EP0662650B1 - Means for measuring short time intervals - Google Patents

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EP0662650B1
EP0662650B1 EP94117713A EP94117713A EP0662650B1 EP 0662650 B1 EP0662650 B1 EP 0662650B1 EP 94117713 A EP94117713 A EP 94117713A EP 94117713 A EP94117713 A EP 94117713A EP 0662650 B1 EP0662650 B1 EP 0662650B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
pulses
mess
input
time
recording
Prior art date
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Expired - Lifetime
Application number
EP94117713A
Other languages
German (de)
French (fr)
Other versions
EP0662650A3 (en
EP0662650A2 (en
Inventor
Roland Eusemann
Patrick Zisch
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Landis and Gyr Technology Innovation AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Landis and Gyr Technology Innovation AG filed Critical Landis and Gyr Technology Innovation AG
Publication of EP0662650A2 publication Critical patent/EP0662650A2/en
Publication of EP0662650A3 publication Critical patent/EP0662650A3/en
Application granted granted Critical
Publication of EP0662650B1 publication Critical patent/EP0662650B1/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G04—HOROLOGY
    • G04F—TIME-INTERVAL MEASURING
    • G04F10/00—Apparatus for measuring unknown time intervals by electric means

Definitions

  • the invention relates to a device and a method for measuring small time intervals according to the preamble of claim 1 and 8 and on use of the same in a flow volume meter.
  • the measurement duration and energy consumption increase with increasing length of the time interval, so that the ratio of the maximum to the minimal time intervals, i.e. the dynamics that must be limited to reasonable Get measurement times and low energy consumption.
  • the dynamics of this process is therefore limited to values below 1000.
  • these have analog Measurement method a poor long-term stability.
  • An example of such an application provides the measurement of a volume flow in a measuring tube by means of ultrasound after the Runtime difference method, which is known for example from CH-PS 604 133.
  • the flow is based on the transit time difference between two ultrasonic wave packets determined that during the transmission phase of a measurement cycle simultaneously from two in one a small distance in front of the front of the measuring tube arranged transducers for Ultrasound are emitted and the measuring tube in the opposite direction rush through, the flow of a medium in the measuring tube one Ultrasonic wave packet slows down and the other accelerates.
  • the two Ultrasound wave packets therefore hit each time with a time shift opposite and on the meanwhile for the receiving phase of the measuring cycle a transducer switched over to reception, which converts the sound waves into reception signals converts.
  • the two received signals thus have one of the flow dependent phase shift ⁇ , which can be determined by a phase detector.
  • the phase detector generates the from the two received signals for each period Ultrasonic waves a pulse, the duration or width of the phase shift ⁇ is proportional between the two received signals. With these procedures the relative errors with decreasing width of the input pulses.
  • the invention has for its object an inexpensive device for measurement of small time intervals with which the width of pulses within a Pulse packages with high resolution and high dynamics with low Energy expenditure is measurable.
  • FIG. 1 a shows the voltage U P of output pulses during the reception phase at the output of a phase detector 99 in FIG. 1 b of a flow volume counter 98 described in the above-mentioned CH-PS 604 133 as a function of time t.
  • the phase detector 99 of the flow volume counter is set up to compare the transit time of the ultrasonic waves delayed or accelerated on the way through a measuring tube 97 by the flow velocity of a medium.
  • a pulse packet delivered at the output of the phase detector 99 during a measurement phase is composed of N individual pulses, N being advantageously chosen to be 50 or more. All N individual pulses within the same pulse packet ideally have the same width from the time interval ⁇ t, since the flow speed changes only imperceptibly during a measurement phase.
  • phase detector 99 is connected via an input line 114 to a measuring circuit 100, which is also suitable, among other things, for measuring the flow velocity of the medium in a flow volume counter 98.
  • the block diagram of the measuring circuit comprises an input switch 1, a measuring oscillator 2, a start logic 3, a first gate circuit 4, a second Gate circuit 5, a summing element 6, a stop logic 7, an input pulse counter 8, a sampling pulse counter 9, a time stretcher 10 and a microprocessor 11.
  • Das Summing element 6 and the input pulse counter 8 are registration means for the Input pulses, while the measuring oscillator 2, the sampling pulse counter 9 and that Time expansion element 10 as a measuring means for the registered input pulses work together.
  • the microprocessor 11 is used to control the measurement process and Evaluation of the measurement results and is set up via control lines 101 to 104 the input switch 1, the start logic 3, the input pulse counter 8 and the Sampling pulse counter 9 connected.
  • the measuring oscillator 2 transmits calibration pulses predetermined width over a connection 105 to the input switch 1 and over a Line 106 to the second gate circuit 5.
  • the start logic 3 controls via gate control lines 107 and 108 the first gate circuit 4 and the second gate circuit 5.
  • the stop logic 7 is via a start line 109 with the start logic 3 and via a stop line 110 with the first gate circuit 4 connected, there is also an enable connection 111 to Time expansion element 10, while the stop logic 7 via a stop signal line 112 from Summing element receives 6 control commands.
  • the time expansion element 10 has a connection by means of an end signal line 113 to the second gate circuit 5.
  • the input pulses whose width ⁇ t (FIG. 1a) is to be measured, reach the Switch 1 of the measuring circuit on the input line 114.
  • the calibration pulses generated by the measuring oscillator 2 on the Connection 105 or the input pulses on input line 114 at the output of the switch 1 passed on a signal line 115.
  • the signal line 115 branches to start logic 3, to first gate circuit 4 and to stop logic 7.
  • the output of the first Gate 4 is connected to the pulse inputs of the pulse line 116 Summing element 6 and the input pulse counter 8 connected.
  • a Sum pulse line 117 provides the connection between the output of the Summing element 6 and the signal input of the timing element 10 ago.
  • the exit of the second gate circuit 5 is connected with a scanning pulse line 118 to the pulse input of the Sampling pulse counter 9 connected.
  • Inputs of the microprocessor 11 are over Counter lines 119 and 120 with the input pulse counter 8 and Scanning pulse counter 9 connected to read out the corresponding counter reading.
  • the microprocessor 11 puts the circuit in before each measurement or calibration cycle a defined initial state via reset lines, not shown here, which the Microprocessor 11 with start logic 3, first and second gate circuits 4 and 5, the summator 6, the stop logic 7, the input pulse counter 8 and the Connect the sampling pulse counter 9. After each end of a measurement cycle, the reads Microprocessor 11, the input pulse counter 8 and the sampling pulse counter 9 from and uses the counter readings to calculate the width ⁇ t of the input pulses. Within a The measuring cycle is made exclusively by the start logic 3 and the stop logic 7 controlled, which in particular handle all time-critical processes. This indicates the Advantage that the higher-level control by the microprocessor 11 is not must be time-critical.
  • the measuring circuit has two operating modes, the measuring and the calibration operation. Switching between the two operating modes takes place in electronic input switch 1 by the microprocessor 11 via the first Control line 101 is controlled. Depending on the signal level on the first control line 101 are either the input pulses in measuring mode at the output of switch 1 or the calibration pulses from the measuring oscillator 2 in the calibration mode, which are transmitted via the Signal line 115 to start logic 3, first gate circuit 4 and stop logic 7 be directed.
  • the measuring circuit deals with the input and calibration pulses completely equivalent. The following is therefore instead of the input and Calibration pulses only spoken of the input pulses on the signal line 115.
  • the start logic 3 After release by the microprocessor 11 via the second control line 102, the start logic 3 opens the first gate circuit 4 by means of a signal on the first gate control line 107 with the following rising edge of the input pulses arriving at the start logic 3 via the signal line 115, so that the input pulses also pass through pass through the first gate circuit 4 via the pulse line 116 to the input of the summing element 6 and to the input of the input pulse counter 8.
  • the summing element 6 adds up the widths ⁇ t i of the successive input pulses. As soon as the sum ⁇ t S of the widths ⁇ t i exceeds a predetermined limit, the registration interval R, the stop logic 7 is activated via the stop signal line 112.
  • the stop logic 7 waits until the input pulse currently present has ended and then closes the first gate circuit 4 with a signal on the stop line 110 and at the same time resets the start logic 3 with a signal on the start line 109 into the ready state. There are therefore no further input pulses to the summing element 6 and to the input pulse counter 8.
  • the number k mess of the summed input pulses is stored in the input pulse counter 8 and is transmitted via the first counter line 119 to the microprocessor 11 for evaluation and stored there.
  • the start logic 3 initiates the opening of the second gate circuit 5 via the second gate control line 108, and at the same time the stop logic 7 enables the time expansion element 10 via the enable line 111, the time expansion element 10 releasing the sum pulse on the sum pulse line 117 the width ⁇ t S is extended in time by the expansion factor z and sends a positive output pulse with the width z ⁇ ⁇ t S via the end signal line 113 to the second gate circuit 5.
  • the calibration pulses generated by the measuring oscillator 2 pass through the line 106 as a scanning pulse to the scanning pulse counter 9 via the scanning pulse line 118 and are summed up there until the second gate circuit 5 through the falling edge of the timing signal via the end signal line 113 10 sent output pulse is closed.
  • the number N mess stored in the scanning pulse counter 9 is read out and stored by the microprocessor 11 via the second counter line 120.
  • the pulses arriving on the pulse line 116 are first summed up in the summing element 6 and the sum pulse is then stretched in the time expansion element 10.
  • a signal for opening the second gate circuit 5 is sent to the start logic 3 via the start line 109 in synchronism with the closing of the first gate circuit 4 by the stop logic 7.
