étape (c) où une fonction non-linéaire g est appliquée au signal x(t) de façon à former un signal y(t) et pour créer des remontées ou overshoots sur les bords de l'histogramme du signal y(t), ~ une quatrième étape (d) de filtrage (F2) permettant de lisser les remontées ou overshoots de l'histogramme du signal y(t), de compenser 20 l'effet de la non-linéarité et d'effectuer un complément de filtrage à
(Fi).
Les remontées ou overshoots sont plus ou moins prononcés en fonction notamment de la forme de l'histogramme final.
Selon un mode de réalisation, la fonction non-linéaire est par exemple une fonction à facettes D; et le nombre des segments et le rapport 25 des pentes des différents segments sont choisis en fonction de l'histogramme issu de l'étape de filtrage F~.
Le signal pseudo-aléatoire est par exemple un bruit blanc.
L'invention a également pour objet un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé précité comportant par exemple au moins les éléments 30 suivants a) des moyens pour générer un signal pseudo-aléatoire, a b) des moyens (F,) pour filtrer le signal pseudo-aléatoire afin d'obtenir un signal x(t) ayant une enveloppe spectrale prédéterminée H(f), c) un dispositif adapté à générer une fonction non-linéaire pour former à
partir du signal x(t) présentant un histogramme de type gaussien, un signal y(t) dont l'histogramme est de type rectangulaire avec des remontées ou overshoots, d) des moyens (F2) adaptés à lisser les remontées ou overshoots de l'histogramme du signal y(t), à compenser l'effet de la non-linéarité et à
effectuer un complément de filtrage à (F,).
to Le signal généré est par exemple un bruit blanc.
L'invention a notamment les avantages suivants ~ améliorer la non linéarité des convertisseurs analogique-numérique ou numérique-analogique, t5 ~ pouvoir s'appliquer à de nombreux systèmes, ~ être économique et simple dans sa mise en oeuvre.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit, faite en regard de dessins annexés, à
titre 20 illustratif et nullement limitatifs, qui représentent ~ la figure 1, une illustration des étapes possibles du procédé selon l'invention, ~ la figure 2, un exemple détaillé d'un générateur de ces pseudo-aléatoires, 25 ~ la figure 3, un histogramme en sortie de la première étape du procédé
selon l'invention, ~ la figure 4 un spectre de bruit en sortie de générateur PRN, ~ les figures 5 et 6, respectivement un histogramme et le spectre du signal en sortie du premier filtre, 30 ~ les figures 7, 8 et 9 une fonction de non linéarité, l'histogramme et le spectre après application de la fonction de non linéarité, ~ les figures 10 et 11 un histogramme et un spectre en sortie du deuxième filtre, ~ la figure 12 un mode de réalisation possible d'un système de conversion numérique-analogique utilisant un signal aléatoire généré selon l'invention, ~ la figure 13 un exemple de système de conversion analogique-nuémrique 5 utilisant un signal aléatoire généré selon l'invention.
La figure 1 décrit un exemple possible des étapes mises en oeuvre par le procédé selon l'invention. Ce dernier est composé notamment d'une suite d'étapes ou de traitement du signal qui permet le calcul en temps réel d'un signal aléatoire avec une enveloppe spectrale prédéterminée et un histogramme des amplitudes proches d'une loi rectangulaire, c'est-à-dire équirépartie.
Le procédé selon l'invention comporte une première étape (a) dans laquelle un code pseudo-aléatoire est généré, par exemple au moyen ~5 d'un générateur, 1, PRN (abrégé en anglo-saxon de Pseudo-Random Noise).
Le générateur PRN est par exemple construit à partir d'un registre à
décalage rebouclé sur lui-même à l'aide d'un ou de plusieurs OU exclusifs.
Ce type de générateur est décrit dans de nombreux articles ou ouvrages comme par exemple dans l'ouvrage intitulé « Spread Spectrum 20 Communications » Volume 1 de Simon, Omura, Scholtz et Levitt.
Le signal pseudo-aléatoire généré est par exemple un bruit blanc.
