EP0575788B1 - XPD-optimierter Mehrmodenwinkeldiversityerreger - Google Patents

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EP0575788B1
EP0575788B1 EP93108855A EP93108855A EP0575788B1 EP 0575788 B1 EP0575788 B1 EP 0575788B1 EP 93108855 A EP93108855 A EP 93108855A EP 93108855 A EP93108855 A EP 93108855A EP 0575788 B1 EP0575788 B1 EP 0575788B1
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EP
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rectangular
angle diversity
wide
waveguide
band angle
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EP93108855A
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Eberhard Dipl.-Ing. Tauscheck
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Siemens AG
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Siemens AG
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q25/00—Antennas or antenna systems providing at least two radiating patterns
    • H01Q25/04—Multimode antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/16—Auxiliary devices for mode selection, e.g. mode suppression or mode promotion; for mode conversion

Definitions

  • angular diversity antennas based on the sum difference diagram principle ensures transmission security of radio links with disruptive multipath propagation can be effectively improved.
  • the usual double-polarized exciter of a mirror antenna is replaced by an angular diversity exciter, which simultaneously emits two received signals recorded with different diagram characteristics for each polarization.
  • Figure 1 shows the switching principle of the angle diversity with combiner.
  • the exciter 1 of an antenna arrangement having a main reflector 2 and a subreflector 3 has the connections vertical polarization (sum output V S and difference output V D ) and horizontal polarization (sum output H S and difference output H D ).
  • the outputs V S and H S correspond to the connections of a conventional double-polarized directional radio antenna.
  • a difference diagram of the elevation level is assigned to the outputs V D and H D , the diversity outputs.
  • V S and V D as well as H S and H D are each via a maximum power combiner K V and K H , in each of which the channel branches 5 and converters 6 connected to a carrier supply 7 are connected upstream, then the resulting output signals u H and u V of the combiners 4 in the case of large phase errors of the multipath field in the area of the receiving antenna aperture, better useful signal-to-noise ratio than comparable directional radio antenna signals without an angle diversity circuit. Since sum and difference signals are constantly combined into a received signal via the combiners, the interference levels of the assigned cross-polarization of both outputs are always "on line". For this reason, with dual orthogonal-polarized links it is necessary to maintain very good cross-polarization decoupling values of the V S , H S outputs and also the diversity outputs V D , H D of the angle diversity antennas.
  • the cause of this disturbance can be seen in the following: To set the linearly polarized H 11 E 11 wave in the rectangular waveguide R, exact relationships of the amplitude and phase values of the primarily excited individual modes E 11 and H 11 in the excitation zone are required. If this balance is disturbed, the resulting aperture field of the exciter contains cross-polarization components of the typical distribution of E 11 or H 11 waves. In the spatial Frenfeld diagram of the angle diversity antenna, this causes a too narrow azimuth width of the solid angle with sufficient cross-polarization attenuation for the V D output.
  • regions of the geometry of the transition zone are involved as the location of the interfering coupling currents, coupling the currents of both square waveguides Q 1 , Q 2 and changing the polarization of the coupled fields by changing the direction of the conductive surfaces.
  • these are primarily the corners that connect the end of the partition between the square feed waveguides Q 1 , Q 2 to the broad side of the multimode rectangular waveguide R. Currents in the corners have a direct influence on the phase and amplitude of the H 11 E 11 excitation and thus on the quality of the balance.
  • the invention has for its object to provide a solution for an arrangement of the type described above, with which these faults can be eliminated in a simple manner.
  • This object is achieved according to the invention in such a way that when the H 01 , H 10 , H 20 and H 11 E 11 modes are excited by the two square waveguides in a multimode rectangular waveguide, the volume regions in the transition region of the square waveguide on the rectangular waveguide in the corners on both sides of the separating web are filled with highly damping, strictly localized ferromagnetic damping material.
  • a material with the desired properties can be produced, for example, by mixing carbonyl iron and various synthetic resins.
  • FIG. 3 shows a partial representation of the transition region of the two square waveguides Q 1 , Q 2 to the multimode rectangular waveguide R, the waveguides being drawn in broken lines.
  • the volume regions in the corners of the dividing web S in the transition region of the two square waveguides Q 1 , Q 2 to the rectangular waveguide R are denoted by V 1 , V 2 and identified by circles .
  • interference currents i Sl , i Sn occur, which run in the longitudinal and transverse directions of the waveguide and in the direction of the transverse web (cf. the arrows shown in FIG. 3).
  • FIG. 4 shows in a partial representation with the same perspective as FIG. 3 the transition area between the square waveguides Q 1 , Q 2 and the rectangular waveguide R, in which a damping element D is arranged encompassing the crossbar S in the corner regions.
  • the damping element D is designed as a flat plate of U-shaped shape, and rests with a flat side on the broad side of the rectangular waveguide R and on the adjacent sides of the two square waveguides Q 1 , Q 2 .
  • the central recess is formed so that the two legs of the U-shape thereby formed enclose the crossbar S in its end region.
  • the damping element fills a small volume of the excitation zone in the area of the corners V 1 and V 2 so that it extends into the two square waveguides Q 1 , Q 2 , encloses part of the tear-off edge of the separating web S and protrudes slightly into the rectangular waveguide R.
  • the resulting U-shaped molded part consists of highly damping ferromagnetic material.
  • the multimode rectangular waveguide R can have a constant, stepped or continuously expanding cross-section to the horn. It can be very short or, if necessary, can be omitted entirely.
  • the ferromagnetic damping material then protrudes into the space in front of the aperture.

