EP0057663B1

EP0057663B1 - Dispositif de commande pour moteur pas à pas

Info

Publication number: EP0057663B1
Application number: EP82810023A
Authority: EP
Inventors: Jean-Claude Berney
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV; Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1981-02-04
Filing date: 1982-01-21
Publication date: 1991-05-08
Anticipated expiration: 2002-01-21
Also published as: EP0057663A2; DE3280331D1; JPH0611197B2; JPS57148592A; CH647383GA3; US4439717A; EP0057663A3

Description

La présente invention concerne les dispositifs de commande pour moteur pas à pas.
Dans les moteurs pas à pas l'analyse de la tension induite dans la bobine motrice par le déplacement du rotor permet de connaître le comportement du moteur au moment où il effectue un pas. Cette analyse peut être utile aussi bien pour la réalisation de circuits de contrôle et d'asservissement du moteur, notamment ceux qui permettent d'adapter la durée des impulsions motrices qui lui sont appliquées à sa charge qu'au niveau d'appareils pour mesurer des paramètres de ce moteur tels que couple utile, courant consommé, etc., ou pour en contrôler le bon fonctionnement.
Or, la plupart des moteurs pas à pas, notamment ceux utilisés en horlogerie, sont alimentés par des impulsions motrices de tension fixe. Pendant la durée de ces impulsions motrices, la mesure de la tension induite ne peut alors se faire que de manière indirecte, en analysant le courant dans la bobine. Cette opération est délicate en raison notamment de l'influence de la self propre de la bobine, self de valeur importante qui s'oppose aux variations de courant résultant de l'existence de ladite tension induite, ce qui perturbe la mesure.
Un autre inconvénient que présentent les dispositifs de commande connus tient au fait que si la tension de la source d'alimentation à laquelle la bobine est reliée au cours des impulsions motrices varie, la puissance fournie au moteur varie également. Le fonctionnement du moteur est donc sujet aux variations que peuvent présenter la force électromotrice et la résistance interne de la source d'énergie comme c est le cas en horlogerie où le moteur peut être amené à être alimenté par des piles dont la tension varie dans le temps et d'un type à l'autre.
La demande de brevet FR-A-2.410.843 préconise un circuit de commande pour commander des moteurs pas à pas utilisés en horlogerie. Le circuit est muni d'un oscillateur pour engendrer des signaux de base de temps. De ces signaux sont déduites des impulsions de commande. En réponse à une impulsion de commande, la bobine du moteur est excitée, ce qui amène le moteur à effectuer un pas. Aprés la fin de l'excitation de la bobine du moteur, la tension induite dans la bobine du moteur est déterminée pour détecter si le moteur a effectivement fait un pas. Dans ces conditions, la bobine du moteur est alternativement court-circuitée et chargée au moyen d'une résistance série. La tension aux bornes de la résistance est indicative de la tension induite.
L'invention a notamment pour but de réaliser un dispositif de commande pour moteur pas à pas capable de fournir, pendant la durée des impulsions motrices qui lui sont appliquées une information précise sur la tension induite dans la bobine par le mouvement du rotor.
L'invention se propose également de fournir un dispositif de commande permettant de rendre le fonctionnement du moteur indépendant. Ces buts sont atteints par un dispositif de commande d'un moteur pas à pas muni d'une bobine ayant deux bornes et d'un rotor effectuant un mouvement de rotation lorsque la bobine est parcourue par un courant, comprenant des moyens pour produire, en réponse à des signaux de base de temps, des impulsions de commande du moteur, ainsi que des moyens de commutation répondant auxdites impulsions de commande pour connecter une première borne de la bobine à un premier pôle d'une source de tension continue et la seconde borne de la bobine au second pôle de la source de tension continue, ou inversement, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens pour comparer périodiquement, durant chaque impulsion de commande, le courant dans la bobine à une valeur constante de référence, des moyens pour fournir un signal de contrôle lorsque le courant dans la bobine est supérieur à ladite valeur constante de référence, et des moyens répondant audit signal de contrôle pour commander les moyens de commutation afin de couper la connexion de la bobine au premier pôle de la source de tension continue et d'en connecter les deux bornes au second pôle de ladite source de tension continue.
Dans un tel système de réglage du courant traversant le moteur, le signal de contrôle comporte une information sur la tension qui, sous l'effet du mouvement du rotor, est induite dans la bobine pendant l'impulsion de commande. Un circuit d'analyse permet de déduire de ce signal de contrôle un signal numérique d'analyse représentatif de ladite tension induite.
Les moyens d'analyse peuvent être conçus pour permettre de disposer également d'une information sur la valeur de tension aux bornes de la résistance de la bobine. Par ailleurs, il est possible de pourvoir le dispositif
de commande de circuits supplémentaires pour déterminer, à partir des indications fournies par les moyens d'analyse, d'autres paramètres relatifs aux conditions de fonctionnement du moteur tels que l'énergie consommée au cours d'un pas.
Les divers résultats peuvent alors être utilisés pour asservir la commande du moteur de manière à diminuer la consommation d'énergie, par exemple en interrompant l'impulsion motrice lorsque le rotor a effectué son pas ou en contrôlant la durée de l'impulsion motrice en fonction des variations de la charge du moteur. Il est aussi possible par exemple de déterminer si un pas n'a pas été effectué et de corriger cette erreur pas l'envoi d'une impulsion motrice supplémentaire de grande énergie pour forcer le passage du rotor.
Outre le fait qu'elle permet d'atteindre les principaux buts recherchés, c'est-à-dire la possibilité d'obtenir directement une information sur la tension induite par le mouvement du rotor, sans avoir à passer par l'analyse du courant, et l'indépendance du fonctionnement du moteur vis-à-vis des paramètres de la source d'alimentation ce qui est très intéressant dans des applications telles que l'horlogerie, l'alimentation à courant constant présente également l'avantage de permettre de réduire le nombre de spires de la bobine en augmentant le diamètre du fil en conséquence, d'ou un gain intéressant sur le prix de la bobine.
Toutefois, pour pouvoir utiliser une telle méthode d'alimentation, au niveau d' appareils portatifs, autonomes et de faibles dimensions comme les montres, il est nécessaire de réaliser un dispositif d'alimentation à haut rendement.
Il est exclu par exemple d'alimenter le moteur avec des impulsions de tension élevée à travers une résistance de limitation de courant de grande valeur.
L'invention permet également d'apporter une solution à ce problème en réalisant un dispositif de commande de moteur pas à pas dans lequel les moyens pour alimenter le moteur qui comprennent des moyens de commutation pour connecter la bobine à une source de tension d'alimentation et pour court-circuiter ladite bobine comprennent également des moyens pour comparer périodiquement durant chaque impulsion de commande du moteur, le courant dans la bobine à une valeur de référence et fournir un signal de contrôle pour commander les moyens de commutation, afin de court-circuiter la bobine lorsque, lors d'une comparaison, le courant dépasse la valeur de référence et d'alimenter en tension la bobine si le courant est inférieur à cette valeur, ceci jusqu'à la comparaison suivante, de façon à maintenir la valeur moyenne du courant à la valeur de référence pendant la durée des impulsions de commande.
La valeur de référence peut être choisie fonction de la tension de seuil d'un transistor MOS, indépendante de la tension d' alimentation.
Il est également possible de programmer cette valeur de référence en utilisant des sources de courant qui peuvent être commutées et combinées entre elles.
La tension aux bornes de la bobine, pendant les impulsions de commande, est ainsi composée d'une succession de périodes d'alimentation entrecoupées de périodes de court-circuit qui forment une information logique représentative de la tension induite.
L'analyse de cette information ou d'un signal qui en est l'image, tel que le signal de contrôle servant à commander les moyens de commutation, peut dès lors s'effectuer au moyen de circuits entièrement logiques, ce qui constitue un avantage qui s'ajoute à celui du rendement élevé que permet d'obtenir un tel système d'alimentation à découpage.
Par ailleurs, le signal présent aux bornes de la bobine peut être capté soit par une liaison galvanique sur une borne du moteur, soit sans contact, par exemple de manière inductive par une bobine captrice et analysé par des circuits externes au dispositif de commande. Ceci permet de déterminer les paramètres relatifs au fonctionnement du moteur sans aucune intervention à l'intérieur du dispositif de commande, ce qui est particulièrement intéressant pour des contrôles en cours ou en fin de fabrication et lors des réparations.
L'invention va maintenant être décrite plus en détail, à titre d'exemple et en référence aux dessins annexés dans lesquels :