  • the stop logic 7 releases the time expansion element 10 via the enable line 111, the time expansion element 10 extending the sum pulse on the pulse line 116 of the width ⁇ t S by the expansion factor z and a positive output pulse with the width z ⁇ ⁇ t S via the End signal line 113 sends to the second gate circuit 5.
  • the calibration pulses on line 106 then pass through the second gate circuit 5 through the scanning pulse line 118 to the scanning pulse counter 9, the count of which after closing the second gate circuit 5 is the number N mess .
  • the advantage of the time expansion circuit 10 is due to the fact that it extends the width ⁇ t i of the input pulses present on the signal line 115 by an expansion factor z. Since in reality the widths ⁇ t i of the N individual input pulses of the same measurement cycle only scatter by a very small amount as a result of the "jitter" in the switching elements and this random error is averaged out by the method described, for a measurement cycle with the same widths ⁇ t is the N to calculate individual input pulses.
  • T osz is the period of the measuring oscillator 2.
  • the stop logic 7 ensures that the width ⁇ t S of the sum pulse is almost constant. This has the effect that the number N mess of the sampling pulses is almost independent of the width ⁇ t of the input pulses.
  • the Measuring time and energy consumption are not only small, but also large pulse widths ⁇ t low. This facility thus ensures a inexpensive and significant increase in dynamics compared to the known analog time measurement method and solves the problem according to the invention.
  • the minimum required number N of the input pulses in the pulse packet and the number k mess of the summed input pulses in the input pulse counter 8 are not independent of one another, since the number N determines the shortest, measurable time interval ⁇ t and its digitization error f because the number k mess is not greater than N can be.
  • the long-term constancy of the expansion factor z depends both on the temperature and changes over time due to the aging of the components. To the result resulting poor long-term stability and the temperature drift of the measuring circuit too is controlled by the microprocessor 11, a calibration as the first measurement of the measuring circuit carried out after a predetermined number of measuring cycles the input pulses on input line 114 is repeated.
  • the calibration pulses from the measuring oscillator 2 are applied to the signal line 115 via the input switch 1.
  • the microprocessor 11 calculates the expansion factor z according to equation (3) .
  • z (N cal ⁇ T osz ) / (k cal ⁇ ⁇ t osz )
  • the microprocessor 11 stores the expansion factor z or N cal and k cal for the evaluation of the subsequent measurement cycles.
  • the temperature response and the stability of the measuring circuit are only determined by the properties of the measuring oscillator 2.
  • the use of a quartz-controlled measuring oscillator 2 has the advantage that the measuring circuit is characterized by a low temperature drift and high long-term stability, as are also known from inexpensive quartz crystals.
  • the measuring circuit therefore has the particular advantage that it does not require fast counting circuits and can therefore be manufactured inexpensively.
  • FIG. 3 shows an advantageous embodiment of the invention.
  • the summing element 6 (FIG. 2) and the time expansion element 10 (FIG. 2) comprise a capacitor 12, two constant current sources, the charging source 13 and the current sink 14, two controllable switches 15 and 16 and two comparators 17 and 18 with associated reference voltage sources 19 and 20.
  • the first reference voltage source 19 has a first reference voltage U R1 and the second reference voltage source 20 has a second reference voltage U R2 .
  • To control the first controllable switch 15, its control input is connected to the output of the first comparator 17 via a switching line 121.
  • the constant current source 13 or 14 can be connected to the one pole 21 of the capacitor 12 with the voltage U via the controllable switch 15 or 16.
  • One input of the comparator 17 or 18 is connected to the pole 21, while the other input of the comparator 17 or 18 is connected to the reference voltage source 19 or 20.
  • the start logic 3 (FIG. 2) and the stop logic 7 (FIG. 2) are combined as control logic 22.
  • the microprocessor 11 is connected to the components of the measuring circuit, via the first control line 101 to the input switch 1, via the second control line 102 to the control logic 22, via the third control line 103 to the input pulse counter 8, via the fourth control line 104 with the scanning pulse counter 9.
  • the microprocessor 11 reads out the count of the input pulse counter 8 or the scanning pulse counter 9 via the first or second counter line 119 or 120.
  • the summation of the widths ⁇ t (FIG. 1a) of the input or calibration pulses on the signal line 115 and the time expansion by the expansion factor z are carried out by charging and discharging the capacitor 12 with the aid of the two constant current sources, a charging current source 13 and a current sink 14 Voltage U across the capacitor 12 is monitored by the two comparators 17 and 18. Between the measurements, the comparator 17 in conjunction with the charging current source 13 and the switch 15 ensures that the voltage U at the pole 21 is approximately equal to the first reference voltage U R1 of the reference voltage source 19. As soon as the voltage U falls below the reference voltage U R1 , the output of the comparator 17 and thus the level on the switching line 121 go to logic "high".
  • the registration interval R is defined as the difference between the two reference voltages U R1 and U R2 .
  • the circuit can also be designed such that the input pulses charge the capacitor 12 via the second controllable switch 16 and the capacitor 12 is discharged via the first controllable switch 15.
  • the control logic 22 blocks by outputting a "low” level on the first gate control line 107, the AND gate used as the first gate circuit 4.
  • the control logic 22 waits until the next positive edge of the input pulses on signal line 115 until set by them the level of the first gate control line 107 to logic "high” the measuring operation enables.
  • the input pulses on the input line 114, or in the calibration mode The calibration pulses of the measuring oscillator 2 (FIG. 2) arrive via the connection 105 via the input switch 1 through the first gate circuit 4 as pulses the pulse line 116 to the input pulse counter 8 and to the control input of the second controllable switch 16.
  • the switchover between measurement and calibration is carried out by the microprocessor 11, which sends a control signal to the control input of the input switch 1 via the first control line 101.
  • the pulses passed by the first gate circuit 4 control the switch 16. Whenever a pulse is present on the pulse line 116 ("high" level), the switch 16 is closed, so that the capacitor 12 via the current sink 14 with a predetermined current I E is being discharged. The switch 16 is open between the successive pulses, so that the capacitor 12 is not discharged during the pulse pauses.
  • the charging current I L is three orders of magnitude smaller than the discharging current I E.
  • FIG. 4 shows the course of the voltage U P of the input pulses on the signal line 115 (FIG. 3) at the top and the course of the voltage U at the pole 21 (FIG. 3) as a function of the time t below.
  • the output of the second comparator 18 goes to logic "low” and sets the control logic 22 connected to the output of the second comparator 18 via a line 122 Standby.
  • the control logic 22 advantageously waits until the falling edge of the input pulse currently present appears, and then blocks the AND gate of the first gate circuit 4 by outputting a "low” level on the first gate control line 107.
  • the control logic 22 thus ensures that this last input pulse with the entire width ⁇ t (FIG. 1a) is also measured. No further pulses now reach the switching input of the second controllable switch 16 via the pulse line 116.
  • the number k mess or k cal of the summed input pulses is stored in the input pulse counter 8 and is read out and further processed by the microprocessor 11 after the end of the measurement.
  • the capacitor 12 After blocking the first gate circuit 4, the capacitor 12 is charged by the charging current source 13 with the charging current I L. As soon as the voltage U at the pole 21 again exceeds the first reference voltage U R1 , the output of the first comparator 17 goes to logic "low". As a result, the second gate control 5 is blocked via the second gate control line 108 for the calibration pulses of the measuring oscillator 2 (FIG. 2) arriving on the line 106 and the summation of the sampling pulses in the sampling pulse counter 9 ends.
  • Equation (7) is thus identical to equation (1) given above.
  • the microprocessor 11 uses the calibration results, the expansion factor z or N cal and k cal , the microprocessor 11 then calculates the width ⁇ t of the input pulses according to equation (4).
  • the measuring circuit When dimensioning the measuring circuit, it is advantageously taken into account that the charging of the capacitor 12 during the pauses of the length ⁇ T S - ⁇ t ⁇ (FIG. 1a) between the input pulses is very much smaller than the discharge during the time ⁇ t. In this case, the time ⁇ t mess is almost independent of the width ⁇ t and the period T S of the input pulses. In particular, the lengths (T - ⁇ t) of the pauses can therefore vary from pulse to pulse and do not have to be constant as shown in FIGS. 1 and 4. In this case too, the measuring circuit always determines the correct width ⁇ t of the input pulses. If the widths ⁇ t differ from pulse to pulse, the measuring circuit determines the correct mean value from the N widths ⁇ t.
  • the first controllable switch 15 remains closed for the entire measurement period .DELTA.t mess , so that disturbances in the measurement process by switching the charging current source 13 on and off are avoided.
  • FIG. 3 there are several electronic components, such as, for example, the Gate circuits 4 and 5, counters 8 and 9, comparators 17 and 18, the Control logic 22, etc., to clarify the description outside the Microprocessor 11 and connected to it via lines have been drawn. With At least some of the functions of these components from the microprocessor 11 are advantageous noticeable, which noticeably reduces the cost of the measuring circuit.
  • the pulse packet (FIG. 1a) contains information coded in the time interval ⁇ t, the width of the pulses, for example the flow velocity of the medium in the flow volume counter of CH-PS 604 133.
  • the measuring circuit also processes pulses with the widths ⁇ t i from a constant pulse stream, since the first gate circuit 4 (FIG. 2) determines the number N mess .

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung und ein Verfahren zur Messung von kleinen Zeitintervallen gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruch 1 und 8 sowie auf eine Verwendung derselben in einem Durchflussvolumenmessgerät.The invention relates to a device and a method for measuring small time intervals according to the preamble of claim 1 and 8 and on use of the same in a flow volume meter.