Le générateur PRN délivre à sa sortie des mots numériques sur m bits, par exemple, dont les valeurs sont équiréparties dans l'intervalle d'amplitude [-2 m'', 2 "'''-1 ] et dont l'enveloppe spectrale est constante entre 25 la fréquence 0 et la fréquence FH/2 où FH est la fréquence d'horloge qui cadence les décalages du registre.
A titre d'exempte, la figure 2 donne le schéma synoptique d'un générateur PRN réalisé à partir d'un registre à décalage, 30, de 28 bits.
Les bits N° 3 et 28 sont combinés par un OU Exclusif, 31, dont la 3o sortie est réinjecté à l'entrée, 32, du registre pour donner un cycle de fonctionnement de longueur maximale égale à 2 28 -1 coups d'horloge. Les 28 bits du registre sont ensuite combinés par des OU Exclusifs, 33, pour B
donner naissance à un signal aléatoire sur m bits avec m = 13 bits dans l'exemple de la figure 2.
La figure 3 représente l'histogramme des amplitudes ~ du générateur PRN de la figure 2, la valeur de l'amplitude en abscisse est comprise entre -4096 et +4095, l'ordonnée correspond au taux d'apparition des différentes amplitudes. II est à noter que ce taux est sensiblement équiréparti.
La figure 4 représente un diagramme de l'amplitude spectrale, exprimée en dB, en fonction de la fréquence du signal s(t) généré par le PRN. L'enveloppe de ce signal est sensiblement constante entre 0 et F,.,/2.
L'une des fonctions des filtres F, et F2 utilisés dans la présente invention est de creuser le spectre du générateur PRN dans la bande de fréquence où sera situé le signal utile tel que défini précédemment, à savoir le signal utile que l'on souhaite convertir sans distorsion par un CNA ou un CAN.
Chaque filtre participe d'une façon différente, les caractéristiques du premier filtre F1 sont optimisées et choisies pour creuser le signal dans une limite où la non-linéarité ne détruise pas trop l'effet du filtrage et celles du deuxième filtre F2 pour recreuser le spectre du nombre de dB nécessaire en fonction de la dynamique recherchée.
Pour cela le gabarit pour chacun des filtres F, et F2 est déterminé
de façon telle que le résidu de bruit restant dans la bande utile soit compatible avec la dynamique recherchée pour le signal utile. Le terme dynamique représente dans ce contexte, le rapport entre le niveau du signal utile et le niveau maximum des signaux parasites dans une bande donnée où
se trouvent les signaux utiles. Ainsi en fonction de l'application du générateur dans un système de conversion analogique-numérique ou numérique-analogique, le spectre du signal aléatoire ne doit pas empiéter dans la bande des signaux utiles. Le choix du gabarit de filtre est par exemple fonction de la largeur de spectre du signal aléatoire, de la fréquence d'horloge du CNA ou CAN et de la dynamique recherchée pour le système.
De plus, afin d'obtenir un histogramme final proche d'une loi rectangulaire, une fonction de non-linéarité est appliquée entre les deux étapes de filtrage.
Les étapes (b), (c) et (d) permettant d'obtenir de tels résultats sont par exemple décrites ci-après.
Une deuxième étape (b) permet de filtrer la bande du bruit ou de limiter cette bande en creusant un trou dans la portion du spectre où sera placé le signal utile.
Le filtre F, est par exemple optimisé pour que ce trou soit limité à
t0 une profondeur de l'ordre de 10 à 30 dB par rapport au maximum du spectre du bruit dans une bande au moins égale à celle des signaux utiles et de préférence de 15 à 25 dB. En effet, le passage dans la non-linéarité a notamment pour conséquence de tendre à reboucher ce trou à un niveau situé généralement autour de -25 dBc par rapport au maximum du spectre ~5 du bruit.
La figure 5 montre un histogramme du signal de bruit après le filtre F~, la valeur de l'amplitude étant donnée en abscisse et le taux d'apparition indiqué en ordonnées. Cet histogramme tend vers une loi gaussienne.
