EP0361353A1 - Direct current-energised control circuit for a solenoid valve - Google Patents

Direct current-energised control circuit for a solenoid valve Download PDF

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EP0361353A1
EP0361353A1 EP89117647A EP89117647A EP0361353A1 EP 0361353 A1 EP0361353 A1 EP 0361353A1 EP 89117647 A EP89117647 A EP 89117647A EP 89117647 A EP89117647 A EP 89117647A EP 0361353 A1 EP0361353 A1 EP 0361353A1
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EP
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resistor
voltage
comparator
control circuit
capacitor
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EP89117647A
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Honeywell BV
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/22—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for supplying energising current for relay coil
    • H01H47/32—Energising current supplied by semiconductor device
    • H01H47/325—Energising current supplied by semiconductor device by switching regulator
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F7/00—Magnets
    • H01F7/06—Electromagnets; Actuators including electromagnets
    • H01F7/08—Electromagnets; Actuators including electromagnets with armatures
    • H01F7/18—Circuit arrangements for obtaining desired operating characteristics, e.g. for slow operation, for sequential energisation of windings, for high-speed energisation of windings

Definitions

  • the invention relates to a DC-fed control circuit for a modulating gas solenoid valve of a burner system according to the preamble of claim 1.
  • a pulse width modulator converts the DC supply voltage into a pulse train that alternately charges a capacitor located in the excitation circuit of the solenoid valve and via the excitation winding of the solenoid valve discharges.
  • the object of the invention is to construct such a control circuit in such a way that faults in the circuit arrangement due to component failure or short circuits cannot lead to an increase in the excitation current and thus also in the gas pressure.
  • the control circuit should therefore be intrinsically safe. This object is achieved by the invention characterized in claim 1. Advantageous refinements result from the subclaims.
  • the control circuit is supplied between the supply terminals 1 and 2 with a DC voltage U V of, for example, + 30V.
  • a control voltage U S at the input terminal 3 specifies the target value for the current flowing through the coil 4 of the solenoid valve.
  • a constant current generator of conventional design turned on, which consists of a Zener diode Z1, a diode D1, two resistors R1 and R2 and a transistor T1. It feeds a potentiometer consisting of a variable resistor P1 and a fixed resistor R3.
  • the connection point F between adjusting resistor P1 and transistor T1 is connected via a resistor R5 of, for example, 22 kOhm to the non-inverting input of a first comparator CM1 working as an integrating amplifier.
  • the voltage generated at the series resistor R16 by the excitation current through the winding 4 is also fed to this via a resistor R11 of, for example, also 22 kOhm.
  • the pulse width modulator II comprises an oscillator which has a third comparator CM3 with feedback resistor R10 between the output and non-inverting input, a second resistor R9 between the output and node B and a charging capacitor C3 which is connected to the DC supply terminal via a resistor R7 1 is connected.
  • the non-inverting input is also connected via a high-resistance resistor R4 to the connection point of diode D1 and resistor R1 in the constant current source.
  • the inventory input is connected to circuit point B via a high-resistance resistor R8.
  • This relaxation oscillator generates a sawtooth voltage that changes, for example, between a minimum value of 10V and a maximum value of 24V with a frequency of 25kHz.
  • This sawtooth voltage U B passes through the resistor R8 to the inventory input of the comparator CM3 and at the same time to the non-inverting input of the second comparator CM2, whose inverting input is at the output C of the amplifier CM1.
  • This output C is also connected to the supply terminal 1 via a high-resistance resistor R6, and a storage capacitor C2 of, for example, 10 ⁇ F lies between the switching point C and ground.
  • a power stage III controlled by the second comparator CM2 comprises three transistors T2, T3 and T4 in addition to three resistors R12, R13 and R14.
  • the input of this power stage is connected to the output D of the comparator CM2, while its output A forms a charging current connection for charging the capacitor C6.
  • This is in series with a low-resistance resistor R15, the field winding 4 and the series resistor R16 between the charging current connection A and ground, a diode D2 of the series connection of the field winding 4 and resistor R16 being connected in parallel in a current-permeable manner in the direction of the ground connection.
  • a switching transistor T5 is also switched on, which is controlled by the output signal of the second comparator CM2 in such a way that either the switching transistor T5 is switched through and at the same time the power stage T2 to T4 is blocked, or conversely the power stage is switched on and the Charging current connection A connects to the supply terminal 1 and at the same time the switching transistor T5 is blocked.
  • the capacitor C6 is charged via the power stage and the diode D2, while in the former case the capacitor C6 is discharged via the excitation winding 4 and the switching transistor T5 and thus an excitation current flows through the excitation winding 4 of the solenoid valve.
  • the frequency and duration of these excitation current pulses determine the degree of opening of the solenoid valve.
  • the capacitor C6 In order to provide sufficient excitation energy for the solenoid valve 4, the capacitor C6 must have a sufficient capacitance of, for example, 47 ⁇ F.
  • capacitors C2 and C3 are discharged before the control circuit is switched on. If voltage is applied to terminals 1 and 2 and the open collector outputs of comparators CM1 and CM2 are initially open, capacitor C3 charges faster than capacitor C2 because it has a lower capacitance of, for example, 390pF than capacitor C2 (10 ⁇ F ).
  • the capacitor C2 is charged via the resistor R6 and the capacitor C3 is charged via the resistor R7, both resistors having a value of, for example, 100 kOhm.
  • the relaxation oscillator therefore begins to oscillate quickly and generates a sawtooth voltage U B at its output B in a voltage range between 10 and 24 V.
  • the non-inverting input of the comparator CM2 therefore receives a positive voltage, while the inverting input is initially still at the potential 0. This results in a positive output signal U D at the output D of the comparator CM2. This blocks the switching transistor T5 and switches through the power stage T2 to T4. The capacitor C6 is consequently charged from the supply voltage between the terminals 1 and 2 via the transistor T4 and the diode D2.
  • the constant current source with the transistor T1 generates a voltage U F of a maximum of 1.5 V at the circuit point F, that is to say at the series connection of the adjusting resistor P1 and the fixed resistor R10. This is determined by a current of approximately 1 mA from the constant current source and by the series connection consisting of potentiometer P1 of, for example, 1KOhm and resistor R3 of, for example, 560 Ohm. Between the circuit points F and G there is a voltage divider consisting of the two resistors R5 and R11 of the same size, so that at the tap E and thus at the non-inverting input of the first comparator CM1 half the sum of these two voltages U F and U G is present.
  • the voltage U C at the output of the comparator CM1 rises until it reaches the value of the sawtooth voltage U B at the non-inverting input of the comparator CM2.
  • the output D of the comparator CM2 switches to a low potential. This has the consequence that the power stage T2 to T4 blocks and the switching transistor T5 turns on.
  • the capacitor C6 is now discharged via the excitation coil 4 of the solenoid valve in a circuit which is formed by the resistor R16, the switching transistor T5 and the resistor R15.
  • the excitation current derived from this charging voltage is linearly dependent on the ratio of the discharge time to the total period of the pulse-shaped voltage at the charging current connection A. This period is for example 40 ⁇ s, which corresponds to a frequency of 25kHz.
  • the pulse / pause ratio changes depending on the voltage U C.
  • the comparator CM1 works as an integrating operational amplifier, so that its output voltage U C corresponds to the time integral of the differential voltage at its two inputs. This difference is regulated by changing the output voltage U C and the pulse / pause ratio and the excitation current through the winding 4 and thus by changing the voltage U G across the series resistor R16 to zero.
  • circuit interruptions and short circuits in individual components either lead to the excitation current being switched off or to a current limitation to a value below the maximum current.
  • the capacitor C6 is short-circuited or its supply line is interrupted, no charge can be stored on it and no current will flow through the excitation winding 4.
  • An interruption of the diode D2 prevents charging as well as a short circuit of the diode D2 prevents current flow through the excitation winding 4.
  • the upper peak value of the sawtooth voltage U B of the oscillator is 24V lower than the supply voltage of 30V.
  • the lower peak value of the sawtooth voltage U B is higher than the ground potential. It is determined by the voltage at the non-inverting input of the comparator CM3 when the open collector output of the comparator CM3 is connected through to the ground line 2. The minimum value of the voltage U B is determined by the voltage divider R4, R10 and the voltage across the resistor R1.
  • the control circuit proves to be intrinsically safe in both directions.
  • the output signal of the comparator CM1 can be worst In this case, the value of the supply voltage U V of, for example, + 30V can be reached and thus safely exceed the upper peak value of the sawtooth voltage.
  • the effect of the comparator CM1 as an integrating operational amplifier leads to the fact that in this case the current through the excitation winding is reduced to zero. The same applies in the event of a short circuit in the Zener diode Z1 or the transistor T1 or in the event of an interruption in the feedback resistor R2.
  • the value of the resistor R15 is selected so that when the supply voltage U V drops to 27V, just enough current flows through the excitation winding 4.