la figure 1 montre le schéma électrique équivalent d'un moteur pas à pas de type connu,
la figure 2 montre les courbes des tensions de la figure 1, dans le cas d'une alimentation à tension constante,
la figure 3 montre les courbes des tensions de la figure 1 dans le cas d'une alimentation à courant constant,
la figure 4 montre le schéma d'un circuit de commande selon l'invention,
la figure 5 montre le courant consommé par le moteur, respectivement dans le cas d'une alimentation à tension constante (5a) et à courant constant (5b).
la figure 6 montre le schéma-bloc d'un circuit d'analyse du signal de contrôle produit par le circuit de la figure 4,
la figure 7 montre le schéma-bloc d'un circuit de calcul de l'énergie consommée par le moteur,
la figure 8 montre le schéma d'un circuit externe de reconstitution du signal de contrôle produit par le circuit de la figure 4, et
la figure 9 montre le schéma d'un circuit permettant de programmer le courant de référence déterminant le niveau de déclenchement du discriminateur de niveau de la figure 4.

La figure 1 représente le schéma électrique équivalent d'un moteur pas à pas monophasé bipolaire de type Lavet couramment utilisé en horlogerie, la figure 2 montre les courbes des tensions de la figure 1 pour des impulsions motrices à tension constante et la figure 3 montre les courbes des tensions de la figure 1 pour des impulsions motrices à courant constant. Ce type de moteur comprend essentiellement une self propre, une résistance de bobine et un générateur de tension aux bornes desquels apparaissent respectivement les tensions de self U_L, de résistance U_R et la tension Ui induite dans la bobine par le déplacement du rotor. La somme de ces trois tensions est égale à la tension Ub aux bornes de la bobine.
Lorsque le moteur est alimenté à tension constante, c'est le courant qui est variable. La figure 2 représente la répartition des composantes U_L, Ui et U_R pendant l'impulsion motrice.
Le courant étant variable, ces trois composantes sont variables, et la valeur de Ui ne peut être connue qu'en déterminant les variables U_R et U_L. Par contre, lorsque le moteur est alimenté à courant constant (fig. 3) la composante U_L est éliminée dès que le courant atteint la valeur de consigne (constante) et la composante U_R devient constante et égale à RIo, Io étant le courant dans la bobine. La tension aux bornes de la bobine est égale à U_R + Ui = Ui + constante. La valeur de la constante U_R peut être mesurée au début de l'impulsion motrice, dès que le courant dans la bobine a atteint la valeur de consigne Io. En effet, à cet instant, la vitesse du rotor est encore faible et la valeur de la tension induite Ui est négligeable. On peut donc admettre que U_R ~ Ub.
La figure 4 représente à titre d'exemple le schéma d'un circuit de commande du dispositif selon l'invention, circuit permettant de maintenir le courant dans la bobine à une valeur fixée pendant la durée des impulsions de commande de l'avance du moteur. Un oscillateur à quartz 10 délivre un signal de 32 kHz aux entrées d'horloge a d'un diviseur de fréquence 11 et d'un flip-flop de type D, 12, fonctionnant en monostable. A cette fin, la sortie Q (b) de ce flip-flop est reliée par une résistance 13 à son entrée de remise à zéro (c) et à un condensateur 14 branché contre masse. Ainsi, chaque fois que le flip-flop 12 passe à l'état logique "1", le condensateur 14 se charge à travers la résistance 13 et la remise à zéro se produit après un certain délai qui est choisi de très courte valeur (2 µs). Le flip-flop 12 délivre donc des impulsions fines d'une durée de 2 µs à une fréquence de répétition de 32 kHz lorsque son entrée D (e) est à "1".
Le diviseur 11 délivre des signaux de fréquence 8 kHz sur sa sortie b, 4 kHz sur sa sortie c, 2 kHz sur sa sortie d, 1 kHz sur sa sortie e, 64 Hz sur sa sortie f, 32 Hz sur sa sortie g et de 0,5 Hz sur sa sortie h. Cette dernière est branchée à l'entrée d'horloge a d'un flip-flop de type D, 15, et à travers un inverseur 17 à l'entrée d'horloge a d'un autre flip-flop de type D, 16. Les entrées D (b) des flip-flops 15 et 16 sont maintenues à l'état "1" tandis que leurs entrées de remise à zéro (c) sont reliées à la sortie d'une porte OU 18 dont l'entrée a est reliée à la sortie g (32 Hz) du diviseur 11. Les flip-flops 15 et 16 délivrent à tour de rôle, l'un sur le flanc positif du signal O,5 Hz sur la sortie h du diviseur 11, l'autre sur le flanc négatif de ce même signal, des impulsions pour commander l'avance du moteur. C'est la sortie 32 Hz (g) du diviseur qui, par la porte 18, effectue la remise à zéro des flip-flops 15 et 16 et détermine ainsi la durée des impulsions de commande, soit 16 ms.
Les sorties d des flip-flops 15 et 16 sont branchées aux entrées b et a d'une porte OU 20, aux entrées a de deux portes NON-ET 21 et 22, ainsi qu'aux entrées de commande de deux interrupteurs analogiques 23 et 24. La sortie de la porte 21 est reliée à la grille d'un transistor P-MOS de puissance 25 et à l'entrée a d'une porte ET 26 dont la sortie est branchée à la grille d'un transistor N-MOS de puissance 27. La sortie de la porte 22 est reliée à la grille d'un transistor P-MOS de puissance 28 et à l'entrée a d'une porte ET 29 dont la sortie est branchée à la grille d'un transistor N-MOS de puissance 30.
Les sources des transistors 25 et 28 de type P sont branchées au pôle positif de la source électrique d'alimentation et les sources des transistors 27 et 30 de type N au pôle négatif de cette source. Les drains des transistors 27 et 25 sont reliés à la borne a de la bobine du moteur 31, et les drains des transistors 28 et 30 à la borne b de cette bobine. Ces transistors de puissance 25,27,28 et 30 forment des moyens de commutation permettant soit de relier la bobine aux bornes de la source électrique d'alimentation, soit de court-circuiter cette bobine. Admettons que les entrées b des portes 21,22,26 et 29 soient à "1". En l'absence d'impulsions sur les sorties des flip-flops 15 et 16, les sorties des portes 21,22,26 et 29 sont à "1". Les transistors 25 et 28 sont coupés, alors que les transistors 27 et 30 sont conducteurs : La bobine est court-circuitée.