La figure 6 donne le spectre du signal x(t) du bruit en sortie du 20 premier filtre F~. On note sur cet exemple un trou creusé de l'ordre de -20 dBc par rapport au maximum du bruit autour d'une fréquence voisine de 0,15 FH . La valeur de -20 dBc n'est qu'un exemple donnée à titre illustratif.
Cette valeur peut varier notamment en fonction de l'application. En fait, les caractéristiques du filtre Fi sont choisies afin que la fonction de non-linéarité
25 ne détruise pas trop l'effet de filtrage comme il a été exposé
précédemment.
Au cours d'une troisième étape (c), le procédé applique une fonction non-linéaire au signal x(t) issu du premier filtre F, de façon à
créer des remontées (terme connu sous le mot anglais overshoots) sur les bords de l'histogramme du signal obtenu en sortie de F1. On cherche à favoriser 30 les amplitudes extrêmes du signal.
La fonction non linéaire est par exemple constituée de facettes, c'est-à-dire de segments linéaires Di présentant des pentes de valeurs différentes. Le rapport des pentes des différents segments crée les remontées ou overshoots. Le nombre de segments et les valeurs des pentes des différents segments dépendent par exemple de l'histogramme obtenu en sortie du filtre F~, donc de l'application.
La figure 7 illustre un exemple d'une fonction non linéaire comportant 5 facettes, D1, D2, D3, D4 et D5, l'abscisse correspondant à la valeur instantanée du signal x(t) et l'ordonnée à la valeur instantanée du signal y(t) obtenu par application de la fonction non linéaire.
L'histogramme du signal obtenu après application de la fonction non-linéaire est représenté sur la figure 8. L'abscisse correspond à la valeur instantanée de l'amplitude du signal et l'ordonnée à son taux d'apparition.
Par rapport à l'histogramme de la figure 5, l'histogramme présente ~5 une forme de type rectangulaire plutôt que gaussienne avec des remontées ou overshoots présents sur les deux bords extrêmes du diagramme, la partie centrale correspondant plus à une forme de type rectangulaire.
Le spectre du signal y(t) obtenu après application de la fonction non-linéaire est représenté sur la figure 9. On note que le trou obtenu autour 2o des fréquences 0.25 FH a été « rebouché » à une valeur comprise entre -20 et -25 dBc.
Toute fonction non-linéaire permettant d'effectuer le passage d'une probabilité gaussienne à une loi rectangulaire avec remontées ou overshoots peut être utilisée pour effectuer la troisième étape du procédé.
25 Une quatrième étape (d) consiste à filtrer le signal y(t) de manière à réaliser la partie de filtrage qui n'a pas pu être mise en oeuvre dans F~
compte tenu par exemple des contraintes imposées par la non-linéarité.
En effet, afin d'optimiser les rôles de chacun des filtres et en tenant compte des phénomènes résultant de l'application de la non-linéarité, 30 les caractéristiques du filtre F2 sont choisies notamment pour recreuser le spectre du nombre de dB nécessaire, en fonction de la dynamique recherchée et en fonction de l'effet de rebouchage résultant de l'étape ( c) (application de la fonction non-linéaire).
De plus, cette étape permet de lisser les remontées ou overshoots de l'histogramme.
La partie spectrale supprimée par le filtre F2 représente une partie relativement faible de la puissance globale du bruit avant F2. Ainsi le passage dans le filtre F2 effectue principalement un Lissage de l'histogramme obtenu précédemment à l'étape (c). Le fait que la partie supprimée représente une partie faible en puissance est du à l'action de F~ qui a éliminé
une grande partie de la puissance de bruit dans la bande de signal utile, même si il n'a creusé le spectre par exemple qu'à -20 dB et que la non-linéarité n'a pas trop dégradé cette valeur.
La figure 10 représente l'histogramme du bruit après le filtre F2.
On constate que cet histogramme est proche d'une loi rectangulaire.