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Abstract

An intrinsically safe control circuit for a gas solenoid valve compares the mean value of the current flowing in a pulsed fashion through the excitation winding (4) of the valve with the desired value supplied as control direct voltage, and derives therefrom a signal which controls the pulse duty factor of the supply current pulses. <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft eine gleichstromgespeiste Steuerschal­tung für ein modulierend betriebenes Gas-Magnetventil einer Brenneranlage gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1. Bei derartigen Schaltungen wandelt ein Impulsbreitenmodulator die Versorgungsgleichspannung in eine Impulsfolge um, die einen im Erregerstromkreis des Magnetventils liegenden Kondensator abwechselnd auflädt und über die Erregerwicklung des Magnetventils entlädt. Aufgabe der Erfindung ist es, eine derartige Steuerschaltung derart aufzubauen, daß Fehler in der Schaltungsanordnung durch Ausfall von Bauteilen oder Kurzschlüsse nicht zu einer Erhöhung des Erregerstroms und damit auch des Gasdrucks führen können. Die Steuerschaltung soll also eigensicher sein. Diese Aufgabe wird gelöst durch die im Anspruch 1 gekennzeichnete Erfindung. Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.The invention relates to a DC-fed control circuit for a modulating gas solenoid valve of a burner system according to the preamble of claim 1. In such circuits, a pulse width modulator converts the DC supply voltage into a pulse train that alternately charges a capacitor located in the excitation circuit of the solenoid valve and via the excitation winding of the solenoid valve discharges. The object of the invention is to construct such a control circuit in such a way that faults in the circuit arrangement due to component failure or short circuits cannot lead to an increase in the excitation current and thus also in the gas pressure. The control circuit should therefore be intrinsically safe. This object is achieved by the invention characterized in claim 1. Advantageous refinements result from the subclaims.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels erläutert. Dabei zeigt:

  • Fig. 1 ein Beispiel für eine Steuerschaltung gemäß der Erfindung;
  • Fig. 2 den Verlauf der Spannungen an den Schaltungspunkten A, B, C, D, E, F, G der Fig. 1, wenn die Steuerspannung US an der Eingangsklemme 3 größer ist als die Hälfte der Spannung am Schaltungspunkt F, d.h. UF ≧ ½ · UF;
  • Fig. 3 die entsprechenden Spannungen für den Fall, daß die Steuerspannung Us kleiner ist als ½ · Us, d.h. 0 ≦ US ≦ ½ UF; und
  • Fig. 4 die Spannungsverläufe bei US = 0.
The invention is explained below with reference to an embodiment shown in the drawing. It shows:
  • Figure 1 shows an example of a control circuit according to the invention.
  • 2 shows the course of the voltages at the circuit points A, B, C, D, E, F, G of FIG. 1 if the control voltage U S at the input terminal 3 is greater than half the voltage at the switching point F, ie U F ≧ ½ · U F ;
  • 3 shows the corresponding voltages in the event that the control voltage U s is less than ½ · U s , ie 0 ≦ U S ≦ ½ U F ; and
  • 4 shows the voltage profiles at U S = 0.

Die Steuerschaltung wird zwischen den Versorgungsklemmen 1 und 2 mit einer Gleichspannung UV von beispielsweise +30V versorgt. Eine Steuerspannung US an der Eingangsklemme 3 gibt den Sollwert für den durch die Spule 4 des Magnetventils fließenden Strom vor. Die Schaltungsanordnung besteht im wesentlichen aus einem den Sollwert mit dem Istwert vergleichenden Regelkreis I, einem die Regelabweichung in ein pulsbreitenmoduliertes Signal umformenden Pulsbreitenmodulator II und einer den Strom durch die Erregerwicklung 4 steuernden Leistungsstufe III. Sie ist derart ausgelegt, daß bei einer minimalen Steuerspannung US = 0 der Strom durch die Spule 4 seinen Maximalwert erreicht und bei einem maximalen Steuersignal von beispielsweise US = +0,75V der Erregerstrom für das Magnetventil 4 auf Null zurückgeht.The control circuit is supplied between the supply terminals 1 and 2 with a DC voltage U V of, for example, + 30V. A control voltage U S at the input terminal 3 specifies the target value for the current flowing through the coil 4 of the solenoid valve. The circuit arrangement essentially consists of a control circuit I comparing the desired value with the actual value, a pulse width modulator II converting the control deviation into a pulse width modulated signal and a power stage III controlling the current through the excitation winding 4. It is designed such that the current through the coil 4 reaches its maximum value at a minimum control voltage U S = 0 and the excitation current for the solenoid valve 4 drops to zero at a maximum control signal of U S = + 0.75V, for example.

Zwischen die Stromversorgungsklemme 1 und Masseleitung 2 ist ein Konstantstromgenerator herkömmlicher Bauart einge­schaltet, der aus einer Zenerdiode Z1, einer Diode D1, zwei Widerständen R1 und R2 sowie einem Transistor T1 besteht. Er speist ein Potentiometer bestehend aus einem veränderbaren Widerstand P1 und einem Festwiderstand R3. Der Verbin­dungspunkt F zwischen Einstellwiderstand P1 und Transistor T1 ist über einen Widerstand R5 von beispielsweise 22kOhm an den nicht invertierenden Eingang eines als integrierender Verstärker arbeitenden ersten Vergleichers CM1 angeschlossen. Diesem wird ferner über einen Widerstand R11 von beispiels­weise ebenfalls 22kOhm, die am Reihenwiderstand R16 vom Er­regerstrom durch die Wicklung 4 erzeugte Spannung zugeführt. Sie wird durch den Spannungsteiler bestehend aus den in ihrem Widerstandswert übereinstimmenden Widerständen R5 und R11 im Verhältnis R11/(R11 + R5) im Bezug auf UF geteilt, d.h. bei gleich großen Widerständen R5 und R11 halbiert. Die Spannung UE am nicht invertierenden Eingang des Vergleichers CM1 entspricht der halben Summe der Spannungen UF und UG. Es gilt:
UE = UF + (UG · UF):2 = (UF + UG):2
Dem invertierenden Eingang des Vergleichers CM1 wird von der Eingangsklemme 3 die Steuerspannung US zugeleitet. Bei abgeglichenem Regelkreis I, d.h. bei
UE = US = (UF + UG):2
ergibt sich: UG = 2US - UF und damit
i = 2(US - UF):R16
Ist US = 0, so wird UG = - UF,
d.h. imax = -UF/R16.
Für US ≧ UF wird UG = 0 und somit imin = 0.Is between the power supply terminal 1 and ground line 2 a constant current generator of conventional design turned on, which consists of a Zener diode Z1, a diode D1, two resistors R1 and R2 and a transistor T1. It feeds a potentiometer consisting of a variable resistor P1 and a fixed resistor R3. The connection point F between adjusting resistor P1 and transistor T1 is connected via a resistor R5 of, for example, 22 kOhm to the non-inverting input of a first comparator CM1 working as an integrating amplifier. The voltage generated at the series resistor R16 by the excitation current through the winding 4 is also fed to this via a resistor R11 of, for example, also 22 kOhm. It is divided by the voltage divider consisting of the resistors R5 and R11 which have the same resistance value in the ratio R11 / (R11 + R5) with respect to U F , ie halved for resistors R5 and R11 of the same size. The voltage U E at the non-inverting input of the comparator CM1 corresponds to half the sum of the voltages U F and U G. The following applies:
U e = U F + (U G * U F): 2 = (U F + U G): 2
The control voltage U S is fed from the input terminal 3 to the inverting input of the comparator CM1. With adjusted control loop I, ie with
U E = U S = (U F + U G ): 2
results: U G = 2U S - U F and thus
i = 2 (U S - U F ): R16
If U S = 0, then U G = - U F ,
ie i max = -U F / R16.
For U S ≧ U F , U G = 0 and thus i min = 0.