Lorsque le flip-flop 15 délivre une impulsion de commande, les sorties des portes 21 et 26 passent à "0". Le transistor 27, est coupé et le transistor 25 devient conducteur, reliant la borne a de la bobine 31 au pôle positif de la source d'alimentation. Le courant circule dans le sens a - b.
Lorsque le flip-flop 16 délivre une impulsion de commande, les sorties des portes 22 et 29 passent à "0". Le transistor 30 est bloqué et le transistor 28 devient conducteur, reliant la borne b de la bobine 31 au pôle positif de l'alimentation. Le courant circule dans la bobine dans les sens b - a. Le moteur est ainsi alimenté en impulsions de polarité alternée au rythme de une impulsion par seconde, comme dans la plupart des circuits horlogers connus.
Lorsqu'une impulsion arrive sur la sortie du flip-flop 15, l' interrupteur 23 devient conducteur, de sorte qu' une résistance R1 et la grille d'un transistor N-MOS 32 sont branchées en parallèle avec le transistor de puissance 30. D'autre part l'entrée D (e) du flip-flop de type D, 12, passe à "1", et celui-ci délivre sur sa sortie Q (d) des impulsions négatives très fines de durée 2 µs à la fréquence de 32 kHz qui sont transmises par la porte 29 sur la grille du transistor 30, ce qui bloque périodiquement ce transistor, pendant de très courts instants. Le courant dans la bobine 31 ne pouvant plus circuler dans ce transistor 30, il passe alors intégralement dans la résistance R1, provoquant une élévation de la tension sur la grille du transistor N-MOS 32. Si le courant dans la bobine est de valeur suffisamment élevée, cette élévation de tension dépasse le seuil de conduction du transistor 32 (V_T) et ce dernier devient conducteur. Une impulsion négative apparaît sur le drain de ce transistor qui est relié à une résistance 33 de grande valeur, branchée au pôle positif de l'alimentation et a l'entrée d'un amplificateur inverseur 34 à la sortie duquel apparaissent donc des impulsions positives. Cette combinaison agit comme discriminateur de niveau du courant dans la bobine. En effet, lorsque le courant dans la bobine est plus grand qu'une valeur fixée (Io = V_T/R1), il apparaît un signal à la sortie de l'amplificateur 34. Par contre, si le courant dans la bobine est plus petit que la valeur fixée, le seuil de conduction du transistor 32 n'est pas atteint et la sortie de l'amplificateur 34 reste a "0". On peut remarquer que ce seuil de conduction, soit la tension de seuil du transistor 32, est indépendant de la tension d'alimentation. De ce fait, le niveau de discrimination du courant, V_T/R1, est lui-même indépendant de la tension d'alimentation du moteur.
La sortie de l'amplificateur 34 est branchée a l'entrée D (a) d'un flip-flop de type D, 35, dont l'entrée d'horloge (b) est reliée a la sortie Q (d) du flip-flop 12 délivrant des impulsions négatives de test. A la fin de l'impulsion de test, le flip-flop 35 enregistre l'état de son entrée D et mémorise ainsi l'état à la sortie de l'amplificateur 34, dépendant du niveau du courant dans la bobine.
Si ce courant est plus grand que la valeur fixée, la sortie de l' amplificateur 34 est à "1" et la sortie Q (c) du flip-flop 35 passe à "0". Inversément si le courant dans la bobine est plus petit que la valeur fixée, la sortie de l' amplificateur 34 reste à "0" et la sortie Q (c) du flip-flop 35 passe à "1". La sortie Q (c) est reliée à l'entrée b de la porte NON-ET 21, dont la sortie reste a "0" si cette sortie Q reste à "1", mais qui passe par contre à "1" si la sortie passe à "0", ce qui bloque le transistor 25 et rend conducteur le transistor 27. Ainsi, l'alimentation de la bobine est interrompue et le court-circuit rétabli à ses bornes, chaque fois que le discriminateur délivre un signal correspondant à la condition que le courant dans la bobine est supérieur à la valeur fixée, ce qui produit un état "0" sur la sortie c du flip-flop 35. Inversément chaque fois que la sortie du discriminateur reste à "0", ce qui correspond à la condition que le courant dans la bobine est inférieur à la valeur fixée, la sortie c du flip-flop 35 vient à "1" et l'alimentation de la bobine motrice 31 par le transistor 25 est rétablie, le transistor 27 étant coupé.
Lorsque l'impulsion de commande arrivé sur la sortie du flip-flop 16, le processus est le même. Simplement, c'est l'interrupteur 24 qui est conducteur, et la résistance R1 est branchée en parallèle sur le transistor 27 qui est interrompu périodiquement pendant de très courts instants par les impulsions provenant par la porte 26 et délivrées par la sortie Q (d) du flip-flop 12, et c'est la porte 22, dont l'entrée b est reliée à la sortie Q (c) du flip-flop 35 qui permet soit d'alimenter la bobine motrice par le transistor 28, soit de la court-circuiter par le transistor 30, selon l'état de cette sortie c du flip-flop 35, état qui dépend du niveau du courant dans la bobine. On obtient donc un asservissement du courant dans la bobine motrice pendant la durée des impulsions de commande, asservissement qui tend à maintenir ce courant constant et égal à la valeur fixée, Io = V_T/R1. La bobine est alimentée en tout ou rien par une pluralité d'impulsions de courte durée suivies d'autant de court-circuits. On pourrait penser que les variations du courant dans la bobine, entre les phases d'alimentation et de court-circuit sont importantes. Il ne faut cependant pas oublier que les moteurs pas à pas ont une self série importante. Cette self agit comme un régulateur de courant et permet de maintenir le courant dans la bobine aux environs de la valeur fixée, même pendant les périodes de court-circuit. La théorie de ce type d'alimentation est la suivante.
La tension Ub aux bornes de la bobine est donnée par

où L est la self-induction de la bobine 31.
Lorsque la bobine est alimentée, la tension Ub est égale à la tension d'alimentation V :

Lorsque la bobine est court-circuitée, la tension Ub est égale à 0 :

Par le fait que la bobine est alimentée en courant constant, la somme des variations (3) et (4) doit être nulle .

où t = période de test (~ 30 µs)
n⁺ = nombre de périodes d'alimentation de la bobine
n^- = nombre de périodes de court-circuit de la bobine,
avec n = n⁺ + n^-
à partir de (5), on calcule :

La tension moyenne Ub, sur la bobine est donnée par :

Le courant consommé, Ic, sur l'alimentation est donné par :