~ 5 La figure 11 montre dans un diagramme fréquence-amplitude spectrale exprimée en dB, le spectre de bruit obtenu après le filtre F2 et une courbe donnant la réponse théorique de la cascade des deux filtres lorsque l'on n'applique pas la fonction de non-linéarité. L'écart entre ces deux courbes est la contribution de la fonction non-linéaire.
2o Les filtres F, et F2 utilisés pour mettre en aeuvre l'invention sont de préférence des filtres à coefficients en puissance de 2 qui ne nécessitent pas de multiplications.
Sans sortir du cadre de l'invention, tout filtre permettant de réaliser les gabarits de filtrage F, et F2 désirés peuvent être utilisés dans le cadre de 25 l'invention.
Le filtre F~, correspondant par exemple à la courbe obtenue à la figure 5 a une fonction de transfert H~(z) exprimée par la relation suivante H, (z) =1 - (z+z'' ) +'/2 (z2 + z'2) 30 Le filtre F2 à pour réponse H2 (z) = 1,25 - (z + z'') +'/i (z2 + z 2) - 1/8 (z3 + z 3) Remarquons qu'en changeant les signes négatifs - des coefficients de H~ et de H2 en des signes positifs +, le bruit est alors spectralement situé autour de zéro avec un trou autour de F,.,/2. II est également possible d'obtenir un trou autour de F,..,/4 en faisant travailler les quatre blocs du synoptique à une horloge égale à FH/2 et en suréchantillonnant le signal avec une horloge à FH.
Sans sortir du cadre de l'invention, des trous pour d'autres fréquences du spectre peuvent être générés en utilisant d'autres fonctions de transfert que celles mentionnées ci-dessus.
to La réalisation des filtres sera de préférence réalisée dans un circuit numérique de type FPGA ( Field Programmable Gate Array ) ou EPLD
ou ASIC. Tout circuit numérique comportant les éléments connus de l'Homme du métier permettant de réaliser des filtres peut aussi être utilisé.
Les filtres sont donc des filtres de type numérique.
t5 Sans sortir du cadre de l'invention tout filtre adapté pour obtenir le gabarit de filtrage souhaité et tout dispositif de génération de codes pseudo aléatoires ou de bruits peuvent être utilisés dans la présente invention.
La figure 12 illustre l'application du procédé selon l'invention à un système de conversion numérique-analogique, contenu par exemple dans un 2o synthétiseur numérique. Dans cette application, un signal utile x(t), numérique, doit ëtre converti en grandeur analogique avec la meilleure linéarité possible, c'est-à-dire en fait avec le moins de signaux parasites possibles. Ce signal utile x(t) est donc additionné à un signal aléatoire s(t) obtenu selon le procédé selon l'invention par des moyens de génération 20 25 adaptés. Les deux signaux x(t) et s(t) sont combinés par un additionneur 21.
Ces deux signaux sont numériques. Dans un mode de réalisation préférentiel du système de conversion, le signal aléatoire s(t) possède une amplitude voisine ou supérieure à celle du signal x(t) et un histogramme et une enveloppe spectrale obtenus selon les étapes mises en oauvre dans le 30 procédé. Des moyens de troncature 22 peuvent éventuellement être utilisés avant le passage dans le convertisseur 23.
La figure 13 présente un exemple d'application du procédé selon l'invention pour un système de conversion analogique-numérique. Dans ce cas, le signal utile x(t) et le signal aléatoire s(t) sont des signaux analogiques.
Ces deux signaux sont additionnés par un additionneur analogique 30. Le s signal somme x(t)+s(t) est présent à l'entrée d'un convertisseur analogique-numérique 31 dont la sortie est par exemple codée sur N bits. Le signal aléatoire présente des caractéristiques sensiblement identiques à celles du signal décrit à la figure 12. II peut aussi être généré par des moyens sensiblement identiques à ceux décrits à la figure 12, puis être converti par un CNA de manière à obtenir un signal analogique avant de l'additionner.