Für die Messung von Zeitintervallen im Nanosekunden-Bereich sind eine Reihe von digitalen und analogen elektronischen Messverfahren bekannt. Die digitalen Verfahren zeichnen sich durch eine nahezu unbegrenzte Dynamik aus, d.h. das Verhältnis von grössten zum kleinsten messbaren Zeitintervall. Allerdings ist die Auflösung dieser Verfahren vergleichsweise gering. Beim einfachen digitalen Zählverfahren ist die Auflösung durch die maximale Taktfrequenz der Zähler begrenzt, die bei modernen Zählern etwa 1GHz beträgt. Dementsprechend ist die Auflösung des einfachen digitalen Zählverfahrens auf Werte größer etwa 1 ns beschränkt. P. Young beschreibt in "1 nanosecond time interval counter"; Instruments & Control Systems 38 (1965), p. 105, wie durch den Einsatz von digitalen Interpolationsverfahren eine höhere Auflösung erreicht werden kann, indem anstelle schneller Zählschaltungen schnelle Koinzidenzschaltungen verwendet werden, die sich einfacher und kostengünstiger realisieren lassen.There are a number of for measuring time intervals in the nanosecond range known digital and analog electronic measurement methods. The digital process are characterized by almost unlimited dynamics, i.e. the ratio of largest at the smallest measurable time interval. However, the resolution is this The process is comparatively low. With the simple digital counting method, this is Resolution is limited by the maximum clock frequency of the counter, which in modern Counters is about 1GHz. Accordingly, the resolution of the simple digital Counting method limited to values greater than approximately 1 ns. P. Young describes in "1 nanosecond time interval counter "; Instruments & Control Systems 38 (1965), p. 105, as achieved a higher resolution through the use of digital interpolation methods can be achieved by using fast coincidence circuits instead of fast counter circuits can be used, which can be realized more easily and cost-effectively.

Wesentlich höhere Auflösungen ergeben sich durch den Einsatz analoger Interpolationsverfahren, wobei eine Reduktion der Digitalisierungsfehler um 3 bis 4 Größenordnungen möglich ist. Beispielsweise beinhalten solche Verfahren eine Impulsdauervervielfachung, wie sie G. Kramer in "Ein hochauflösender elektronischer Zeitmesser"; Nachrichtentechnische Zeitschrift 23 (1970) Heft 9, p. 433, beschreibt, oder eine Zeit-Amplituden-Wandlung, die z.B. aus der Dissertation von J. W. Klein "Elektronische Zeitmessung im Nanosekunden- und Subnanosekunden-Gebiet", TH Aachen (1971) bekannt ist. Zeitliche Auflösungen bis hinab zu etwa 5ps sind mit diesen Verfahren ohne Verwendung der teuren schnellen Zählschaltungen erreichbar. Allerdings nehmen die Messdauer und der Energieverbrauch mit zunehmender Länge des Zeitintervalls zu, so dass bei diesen Verfahren das Verhältnis der maximalen zu den minimalen Zeitintervallen, d.h. die Dynamik, beschränkt werden muss, um vernünftige Messzeiten und geringen Energieverbrauch zu erhalten. Die Dynamik dieser Verfahren ist daher auf Werte unter 1000 beschränkt. Darüber hinaus weisen diese analogen Messverfahren eine schlechte Langzeitstabilität auf.Substantially higher resolutions result from the use of analog Interpolation method, whereby the digitization errors are reduced by 3 to 4 Orders of magnitude is possible. Such methods include, for example Pulse duration multiplication, as described by G. Kramer in "A high resolution electronic Zeitmesser "; Nachrichtenentechnische Zeitschrift 23 (1970) Issue 9, p. 433, describes, or a time-amplitude conversion, e.g. from the dissertation by J. W. Klein "Electronic time measurement in the nanosecond and subnanosecond range", TH Aachen (1971) is known. Temporal resolutions down to about 5ps are with these Method achievable without using the expensive fast counter circuits. However, the measurement duration and energy consumption increase with increasing length of the time interval, so that the ratio of the maximum to the minimal time intervals, i.e. the dynamics that must be limited to reasonable Get measurement times and low energy consumption. The dynamics of this process is therefore limited to values below 1000. In addition, these have analog Measurement method a poor long-term stability.

In vielen Anwendungen ist es nötig Zeitintervalle im Nanosekundengebiet mit hoher Auflösung und grosser Dynamik zu messen. Ein Beispiel einer solchen Anwendung stellt die Messung eines Volumenstroms in einem Messrohr mittels Ultraschall nach dem Laufzeitdifferenzverfahren dar, das beispielsweise aus der CH-PS 604 133 bekannt ist. Der Durchfluss wird anhand der Laufzeitdifferenz zweier Ultraschallwellenpakete ermittelt, die während der Sendephase eines Messzyklus gleichzeitig von zwei in einem kleinen Abstand vor den Stirnseiten des Messrohrs angeordneten Messwandlern für Ultraschall abgestrahlt werden und das Messrohr in entgegengesetzter Richtung durcheilen, wobei die Strömung eines Mediums im Messrohr das eine Ultraschallwellenpaket verlangsamt und das andere beschleunigt. Die beiden Ultraschallwellenpakete treffen daher mit einer zeitlichen Verschiebung beim jeweils gegenüberliegenden und auf dem inzwischen für die Empfangsphase des Messzyklus auf Empfang umgeschalteten Messwandler ein, der die Schallwellen in Empfangssignale umwandelt. Die beiden Empfangssignale weisen somit eine von der Strömung abhängige Phasenverschiebung ϕ auf, die von einem Phasendetektor feststellbar ist. Der Phasendetektor erzeugt aus den beiden Empfangssignalen für jede Periode der Ultraschallwellen einen Impuls, dessen Dauer bzw. Breite der Phasenverschiebung ϕ zwischen den beiden Empfangssignalen proportional ist. Bei diesen Verfahren nimmt der relative Fehler mit abnehmender Breite der Eingangsimpulse zu.In many applications, it is necessary to have time intervals in the nanosecond range with high Measure resolution and great dynamics. An example of such an application provides the measurement of a volume flow in a measuring tube by means of ultrasound after the Runtime difference method, which is known for example from CH-PS 604 133. The flow is based on the transit time difference between two ultrasonic wave packets determined that during the transmission phase of a measurement cycle simultaneously from two in one a small distance in front of the front of the measuring tube arranged transducers for Ultrasound are emitted and the measuring tube in the opposite direction rush through, the flow of a medium in the measuring tube one Ultrasonic wave packet slows down and the other accelerates. The two Ultrasound wave packets therefore hit each time with a time shift opposite and on the meanwhile for the receiving phase of the measuring cycle a transducer switched over to reception, which converts the sound waves into reception signals converts. The two received signals thus have one of the flow dependent phase shift ϕ, which can be determined by a phase detector. The phase detector generates the from the two received signals for each period Ultrasonic waves a pulse, the duration or width of the phase shift ϕ is proportional between the two received signals. With these procedures the relative errors with decreasing width of the input pulses.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine kostengünstige Einrichtung zur Messung von kleinen Zeitintervallen zu schaffen, mit der die Breite von Impulsen innerhalb eines Impulspaketes mit hoher Auflösung und einer grossen Dynamik mit geringem Energieaufwand messbar ist.The invention has for its object an inexpensive device for measurement of small time intervals with which the width of pulses within a Pulse packages with high resolution and high dynamics with low Energy expenditure is measurable.

Die Lösung der Aufgabe gelingt durch die Merkmale der Patentansprüche 1 und 5. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.The task is solved by the characteristics of Claims 1 and 5. Advantageous embodiments of the invention are defined in the dependent claims.

Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Figur 1a
ein Impulspaket,
Figur 1b
eine Anwendung einer Messschaltung,
Figur 2
die Messschaltung,
Figur 3
eine praktische Ausführung der Messschaltung und
Figur 4
ein Spannungs-Zeitdiagramm.
Exemplary embodiments of the invention are explained in more detail below with reference to the drawings. Show it:
Figure 1a
an impulse package,
Figure 1b
an application of a measuring circuit,
Figure 2
the measuring circuit,
Figure 3
a practical execution of the measuring circuit and
Figure 4
a voltage-time diagram.

Die Figur 1a zeigt die Spannung UP von Ausgangsimpulsen während der Empfangsphase am Ausgang eines Phasendetektors 99 in der Figur 1b eines in der eingangs erwähnten CH-PS 604 133 beschriebenen Durchflussvolumenzählers 98 in Funktion der Zeit t. Der Phasendetektor 99 des Durchflussvolumenzählers ist zum Vergleichen der Laufzeit der auf dem Weg durch ein Messrohr 97 von der Strömungsgeschwindigkeit eines Mediums verzögerten bzw. beschleunigten Ultraschallwellen eingerichtet. Ein während einer Messphase am Ausgang des Phasendetektors 99 abgegebenes Impulspaket setzt sich aus N Einzelimpulsen zusammen, wobei N mit Vorteil zu 50 oder mehr zu wählen ist. Alle N Einzelimpulse innerhalb des gleichen Impulspakets weisen ideal eine gleiche Breite vom Zeitintervall Δt auf, da sich während einer Messphase die Strömungsgeschwindigkeit nur unmerklich ändert. Sie ist gleich der Laufzeitdifferenz zwischen den auf dem Weg durch das Messrohr 97 von der Strömung eines Mediums verzögerten bzw. beschleunigten Ultraschallwellen. Die Ausgangsimpulse folgen sich im Abstand TS, der gleich der Periodendauer der Ultraschallwellen ist. Der Ausgang des Phasendetektors 99 ist über eine Eingangsleitung 114 mit einer Messschaltung 100 verbunden, die sich unter anderem auch zur Messung der Strömungsgeschwindigkeit des Mediums in einem Durchflussvolumenzähler 98 eignet.FIG. 1 a shows the voltage U P of output pulses during the reception phase at the output of a phase detector 99 in FIG. 1 b of a flow volume counter 98 described in the above-mentioned CH-PS 604 133 as a function of time t. The phase detector 99 of the flow volume counter is set up to compare the transit time of the ultrasonic waves delayed or accelerated on the way through a measuring tube 97 by the flow velocity of a medium. A pulse packet delivered at the output of the phase detector 99 during a measurement phase is composed of N individual pulses, N being advantageously chosen to be 50 or more. All N individual pulses within the same pulse packet ideally have the same width from the time interval Δt, since the flow speed changes only imperceptibly during a measurement phase. It is equal to the transit time difference between the ultrasonic waves delayed or accelerated by the flow of a medium on the way through the measuring tube 97. The output pulses follow one another at a distance T S , which is equal to the period of the ultrasonic waves. The output of phase detector 99 is connected via an input line 114 to a measuring circuit 100, which is also suitable, among other things, for measuring the flow velocity of the medium in a flow volume counter 98.