où Io = courant constant dans la bobine
La relation (7) est intéressante; elle montre que la valeur moyenne de la tension sur la bobine, représentée par une succession d'impulsions de courte durée, entrecoupée de court-circuits, est égale à la somme U_R + Ui.
Si les durées d'alimentation de la bobine sont représentées par des états logiques "1" et les durées de court-circuit par des états logiques "0", la répartition des durées d'alimentation et de court-circuit de la bobine est donnée par une suite de ces états logiques, suite représentative de Ub = U_R + Ui. Cette suite d'états logiques est délivrée par la sortie c du flip-flop 35 de la figure 4 et elle se retrouve aussi aux bornes de la bobine motrice 31. Elle peut être également appelée "signal de contrôle".
Une analyse adéquate de cette suite d'états logiques permet donc, comme on le verra plus loin, de connaître U_R et Ui et d'en déduire certains paramètres importants relatifs au fonctionnement du moteur.
Bien que le courant Io dans la bobine soit constant, le courant moyen, Ic, délivré par l'alimentation est variable, puisque Io ne passe par l'alimentation que pendant les durées d'alimentation de la bobine. La relation (8) montre que Ic est proportionnel à Ub, c'est-à-dire à la somme U_R + Ui.
La figure 5 montre une comparaison entre la forme de courant Ic délivré par l'alimentation dans le cas (5a) où la bobine est alimentée sous tension constante et dans le cas (5b) où la bobine est alimentée en courant constant par le dispositif selon l'invention. en courant constant par le dispositif selon l'invention.
Dans le premier cas, le courant diminue lorsque la tension induite augmente et vice-versa. Le courant à la fin de l'impulsion de commande tend vers sa valeur maximum.
Dans le second cas, le courant augmente et diminue avec la tension induite; le courant à la fin de l'impulsion de commande tend vers 0.
Notons enfin que si l'on rend Io indépendant de la tension d'alimentation, ce qui est possible en utilisant un stabilisateur interne, le moteur n'est plus affecté par les variations de cette dernière puisque le nombre d'ampères-tours qu'il reçoit reste constant.
On peut donc alimenter le moteur avec des sources d'alimentation dont la tension varie dans le temps, ce qui est le cas par exemple pour les piles au lithium, sans modifier le point de travail du moteur.
La figure 6 représente à titre d'exemple le schéma bloc d'un circuit d'analyse de la suite d'états logiques délivrée par le circuit de commande de la figure 4, circuit permettant de déterminer les rapports Ui/V et U_R/V. Ce circuit est relié au circuit de commande de la figure 4 par les points P1 (impulsions de test), P2 (test), P3 (impulsions de commande moteur) et P4 (fin d'impulsions de commande moteur).
Le point P2 qui correspond à la sortie du discriminateur de niveau et à l'entrée D (a) du flip-flop 35, est branché à l'entrée D (a) d'un registre de transfert 40 de 16 étages, à l'entrée d'horloge d'un flip-flop de type D, 41, et aux entrées a d'une porte OU-EXCLUSIF 42 et d'une porte NON-OU 43. Le point P1 qui délivre des impulsions fines de 2 µs de durée à 32 kHz sur l'entrée d'horloge b du flip-flop 35 est relié à l'entrée d'horloge b du registre 40 et aux entrées d'horloge a de deux flip-flops de type D, 44 et 45.
Le point P3 qui correspond à la sortie de la porte 20 sur laquelle apparaissent des impulsions positives pour chaque impulsion de commande du moteur, impulsions délivrées soit par le flip-flop 15 soit par le flip-flop 16, est branché à l'entrée d'un inverseur 46 dont la sortie est reliée aux entrées de remise à zéro c du registre 40, b du flip-flop de type D, 41 et a un autre flip-flop de type D, 47. Le registre 40 et les flip-flops 41 et 47 ne sont donc opérationnels que pendant la durée (max. 16 ms) des impulsions de commande du moteur car ils sont maintenus à "0" entre ces impulsions.
Le premier étage du registre 40 est connecté en parallèle avec le flip-flop 35 et présente sur sa sortie Q, comme ce flip-flop 35, la suite d'états logiques représentant le rapport (U_R + Ui)/V = n⁺/n.
Cette suite d'états est transmise avec une période de retard sur la porte Q du deuxième étage du registre 40 avec deux périodes de retard sur la sortie Q du troisième étage, etc. et avec 15 périodes de retard sur la sortie Q (e) du 16e étage du registre 40. Ce registre 40 mémorise ainsi en permanence les 16 dernières périodes de la suite d'états logiques, soit une durée de 0,5 ms. En faisant le rapport entre le nombre d'étages du registre 40 dont les sorties Q sont à "1" et le nombre total des étages, on obtient le rapport n⁺/n, soit = (U_R + Ui)/V (le nombre n total d'étages est bien sûr constant et égal à 16).
Il est évidemment intéressant de pouvoir isoler U_R/V et Ui/V. Nous savons que U_R devient constant dès que le courant dans la bobine atteint la valeur de consigne Io. Les paramètres de la bobine sont choisis de telle manière que ce temps d'établissement soit court, de manière que l'on puisse mesurer le rapport (U_R + Ui)/V au début de l'impulsion de commande du moteur, soit aux environs du point A de la figure 5b. En effet, à cet instant, la vitesse du rotor est faible et la tension induite est voisine de 0. Le rapport U_R/V est donc environ égal au nombre d'étages du registre 40 dont les sorties Q sont à "1" sur le premier groupe représentatif des états mémorisés de 16 périodes. Le début de ce premier groupe commence dès que le courant dans la bobine atteint la valeur de consigne Io, soit dès que l'entrée test (P2) passe à "1" et la sortie Q du premier étage du registre à "0". La fin de ce premier groupe de 16 périodes correspond au moment où cet état "0" sur la sortie Q du premier étage arrive au dernier étage du registre, c'est-à-dire lorsque la sortie Q15 (e) du registre 40 passe à son tour à "0" pour la première fois, la sortie Q15 (d) passant, elle, à "1". Le début et la fin de ce premier groupe représentatif de 16 périodes sont enregistrés respectivement par le flip-flop 41 qui passe à "1" dès que l'entrée P2 passe à "1" et le flip-flop 47 dont l'entrée D (b) est reliée à la sortie Q (d) du flip-flop 41 dont la sortie Q passe à "1" dès que la sortie Q15 (d) du registre 40 passe à "1". La sortie Q (c) du flip-flop 47 est branchée à l'entrée b de la porte NON-OU 43 dont l'autre entrée (a) est reliée à l'entrée D (b) du flip-flop 44 qui est branché en monostable, sa sortie Q (c) étant reliée par une résistance 48 à son entrée de remise à zéro (d) et à un condensateur 49 relié à la masse.
Au début de l'impulsion motrice, la sortie Q (e) du flip-flop 47 est à "0". La sortie de la porte 43, soit l'entrée b du flip-flop 44 vient à "1" chaque fois que l'entrée P2 vient à "0". Les "impulsions de test" sur P1 attaquent simultanément les entrées d'horloge du flip-flop 44 et du registre 40, si bien que la sortie Q (c) du flip-flop 44 passe à "1" chaque fois que le premier étage du registre 40 enregistre un état "1" sur sa sortie Q. La sortie c du flip-flop 44 revient à "0" dès que la résistance 48 a chargé le condensateur 49 et actionné la remise à zéro. Cette sortie c du flip-flop 44 délivre donc une impulsion à l'entrée d'horloge (a) d'un compteur 50, pour chaque état "1" de la suite d'états logiques délivrés par le circuit de commande de la figure 4.
L'entrée de remise à zéro R (b) du compteur 50 est reliée à la sortie Q (e) du flip-flop 41 qui passe à "0" au début du premier groupe représentatif de 16 périodes, si bien que le compteur 50 est maintenu à 0 jusqu'au début de ce premier groupe. A la fin du premier groupe de 16 périodes, le flip-flop 47 passe à "1", ce qui bloque à "0" l'entrée D (b) du flip-flop 44 qui cesse dès lors de délivrer des impulsions sur sa sortie. Ainsi, le compteur 50, partant de 0, compte et mémorise le nombre d'états "1" qui se trouvent dans le premier groupe représentatif de 16 périodes. Son état, représenté par la combinaison binaire présente sur ses sorties Q0 (c), Q1 (d), Q2 (e) et Q3 (f), est égal au rapport U_R/V.
Dès que le premier groupe de 16 périodes correspondant à la valeur du rapport U_R/V a été enregistré dans le registre 40, c'est-à-dire dès que la sortie Q 15 de celui-ci passe à "1", on peut calculer Ui/V en analysant les variations du rapport n⁺/n, c'est-à-dire les variations de nombre d'états "1" sur les sorties Q des 16 étages du registres 40. En effet, U_R est alors constante et ces variations ne peuvent être produites que par la tension induite, Ui, qui, comme nous l'avons vu, est pratiquement nulle au début de l'impulsion. Il est facile de savoir si le nombre d'états "1" contenus dans le registre augmente, diminue ou reste stable.