Landscapes

  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Waveguide Aerials (AREA)

Description

  • Die Erfindung bezieht sich auf einen XPD-optimierten doppeltpolarisierten Breitbandwinkeldiversityerreger nach dem Mehrmodenprinzip mit einem quadratischen Horn mit Übergang auf Rechteckhohlleiter und einer Mehrtyp-Wellenleiterverzweigung mit einem Rechteckhohlleiter und zwei durch einen Trennsteg voneinander getrennten Quadrathohlleitern (XPD = cross polarisation discrimination).
  • Das Mehrmodenprinzip der Anordnung ist in der Radartechnik zur Messung von Summen- und Differenzdiagrammen bekannt (vgl. hierzu das Radar-Handbuch von Skolnik, 1970 Mc Graw-Hill, Inc.) In dem Aufsatz "Doppelreflektor-Muschelantenne für Winkeldiversitybetrieb in zwei orthogonalen Polarisationen" von G. Mörz, K.-H. Mierzwiak, U. Mahr, erschienen im ITG Fachbericht Antennen 1990 Wiesbaden, VDE-Verlag Berlin, Seite 205 bis 209 ist z.B. eine Anwendung für diversityantennen angegeben. Darin wird eine Muschelantenne mit Speisesystem beschrieben, die zum Winkeldiversity-Betrieb von Richtfunkstrecken geeignet ist und die neben den duallinearpolarisierten Summenkeulen noch zwei ebenfalls dual linearpolarisierte Diversitykeulen besitzt, die mit Hilfe von höheren Hohlleitermoden im Speisesystem erzeugt werden. Das Prinzip geht von einer korrigierenden Wirkung eines zentralen Stiftes im Bereich der Anregungszone eines Mehrmodenrechteckerregers aus. Dabei werden die Grenzfrequenzen verändert, wodurch sich eine Verbesserung der H11E11-Überlagerung zum linearpolarisierten Hybridmode einstellen läßt.
  • Durch den Einsatz von Winkeldiversity-Antennen nach dem Summen-Differenzdiagrammprinzip ist die Übertragungssicherheit von Richtfunkstrecken mit störender Mehrwegeausbreitung wirksam zu verbessern. Der übliche doppeltpolarisierte Erreger einer Spiegelantenne wird dabei durch einen Winkeldiversity-Erreger ersetzt, der für jede Polarisation simultan zwei mit unterschiedlicher Diagrammcharakteristik aufgenommene Empfangssignale abgibt.
  • Figur 1 zeigt das Schaltprinzip der Winkeldiversity mit Kombinator. Der Erreger 1 einer einen Hauptreflektor 2 und einen Subreflektor 3 aufweisenden Antennenanordnung hat die Anschlüsse vertikale Polarisation (Summenausgang VS und Differenzausgang VD) und horizontale Polarisation (Summenausgang HS und Differenzausgang HD). Die Ausgänge VS und HS entsprechen den Anschlüssen einer üblichen doppeltpolarisierten Richtfunkantenne. Den Ausgängen VD und HD, den Diversityausgängen, ist jeweils ein Differenzdiagramm der Elevationsebene zugeordnet. Sind VS und VD sowie HS und HD jeweils über einen Maximum Power Kombinator KV und KH, denen in den einzelnen Zweigen jeweils Kanalweichen 5 und mit einer Trägerversorgung 7 verbundene Umsetzer 6 vorgeschaltet sind, so zeigen die resultierenden Ausgangssignale uH und uV der Kombinatoren 4 bei großen Phasenfehlern des Mehrwegefeldes im Bereich der Empfangsantennenapertur besseren Nutz-Störpegelabstand als vergleichbare Richtfunkantennensignale ohne Winkeldiversityschaltung. Da über die Kombinatoren ständig Summen- und Differenzsignale zu einem Empfangssignal kombiniert werden, sind auch die Störpegel der zugeordneten Kreuzpolarisation beider Ausgänge ständig "On Line". Deshalb ist es bei dual orthogonalpolarisierten Strecken erforderlich, sehr gute Kreuzpolarisationsentkopplungswerte der VS-, HS-Ausgänge und auch der Diversityausgänge VD, HD der Winkeldiversityantennen einzuhalten.