Der Pulsbreitenmodulator II umfaßt neben einem zweiten Vergleicher CM2 einen Oszillator, der einen dritten Vergleicher CM3 mit Rückführungswiderstand R10 zwischen Ausgang und nicht invertierendem Eingang, einen zweiten Widerstand R9 zwischen Ausgang und Schaltungspunkt B sowie einen Ladekondensator C3 aufweist, der über einen Widerstand R7 an die Gleichstromversorgungsklemme 1 angeschlossen ist. Der nicht invertierende Eingang steht ferner über einen hochohmigen Widerstand R4 mit dem Verbindungspunkt von Diode D1 und Widerstand R1 in der Konstantstromquelle in Verbindung. Der inventierende Eingang ist über einen hochohmigen Widerstand R₈ an den Schaltungspunkt B angeschlossen. Dieser Relaxationsoszillator erzeugt eine Sägezahnspannung, die sich beispielsweise zwischen einen Minimalwert von 10V und einem Maximalwert von 24V mit einer Frequenz von 25kHz ändert. Diese Sägezahnspannung UB gelangt über den Widerstand R8 an den inventierenden Eingang des Vergleichers CM3 und zugleich an den nicht invertierenden Eingang des zweiten Vergleichers CM2, dessen invertierender Eingang am Ausgang C des Verstärkers CM1 liegt. Dieser Ausgang C ist ferner über einen hochohmigen Widerstand R6 an die Versorgungsklemme 1 angeschlossen, und ein Speicherkondensator C2 von beispielsweise 10 µF liegt zwischen dem Schaltungspunkt C und Masse.In addition to a second comparator CM2, the pulse width modulator II comprises an oscillator which has a third comparator CM3 with feedback resistor R10 between the output and non-inverting input, a second resistor R9 between the output and node B and a charging capacitor C3 which is connected to the DC supply terminal via a resistor R7 1 is connected. The non-inverting input is also connected via a high-resistance resistor R4 to the connection point of diode D1 and resistor R1 in the constant current source. The inventory input is connected to circuit point B via a high-resistance resistor R₈. This relaxation oscillator generates a sawtooth voltage that changes, for example, between a minimum value of 10V and a maximum value of 24V with a frequency of 25kHz. This sawtooth voltage U B passes through the resistor R8 to the inventory input of the comparator CM3 and at the same time to the non-inverting input of the second comparator CM2, whose inverting input is at the output C of the amplifier CM1. This output C is also connected to the supply terminal 1 via a high-resistance resistor R6, and a storage capacitor C2 of, for example, 10 μF lies between the switching point C and ground.

Eine vom zweiten Vergleicher CM2 gesteuerte Leistungsstufe III umfaßt neben drei Widerständen R12, R13 und R14 drei Transistoren T2, T3 und T4. Der Eingang dieser Leistungsstufe ist mit dem Ausgang D des Vergleichers CM2 verbunden, während ihr Ausgang A einen Ladestromanschluß für die Aufladung des Kondensators C6 bildet. Dieser liegt in Reihe mit einem niederohmigen Widerstand R15, der Erregerwicklung 4 und dem Reihenwiderstand R16 zwischen dem Ladestromanschluß A und Masse, wobei eine Diode D2 der Reihenschaltung von Erregerwicklung 4 und Widerstand R16 in Richtung zum Masseanschluß hin stromdurchlässig parallelgeschaltet ist. Zwischen den Ladestromanschluß A und Masse ist ferner ein Schalttransistor T5 eingeschaltet, der durch das Ausgangssignal des zweiten Vergleichers CM2 derart gesteuert wird, daß abwechselnd entweder der Schalttransistor T5 durchgeschaltet und gleichzeitig die Leistungsstufe T2 bis T4 gesperrt ist, oder umgekehrt die Leistungsstufe durchgeschaltet ist und den Ladestromanschluß A mit der Versorgungsklemme 1 verbindet und gleichzeitig der Schalttransistor T5 gesperrt ist. Im letztgenannten Fall wird der Kondensator C6 über die Leistungsstufe und die Diode D2 aufgeladen, während im erstgenannten Fall der Kondensator C6 sich über die Erregerwicklung 4 und den Schalttransistor T5 entlädt und damit ein Erregerstrom durch die Erregerwicklung 4 des Magnetventils fließt. Häufigkeit und Dauer dieser Erregerstromimpulse bestimmen den Grad der öffnung des Magnetventils. Um eine genügende Erregerenergie für das Magnetventil 4 bereitzustellen, muß der Kondensator C6 eine ausreichende Kapazität von beispielsweise 47 µF aufweisen.A power stage III controlled by the second comparator CM2 comprises three transistors T2, T3 and T4 in addition to three resistors R12, R13 and R14. The input of this power stage is connected to the output D of the comparator CM2, while its output A forms a charging current connection for charging the capacitor C6. This is in series with a low-resistance resistor R15, the field winding 4 and the series resistor R16 between the charging current connection A and ground, a diode D2 of the series connection of the field winding 4 and resistor R16 being connected in parallel in a current-permeable manner in the direction of the ground connection. Between the charging current connection A and ground, a switching transistor T5 is also switched on, which is controlled by the output signal of the second comparator CM2 in such a way that either the switching transistor T5 is switched through and at the same time the power stage T2 to T4 is blocked, or conversely the power stage is switched on and the Charging current connection A connects to the supply terminal 1 and at the same time the switching transistor T5 is blocked. In the latter case, the capacitor C6 is charged via the power stage and the diode D2, while in the former case the capacitor C6 is discharged via the excitation winding 4 and the switching transistor T5 and thus an excitation current flows through the excitation winding 4 of the solenoid valve. The frequency and duration of these excitation current pulses determine the degree of opening of the solenoid valve. In order to provide sufficient excitation energy for the solenoid valve 4, the capacitor C6 must have a sufficient capacitance of, for example, 47 μF.