Si l'on introduit un "1" dans le registre et que l'on sort un "0", le nombre d'états "1" augmente de une unité. Par contre, si l'on introduit un "0" et que l' on sort un "1", le nombre d' états "1" diminue de une unité. Si l'on entre "1" et que l'on sort "1", le nombre d'états "1" reste stable, de même que si l'on entre un "0" et que l'on sort un "0".
La sortie Q 15 (d) du registre 40 est reliée à l'entrée b d'une porte OU-EXCLUSIF 42 dont la sortie est reliée à l'entrée D (b) du flip-flop 45 branché en monostable, sa sortie Q (c) étant reliée à son entrée de remise à zéro (d) par une résistance 51, branchée également à un condensateur 52 dont la deuxième borne est reliée à la masse. L'entrée D du flip-flop 45 est à "1" chaque fois que l'entrée P2 et la sortie Q 15 du registre sont à des états différents, c'est-à-dire chaque fois que le nombre d'états "1" dans le registre 40 doit changer. En effet, quand l'entrée P2 est à "0" et la sortie Q 15 du registre à "1", juste avant l'impulsion de test (P1), cela signifie qu'on va introduire un "1" dans le premier étage (sortie Q), et sortir un "0" du dernier étage (sortie Q 15) du registre. Le nombre d'états "1" va donc être augmenté de une unité et inversément, lorsque l'entrée P2 est à "1" et la sortie Q 15 de 40 à "0".
Dans ces deux cas, le flip-flop 45 passe à "1" à la prochaine impulsion de test sur P1 et délivre une impulsion à l'entrée d'horloge a d'un compteur réversible 53. Ce compteur 53 reçoit donc une impulsion chaque fois que le nombre d'états "1" contenus dans le registre 40 est augmenté ou diminué de une unité. Le sens de comptage du compteur 53 est déterminé par l'état de l'entrée U/D du sens de comptage (b) qui est reliée à la sortie Q 15 (d) du registre 40. Le compteur 53 est incrémenté de une unité lorsque cette sortie Q 15 est à "1", c'est-à-dire lorsque le nombre d'états "1" dans le registre augmente de une unité, et inversement il est décrémenté de une unité lorsque la sortie Q 15 du registre 40 est à "0", c'est-à-dire lorsque le nombre d'états "1" dans le registre diminue de une unité. Rappelons que ce sont les états des sorties Q des étages du registre 40 qui sont pris en compte pour former la suite d'états logiques représentant le rapport (U_R + Ui)/V. En effet, il est nécessaire, au début de l'impulsion de commande du moteur, de n'avoir que des états "1" dans le registre, ce que l'on obtient en actionnant la remise à zéro et en prenant en compte les sorties Q.
Dans le cas où P2 et la sortie Q 15 du registre 40 sont dans le même état, l'entrée D (b) du flip-flop 45 est à "0" et elle ne peut donc pas délivrer d'impulsion d'horloge au compteur 53. L'entrée de remise à zéro c de ce compteur 53 est reliée à la sortie Q (d) du flip-flop 47 qui passe à "0" à la fin du premier groupe représentatif de 16 périodes, soit quand U_R/V a été mémorisé dans le compteur 50. Le compteur 53 part donc de 0 à la fin de ce premier groupe de 16 périodes et son état, représenté par la combinaison binaire présente sur ses sorties Q0, Q1, Q2 et Q3 (d,e,f,g), est égal au rapport Ui/V.
Nous avons donc extrait de la suite d'états logiques les valeurs de U_R/V et de Ui/V représentées sous forme binaire cohérente. Il est évidemment intéressant de pouvoir utiliser ces données.
Par exemple, il est intéressant, par analyse de la tension induite Ui, de déterminer quand le rotor a effectué son pas pour interrompre par exemple l'impulsion de commande du moteur (économie d'énergie), ou pour commander le moteur à cadence rapide (registre autodéclenché). On peut également déterminer si le rotor du moteur est bloqué (tension induite nulle) ou doser l'énergie que l'on désire transmettre par le moteur (contrôle de l'intégrale ∫ UiIodt).
Si l'on analyse la tension induite (figure 3) par le déplacement du rotor, on voit que celle-ci augmente dans un premier temps puis revient à 0 (point B de la figure 5b). A ce passage à 0, il est pratiquement certain que le rotor a effectué son pas et l'on peut par exemple interrompre l'impulsion de commande. Ce passage par 0 est facile à détecter au moyen d'un flip-flop de type D, 54, dont l'entrée d'horloge a est branchée à la sortie Q 3 (g) du compteur 53, l'entrée de remise à zéro (b) à la sortie Q (d) du flip-flop 47 et l'entrée D (c) à la sortie Q 15 (e) du registre 40.
Ainsi, quand le compteur 53 passe de 0 à 15 (en marche arrière évidemment), la sortie Q 15 (d) du registre est à "0" et la sortie Q 15 à "1", le flip-flop 54 passe à "1". La sortie Q (d) du flip-flop 54 est reliée à l'entrée fin d'impulsion P4, c'est-à-dire à l'entrée b de la porte 18 qui agit sur les remises à zéro des flip-flops 15 et 16 de manière à interrompre l'impulsion de commande avant la durée maximum de 16 ms.
Nous avons mentionné plus haut la possibilité d'utiliser l'intégrale ∫ Ui.Io.dt pour déterminer l'énergie transmise par le moteur à la charge. Le courant étant constant, cette intégrale est proportionnelle à ∫ Ui.dt.
Dans le circuit selon l'invention, on peut intégrer soit Ui/V qui reste dépendant des variations de la tension d'alimentation V, soit Ui/U_R = Ui/IoRb où Io et Rb peuvent être considérés comme constants. Cette intégrale peut être déterminée par des circuits de calcul ou des compteurs traditionnels, comme indiqué à la figure 7.
Le circuit de la figure 7 comprend un comparateur logique 60 qui reçoit sur ses entrées A les signaux de sortie 1 kHz, 2 kHz, 4 kHz et 8 kHz du diviseur 11 de la figure 4 et sur ses entrées B les signaux de sortie Q0, Q1, Q2 et Q3 du compteur 53 de la figure 6, sorties sur lesquelles le signal numérique représente la valeur du rapport Ui/V.
Le signal A se compose d'une suite de 16 états logiques, 0000 à 1111, de 4 bits chacun, avec une période de 1 ms imposée par le signal de 1 kHz. Le signal B, qui est proportionnel à la tension induite Ui dans la bobine motrice au cours d'un pas, c'est-à-dire au cours d'une impulsion de commande (durée max. 16 ms), peut être considéré comme constant pendant la durée de la période de 1 ms du signal A. Dans ces conditions, et partant de l'état 0000 du signal A, le comparateur 60 délivre chaque milliseconde à sa sortie des impulsions de 8 kHz, et ceci aussi longtemps que la valeur binaire du signal B excède la valeur binaire du signal A. En d'autres termes, le nombre d'impulsions de 8 kHz délivré chaque milliseconde à sa sortie par le comparateur 60 est égal à Ui/V.
La sortie du comparateur 60 est branchée à l'entrée a d'une porte ET 61 dont l'entrée b est reliée à la sortie 16 kHz du diviseur 11 de la figure 4. La porte 61 laisse donc passer chaque milliseconde sur sa sortie un nombre de périodes du signal 16 kHz égal à la valeur de Ui. Cette sortie est reliée à l'entrée d'horloge a d'un diviseur programmable 62 dont l'entrée de remise à zéro b est branchée au point P5 (remise à zéro) de la figure 6, de sorte que ce diviseur 62 ne fonctionne que pendant la durée (max. 16 ms) des impulsions de commande du moteur. Les entrées de programmation du diviseur 62 sont branchées aux portes Q0, Q1, Q2 et Q3 du compteur 50 de la figure 6, représentant la valeur de U_R/V, si bien que le taux de division du diviseur 62 est égal au rapport U_R/V.
Le nombre de signaux délivrés à la sortie c du diviseur 62 est donc égal au nombre de signaux sur son entrée divisé par le taux de division, soit t.
avec t = nombre de millisecondes depuis le début de l'impulsion de commande.
Ui/V = nombre de signaux délivrés à la sortie de la porte 61 chaque milliseconde.
U_R/V = taux de division du diviseur 62.
On voit que le nombre de signaux délivrés à la sortie du diviseur 62 est représentatif de l'intégrale ∫ Ui.dt. Pour connaître cette grandeur, la sortie du diviseur 62 est reliée à l'entrée d'horloge a d'un compteur 63 dont l'entrée de remise à zéro b est reliée au point P5 de la figure 6. Ce compteur 63 part de 0 au début de l'impulsion de commande du moteur et son contenu, représenté par les états de ses sorties Q0 à Q3 est représentatif de l'intégrale ∫ Ui.dt, valeur proportionnelle à l'énergie reçue et délivrée par le moteur.
Le contenu du compteur 63, peut lui-même être comparé, à l'aide d'un comparateur 64, à une valeur de consigne. Dans ce but, les sorties du compteur 63 sont reliées aux entrées B d'un comparateur 64 dont les entrées A reçoivent la valeur de consigne. La sortie B > A du comparateur 64 peut être alors utilisée par exemple pour interrompre l'impulsion de commande du moteur.