Claims (9)
1 - Procédé de génération d'un signal aléatoire caractérisé en ce qu'il comporte au moins les étapes suivantes:
.cndot. une première étape (a) de génération d'un signal pseudo-aléatoire, .cndot. une deuxième étape (b) de filtrage (F1) du signal issu de l'étape (a) pour obtenir un signal x(t) ayant une enveloppe spectrale prédéterminée H(f), .cndot. une troisième étape (c) où une fonction non-linéaire g est appliquée au signal x(t) de façon à former un signal y(t) et pour créer des remontées ou overshoots sur les bords de l'histogramme du signal y(t), .cndot. une quatrième étape (d) de filtrage (F2) permettant de lisser les remontées ou overshoots de l'histogramme du signal y(t), de compenser l'effet de la non-linéarité et d'effectuer un complément de filtrage à (F1).
.cndot. une première étape (a) de génération d'un signal pseudo-aléatoire, .cndot. une deuxième étape (b) de filtrage (F1) du signal issu de l'étape (a) pour obtenir un signal x(t) ayant une enveloppe spectrale prédéterminée H(f), .cndot. une troisième étape (c) où une fonction non-linéaire g est appliquée au signal x(t) de façon à former un signal y(t) et pour créer des remontées ou overshoots sur les bords de l'histogramme du signal y(t), .cndot. une quatrième étape (d) de filtrage (F2) permettant de lisser les remontées ou overshoots de l'histogramme du signal y(t), de compenser l'effet de la non-linéarité et d'effectuer un complément de filtrage à (F1).
2 - Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce que la fonction non-linéaire est une fonction à facettes D i et en ce que le nombre des segments D i et le rapport des pentes des différents segments sont choisis en fonction de l'histogramme issu de l'étape de filtrage F1.
3 - Procédé selon l'une des revendications 1 ou 2 caractérisé en ce que le filtre F1 génère un creux d'environ 10 à 30 dB, de préférence de 15 à 25 d8, dans une bande au moins égale à celle des signaux utiles.
4 - Procédé selon l'une des revendications 1 à 3 caractérisé en ce que l'histogramme obtenu à l'issu de l'étape (d) est sensiblement identique à une loi rectangulaire.
- Procédé selon l'une des revendications 1 à 4 caractérisé en ce que le signal pseudo-aléatoire est un bruit blanc.
- Procédé selon l'une des revendications 1 à 4 caractérisé en ce que le signal pseudo-aléatoire est un bruit blanc.
13
6 - Dispositif pour générer un signal aléatoire caractérisé en ce qu'il comporte au moins les dispositifs suivants:
.cndot. des moyens pour générer un signal pseudo-aléatoire, .cndot. des moyens (F,) pour filtrer le signal pseudo-aléatoire afin d'obtenir un signal x(t) ayant une enveloppe spectrale prédéterminée H(f), .cndot. un dispositif adapté à générer une fonction non-linéaire pour former à
partir du signal x(t) présentant un histogramme de type gaussien, un signal y(t) dont l'histogramme est de type rectangulaire avec des remontées ou overshoots, .cndot. des moyens (F2) adaptés à lisser les remontées ou overshoots de l'histogramme du signal y(t), à compenser l'effet de la non-linéarité et à
effectuer un complément de filtrage à (F1).
.cndot. des moyens pour générer un signal pseudo-aléatoire, .cndot. des moyens (F,) pour filtrer le signal pseudo-aléatoire afin d'obtenir un signal x(t) ayant une enveloppe spectrale prédéterminée H(f), .cndot. un dispositif adapté à générer une fonction non-linéaire pour former à
partir du signal x(t) présentant un histogramme de type gaussien, un signal y(t) dont l'histogramme est de type rectangulaire avec des remontées ou overshoots, .cndot. des moyens (F2) adaptés à lisser les remontées ou overshoots de l'histogramme du signal y(t), à compenser l'effet de la non-linéarité et à
effectuer un complément de filtrage à (F1).
7 - Dispositif selon la revendication 6 caractérisé en ce que le dispositif adapté à générer une fonction non-linéaire est conçu pour obtenir une fonction non-linéaire à facettes Di.
8 - Dispositif selon l'une des revendications 6 et 7 caractérisé en ce que au moins un des filtres F1 ou F2 est un filtre à coefficients en puissance de 2.