Vor Einschaltung der Steuerschaltung sind die Kondensatoren C2 und C3 entladen. Wird Spannung an die Klemmen 1 und 2 gelegt und sind anfänglich die offenen Kollektorausgänge der Komparator CM1 und CM2 geöffnet, so lädt sich der Kondensator C3 schneller auf als der Kondensator C2, weil er eine geringere Kapazität von beispielsweise 390pF hat als der Kondensator C2 (10µF). Der Kondensator C2 wird über den Widerstand R6 und der Kondensator C3 wird über den Widerstand R7 aufgeladen, wobei beide Widerstände einen Wert von beispielsweise 100kOhm haben. Der Relaxationsoszillator beginnt also schnell zu schwingen und erzeugt an seinem Ausgang B eine Sägezahnspannung UB in einem Spannungsbereich zwischen 10 und 24V. Der nicht invertierende Eingang des Vergleichers CM2 erhält also eine positive Spannung, während der invertierende Eingang zunächst noch auf dem Potential 0 liegt. Damit ergibt sich ein positives Ausgangssignal UD am Ausgang D des Vergleichers CM2. Dieses sperrt den Schalttransistor T5 und schaltet die Leistungsstufe T2 bis T4 durch. Über den Transistor T4 und die Diode D2 wird folglich der Kondensator C6 aus der Versorgungsspannung zwischen den Klemmen 1 und 2 aufgeladen.The capacitors C2 and C3 are discharged before the control circuit is switched on. If voltage is applied to terminals 1 and 2 and the open collector outputs of comparators CM1 and CM2 are initially open, capacitor C3 charges faster than capacitor C2 because it has a lower capacitance of, for example, 390pF than capacitor C2 (10μF ). The capacitor C2 is charged via the resistor R6 and the capacitor C3 is charged via the resistor R7, both resistors having a value of, for example, 100 kOhm. The relaxation oscillator therefore begins to oscillate quickly and generates a sawtooth voltage U B at its output B in a voltage range between 10 and 24 V. The non-inverting input of the comparator CM2 therefore receives a positive voltage, while the inverting input is initially still at the potential 0. This results in a positive output signal U D at the output D of the comparator CM2. This blocks the switching transistor T5 and switches through the power stage T2 to T4. The capacitor C6 is consequently charged from the supply voltage between the terminals 1 and 2 via the transistor T4 and the diode D2.

Die Konstantstromquelle mit dem Transistor T1 erzeugt im Schaltungspunkt F, d.h. an der Reihenschaltung von Einstellwiderstand P1 und Festwiderstand R10 eine Spannung UF von maximal 1,5V. Diese ist bestimmt durch einen Strom von etwa 1mA aus der Konstantstromquelle und durch die Reihenschaltung bestehend aus Potentiometer P1 von beispielsweise 1KOhm und Widerstand R3 von beispielsweise 560 Ohm. Zwischen den Schaltungspunkten F und G liegt ein Spannungsteiler bestehend aus den beiden gleich großen Widerständen R5 und R11, so daß an dessen Abgriff E und damit am nicht invertierenden Eingang des ersten Vergleichers CM1 die halbe Summe dieser beiden Spannungen UF und UG liegt. Bei anfänglich UG = 0 beträgt die Spannung UE = UF/2 = 0,75V, wenn UF = 1.5V. Bei maximalem Erregerstrom ist UG = -1.5V und beträgt die Spannung UE = (UF + UG):2 = 0V. Wenn die Steuerspannung US im gewählten Ausführungsbeispiel den Betrag von +0,75V überschreitet, bleibt der offene Kollektorausgang des Komparators CM1 nach Masseleitung 2 durchgeschaltet. Wenn die Steuerspannung US die Spannung UE nicht überschreitet, ist der offene Kollektorausgang des Komparators CM1 offen.The constant current source with the transistor T1 generates a voltage U F of a maximum of 1.5 V at the circuit point F, that is to say at the series connection of the adjusting resistor P1 and the fixed resistor R10. This is determined by a current of approximately 1 mA from the constant current source and by the series connection consisting of potentiometer P1 of, for example, 1KOhm and resistor R3 of, for example, 560 Ohm. Between the circuit points F and G there is a voltage divider consisting of the two resistors R5 and R11 of the same size, so that at the tap E and thus at the non-inverting input of the first comparator CM1 half the sum of these two voltages U F and U G is present. At initial U G = 0 the voltage is U E = U F / 2 = 0.75V if U F = 1.5V. At maximum excitation current, U G = -1.5V and the voltage U E = (U F + U G ): 2 = 0V. If the control voltage U S exceeds the amount of + 0.75 V in the selected exemplary embodiment, the open collector output of the comparator CM1 remains connected through to the ground line 2. If the control voltage U S does not exceed the voltage U E , the open collector output of the comparator CM1 is open.