Dans le cas où la valeur de consigne n'est pas atteinte pendant la durée de l'impulsion de commande du moteur, on peut craindre que le rotor n'ait pas effectué son pas, et l'on peut envoyer une impulsion motrice supplémentaire, à énergie élevée, pour assurer le passage du rotor.
Il existe bien sûr de nombreuses autres combinaisons pour analyser la suite d'états logiques délivrés par le circuit de commande du moteur (figure 4), et les valeurs de Ui, U_R ou ∫ Ui. dt qui découlent de l'analyse de cette suite permettent, en mesurant le temps de passage du rotor ou l'énergie effective reçue par le moteur, d'adapter à l'aide de circuits de contrôle adéquats la durée des impulsions de commande à la charge du moteur, de détecter des pas non effectués ou de commander le moteur à cadence rapide.
En général, ces circuits de contrôle ne peuvent pas être dissociés du circuit de commande. Ainsi, dans une montre, les circuits de commande de la figure 4 et les circuits de contrôle des figures 6 et 7 seraient incorporés dans le circuit intégré de la montre, raison pour laquelle ces circuits de contrôle doivent être relativement simples et peu coûteux.
Par contre, en cours de fabrication ou de réparation, il peut être intéressant d'effectuer des mesures plus précises à l'aide de circuits plus évolués, susceptible d' être incorporés à un appareil de mesure extérieur à la montre, ce dernier permettant de mesurer certains paramètres relatifs au fonctionnement du moteur pas à pas par l'analyse de la suite d'états logiques délivrés par le circuit de commande du moteur. Or, cette suite d'états logiques est directement présente aux bornes du moteur. Il suffit donc de brancher une sonde sur l'une ou l'autre des bornes de celui-ci pour introduire cette suite d'états logiques dans l'appareil de mesure. Cet appareil doit alors comprendre des moyens d'analyse similaires à ceux des circuits des figures 6 et 7, permettant d'extraire les valeurs de Ui, U_R ou de ∫ Ui.dt. Il ne s'agit en fait que d'une extension du dispositif selon l'invention, une partie de ce dispositif se trouvant alors dans la montre et l'autre partie dans l'autre partie dans l'appareil de mesure extérieur. Il faut aussi prévoir des moyens de liaison de ces deux parties, moyens permettant de reconstituer et d'analyser dans la deuxième partie la suite d'états logiques générée par la première. Dans le cas où une sonde est utilisée, ces moyens se réduisent à un simple amplificateur d'entrée. A la figure 8 est représentée une deuxième forme d'exécution d'un dispositif utilisant une bobine captrice pour détecter les signaux émis par la bobine motrice et pour reconstituer à l'aide de ceux-ci la suite d'états logiques produite par le circuit. Ceci permet par exemple de faire le contrôle d'une montre déjà emboîtée et dont les bornes du moteur sont inaccessibles.
Dans tous les cas, c'est-à-dire que le couplage soit inductif ou galvanique, il faut en outre prévoir un générateur secondaire synchronise par les signaux captés sur le moteur, ce générateur délivrant les signaux de référence ou d' horloge nécessaires pour l'analyse correcte de la suite d'états logiques. Sur la figure 8 est représentée la bobine 70 du moteur ainsi que la bobine captrice 71 du dispositif. Sur la bobine motrice 70 (bobine émettrice) se trouvent les signaux tout ou rien à flancs très raides de la suite d'états logiques à reconstituer. Ces flancs raides peuvent être détectés par dérivation du signal capté par la bobine 71, au moyen d'un condensateur 72 branché à l'entrée d'un amplificateur inverseur 73, et d'une résistance 74 branchée entre le condensateur 72 et la sortie de l'amplificateur 73. A la sortie de cet amplificateur apparaissent des impulsions positives ou négatives. La polarité de ces impulsions dépend du sens du courant dans la bobine motrice et de la position de la bobine captrice par rapport à la bobine du moteur. Il n'est donc pas possible de certifier qu'une impulsion positive corresponde à l'établissement du courant dans la bobine et inversement.
Les impulsions positives à la sortie de l'amplificateur 73 sont amplifiées par un transistor 75 de type NPN, dont la base est reliée à la sortie de l'amplificateur 73 par un condensateur 76 et à la masse par une résistance 77. Le collecteur du transistor 75 est relié au pôle positif de l'alimentation par une résistance 78 et à l'entrée d'un inverseur 79. Pour toute impulsion positive de plus de 0,7 Volts (tension de seuil du transistor) à la sortie de l'amplificateur 73, le transistor 75 devient conducteur et produit une impulsion négative sur son collecteur à l'entrée de l'inverseur 79. La sortie de l'inverseur 79 délivre une impulsion positive à l'entrée a d'une porte OU 80, dont la sortie délivre également une impulsion positive. Les impulsions négatives à la sortie de l'amplificateur 73 sont amplifiées par un transistor 81 de type PNP, dont la base est reliée à la sortie de l'amplificateur 73 par un condensateur 82 et au pôle positif de l'alimentation par une résistance 83. Le collecteur du transistor 81 est relié à la masse (pôle négatif de l'alimentation) par une résistance 84 et à l'entrée b de la porte OU 80.
Pour toute impulsion négative de plus de 0,7 Volts à la sortie de l'amplificateur 73, le transistor 81 devient conducteur et produit une impulsion positive sur son collecteur, la sortie de la porte 80 délivrant également une impulsion positive. Ce circuit permet en quelque sorte de "redresser" les impulsions délivrées par l'amplificateur 73, la sortie de la porte 80 délivrant une impulsion positive pour chaque impulsion à la sortie de l'amplificateur 73, quelle que soit sa polarité. Ces impulsions permettent de synchroniser un générateur interne comportant dans cet exemple un générateur à fréquence élevée (4 MHz) 85 et un diviseur 86 délivrant entre autre un signal de 32768 kHz qui est synchronisé avec le générateur interne de la montre par le fait que la sortie de la porte 80 est simplement branchée à l'entrée de remise à zéro de ce diviseur 86. La sortie de la porte 80 est également branchée à l'entrée d'horloge a d'un flip-flop de type D, 87, fonctionnant en diviseur binaire par 2, sa sortie Q étant reliée à son entrée D (c).
Nous savons que, dans la bobine du moteur, les temps d'alimentation de la bobine sont obligatoirement suivis de temps de court-circuit, de même que dans un diviseur par 2, les états "1" sont obligatoirement suivis d' états "0". Il suffit donc de synchroniser les signaux aux bornes de la bobine 70 et à la sortie du flip-flop 87 de manière que l'état "1" à la sortie de ce dernier corresponde à l'état d'alimentation de la bobine motrice et que l'état "0" corresponde à l'état de court-circuit de cette bobine. Nous savons aussi que les impulsions de commande du moteur sont de courte durée (2 µs) par rapport à leur période de répétition (30 µs). De ce fait, la durée d'alimentation de la bobine est en moyenne beaucoup moins longue que la durée pendant laquelle elle est court-circuitée, le court-circuit étant en outre maintenu entre deux impulsions de commande du moteur. Pour synchroniser la sortie Q (e) du flip-flop 87, il suffit de relier cette sortie par une résistance 88 de valeur élevée à l'entrée de remise à zéro (d) de ce même flip-flop, celle-ci étant branchée à la masse par un condensateur 89 de valeur élevée. Le circuit RC 88,89 délivre aux bornes du condensateur 89 la valeur moyenne de la tension à la sortie Q du flip-flop 87. Si cette tension moyenne est trop élevée, cela signifie que les états "1" sont plus nombreux que les états "0", et que le signal de sortie du flip-flop 87 est en contre-phase. La tension élevée sur l'entrée de remise à zéro du flip-flop 87 provoque alors le basculement de ce flip-flop, ce qui rétablit la relation de phase correcte.
Ainsi on dispose respectivement sur les sorties du flip-flop 87 et du diviseur 86 de la suite d'états logiques convenablement reconstituée délivrée par le circuit de commande et des signaux d'horloge convenablement synchronisés. Cette suite d'états logiques et ces signaux permettent alors l'utilisation de circuits d'analyse tels que ceux qui ont été décrits en rapport avec les figures 6 et 7. Ces circuits permettent entre autre de connaître les valeurs de Ui/V et de U_R/V.
En introduisant les valeurs de V et de Rb (tension d'alimentation et résistance de la bobine motrice) il est possible de calculer les valeurs de $I_{o} {= (U}_{R} {/V) (V/Rb) = U}_{R} {/R}_{b}$
et du courant consommé par le moteur, $I_{o} {= I}_{o} {[(U}_{i} {/V) + (U}_{R} /V)]$
ainsi que l'énergie électrique effectivement reçue par le moteur, $w = ∫ Ui.Io.dt = Io.V∫ \frac{Ui}{V} .dt.$