9 - Dispositif selon l'une des revendications 6 et 7 caractérisé en ce que le signal généré est un bruit blanc.
- Application du procédé selon l'une des revendications 1 à 5 ou du dispositif selon l'une des revendications 6 à 8 dans un système de conversion numérique-analogique ou dans un système de conversion analogique-numérique.
- Application du procédé selon l'une des revendications 1 à 5 ou du dispositif selon l'une des revendications 6 à 8 dans un système de conversion numérique-analogique ou dans un système de conversion analogique-numérique.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR0100541A FR2819600B1 (fr) | 2001-01-16 | 2001-01-16 | Procede et dispositif de generation d'un signal aleatoire a histogramme et spectre controles |
| FR0100541 | 2001-01-16 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CA2367278A1 CA2367278A1 (fr) | 2002-07-16 |
| CA2367278C true CA2367278C (fr) | 2011-06-28 |
Family
ID=8858872
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CA2367278A Expired - Fee Related CA2367278C (fr) | 2001-01-16 | 2002-01-14 | Procede et dispositif de generation d'un signal aleatoire a histogramme et spectre controles |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6559712B2 (fr) |
| EP (1) | EP1253512B1 (fr) |
| AT (1) | ATE301306T1 (fr) |
| CA (1) | CA2367278C (fr) |
| DE (1) | DE60205297T2 (fr) |
| FR (1) | FR2819600B1 (fr) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2860662B1 (fr) * | 2003-10-03 | 2006-02-03 | Thales Sa | Procede et dispositif de generation de bruit d'agitation conforme a histogramme predetermine, et le bruit d'agitation obtenu |
| FR2880219B1 (fr) * | 2004-12-23 | 2007-02-23 | Thales Sa | Procede et systeme de radiocommunication numerique, notamment pour les stations sol mobiles |
| CN104655840B (zh) | 2009-05-07 | 2018-03-23 | 生物梅里埃有限公司 | 用于抗微生物剂抗性测定的方法 |
| US20110191129A1 (en) * | 2010-02-04 | 2011-08-04 | Netzer Moriya | Random Number Generator Generating Random Numbers According to an Arbitrary Probability Density Function |
| US9634863B2 (en) * | 2011-11-11 | 2017-04-25 | Kollmorgen Corporation | Systems and methods for supporting two different protocols on a same physical connection |
| US9311681B2 (en) | 2012-01-24 | 2016-04-12 | Facebook, Inc. | Claiming conversations between users and non-users of a social networking system |
| US9331681B2 (en) * | 2013-11-05 | 2016-05-03 | STMicroelectronics International N.V | System and method for gaussian random noise generation |
| US10142743B2 (en) * | 2016-01-01 | 2018-11-27 | Dean Robert Gary Anderson | Parametrically formulated noise and audio systems, devices, and methods thereof |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| BR9405747A (pt) * | 1993-11-09 | 1995-12-05 | Motorola Inc | Detector de nível e processo de operar um nível de um sinal de entrada |
| FR2765419B1 (fr) | 1997-06-27 | 1999-09-17 | Thomson Csf | Dispositif de generation de signaux analogiques a partir de convertisseurs analogique-numerique, notamment pour la synthese numerique directe |
| DE59710269D1 (de) * | 1997-07-02 | 2003-07-17 | Micronas Semiconductor Holding | Filterkombination zur Abtastratenumsetzung |
| FR2780831B1 (fr) | 1998-07-03 | 2000-09-29 | Thomson Csf | Synthetiseur numerique de signaux |
| FR2783374B1 (fr) | 1998-09-11 | 2000-12-08 | Thomson Csf | Procede et dispositif de generation d'un signal aleatoire et systemes de conversion numerique-analogique utilisant un tel signal aleatoire |
| FR2794309B1 (fr) | 1999-05-28 | 2001-08-31 | Thomson Csf | Dispositif compensateur de la non-linearite d'un convertisseur analogique-numerique |
-
2001
- 2001-01-16 FR FR0100541A patent/FR2819600B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-01-10 AT AT02290060T patent/ATE301306T1/de not_active IP Right Cessation