In der Figur 2 umfasst das Blockschaltbild der Messschaltung einen Eingangsschalter 1, einen Messoszillator 2, eine Startlogik 3, eine erste Torschaltung 4, eine zweite Torschaltung 5, ein Summierglied 6, eine Stoplogik 7, einen Eingangsimpulszähler 8, einen Abtastimpulszähler 9, ein Zeitdehnglied 10 und einen Mikroprozessor 11. Das Summierglied 6 und der Eingangsimpulszähler 8 sind Registriermittel für die Eingangsimpulse, während der Messoszillator 2, der Abtastimpulszähler 9 und das Zeitdehnglied 10 als Messmittel für die registrierten Eingangsimpulse zusammenarbeiten. Der Mikroprozessor 11 ist zum Steuern des Messvorgangs und zum Auswerten der Messergebnisse eingerichtet und ist über Steuerleitungen 101 bis 104 mit dem Eingangsschalter 1, der Startlogik 3, dem Eingangsimpulszähler 8 und dem Abtastimpulszähler 9 verbunden. Der Messoszillator 2 übermittelt Kalibrierimpulse vorbestimmter Breite über eine Verbindung 105 zum Eingangsschalter 1 und über eine Leitung 106 zur zweiten Torschaltung 5. Die Startlogik 3 steuert über Torsteuerleitungen 107 und 108 die erste Torschaltung 4 und die zweite Torschaltung 5. Die Stoplogik 7 ist über eine Startleitung 109 mit der Startlogik 3 und über eine Stopleitung 110 mit der ersten Torschaltung 4 verbunden, ferner besteht eine Freigabeverbindung 111 zum Zeitdehnglied 10, während die Stoplogik 7 über eine Stopsignalleitung 112 vom Summierglied 6 Steuerbefehle erhält. Das Zeitdehnglied 10 besitzt eine Verbindung mittels einer Endsignalleitung 113 zur zweiten Torschaltung 5.In FIG. 2, the block diagram of the measuring circuit comprises an input switch 1, a measuring oscillator 2, a start logic 3, a first gate circuit 4, a second Gate circuit 5, a summing element 6, a stop logic 7, an input pulse counter 8, a sampling pulse counter 9, a time stretcher 10 and a microprocessor 11. Das Summing element 6 and the input pulse counter 8 are registration means for the Input pulses, while the measuring oscillator 2, the sampling pulse counter 9 and that Time expansion element 10 as a measuring means for the registered input pulses work together. The microprocessor 11 is used to control the measurement process and Evaluation of the measurement results and is set up via control lines 101 to 104 the input switch 1, the start logic 3, the input pulse counter 8 and the Sampling pulse counter 9 connected. The measuring oscillator 2 transmits calibration pulses predetermined width over a connection 105 to the input switch 1 and over a Line 106 to the second gate circuit 5. The start logic 3 controls via gate control lines 107 and 108 the first gate circuit 4 and the second gate circuit 5. The stop logic 7 is via a start line 109 with the start logic 3 and via a stop line 110 with the first gate circuit 4 connected, there is also an enable connection 111 to Time expansion element 10, while the stop logic 7 via a stop signal line 112 from Summing element receives 6 control commands. The time expansion element 10 has a connection by means of an end signal line 113 to the second gate circuit 5.

Die Eingangsimpulse, deren Breite Δt (Figur 1a) gemessen werden soll, erreichen den Schalter 1 der Messschaltung auf der Eingangsleitung 114. Je nach der Stellung des Schalters 1 werden die vom Messoszillator 2 erzeugten Kalibrierimpulse auf der Verbindung 105 oder die Eingangsimpulse auf der Eingangsleitung 114 am Ausgang des Schalters 1 auf eine Signalleitung 115 geleitet. Die Signalleitung 115 verzweigt sich zur Startlogik 3, zur ersten Torschaltung 4 und zur Stoplogik 7. Der Ausgang der ersten Torschaltung 4 ist mit einer Impulsleitung 116 zu den Impulseingängen des Summierglieds 6 und des Eingangsimpulszählers 8 verbunden. Eine Summenimpulsleitung 117 stellt die Verbindung zwischen dem Ausgang des Summierglieds 6 und dem Signaleingang des Zeitglieds 10 her. Der Ausgang der zweiten Torschaltung 5 ist mit einer Abtastimpulsleitung 118 zum Impulseingang des Abtastimpulszähler 9 verbunden. Eingänge des Mikroprozessors 11 sind über Zählerleitungen 119 und 120 mit dem Eingangsimpulszähler 8 und dem Abtastimpulszähler 9 zum Auslesen des entsprechenden Zählerstands verbunden.The input pulses, whose width Δt (FIG. 1a) is to be measured, reach the Switch 1 of the measuring circuit on the input line 114. Depending on the position of the Switch 1, the calibration pulses generated by the measuring oscillator 2 on the Connection 105 or the input pulses on input line 114 at the output of the switch 1 passed on a signal line 115. The signal line 115 branches to start logic 3, to first gate circuit 4 and to stop logic 7. The output of the first Gate 4 is connected to the pulse inputs of the pulse line 116 Summing element 6 and the input pulse counter 8 connected. A Sum pulse line 117 provides the connection between the output of the Summing element 6 and the signal input of the timing element 10 ago. The exit of the second gate circuit 5 is connected with a scanning pulse line 118 to the pulse input of the Sampling pulse counter 9 connected. Inputs of the microprocessor 11 are over Counter lines 119 and 120 with the input pulse counter 8 and Scanning pulse counter 9 connected to read out the corresponding counter reading.

Der Mikroprozessor 11 versetzt die Schaltung vor jedem Mess- oder Kalibrierzyklus in einen definierten Ausgangszustand über hier nicht gezeichnete Resetleitungen, die den Mikroprozessor 11 mit der Startlogik 3, der ersten und zweiten Torschaltung 4 und 5, dem Summierglied 6, der Stoplogik 7, dem Eingangsimpulszähler 8 und dem Abtastimpulszähler 9 verbinden. Nach jedem Ende eines Messzyklus liest der Mikroprozessor 11 den Eingangsimpulszähler 8 und den Abtastimpulszähler 9 aus und berechnet anhand der Zählerstände die Breite Δt der Eingangsimpulse. Innerhalb eines Messzyklus wird der Messablauf ausschliesslich durch die Startlogik 3 und die Stoplogik 7 gesteuert, die insbesondere alle zeitkritischen Vorgänge abwickeln. Dies weist den Vorteil auf, dass die übergeordnete Steuerung durch den Mikroprozessor 11 nicht zeitkritisch sein muss.The microprocessor 11 puts the circuit in before each measurement or calibration cycle a defined initial state via reset lines, not shown here, which the Microprocessor 11 with start logic 3, first and second gate circuits 4 and 5, the summator 6, the stop logic 7, the input pulse counter 8 and the Connect the sampling pulse counter 9. After each end of a measurement cycle, the reads Microprocessor 11, the input pulse counter 8 and the sampling pulse counter 9 from and uses the counter readings to calculate the width Δt of the input pulses. Within a The measuring cycle is made exclusively by the start logic 3 and the stop logic 7 controlled, which in particular handle all time-critical processes. This indicates the Advantage that the higher-level control by the microprocessor 11 is not must be time-critical.

Als besonderer Vorteil weist die Messschaltung zwei Betriebsarten auf, den Mess-und den Kalibrierbetrieb. Die Umschaltung zwischen den beiden Betriebsarten erfolgt im elektronischen Eingangsschalter 1, der vom Mikroprozessor 11 über die erste Steuerleitung 101 gesteuert ist. Abhängig vom Signalpegel auf der ersten Steuerleitung 101 stehen am Ausgang des Schalters 1 entweder die Eingangsimpulse im Messbetrieb oder die Kalibrierimpulse vom Messoszillator 2 im Kalibrierbetrieb an, die über die Signalleitung 115 auf die Startlogik 3, die erste Torschaltung 4 und auf die Stoplogik 7 geleitet werden. Die Messschaltung behandelt die Eingangs- und die Kalibrierimpulse vollkommen gleichwertig. Im folgenden wird deshalb anstelle von den Eingangs-und Kalibrierimpulsen nur von den Eingangsimpulsen auf der Signalleitung 115 gesprochen.As a particular advantage, the measuring circuit has two operating modes, the measuring and the calibration operation. Switching between the two operating modes takes place in electronic input switch 1 by the microprocessor 11 via the first Control line 101 is controlled. Depending on the signal level on the first control line 101 are either the input pulses in measuring mode at the output of switch 1 or the calibration pulses from the measuring oscillator 2 in the calibration mode, which are transmitted via the Signal line 115 to start logic 3, first gate circuit 4 and stop logic 7 be directed. The measuring circuit deals with the input and calibration pulses completely equivalent. The following is therefore instead of the input and Calibration pulses only spoken of the input pulses on the signal line 115.