Toutes ces valeurs sont donc mesurables simplement en branchant une sonde sur une borne du moteur, ou mieux, en posant celui-ci sur un capteur comprenant une bobine captrice appropriée.
Un dernier aspect intéressant du dispositif selon l'invention est décrit à la figure 9. Il concerne la possibilité de programmer à volonté le courant de référence Io fixant le niveau de déclenchement du discriminateur du niveau de courant dans la bobine motrice. Ceci peut se faire simplement en remplaçant la résistance R1 de la figure 4 par une source de courant programmable, telle que celle qui est représentée à la figure 9.
Ce dispositif comporte un circuit délivrant un courant de référence formé des transistors de type P-MOS 90 et 91. La source du transistor P-MOS 90 est reliée au pôle positif de l'alimentation, son drain est relié à la masse par une résistance de grande valeur 92 et à la grille du transistor de type P-MOS, 91; sa grille est reliée au pôle positif de l'alimentation par une résistance R2 et à la source du transistor 91. Le drain du transistor 91 est relié à la grille et au drain d'un transistor de type N-MOS, To, dont la source est reliée à la masse. Les transistors 90 et 91 de type P forment un régulateur maintenant la tension aux bornes de la résistance R2 égale à la tension de seuil V_T du transistor 90.
En effet, si la tension aux bornes de la résistance R2 augmente, le courant dans le transistor 90 augmente également, la chute de tension dans la résistance 92 augmente et le courant dans le transistor 91 diminue, ce qui fait baisser la tension aux bornes de R2. Le processus inverse se produit si la tension aux bornes de la résistance R2 diminue, de sorte que cette tension est stabilisée à la valeur de la tension de seuil V_T du transistor 90. Le courant de référence ainsi produit est égal à $I_{R} {= V}_{T} /R2$
. Ce courant passe intégralement par le transistor 91 et le transistor To, déterminant sur ce dernier une tension grille-source de référence, tension pour laquelle le courant drain-source du transistor To est égal à I_R. Cette tension de référence aux bornes du transistor To est appliquée entre grille et source de quatre transistors de type N-MOS T1, T2, T4 et T8, dimensionnés de manière à délivrer entre drain et source des courants porportionnels à I_R, ces courants augmentant en progression géométrique.
C'est ainsi que le transistor T1 délivre un courant I_R, le transistor T2 un courant 2 I_R, et les transistors T4 et T8 des courants respectifs 4 I_R et 8 I_R. Le drain du transistor T1 est relié à la source d'un transistor de type N-MOS 96 dont la grille est branchée à la sortie Q0 (a) d'un compteur réversible 97. Le drain du transistor de type N-MOS T2, est relié à la source du transistor de type N-MOS 95 dont la grille est branchée à la sortie Q1 (b) du compteur 97. Le drain du transistor de type N-MOS, T4, est branché à la source d'un transistor de type N-MOS 94 dont la grille est reliée à la sortie Q2 (c) du compteur 97 et le drain du transistor de type N-MOS, T8, est branché à la source d'un transistor de type N-MOS 93 dont la grille est reliée à la sortie Q3 (d) du compteur 97. Les drains des transistors de type N-MOS 93 à 96 sont reliés ensemble au point commun P6. Ces transistors 93,94,95 et 96 font office d'interrupteurs, laissant passer les courants délivrés respectivement par les transistors T8,T4,T2 et T1, lorsque leur grille est à "1".
Le courant Io au point commun P6 est la somme des courants individuels, sa valeur dépendant des états logiques aux sorties Q0 à Q3 du compteur réversible 97. Il est visible que si ce compteur 97 est à 0, le courant Io est nul, les transistors 93,94,95 et 96 étant tous bloqués. Par contre si le contenu du compteur 97 est au maximum (1111), les transistors 93 à 96 sont tous conducteurs, et le courant Io sur P6 prend la valeur : ${Io = I}_{R} {+ 2 I}_{R} {+ 4 I}_{R} {+ 8 I}_{R} {= 15 I}_{R}$
.
La valeur du courant au point P6 dépend donc du contenu du compteur 97, selon la relation Io = xI_R où x est le contenu du compteur.
Le circuit de la figure 9 est donc bien une source de courant programmable. En remplaçant la résistance R1 de la figure 4 par cette source de courant, il est donc possible de programmer à volonté le niveau du courant dans la bobine motrice. Il est évident que les grilles des transistors 93,94,95,96 pourraient aussi être reliées aux sorties de n'importe quel type de mémoire (ROM, RAM, REPROM, etc.).
Dans le circuit de la figure 9, le compteur réversible 97 a été utilisé pour montrer que la programmation du courant Io peut être utilisée dans un système d'asservissement complémentaire permettant de doser exactement le nombre d'ampères-tours nécessaire au rotor du moteur pour effectuer son pas dans un temps déterminé.
Pour cela, l'entrée d'horloge e du compteur 97 est reliée à la sortie d'un amplificateur inverseur 98 dont l'entrée reçoit les impulsions de commande moteur sur P3 de la figure 4, l'entrée U/D de commande du sens de comptage (f) du compteur 97 recevant un signal de 64 Hz du diviseur 11 de la figure 4. Nous admettons par la suite que le système comporte le circuit de la figure 6, permettant d'interrompre l'impulsion de commande du moteur lorsque le pas est effectué. La durée de cette impulsion de commande est donc variable et elle représente le temps nécessaire au rotor pour effectuer son pas.
Si le couple demandé est faible, ce temps sera court. Si le couple demandé est élevé, ce temps sera plus long. Admettons que nous soyons dans le premier cas, et que l'impulsion de commande ait une durée de 6 ms.
Le signal de 64 Hz sur l'entrée U/D passe à "1" après 8 ms, le compteur 97 change à la fin de l'impulsion de commande moteur sur son entrée d'horloge, c'est-à-dire quand l' entrée U/D est encore à "0". Le compteur décompte alors un pas, son contenu diminuant de une unité, de même que le courant Io. A la prochaine impulsion de commmande, le nombre d'ampères-tours (NIo, où N = nombre de spires de la bobine motrice) reçu par le moteur sera plus faible, de sorte que le rotor mettra un temps plus long pour effectuer son pas, par exemple 7 ms. A la fin de l'impulsion de commande, l'entrée U/D est toujours à "0" et le compteur décompte un nouveau pas si bien que le courant Io diminue encore de une unité. A la prochaine impulsion de commande, le rotor mettra donc encore plus de temps pour effectuer son pas, 8,5 ms par exemple. Dans ce cas, à la fin de l'impulsion de commande, l'entrée U/D a passé à "1". Le compteur avance donc de 1 pas et le courant croît de une unité, de sorte que la durée du prochain pas sera raccourcie, le nombre d'ampères-tours et en conséquence le coupe du moteur étant augmenté. Il s'agit donc bien d'une stabilisation automatique de la durée de l'impulsion de commande, et en conséquence du temps de passage du rotor, aux environs de 8 ms, et ceci également en cas de variations du couple de charge du moteur.
Cette combinaison de circuits permet de faire toujours travailler le moteur dans des conditions optimum et d'économiser ainsi une énergie appréciable. En effet, lorsque la charge du moteur est faible, le nombre d'ampères-tours est automatiquement diminué, ce qui diminue automatiquement le couple de démarrage. On évite ainsi d'imposer au moteur une trop grande accélération, l'énergie dépensée pour cette dernière étant perdue de toute façon.
Il est clair que les exemples donnés aux figures 6,7,8 et 9 ne représentent qu'une partie des possibilités permettant l'analyse de la suite d'états logiques et le réglage du fonctionnement du moteur par le dispositif selon l'invention.