Im Zuge der Aufladung des Kondensators C1 über den Widerstand R16 steigt die Spannung UC am Ausgang des Vergleichers CM1 solange an, bis sie den Wert der Sägezahnspannung UB am nicht invertierenden Eingang des Vergleichers CM2 erreicht. Sobald die Spannung UC an seinem invertierenden Eingang größer wird als die Spannung UB am nicht invertierenden Eingang, schaltet der Ausgang D des Vergleichers CM2 auf niedriges Potential. Dies hat zur Folge, daß die Leistungsstufe T2 bis T4 sperrt und der Schalttransistor T5 durchschaltet. Der Kondensator C6 entlädt sich jetzt über die Erregerspule 4 des Magnetventils in einem Stromkreis, der gebildet wird durch den Widerstand R16, den Schalttransistor T5 und den Widerstand R15. Solange die Ladezeit für den Kondensator C6 lang genug ist, um diesen auf volle Spannung aufzuladen, ist der aus dieser Ladespannung abgeleitete Erregerstrom linear vom Verhältnis der Entladezeit zur Gesamtperiodendauer der am Ladestromanschluß A stehenden impulsförmigen Spannung abhängig. Diese Periodendauer beträgt beispielsweise 40µs, was einer Frequenz von 25kHz entspricht. Das Impuls/Pausen-Verhältnis ändert sich in Abhängigkeit von der Spannung UC. Der Vergleicher CM1 arbeitet als integrierender Operationsverstärker, so daß seine Ausgangsspannung UC dem Zeitintegral der Differenzspannung an seinen beiden Eingängen entspricht. Diese Differenz wird über die Veränderung der Ausgangsspannung UC und des Impuls/Pausen-Verhältnisses und des Erregerstroms durch die Wicklung 4 und damit durch Verändern der Spannung UG am Reihenwiderstand R16 auf Null geregelt. Der maximale Strom fließt, wenn die Steuerspannung US = 0. Damit läßt sich mit Hilfe des Potentiometers P1 der maximale Erregerstrom einstellen. Selbst bei einem Kurzschluß der Eingangsklemmen 2 und 3 wird er nicht überschritten. Der maximale Erregerstrom ergibt sich dann zu -UF/R3.In the course of charging the capacitor C1 via the resistor R16, the voltage U C at the output of the comparator CM1 rises until it reaches the value of the sawtooth voltage U B at the non-inverting input of the comparator CM2. As soon as the voltage U C at its inverting input becomes greater than the voltage U B at the non-inverting input, the output D of the comparator CM2 switches to a low potential. This has the consequence that the power stage T2 to T4 blocks and the switching transistor T5 turns on. The capacitor C6 is now discharged via the excitation coil 4 of the solenoid valve in a circuit which is formed by the resistor R16, the switching transistor T5 and the resistor R15. As long as the charging time for the capacitor C6 is long enough to bring it to full voltage charge, the excitation current derived from this charging voltage is linearly dependent on the ratio of the discharge time to the total period of the pulse-shaped voltage at the charging current connection A. This period is for example 40µs, which corresponds to a frequency of 25kHz. The pulse / pause ratio changes depending on the voltage U C. The comparator CM1 works as an integrating operational amplifier, so that its output voltage U C corresponds to the time integral of the differential voltage at its two inputs. This difference is regulated by changing the output voltage U C and the pulse / pause ratio and the excitation current through the winding 4 and thus by changing the voltage U G across the series resistor R16 to zero. The maximum current flows when the control voltage U S = 0. This allows the maximum excitation current to be set using the potentiometer P1. Even if the input terminals 2 and 3 are short-circuited, it is not exceeded. The maximum excitation current then results in -U F / R3.

Nachfolgend soll erläutert werden, daß Schaltkreisunter­brechungen und Kurzschlüsse einzelner Bauelemente entweder zu einer Abschaltung des Erregerstroms oder zu einer Strombegrenzung auf einen Wert unterhalb des Maximalstroms führen. Dies bedeutet bei Anwendung des Ventils in einem Gasbrenner, daß dieser entweder abgeschaltet oder mit verringerter Leistung weiterläuft. Sollte beispielsweise der Kondensator C6 kurzgeschlossen oder seine Zuleitung unterbrochen werden, so kann keine Ladung auf ihm gespeichert werden und kein Strom durch die Erregerwicklung 4 fließen. Eine Unterbrechung der Diode D2 verhindert ebenso ein Aufladen wie ein Kurzschluß der Diode D2 Stromfluß durch die Erregerwicklung 4 verhindert. Der obere Scheitelwert der Sägezahnspannung UB des Oszillators ist mit 24V niedriger als die Versorgungsspannung von 30V. Ihre Höhe wird durch die Spannung am nicht invertierenden Eingang des Vergleichers CM3 bestimmt, die am Widerstand R1 abgegriffen wird, sofern der offene Kollektorausgang des Komparators CM3 offen ist. Wird der Widerstand R4 unterbrochen, so schwingt der Oszillator nicht. Wird die Zenerdiode Z1 kurzgeschlossen, so arbeitet die Konstantstromquelle nicht, was in beiden Fällen zu einer sicheren Abschaltung des Erregerstroms führt.It will be explained in the following that circuit interruptions and short circuits in individual components either lead to the excitation current being switched off or to a current limitation to a value below the maximum current. When the valve is used in a gas burner, this means that it is either switched off or continues to run with reduced output. If, for example, the capacitor C6 is short-circuited or its supply line is interrupted, no charge can be stored on it and no current will flow through the excitation winding 4. An interruption of the diode D2 prevents charging as well as a short circuit of the diode D2 prevents current flow through the excitation winding 4. The upper peak value of the sawtooth voltage U B of the oscillator is 24V lower than the supply voltage of 30V. Its level is determined by the voltage at the non-inverting input of the comparator CM3, which is tapped at the resistor R1, provided the open collector output of the comparator CM3 is open. If the resistor R4 is interrupted, the oscillator does not oscillate. If the Zener diode Z1 is short-circuited, the constant current source does not work, which leads to a safe disconnection of the excitation current in both cases.