Nach Freigabe durch den Mikroprozessor 11 über die zweite Steuerleitung 102 öffnet die Startlogik 3 mit der folgenden aufsteigenden Flanke der über die Signalleitung 115 bei der Startlogik 3 ankommenden Eingangsimpulse die erste Torschaltung 4 mittels eines Signals auf der ersten Torsteuerleitung 107, so dass die Eingangsimpulse auch durch die erste Torschaltung 4 hindurch über die Impulsleitung 116 zum Eingang des Summierglieds 6 und zum Eingang des Eingangsimpulszählers 8 gelangen. Das Summierglied 6 addiert die Breiten Δti der aufeinanderfolgenden Eingangsimpulse auf. Sobald die Summe ΔtS der Breiten Δti eine vorgegebene Grenze, das Registrierintervall R, überschreitet, wird die Stoplogik 7 über die Stopsignalleitung 112 aktiviert. Die Stoplogik 7 wartet bis der gerade anliegende Eingangsimpuls beendet ist und schliesst dann die erste Torschaltung 4 mit einem Signal auf der Stopleitung 110 und setzt gleichzeitig die Startlogik 3 mit einem Signal auf der Startleitung 109 in den Bereitschaftszustand zurück. Es gelangen somit keine weiteren Eingangsimpulse mehr zum Summierglied 6 und zum Eingangsimpulszähler 8. Die Zahl kmess der summierten Eingangsimpulse ist im Eingangsimpulszähler 8 gespeichert und wird über die erste Zählerleitung 119 an den Mikroprozessor 11 zur Auswertung übermittelt und dort gespeichert.After release by the microprocessor 11 via the second control line 102, the start logic 3 opens the first gate circuit 4 by means of a signal on the first gate control line 107 with the following rising edge of the input pulses arriving at the start logic 3 via the signal line 115, so that the input pulses also pass through pass through the first gate circuit 4 via the pulse line 116 to the input of the summing element 6 and to the input of the input pulse counter 8. The summing element 6 adds up the widths Δt i of the successive input pulses. As soon as the sum Δt S of the widths Δt i exceeds a predetermined limit, the registration interval R, the stop logic 7 is activated via the stop signal line 112. The stop logic 7 waits until the input pulse currently present has ended and then closes the first gate circuit 4 with a signal on the stop line 110 and at the same time resets the start logic 3 with a signal on the start line 109 into the ready state. There are therefore no further input pulses to the summing element 6 and to the input pulse counter 8. The number k mess of the summed input pulses is stored in the input pulse counter 8 and is transmitted via the first counter line 119 to the microprocessor 11 for evaluation and stored there.

Synchron mit dem Oeffnen der ersten Torschaltung 4 veranlasst die Startlogik 3 über die zweite Torsteuerleitung 108 das Oeffnen der zweiten Torschaltung 5 und gleichzeitig gibt die Stoplogik 7 das Zeitdehnglied 10 über die Freigabeleitung 111 frei, wobei das Zeitdehnglied 10 den auf der Summenimpulsleitung 117 anliegenden Summenimpuls von der Breite ΔtS zeitlich um den Dehnfaktor z verlängert und einen positiven Ausgangsimpuls mit der Breite z·ΔtS über die Endsignalleitung 113 an die zweite Torschaltung 5 sendet. Durch die zweite Torschaltung 5 hindurch gelangen über die Leitung 106 die vom Messoszillator 2 erzeugten Kalibrierimpulse mittels der Abtastimpulsleitung 118 als Abtastimpulse auf den Abtastimpulszähler 9 und werden dort solange aufsummiert, bis die zweite Torschaltung 5 durch die abfallende Flanke des über die Endsignalleitung 113 aus dem Zeitglied 10 gesandten Ausgangsimpulses geschlossen wird. Die im Abtastimpulszähler 9 gespeicherte Zahl Nmess wird vom Mikroprozessor 11 über die zweite Zählerleitung 120 ausgelesen und gespeichert.In synchronism with the opening of the first gate circuit 4, the start logic 3 initiates the opening of the second gate circuit 5 via the second gate control line 108, and at the same time the stop logic 7 enables the time expansion element 10 via the enable line 111, the time expansion element 10 releasing the sum pulse on the sum pulse line 117 the width Δt S is extended in time by the expansion factor z and sends a positive output pulse with the width z · Δt S via the end signal line 113 to the second gate circuit 5. Through the second gate circuit 5, the calibration pulses generated by the measuring oscillator 2 pass through the line 106 as a scanning pulse to the scanning pulse counter 9 via the scanning pulse line 118 and are summed up there until the second gate circuit 5 through the falling edge of the timing signal via the end signal line 113 10 sent output pulse is closed. The number N mess stored in the scanning pulse counter 9 is read out and stored by the microprocessor 11 via the second counter line 120.

In einer anderen Ausführung werden zuerst die auf der Impulsleitung 116 eintreffenden Impulse im Summierglied 6 aufsummiert und der Summenimpuls erst anschliessend im Zeitdehnglied 10 gedehnt. Dazu wird synchron mit dem Schliessen der ersten Torschaltung 4 durch die Stoplogik 7 auch der Startlogik 3 über die Startleitung 109 ein Signal zum Oeffnen der zweiten Torschaltung 5 gesandt. Gleichzeitig gibt die Stoplogik 7 das Zeitdehnglied 10 über die Freigabeleitung 111 frei, wobei das Zeitdehnglied 10 den auf der Impulsleitung 116 anliegenden Summenimpuls von der Breite ΔtS zeitlich um den Dehnfaktor z verlängert und einen positiven Ausgangsimpuls mit der Breite z·Δ tS über die Endsignalleitung 113 an die zweite Torschaltung 5 sendet. Die Kalibrierimpulse auf der Leitung 106 gelangen danach durch die zweite Torschaltung 5 hindurch über die Abtastimpulsleitung 118 zum Abtastimpulszähler 9, dessen Zählerstand nach dem Schliessen der zweiten Torschaltung 5 die Zahl Nmess ist.In another embodiment, the pulses arriving on the pulse line 116 are first summed up in the summing element 6 and the sum pulse is then stretched in the time expansion element 10. For this purpose, a signal for opening the second gate circuit 5 is sent to the start logic 3 via the start line 109 in synchronism with the closing of the first gate circuit 4 by the stop logic 7. At the same time, the stop logic 7 releases the time expansion element 10 via the enable line 111, the time expansion element 10 extending the sum pulse on the pulse line 116 of the width Δt S by the expansion factor z and a positive output pulse with the width z · Δ t S via the End signal line 113 sends to the second gate circuit 5. The calibration pulses on line 106 then pass through the second gate circuit 5 through the scanning pulse line 118 to the scanning pulse counter 9, the count of which after closing the second gate circuit 5 is the number N mess .

Der Vorteil der Zeitdehnschaltung 10 ist dadurch begründet, dass sie die Breite Δti der auf der Signalleitung 115 anliegenden Eingangsimpulse um einen Dehnfaktor z dehnt. Da in Wirklichkeit die Breiten Δti der N einzelnen Eingangsimpulse des gleichen Messzyklus nur um einen sehr kleinen Betrag infolge des "Jitters" in den Schaltelementen streuen und dieser zufällige Fehler durch die beschriebene Methode ausgemittelt wird, ist für einen Messzyklus mit gleichen Breiten Δt der N einzelnen Eingangsimpulse zu rechnen.The advantage of the time expansion circuit 10 is due to the fact that it extends the width Δt i of the input pulses present on the signal line 115 by an expansion factor z. Since in reality the widths Δt i of the N individual input pulses of the same measurement cycle only scatter by a very small amount as a result of the "jitter" in the switching elements and this random error is averaged out by the method described, for a measurement cycle with the same widths Δt is the N to calculate individual input pulses.

Die Zahl Nmess der im Abtastimpulszähler 9 gespeicherten Abtastimpulse ist durch Nmess = z · ΔtS / Tosz = z · kmess · Δt / Tosz gegeben. Dabei ist Tosz die Periodendauer des Messoszillators 2. Wie oben beschrieben sorgt die Stoplogik 7 dafür, daß die Breite ΔtS des Summenimpulses nahezu konstant ist. Dies bewirkt, daß auch die Zahl Nmess der Abtastimpulse nahezu unabhängig von der Breite Δt der Eingangsimpulse ist. Der relative Digitalisierungsfehler f ist gemäss der Gleichung (2) nahezu unabhängig von der Breite der Eingangsimpulse, f = 1 / Nmess = Tosz / (z · kmess · Δt). The number N mess of the scanning pulses stored in the scanning pulse counter 9 is by N mess = z · Δt S / T osz = z · k mess Δt / T osz given. T osz is the period of the measuring oscillator 2. As described above, the stop logic 7 ensures that the width Δt S of the sum pulse is almost constant. This has the effect that the number N mess of the sampling pulses is almost independent of the width Δt of the input pulses. According to equation (2), the relative digitization error f is almost independent of the width of the input pulses, f = 1 / N mess = T osz / (z · k mess Δt).

Von Vorteil ist daher, dass insbesondere auch die sehr kurzen Eingangsimpulse mit der gleichen relativen Genauigkeit wie die langen Eingangsimpulse gemessen werden. Die Messdauer und der Energieverbrauch sind nicht nur bei kleinen, sondern auch bei grossen Impulsbreiten Δt gering. Diese Einrichtung gewährleistet damit eine kostengünstige und deutliche Erhöhung der Dynamik gegenüber den bekannten analogen Zeitmessverfahren und löst die erfindungsgemässe Aufgabe.It is therefore advantageous that in particular the very short input pulses with the same relative accuracy as the long input pulses are measured. The Measuring time and energy consumption are not only small, but also large pulse widths Δt low. This facility thus ensures a inexpensive and significant increase in dynamics compared to the known analog time measurement method and solves the problem according to the invention.

Die minimal notwendige Anzahl N der Eingangsimpulse im Impulspaket und die Zahl kmess der summierten Eingangsimpulse im Eingangsimpulszähler 8 sind voneinander nicht unabhängig, da die Anzahl N das kürzeste, messbare Zeitintervall Δt und dessen Digitalisierungsfehler f bestimmt, weil die Zahl kmess nicht grösser als N sein kann.The minimum required number N of the input pulses in the pulse packet and the number k mess of the summed input pulses in the input pulse counter 8 are not independent of one another, since the number N determines the shortest, measurable time interval Δt and its digitization error f because the number k mess is not greater than N can be.