  • Die Anregung der erforderlichen linearpolarisierten Nutzmoden(H01; H10; H11E11; H20) in einem gemeinsamen Rechteckhohlleiter durch zwei von einem schmalen Trennsteg getrennte Quadrathohlleiter (Figur 2a bis 2d zeigen die vier Feldzustände in den Quadrathohlleitern und danebenliegend im angrenzenden Rechteckhohlleiter) wäre bei geeigneter Querschnittsauslegung der Quadrat- und Rechteckhohlleiter mit der erforderlichen Güte möglich, wenn Sekundärstörungen vernachlässigt werden könnten.
  • Der polarisationstreuen Anregung ist jedoch eine massive Störung mit stark frequenzabhängigem Verhalten überlagert, die innerhalb erforderlicher Bandbreiten von B > 10% zu hohen Kreuzpolarisationsmaxima im räumlichen Diagramm (AZ/EL-Ebene) der Differenzausgänge führt. Besonders kritisch ist das Kreuzpolarisationsdiagramm des vertikalen Differenzausganges VD, dem die H11E11-Hybridwelle zugeordnet ist.
  • Die Ursache dieser Störung ist in folgendem zu sehen: Zum Einstellen der linearpolarisierten H11E11-Welle im Rechteckhohlleiter R sind genaue Relationen der Amplituden- und Phasenwerte der primär angeregten Einzelmoden E11 und H11 in der Anregungszone erforderlich. Ist diese Balance gestört, dann enthält das resultierende Aperturfeld des Erregers Kreuzpolarisationsanteile der typischen Verteilung von E11- oder H11-Wellen. Im räumlichen Frenfelddiagramm der Winkeldiversityantenne bewirkt dies eine viel zu enge Azimutbreite des Raumwinkels mit ausreichender Kreuzpolarisationsdämpfung für den VD-Ausgang.
  • Da bei der Störung der linearpolarisierten Anregung der H11E11-Welle Leistung von Komponenten einer Polarisation auf die der orthogonalen Polarisation übertragen wird, sind als Ort der störenden Kopplungsströme Bereiche in der Geometrie der Übergangszone beteiligt, die Ströme beider Quadrat-Hohlleiter Q1, Q2, verkoppeln und durch Richtungswechsel der leitenden Flächen die Polarisation der verkoppelten Felder verändern. Bei der vorliegenden Anordnung sind dies in erster Linie die Ecken die das Ende der Trennwand zwischen den quadratischen Speisehohlleitern Q1, Q2 mit der Breitseite des Mehrmoden-Rechteckhohlleiters R verbinden. Ströme in den Ecken haben unmittelbaren Einfluß auf die Phase und Amplitude der H11E11-Anregung und damit auf die Güte der Balance.
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für eine Anordnung der eingangs beschriebenen Art eine Lösung anzugeben, mit der diese Störungen in einfacher Weise beseitigt werden.
  • Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung in der Weise gelöst, daß bei der Anregung der H01-, H10-, H20- und H11E11-Moden durch die beiden quadratischen Hohlleiter in einen Mehrmoden-Rechteckhohlleiter die Volumenbereiche im Übergangsbereich der Quadrathohlleiter auf den Rechteckhohlleiter in den Ecken beiderseits des Trennsteges mit hochdämpfendem, streng lokal begrenztem ferromagnetischem Dämpfungsmaterial ausgefüllt sind.