Der untere Scheitelwert der Sägezahnspannung UB ist höher als Massepotential. Er wird bestimmt durch die Spannung am nicht-invertierenden Eingang des Vergleichers CM3, wenn der offene Kollektorausgang des Komparators CM3 nach Masseleitung 2 durchgeschaltet ist. Der Minimalwert der Spannung UB wird durch den Spannungsteiler R4, R10 und die Spannung am Widerstand R1 festgelegt.The lower peak value of the sawtooth voltage U B is higher than the ground potential. It is determined by the voltage at the non-inverting input of the comparator CM3 when the open collector output of the comparator CM3 is connected through to the ground line 2. The minimum value of the voltage U B is determined by the voltage divider R4, R10 and the voltage across the resistor R1.

Da infolge des Widerstands R4 der obere Scheitelwert der Sägezahnspannung UB niedriger als die Versorgungsspannung UV und der untere Scheitelwert größer als Massepotential ist, erweist sich die Steuerschaltung in beiden Richtungen als eigensicher.Since, due to the resistance R4, the upper peak value of the sawtooth voltage U B is lower than the supply voltage U V and the lower peak value is greater than ground potential, the control circuit proves to be intrinsically safe in both directions.

Das Ausgangssignal des Vergleichers CM1 kann im schlimmsten Fall den Wert der Versorgungsspannung UV von beispielsweise +30V erreichen und damit den oberen Scheitelwert der Sägezahnspannung sicher übersteigen. Die Wirkung des Vergleichers CM1 als integrierender Operationsverstärker führt dazu, daß in diesem Fall der Strom durch die Erregerwicklung auf Null reduziert wird. Gleiches gilt im Falle eines Kurzschlusses der Zenerdiode Z1 oder des Transistors T1 bzw. bei einer Unterbrechung des Rückführwiderstands R2. Der Wert des Widerstandes R15 ist so gewählt, daß bei einem Absinken der Versorgungsspannung UV auf 27V gerade noch genügend Strom durch die Erregerwicklung 4 fließt. Fällt die Spannung UV unter 27V, so erreicht die Spannung UC am Ausgang C des ersten Vergleichers CM1 den Wert der positiven Versorgungsspannung. Dies führt zu einer eigensicheren Abschaltung des Stroms durch die Erregerwicklung 4, weil die Sägezahnspannung dann niemals den Wert der Versorgungsspannung erreichen kann. Gleiches gilt für einen Ausfall des Widerstands R11.The output signal of the comparator CM1 can be worst In this case, the value of the supply voltage U V of, for example, + 30V can be reached and thus safely exceed the upper peak value of the sawtooth voltage. The effect of the comparator CM1 as an integrating operational amplifier leads to the fact that in this case the current through the excitation winding is reduced to zero. The same applies in the event of a short circuit in the Zener diode Z1 or the transistor T1 or in the event of an interruption in the feedback resistor R2. The value of the resistor R15 is selected so that when the supply voltage U V drops to 27V, just enough current flows through the excitation winding 4. If the voltage U V falls below 27 V , the voltage U C at the output C of the first comparator CM1 reaches the value of the positive supply voltage. This leads to an intrinsically safe disconnection of the current through the excitation winding 4, because the sawtooth voltage can then never reach the value of the supply voltage. The same applies to a failure of resistor R11.

Claims (8)