Die Langzeitkonstanz des Dehnfaktors z ist sowohl von der Temperatur abhängig und ändert sich im Laufe der Zeit durch die Alterung der Bauteile. Um die daraus resultierende schlechte Langzeitstabilität und die Temperaturdrift der Messschaltung zu eliminieren wird, vom Mikroprozessor 11 gesteuert, als erste Messung eine Kalibrierung der Messschaltung durchgeführt, die nach einer vorbestimmten Anzahl Messzyklen mit den Eingangsimpulsen auf der Eingangsleitung 114 wiederholt wird.The long-term constancy of the expansion factor z depends both on the temperature and changes over time due to the aging of the components. To the result resulting poor long-term stability and the temperature drift of the measuring circuit too is controlled by the microprocessor 11, a calibration as the first measurement of the measuring circuit carried out after a predetermined number of measuring cycles the input pulses on input line 114 is repeated.

Über den Eingangsschalter 1 werden dabei die Kalibrierimpulse vom Messoszillator 2 auf die Signalleitung 115 gelegt. Mit der fest vorgegebenen Breite Δtosz der Kalibrierimpulse auf der Signalleitung 115 und den nach Beendigung des Kalibrierzyklus in den beiden Zählern 8 und 9 gespeicherten und vom Mikroprozessor 11 ausgelesenen Kalibrierzählerständen kcall und Ncal errechnet der Mikroprozessor 11 den Dehnfaktor z gemäss Gleichung (3). z = (Ncal · Tosz) / (kcal · Δtosz) The calibration pulses from the measuring oscillator 2 are applied to the signal line 115 via the input switch 1. With the fixed width Δt osz of the calibration pulses on the signal line 115 and the calibration counter readings k call and N cal stored in the two counters 8 and 9 and read out by the microprocessor 11, the microprocessor 11 calculates the expansion factor z according to equation (3) . z = (N cal · T osz ) / (k cal · Δt osz )

Der Mikroprozessor 11 speichert den Dehnfaktor z bzw. Ncal und kcal für die Auswertung der nachfolgenden Messzyklen.The microprocessor 11 stores the expansion factor z or N cal and k cal for the evaluation of the subsequent measurement cycles.

Die Breite Δt der Eingangsimpulse kann vom Mikroprozessor 11 gemäss Gleichung (4), die aus den Gleichungen (1) und (3) folgt, zu Δt = (kcal / kmess) · (Nmess / Ncal) · Δtosz berechnet werden. Wie ersichtlich, wird der Temperaturgang und die Stabilität der Messschaltung nur von den Eigenschaften des Messoszillators 2 bestimmt. Die Verwendung eines quarzgesteuerten Messoszillators 2 weist den Vorteil auf, daß sich die Messschaltung durch eine geringe Temperaturdrift und eine hohe Langzeitstabilität auszeichnet, wie sie auch von kostengünstigen Schwingquarzen bekannt sind. Durch die Dehnung der Breite Δt der Eingangsimpulse um den Dehnfaktor z, der beispielsweise grösser als z = 1000 ist, wird die für die Messschaltung geforderte Auflösung bereits mit einer vergleichsweise niedrigen Frequenz des Messoszillators 2 erreicht. Die Messschaltung weist daher den besonderen Vorteil auf, dass sie ohne schnelle Zählschaltungen auskommt und daher kostengünstig hergestellt werden kann.The width Δt of the input pulses can increase from the microprocessor 11 according to equation (4), which follows from equations (1) and (3) Δt = (k cal / k mess ) · (N mess / N cal ) · Δt osz be calculated. As can be seen, the temperature response and the stability of the measuring circuit are only determined by the properties of the measuring oscillator 2. The use of a quartz-controlled measuring oscillator 2 has the advantage that the measuring circuit is characterized by a low temperature drift and high long-term stability, as are also known from inexpensive quartz crystals. By expanding the width Δt of the input pulses by the expansion factor z, which is, for example, greater than z = 1000, the resolution required for the measuring circuit is already achieved with a comparatively low frequency of the measuring oscillator 2. The measuring circuit therefore has the particular advantage that it does not require fast counting circuits and can therefore be manufactured inexpensively.

Die Figur 3 zeigt eine vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung. Das Summierglied 6 (Figur 2) und das Zeitdehnglied 10 (Figur 2) umfassen einen Kondensator 12, zwei Konstantstromquellen, die Ladequelle 13 und die Stromsenke 14, zwei steuerbare Schalter 15 und 16 sowie zwei Komparatoren 17 und 18 mit dazugehörigen Referenzspannungsquellen 19 und 20. Die erste Referenzspannungsquelle 19 weist eine erste Referenzspannung UR1 und die zweite Referenzspannungsquelle 20 weist eine zweite Referenzspannung UR2 auf. Zur Steuerung des ersten steuerbaren Schalters 15 ist dessen Steuereingang mit dem Ausgang des ersten Komparators 17 über eine Schaltleitung 121 verbunden. Die Konstantstromquelle 13 bzw. 14 ist über den steuerbaren Schalter 15 bzw. 16 mit dem einen Pol 21 des Kondensators 12 mit der Spannung U verbindbar. Der eine Eingang des Komparators 17 bzw. 18 ist auf den Pol 21 gelegt, während der andere Eingang des Komparators 17 bzw. 18 mit der Referenzspannungsquelle 19 bzw. 20 verbunden ist. Die Startlogik 3 (Figur 2) und die Stoplogik 7 (Figur 2) ist als Steuerlogik 22 zusammengefasst. Der Mikroprozessor 11 ist wie in der Figur 2 mit den Bausteinen der Messschaltung verbunden, über die erste Steuerleitung 101 mit dem Eingangsschalter 1, über die zweite Steuerleitung 102 mit der Steuerlogik 22, über die dritte Steuerleitung 103 mit dem Eingangsimpulszähler 8, über die vierte Steuerleitung 104 mit dem Abtastimpulszähler 9. Der Zählerstand des Eingangsimpulszählers 8 bzw. des Abtastimpulszählers 9 liest der Mikroprozessor 11 über die erste bzw. zweite Zählerleitung 119 bzw. 120 aus.FIG. 3 shows an advantageous embodiment of the invention. The summing element 6 (FIG. 2) and the time expansion element 10 (FIG. 2) comprise a capacitor 12, two constant current sources, the charging source 13 and the current sink 14, two controllable switches 15 and 16 and two comparators 17 and 18 with associated reference voltage sources 19 and 20. The first reference voltage source 19 has a first reference voltage U R1 and the second reference voltage source 20 has a second reference voltage U R2 . To control the first controllable switch 15, its control input is connected to the output of the first comparator 17 via a switching line 121. The constant current source 13 or 14 can be connected to the one pole 21 of the capacitor 12 with the voltage U via the controllable switch 15 or 16. One input of the comparator 17 or 18 is connected to the pole 21, while the other input of the comparator 17 or 18 is connected to the reference voltage source 19 or 20. The start logic 3 (FIG. 2) and the stop logic 7 (FIG. 2) are combined as control logic 22. As in FIG. 2, the microprocessor 11 is connected to the components of the measuring circuit, via the first control line 101 to the input switch 1, via the second control line 102 to the control logic 22, via the third control line 103 to the input pulse counter 8, via the fourth control line 104 with the scanning pulse counter 9. The microprocessor 11 reads out the count of the input pulse counter 8 or the scanning pulse counter 9 via the first or second counter line 119 or 120.

Die Summierung der Breiten Δt (Figur 1a) der Eingangs- bzw. Kalibrierimpulse auf der Signalleitung 115 und die Zeitdehnung um den Dehnfaktor z erfolgen durch Auf-und Entladen des Kondensators 12 mit Hilfe der beiden Konstantstromquellen, einer Ladestromquelle 13 und einer Stromsenke 14. Die Spannung U über dem Kondensator 12 wird durch die beiden Komparatoren 17 und 18 überwacht. Zwischen den Messungen sorgt der Komparator 17 in Verbindung mit der Ladestromquelle 13 und dem Schalter 15 dafür, daß die Spannung U am Pol 21 ungefähr gleich der ersten Referenzspannung UR1 der Referenzspannungsquelle 19 ist. Sobald die Spannung U unter die Referenzspannung UR1 fällt, geht der Ausgang des Komparators 17 und somit der Pegel auf der Schaltleitung 121 auf logisch "High". Dadurch wird Schalter 15 geschlossen und der Kondensator 12 über die Ladestromquelle 13 nachgeladen, wobei der Abtastimpulszähler 9 über die Steuerleitung 104 vom Mikroprozessor 11 gesperrt wird. Das Registrierintervall R ist in diesem Beispiel als Differenz der beiden Referenzspannungen UR1 und UR2 festgelegt. Selbstverständlich kann die Schaltung auch so ausgeführt werden, dass die Eingangsimpulse über den zweiten steuerbaren Schalter 16 den Kondensator 12 aufladen, und der Kondensator 12 über den ersten steuerbaren Schalter 15 entladen wird.The summation of the widths Δt (FIG. 1a) of the input or calibration pulses on the signal line 115 and the time expansion by the expansion factor z are carried out by charging and discharging the capacitor 12 with the aid of the two constant current sources, a charging current source 13 and a current sink 14 Voltage U across the capacitor 12 is monitored by the two comparators 17 and 18. Between the measurements, the comparator 17 in conjunction with the charging current source 13 and the switch 15 ensures that the voltage U at the pole 21 is approximately equal to the first reference voltage U R1 of the reference voltage source 19. As soon as the voltage U falls below the reference voltage U R1 , the output of the comparator 17 and thus the level on the switching line 121 go to logic "high". This closes switch 15 and the capacitor 12 is recharged via the charging current source 13, the scanning pulse counter 9 being blocked by the microprocessor 11 via the control line 104. In this example, the registration interval R is defined as the difference between the two reference voltages U R1 and U R2 . Of course, the circuit can also be designed such that the input pulses charge the capacitor 12 via the second controllable switch 16 and the capacitor 12 is discharged via the first controllable switch 15.