  • Damit wird eine hohe Dämpfung der Störströme erreicht, die nicht zu weit über die Ecken beiderseits des Trennsteges hinauswirkt, wobei der Feldwellenwiderstand des Dämpfungsmaterials nur wenig Reflexion im Hohlleiter verursacht. Störungen werden dadurch wirksam und selektiv unterdrückt, ohne daß die unvermeidbare Mitbedämpfung der Nutzmodenfelder im Rechteckhohlleiter R zu groß wird. Durch die erfindungsgemäßen Maßnahmen werden die Ströme über die Dämpfung ihrer verkoppelten elektrischen und magnetischen Felder beseitigt. Ein Material mit den gewünschten Eigenschaften läßt sich z.B. durch Mischen von Karbonyleisen und verschiedenen Kunstharzen herstellen.
  • Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen des Erfindungsgegenstandes sind in den Unteransprüchen angegeben.
  • Nachfolgend wird die Erfindung anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert.
  • Es zeigen:
    • Figur 3
    eine schematische Darstellung des Hohlleiterübergangs mit Störströmen im Bereich der Ecken des Trennsteges und
    Figur 4
    das Dämpfungsmaterial im Bereich der Störströme.
  • In Figur 3 ist in einer Teildarstellung der Übergangsbereich der beiden Quadrathohlleiter Q1, Q2 zum Mehrmoden-Rechteckhohlleiter R dargestellt, wobei die Hohlleiter strichliert gezeichnet sind. Zwischen den beiden Quadrathohlleitern Q1, Q2 befindet sich ein Trennsteg S. Die Volumenbereiche in den Ecken des Trennsteges S im Übergangsbereich der beiden Quadrathohlleiter Q1, Q2 auf den Rechteckhohlleiter R sind mit V1, V2 bezeichnet und durch Kreise kenntlich gemacht. In diesen Ecken V1, V2 treten Störströme iSl, iSn auf, die in Längsrichtung und Querrichtung der Hohlleiter sowie in Richtung des Quersteges verlaufen (vgl. die eingezeichneten Pfeile in Figur 3).
  • Figur 4 zeigt in einer Teildarstellung mit gleicher Perspektive wie Figur 3 den Übergangsbereich zwischen den Quadrathohlleitern Q1, Q2 und dem Rechteckhohlleiter R, in dem ein den Quersteg S in den Eckbereichen umfassendes Dämpfungselement D angeordnet ist. Das Dämpfungselement D ist als flache Platte von U-förmiger Gestalt ausgebildet, und liegt mit einer Flachseite an der Breitseite des Rechteckhohlleiters R sowie an den angrenzenden Seiten der beiden Quadrathohlleiter Q1, Q2 an. Die mittige Ausnehmung ist so ausgebildet, daß die beiden dadurch gebildeten Schenkel der U-Form den Quersteg S in seinem Endbereich umfassen. Das Dämpfungselement füllt jeweils ein kleines Volumen der Anregungszone im Bereich der Ecken V1 und V2 so aus, daß es in die beiden Quadrathohlleiter Q1, Q2 hineinreicht, einen Teil der Abrißkante des Trennsteges S umschließt und geringfügig in den Rechteckhohlleiter R ragt. Das sich dabei ergebende U-förmige Formteil besteht aus hochdämpfendem ferromagnetischem Material. In der Figur ist lediglich das eine, im Bereich der Ecke V1 liegende Dämpfungselement dargestellt. Ein entsprechend ausgebildetes Dämpfungselement ist gegenüberliegend im Bereich der Ecke V2 angeordnet. Der Mehrmoden-Rechteckhohlleiter R kann dabei einen konstanten, gestuften oder stetig zum Horn sich erweiternden Querschnitt aufweisen. Er kann sehr kurz bemessen sein oder gegebenenfalls auch ganz entfallen. Das ferromagnetische Dämpfungsmaterial ragt dann in den Raum vor der Apertur hinein.