- 2002-01-10 DE DE60205297T patent/DE60205297T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2002-01-10 EP EP02290060A patent/EP1253512B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 2002-01-11 US US10/042,199 patent/US6559712B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-01-14 CA CA2367278A patent/CA2367278C/fr not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ATE301306T1 (de) | 2005-08-15 |
| DE60205297D1 (de) | 2005-09-08 |
| EP1253512B1 (fr) | 2005-08-03 |
| DE60205297T2 (de) | 2006-03-30 |
| FR2819600A1 (fr) | 2002-07-19 |
| EP1253512A1 (fr) | 2002-10-30 |
| US6559712B2 (en) | 2003-05-06 |
| US20020095449A1 (en) | 2002-07-18 |
| CA2367278A1 (fr) | 2002-07-16 |
| FR2819600B1 (fr) | 2003-04-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP1157471B1 (fr) | Procedes et appareil de correction de convertisseurs delta-sigma d'ordre eleve | |
| EP1110135B1 (fr) | Procede et dispositif de generation d'un signal aleatoire et systemes de conversion numerique-analogique utilisant un tel signal aleatoire | |
| CA2367278C (fr) | Procede et dispositif de generation d'un signal aleatoire a histogramme et spectre controles | |
| EP0190796A1 (fr) | Système de bancs de filtres d'analyse et de synthèse d'un signal | |
| EP0887941B1 (fr) | Dispositif de génération de signaux analogiques à partir de convertisseurs analogique-numérique, notamment pour la synthèse numérique directe | |
| FR2687522A1 (fr) | Synthetiseur de frequence a nombre n fractionnaire employant plusieurs accumulateurs avec recombinaison en serie, procede de mise en óoeuvre, et radiotelephone l'utilisant. | |
| US5191331A (en) | Sigma-delta modulator for a D/A converter with pseudorandom jitter signal insertion | |
| FR2484172A1 (fr) | Procede et dispositif de generation d'une serie d'echantillons interpoles | |
| EP0969349B1 (fr) | Synthetiseur numerique de signaux | |
| FR2511214A1 (fr) | Dispositif pour accomplir une soustraction binaire d'un premier et d'un second nombre | |
| EP0011341A1 (fr) | Système de transmission utilisant la modulation différentielle par codage d'impulsions | |
| FR2707815A1 (fr) | Convertisseur analogique numérique à boucle de contre-réaction modulée. | |
| FR2696605A1 (fr) | Modulateur de signaux binaires par déplacement de fréquence. | |
| GB2544566A (en) | High order correction for pulse width modulation (PWM) digital/analog converters with reduced computation | |
| WO2018115139A2 (fr) | Dispositif de génération d'un signal numérique modulé et système de génération d'un signal analogique modulé | |
| EP4333313A1 (fr) | Systeme multivoies d'emission et/ou de reception comprenant au moins n voies de traitement paralleles et procede de decorrelation des bruits de quantification dans un tel systeme | |
| WO2020094506A1 (fr) | Interpolateur a rang eleve | |
| FR2808139A1 (fr) | Procede de filtrage a large dynamique pour filtre numerique recursif implante dans un processeur de signal dsp travaillant avec des nombres entiers | |
| FR2570854A1 (fr) | Procede et dispositif de traitement de signal | |
| EP1014637A1 (fr) | Récepteur à conversion directe pour signaux modulés en sauts de fréquence (FSK) | |
| FR2507845A1 (fr) | Dispositif logique generateur de signal periodique | |
| JPH06283972A (ja) | アッテネ−タ | |
| EP1685478A1 (fr) | Generation de bruit d'agitation conforme a un histogramme predetermine | |
| EP0623867A1 (fr) | Procédé et dispositif de génération d'un signal à fréquence commandée | |
| WO2012143654A1 (fr) | Synthétiseur de signal à synthèse numérique directe à générateur d'incréments d'amplitude variables |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EEER | Examination request | ||
| MKLA | Lapsed |
Effective date: 20200114 |