Vor einer Messung sperrt die Steuerlogik 22 durch Ausgabe eines "Low"-Pegels auf der ersten Torsteuerleitung 107 das als erste Torschaltung 4 verwendete UND-Gatter. Nach Freigabe durch den Mikroprozessor 11 wartet die Steuerlogik 22 bis zur nächsten positiven Flanke der Eingangsimpulse auf der Signalleitung 115, bis sie durch Setzen des Pegels der ersten Torsteuerleitung 107 auf logisch "High" den Messbetrieb ermöglicht. Die Eingangsimpulse auf der Eingangsleitung 114, bzw. im Kalibrierbetrieb über die Verbindung 105 die Kalibrierimpulse des Messoszillators 2 (Figur 2), gelangen über den Eingangssschalter 1 durch die erste Torschaltung 4 hindurch als Impulse über die Impulsleitung 116 auf den Eingangsimpulszähler 8 und auf den Steuereingang des zweiten steuerbaren Schalters 16.Before a measurement, the control logic 22 blocks by outputting a "low" level on the first gate control line 107, the AND gate used as the first gate circuit 4. To Release by the microprocessor 11, the control logic 22 waits until the next positive edge of the input pulses on signal line 115 until set by them the level of the first gate control line 107 to logic "high" the measuring operation enables. The input pulses on the input line 114, or in the calibration mode The calibration pulses of the measuring oscillator 2 (FIG. 2) arrive via the connection 105 via the input switch 1 through the first gate circuit 4 as pulses the pulse line 116 to the input pulse counter 8 and to the control input of the second controllable switch 16.

Die Umschaltung zwischen Messung und Kalibrierung erfolgt durch den Mikroprozessor 11, der über die erste Steuerleitung 101 ein Steuersignal an den Steuereingang des Eingangsschalters 1 sendet. Die von der ersten Torschaltung 4 durchgelassenen Impulse steuern den Schalter 16. Immer dann, wenn ein Impuls auf der Impulsleitung 116 ansteht ("High"-Pegel) wird der Schalter 16 geschlossen, so dass der Kondensator 12 über die Stromsenke 14 mit einem vorbestimmten Strom IE entladen wird. Zwischen den aufeinanderfolgenden Impulsen ist der Schalter 16 geöffnet, so dass in den Impulspausen keine Entladung des Kondensators 12 erfolgt.The switchover between measurement and calibration is carried out by the microprocessor 11, which sends a control signal to the control input of the input switch 1 via the first control line 101. The pulses passed by the first gate circuit 4 control the switch 16. Whenever a pulse is present on the pulse line 116 ("high" level), the switch 16 is closed, so that the capacitor 12 via the current sink 14 with a predetermined current I E is being discharged. The switch 16 is open between the successive pulses, so that the capacitor 12 is not discharged during the pulse pauses.

Durch die Entladung sinkt die Spannung U am Kondensator 12 direkt nach dem Start der Messung unter die Referenzspannung UR1. Der Ausgang des Komparators 17 geht auf "High" und öffnet über die zweite Torsteuerleitung 108 die zweite Torschaltung 5. Als zweite Torschaltung 5 ist beispielsweise ein weiteres UND-Gatter eingesetzt, wobei die zweite Torsteuerleitung 108 auf den einen Eingang des UND-Gatters geführt ist und der andere Eingang des UND-Gatters ist über die Leitung 106 mit dem Messoszillator 2 verbunden. Dessen Kalibrierimpulse werden nun als Abtastimpulse über die Messimpulsleitung 118 auf den Abtastimpulszähler 9 geschaltet und dort aufsummiert. Gleichzeitig wird über die Schaltleitung 121 der Schalter 15 geschlossen. Der Kondensator 12 wird dadurch über die Ladestromquelle 13 mit einem Ladestrom IL aufgeladen. Das Verhältnis von Entlade- zu Ladestrom ist gleich dem zeitlichen Dehnfaktor z des Zeitdehnglieds 10, also z = IE / IL As a result of the discharge, the voltage U on the capacitor 12 drops below the reference voltage U R1 immediately after the start of the measurement. The output of the comparator 17 goes to "high" and opens the second gate circuit 5 via the second gate control line 108. Another AND gate, for example, is used as the second gate circuit 5, the second gate control line 108 leading to one input of the AND gate and the other input of the AND gate is connected to measuring oscillator 2 via line 106. Its calibration pulses are now switched as scanning pulses via the measuring pulse line 118 to the scanning pulse counter 9 and summed up there. At the same time, switch 15 is closed via switching line 121. The capacitor 12 is thereby charged with a charging current I L via the charging current source 13. The ratio of discharge to charging current is equal to the time expansion factor z of the time expansion element 10, that is z = I E / I L

Für einen Dehnfaktor z = 1000 ist somit der Ladestrom IL um drei Grössenordnungen kleiner als der Entladestrom IE.For a stretching factor z = 1000, the charging current I L is three orders of magnitude smaller than the discharging current I E.

Die Figur 4 zeigt oben den Verlauf der Spannung UP der Eingangsimpulse auf der Signalleitung 115 (Figur 3) und unten den Verlauf der Spannung U am Pol 21 (Figur 3) als Funktionen der Zeit t. Vor dem Beginn der Messung (t < tST) ist die Spannung U gleich der ersten Referenzspannung UR1. Durch die Eingangsimpulse wird der Kondensator 12 (Figur 3) mit dem Strom (IE - IL) linear entladen, da der Schalter 15 (Figur 3) wegen U < UR1 geschlossen ist. In den Impulspausen erfolgt eine lineare Aufladung des Kondensators 12 mit dem Ladestrom IL. Die Spannung U sinkt daher bei jedem Eingangsimpuls ab bis die zweite Referenzspannung UR2 bei der Zeit tB unterschritten ist. Im gezeigten Beispiel ist dies beim dritten Eingangsimpuls der Fall. Die Spannung U fällt weiter, bis bei tmin der dritte Eingangsimpuls wieder auf UP = 0 gefallen ist. Die lineare Aufladung des Kondensators 12 mit dem Ladestrom IL lässt die Spannung U wieder auf die erste Referenzspannung UR1 ansteigen, die am Ende der Zeit Δtmess erreicht ist. Der N-te Einzelimpuls kann sowohl innerhalb als ausserhalb der Zeit Δtmess eintreffen. Es muss lediglich sichergestellt sein, dass die Zahl N der Eingangsimpulse ausreicht, die Spannungsschwelle UR2 zu unterschreiten.FIG. 4 shows the course of the voltage U P of the input pulses on the signal line 115 (FIG. 3) at the top and the course of the voltage U at the pole 21 (FIG. 3) as a function of the time t below. Before the start of the measurement (t <t ST ), the voltage U is equal to the first reference voltage U R1 . The capacitor 12 (FIG. 3) is linearly discharged with the current (I E - I L ) by the input pulses, since the switch 15 (FIG. 3) is closed due to U <U R1 . In the pulse pauses, the capacitor 12 is charged linearly with the charging current I L. The voltage U therefore drops with each input pulse until the second reference voltage U R2 falls below the time t B. In the example shown, this is the case with the third input pulse. The voltage U continues to drop until the third input pulse drops again to U P = 0 at t min . The linear charging of the capacitor 12 with the charging current I L causes the voltage U to rise again to the first reference voltage U R1 , which is reached at the end of the time Δt mess . The Nth individual pulse can arrive both inside and outside the time Δt meas . It only has to be ensured that the number N of the input pulses is sufficient to fall below the voltage threshold U R2 .

Die Beschreibung folgt wieder der Figur 3. Sobald die Spannung U unter die zweite Referenzspannung UR2 sinkt, geht der Ausgang des zweiten Komparators 18 auf logisch "Low" und versetzt die über eine Leitung 122 mit dem Ausgang des zweiten Komparators 18 verbundene Steuerlogik 22 in Bereitschaft. Die Steuerlogik 22 wartet mit Vorteil, bis die abfallende Flanke des gerade anliegenden Eingangsimpulses erscheint, und sperrt dann durch Ausgabe eines "Low"-Pegels auf der ersten Torsteuerleitung 107 das UND-Gatter der ersten Torschaltung 4. Damit stellt die Steuerlogik 22 sicher, daß auch dieser letzte Eingangsimpuls mit der ganzen Breite Δt (Figur 1a) gemessen wird. Nun gelangen keine weiteren Impulse mehr über die Impulsleitung 116 auf den Schalteingang des zweiten steuerbaren Schalters 16. Die Zahl kmess bzw. kcal der summierten Eingangsimpulse ist im Eingangsimpulszähler 8 gespeichert und wird nach dem Ende der Messung vom Mikroprozessor 11 ausgelesen und weiterverarbeitet.The description follows again in FIG. 3. As soon as the voltage U drops below the second reference voltage U R2 , the output of the second comparator 18 goes to logic "low" and sets the control logic 22 connected to the output of the second comparator 18 via a line 122 Standby. The control logic 22 advantageously waits until the falling edge of the input pulse currently present appears, and then blocks the AND gate of the first gate circuit 4 by outputting a "low" level on the first gate control line 107. The control logic 22 thus ensures that this last input pulse with the entire width Δt (FIG. 1a) is also measured. No further pulses now reach the switching input of the second controllable switch 16 via the pulse line 116. The number k mess or k cal of the summed input pulses is stored in the input pulse counter 8 and is read out and further processed by the microprocessor 11 after the end of the measurement.