Claims (6)

  1. XPD-optimierter doppeltpolarisierter Breitbandwinkeldiversityerreger nach dem Mehrmodenprinzip mit einem quadratischen Horn mit Übergang auf Rechteckhohlleiter und einer Mehrtyp-Wellenleiterverzweigung mit einem Rechteckhohlleiter und zwei durch einen Trennsteg voneinander trennten Quadrathohlleitern,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß bei der Anregung der H01-, H10-, H20- und H11E11-Moden durch die beiden quadratischen Hohlleiter in einen Mehrmoden-Rechteckhohlleiter die Volumenbereiche im Übergangsbereich der Quadrathohlleiter auf den Rechteckholleiter in den Ecken beiderseits des Trennsteges mit hochdämpfendem, streng lokal begrenztem ferromagnetischem Dämpfungsmaterial ausgefüllt sind (XPD = cross polarisation discrimination).
  2. Breitbandwinkeldiversityerreger nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß die beiden Volumenbereiche in den Ecken beiderseits des Trennsteges symmetrisch so angeordnet sind, daß das Dämpfungsmaterial U-förmig die Eckenbereiche beider Quadrathohlleiter, einen geringen Teil des Mehrmoden-Rechteckholleiters sowie die Randbereiche des Trennsteges zwischen den Quadrathohlleitern einschließt.
  3. Breitbandwinkeldiversityerreger nach Anspruch 1 oder 2,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß der Mehrmoden-Rechteckhohlleiter einen konstanten Querschnitt aufweist.
  4. Breitbandwinkeldiversityerreger nach Anspruch 1 oder 2,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß der Mehrmoden-Rechteckhohlleiter einen sich stufenförmig zum Horn erweiternden Querschnitt aufweist.
  5. Breitbandwinkeldiversityerreger nach Anspruch 1 oder 2,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß der Mehrmoden-Rechteckhohlleiter einen stetig zum Horn sich erweiternden Querschnitt aufweist.
  6. Breitbandwinkeldiversityerreger nach Anspruch 1 oder 2,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß der Mehrmoden-Rechteckhohlleiter eine sehr geringe bis gegen Null gehende Länge aufweist und das ferromagnetische Dämpfungsmaterial dementsprechend in den Raum vor der Apertur hineinragt.
EP93108855A 1992-06-26 1993-06-02 XPD-optimierter Mehrmodenwinkeldiversityerreger Expired - Lifetime EP0575788B1 (de)

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BR9302665A (pt) 1994-01-11
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