1. Gleichstromgespeiste Steuerschaltung für ein modulierend betriebenes Gas-Magnetventil einer Brenneranlage, dessen Erregerwicklung (4) in Reihe mit einem Kondensator (C6) und einem Widerstand (R16) zwischen einen Ladestromanschluß (A) und Bezugspotential (2) eingeschaltet ist und wobei der Reihenschaltung von Wicklung (4) und Widerstand (R16) eine in Richtung Bezugspotential durchlässige Diode (D2) parallelgeschaltet ist, gekennzeichnet durch a) einen ersten Vergleicher (CM1), dessen einem Eingang (-) ein Gleichstrom-Steuersignal (US) zugeführt wird und dessen zweiter Eingang (+) einerseits über einen ersten Widerstand (R5) an eine Konstantstromquelle (T1, Z1, D1, R1, R2) und andererseits über einen zweiten Widerstand (R11) an den Verbindungspunkt (G) von Erregerwicklung (4) und Reihenwiderstand (R16) angeschlossen ist: b) eine zwischen einer Gleichstromquelle (UV) und Bezugspotential (2) eingeschaltete Reihenschaltung bestehend aus einem Widerstand (R6) und einem Kondensator (C2), dessen Abgriff (C) einerseits an den Ausgang des ersten Vergleichers (CM1) und andererseits an den einen Eingang (-) eines zweiten Vergleichers (CM2) angeschlossen ist; c) einen eine Sägezahnspannung vorgegebener Frequenz und Amplitude erzeugenden Oszillator (R4, R7 - R10, C3, CM3), dessen Ausgang (B) an den anderen Eingang (+) des zweiten Vergleichers (CM2) geführt ist; d) eine durch das Ausgangssignal (UD) des zweiten Vergleichers (CM2) gesteuerte Leistungsstufe (T2, T3, T4, R13, R14) zur Speisung des Ladestromanschlusses (A) für den Reihenkondensator (C6); e) einen zwischen den Ladestromanschluß (A) und Bezugspotential (2) eingeschalteten, vom Ausgangssignal (UD) des zweiten Vergleichers (CM2) gesteuerten elektronischen Schalter (T5), welcher sperrt, wenn die Leistungsstufe durchschaltet, und welcher durchschaltet, wenn die Leistungsstufe gesperrt ist. 1. DC-fed control circuit for a modulating gas solenoid valve of a burner system, the excitation winding (4) in series with a capacitor (C6) and a resistor (R16) between a charging current connection (A) and reference potential (2) and the series circuit of the winding (4) and resistor (R16) a diode (D2) which is permeable in the direction of the reference potential is connected in parallel, characterized by a) a first comparator (CM1), whose one input (-) is supplied with a direct current control signal (U S ) and the second input (+), on the one hand, via a first resistor (R5) to a constant current source (T1, Z1, D1, R1, R2) and on the other hand connected via a second resistor (R11) to the connection point (G) of the field winding (4) and the series resistor (R16): b) a series circuit connected between a direct current source (U V ) and reference potential (2), consisting of a resistor (R6) and a capacitor (C2), the tap (C) of which is connected to the output of the first comparator (CM1) and to the an input (-) of a second comparator (CM2) is connected; c) an oscillator (R4, R7 - R10, C3, CM3) generating a sawtooth voltage of predetermined frequency and amplitude, the output (B) of which is connected to the other input (+) the second comparator (CM2) is performed; d) a power stage (T2, T3, T4, R13, R14) controlled by the output signal (U D ) of the second comparator (CM2) for supplying the charging current connection (A) for the series capacitor (C6); e) an between the charging current connection (A) and reference potential (2), controlled by the output signal (U D ) of the second comparator (CM2) controlled electronic switch (T5), which blocks when the power level switches on and which switches when the power level Is blocked. 2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch ge­kennzeichnet, daß zwischen Reihenkondensator (C6) und Ladestromanschluß (A) ein niederohmiger Widerstand (R15) eingeschaltet ist.2. Control circuit according to claim 1, characterized in that between the series capacitor (C6) and charging current connection (A) a low-resistance (R15) is switched on. 3. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch ge­kennzeichnet, daß die Konstantstromquelle (T1, Z1, D1, R1, R2) in Reihe mit wenigstens einem Widerstand (P1, R3) an die Speisegleichstromquelle (1) angeschlossen ist.3. Control circuit according to claim 1, characterized in that the constant current source (T1, Z1, D1, R1, R2) is connected in series with at least one resistor (P1, R3) to the supply direct current source (1). 4. Steuerschaltung nach Anspruch 3, dadurch ge­kennzeichnet, daß der Widerstand (P1) einstellbar ist.4. Control circuit according to claim 3, characterized in that the resistor (P1) is adjustable. 5. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, ge­ kennzeichnet durch eine solche Dimensionierung des Oszillators (R4, R7 - R10, C3, CM3), daß bei Normalbetrieb der Maximalwert der Sägezahnspannung unterhalb der Versorgungsgleichspannung (UV) und ihr Minimalwert oberhalb Massepotential liegt.5. Control circuit according to one of claims 1 to 4, ge is characterized by such a dimensioning of the oscillator (R4, R7 - R10, C3, CM3) that during normal operation the maximum value of the sawtooth voltage is below the DC supply voltage (U V ) and its minimum value is above ground potential. 6. Steuerschaltung nach Anspruch 5, daß der Oszillator einen dritten Vergleicher (CM3) enthält, dessen Ausgang einerseits über einen ersten Rückführwiderstand (R10) mit dem nicht-invertierenden Eingang (+) und andererseits über einen zweiten Widerstand (R9) an einen Ladekondensator (C3) angeschlossen ist, während zwischen Ladekondensator (C3) und invertierendem Eingang (-) ein hochohmiger Widerstand (R8) liegt, und daß der nicht-invertierende Eingang (+) über einen weiteren hochohmigen Widerstand (R4) an eine stabilisierte Bezugsspannung geführt ist.6. Control circuit according to claim 5, that the oscillator contains a third comparator (CM3) whose output on the one hand via a first feedback resistor (R10) with the non-inverting input (+) and on the other hand via a second resistor (R9) to a charging capacitor ( C3) is connected, while between the charging capacitor (C3) and the inverting input (-) there is a high-resistance resistor (R8), and that the non-inverting input (+) is connected to a stabilized reference voltage via a further high-resistance resistor (R4). 7. Steuerschaltung nach Anspruch 6, daß die Bezugsspannung durch die Spannung an einem Spannungsteiler (R1, Z1, D1) in der Konstantstromquelle (Z1, D1, R1, R2, T1) gebildet ist.7. Control circuit according to claim 6, that the reference voltage is formed by the voltage at a voltage divider (R1, Z1, D1) in the constant current source (Z1, D1, R1, R2, T1). 8. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, da­durch gekennzeichnet, daß der Ladekondensator (C3) des Oszillators (CM3, C3, R7 - R10) über einen Widerstand (R7) an die Versorgungsgleichspannung (UV) angeschlossen ist.8. Control circuit according to one of claims 5 to 7, characterized in that the charging capacitor (C3) of the oscillator (CM3, C3, R7 - R10) is connected via a resistor (R7) to the DC supply voltage (U V ).
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