Nach dem Sperren der ersten Torschaltung 4 wird der Kondensator 12 durch die Ladestromquelle 13 mit dem Ladestrom IL aufgeladen. Sobald die Spannung U am Pol 21 wieder die erste Referenzspannung UR1 überschreitet geht der Ausgang des ersten Komparators 17 auf logisch "Low". Dadurch wird über die zweite Torsteuerleitung 108 die zweite Torschaltung 5 für die auf der Leitung 106 ankommenden Kalibrierimpulse des Messoszillators 2 (Figur 2) gesperrt und die Summation der Abtastimpulse im Abtastimpulszähler 9 beendet. Seit dem Start der Messung ist die Zeit Δtmess (Figur 4) verflossen, wobei Δtmess = z · kmess · Δt ist. Dementsprechend hat der Abtastimpulszähler 9 im Messbetrieb die Zahl Nmess der Abtastimpulse registriert, also Nmess = Δtmess / Tosz = z · kmess · Δt / Tosz After blocking the first gate circuit 4, the capacitor 12 is charged by the charging current source 13 with the charging current I L. As soon as the voltage U at the pole 21 again exceeds the first reference voltage U R1 , the output of the first comparator 17 goes to logic "low". As a result, the second gate control 5 is blocked via the second gate control line 108 for the calibration pulses of the measuring oscillator 2 (FIG. 2) arriving on the line 106 and the summation of the sampling pulses in the sampling pulse counter 9 ends. The time Δt mess (FIG. 4) has elapsed since the start of the measurement, whereby Δt mess = z · k mess · Δt is. Accordingly, the scanning pulse counter 9 has registered the number N mess of scanning pulses in the measuring mode, ie N mess = Δt mess / T osz = z · k mess Δt / T osz

Die Gleichung (7) ist somit identisch mit der oben angegebenen Gleichung (1). Der Mikroprozessor 11 berechnet nun unter Ausnutzung der Kalibrierergebnisse, des Dehnfaktors z bzw. Ncal und kcal, gemäss Gleichung (4) die Breite Δt der Eingangsimpulse.Equation (7) is thus identical to equation (1) given above. Using the calibration results, the expansion factor z or N cal and k cal , the microprocessor 11 then calculates the width Δt of the input pulses according to equation (4).

Mit Vorteil wird bei der Dimensionierung der Messschaltung beachtet, daß die Aufladung des Kondensators 12 in den Pausen der Länge {TS - Δt} (Figur 1a) zwischen den Eingangsimpulsen sehr viel kleiner ist als die Entladung während der Zeit Δt. In diesem Fall ist die Zeit Δtmess nahezu unabhängig von der Breite Δt und der Periodendauer TS der Eingangsimpulse. Insbesondere können deshalb die Längen (T - Δt) der Pausen von Impuls zu Impuls variieren und müssen nicht wie in den Figuren 1 und 4 gezeigt konstant sein. Die Messschaltung ermittelt auch in diesem Fall stets die korrekte Breite Δt der Eingangsimpulse. Unterscheiden sich die Breiten Δt von Impuls zu Impuls ermittelt die Messschaltung den korrekten Mittelwert aus den N Breiten Δt.When dimensioning the measuring circuit, it is advantageously taken into account that the charging of the capacitor 12 during the pauses of the length {T S - Δt} (FIG. 1a) between the input pulses is very much smaller than the discharge during the time Δt. In this case, the time Δt mess is almost independent of the width Δt and the period T S of the input pulses. In particular, the lengths (T - Δt) of the pauses can therefore vary from pulse to pulse and do not have to be constant as shown in FIGS. 1 and 4. In this case too, the measuring circuit always determines the correct width Δt of the input pulses. If the widths Δt differ from pulse to pulse, the measuring circuit determines the correct mean value from the N widths Δt.

Mit Vorteil bleibt der erste steuerbare Schalter 15 während der ganzen Messdauer Δ tmess geschlossen, so dass Störungen des Messvorgangs durch das Ein- bzw. Ausschalten der Ladestromquelle 13 vermieden werden. Es ist aber natürlich auch möglich, die Ladestromquelle 13 während des Entladens des Kondensators 12 vom Pol 21 durch Oeffnen des ersten steuerbaren Schalters 15 abzutrennen und sie erst zum Zeitpunkt tmin (Figur 4) einzuschalten. Die Zeit Δtmess ist dann entsprechend von tmin aus zu messen.Advantageously, the first controllable switch 15 remains closed for the entire measurement period .DELTA.t mess , so that disturbances in the measurement process by switching the charging current source 13 on and off are avoided. However, it is of course also possible to separate the charging current source 13 from the pole 21 by opening the first controllable switch 15 during the discharge of the capacitor 12 and to switch it on only at the time t min (FIG. 4). The time Δt mess is then to be measured accordingly from t min .

Im Beispiel der Figur 3 sind mehrere elektronische Bausteine, wie beispielsweise die Torschaltungen 4 und 5, die Zähler 8 und 9, die Komparatoren 17 und 18, die Steuerlogik 22 usw., zur Verdeutlichung der Beschreibung ausserhalb des Mikroprozessors 11 und mit ihm über Leitungen verbunden gezeichnet worden. Mit Vorteil sind wenigstens einige der Funktionen dieser Bausteine vom Mikroprozessor 11 wahrnehmbar, was die Kosten der Messschaltung spürbar senkt.In the example in FIG. 3 there are several electronic components, such as, for example, the Gate circuits 4 and 5, counters 8 and 9, comparators 17 and 18, the Control logic 22, etc., to clarify the description outside the Microprocessor 11 and connected to it via lines have been drawn. With At least some of the functions of these components from the microprocessor 11 are advantageous noticeable, which noticeably reduces the cost of the measuring circuit.

Das Impulspaket (Figur 1a) enthält eine im Zeitintervall Δt, der Breite der Impulse, kodierte Information, beispielsweise die Fliessgeschwindigkeit des Mediums beim Durchflussvolumenzähler der CH-PS 604 133. Die Messschaltung verarbeitet insbesondere auch Impulse mit den Breiten Δti aus einem steten Impulsstrom, da die erste Torschaltung 4 (Figur 2) die Zahl Nmess bestimmt.The pulse packet (FIG. 1a) contains information coded in the time interval Δt, the width of the pulses, for example the flow velocity of the medium in the flow volume counter of CH-PS 604 133. The measuring circuit also processes pulses with the widths Δt i from a constant pulse stream, since the first gate circuit 4 (FIG. 2) determines the number N mess .

Claims (7)

  1. A method of measuring a time interval Δt, wherein
    in a measurement cycle a pulse packet which is composed of a number (N) of successive individual pulses of the respective width Δti is used for the measurement operation,
    a minimum number (kmess) of individual pulses is determined, whose widths Δti when counted together to give a recording sum (ΔtS) is just greater than a predetermined recording interval (R),
    the recording sum (ΔtS) is multiplied by a dilation factor (z) for a sample time (Δtmess),
    the sample time (Δtmess) is measured by means of sample pulses (Tosz), and
    the average width Δt of the individual pulses is ascertained as the time interval Δt to be measured from the ratio of the sample time (Δtmess) to the product of the minimum number of input pulses (kmess) and the dilation factor (z).
  2. A method according to claim 1 characterised in that after a predetermined number of measurement cycles a calibration cycle for calibration of the dilation factor (z) is introduced, in which instead of the individual pulses of unknown width Δti calibration pulses of known width Δtosz are supplied.
  3. A method according to claim 1 or claim 2 characterised in that
    starting from a defined reference voltage (UR1) the recording interval (R) is established as the difference between two reference voltages (UR1; UR2),
    the recording sum (ΔtS) is added on as a voltage (U) by way of a capacitor (12) by feeding a constant current (IE) during the width (Δt) of the individual pulses, and
    after exceeding of the recording interval (R) by means of a constant current source with a second current strength (IL) the voltage (U) representing the recording sum (ΔtS) is reduced to the reference voltage (UR1) and at the same time the time required therefor is measured as a sample time (Δtmess) by enumerating the sample pulses of the period duration (Tosz), wherein the ratio of the first current strength (IE) to the second current strength (IL) is constant and is equal to the dilation factor (z).
  4. A method according to one of claims 1 to 3 characterised in that the individual pulses are the output pulses of a phase detector (99), whose width Δti depends on the flow rate of a medium.
  5. Apparatus for carrying out the method according to one of claims 1 to 4, comprising a microprocessor (11) as an evaluation means for evaluation of measurement results and a control device for controlling measurement cycles, wherein
    there are provided recording means for determining the individual pulses and measurement means for the individual pulses recorded in the recording means,
    the recording means are formed from a summing member (6) and an input pulse counter (8) which counts the individual pulses, for determining the minimum number (kmess) of the individual pulses, whose width (Δti) when counted together to give a recording sum (ΔtS) is just greater than a predetermined recording interval (R), and
    the measuring means include at least one measurement oscillator (2) for producing sample pulses with the period duration (Tosz), a sample pulse counter (9) and a time dilation member (10) in order to multiply the recording sum (ΔtS) by the dilation factor (z) for the sample time (Δtmess), to measure the sample time (Δtmess), and to determine the average width Δt of the individual pulses from the ratio of the sample time (Δtmess) to the product of the minimum number of the input pulses (kmess) and the dilation factor (z).
  6. Apparatus according to claim 5 characterised in that an input switch (1) can be controlledly switched over, wherein the individual pulses are fed to the summing member (6) in the one position of the input switch (1) and the calibration pulses are fed to the summing member (6) in the other position of the input switch (1).
  7. Apparatus according to claim 5 or claim 6 characterised in that the summing member (6) and the time dilation member (10) have a common capacitor (12), and that there are two constant current sources (13; 14) which supply the currents (IE and IL respectively) for charging and discharging of the capacitor (12).
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