Claims

Dispositif de commande d'un moteur pas à pas muni d'une bobine (31) ayant deux bornes et d'un rotor effectuant un mouvement de rotation lorsque la bobine (31) est parcourue par un courant, comprenant des moyens (15, 16) pour produire, en réponse à des signaux de base de temps, des impulsions de commande du moteur, ainsi que des moyens (25, 27, 28, 30) de commutation répondant auxdites impulsions de commande pour connecter une première borne (a ou b) de la bobine (31) à un premier pôle d'une source de tension continue et la seconde borne (b ou a) de la bobine au second pôle de la source de tension continue, ou inversement, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (R1, 12, 23, 34, 35) pour comparer périodiquement, durant chaque impulsion de commande, le courant dans la bobine à une valeur constante de référence, des moyens (34) pour fournir un signal de contrôle lorsque le courant dans la bobine est supérieur à ladite valeur constante de référence, et des moyens (35, 21, 22, 26, 29) répondant audit signal de contrôle pour commander les moyens (25, 27, 28, 30) de commutation afin de couper la connexion de la bobine (31) au premier pôle de la source de tension continue et d'en connecter les deux bornes au second pôle de ladite source de tension continue.
Dispositif selon la revendication 1 caractérisé en ce que le dispositif comporte en outre des moyens (40-54) d'analyse pour déduire du signal de contrôle un signal numérique d'analyse représentatif de la tension induite dans la bobine (31) sous l'effet du mouvement du rotor.
Dispositif selon la revendication 1 ou 2 caractérisé en ce que le signal de contrôle est constitué par une suite de premiers et de seconds états logiques, les premiers états logiques correspondant a l'état désexcité de la bobine avec connexion de ses deux bornes au second pôle de la source de tension continue et les second états logiques correspondant à l'état excité de la bobine, alors que les moyens (40-54) d'analyse sont conçus pour déduire le signal d'analyse du (des) nombre(s) de premiers états logiques qui se présente(nt) dans une (des) partie(s) ininterrompue(s) de la suite d'états logiques successifs.
Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens d'analyse sont conçus de façon que le signal d'analyse représente la valeur
étant le nombre de premiers états logiques par n états logiques successifs de la série et
étant le nombre de premiers états logiques n_o ⁺ par n_o états logiques successifs dans un intervalle de temps, pendant la durée de l'impulsion de commande, où, après que la valeur de référence a été atteinte, la tension induite par le mouvement du rotor est sensiblement égale à zéro.
Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit intervalle de temps est situé au début de la durée de l'impulsion de commande.
Dispositif selon la revendication 4, caractérisé par le fait que lesdits moyens (40-54) d'analyse reçoivent ledit signal de contrôle et comportent des moyens (40) de mémorisation pour mémoriser, en réponse auxdits signaux de base de temps, les états logiques d'un nombre déterminé de périodes dudit signal de contrôle, des premiers moyens (50) de comptage pour compter, en réponse auxdits signaux de base de temps le nombre d'états logiques correspondant à l'état désexcité de la bobine avec connexion de ses deux bornes au second pôle de la source de tension continue dans un premier groupe d'états logiques mémorisés, lesdits premiers moyens (50) de comptage délivrant à leurs sorties un signal numérique représentatif du rapport de la tension due à la résistance de ladite bobine (31) à la tension d'alimentation, des seconds moyen (53) de comptage pour compter, en réponse auxdits signaux de base de temps et à la fin dudit premier groupe d'états logiques, les variations en nombre desdits états logiques correspondant à l'état désexcité de la bobine avec connexion de ses deux bornes au second pôle de la source de tension continue et contenus dans lesdits moyen (40) de mémorisation, lesdits seconds moyens (53) de comptage délivrant à leurs sorties un signal numérique représentatif du rapport de la tension induite dans la bobine (31) par le mouvement du rotor à la tension d'alimentation.
Dispositif selon la revendication 6, caractérisé par le fait que lesdits premiers moyens (40) de mémorisation comportent un registre de transfert.
Dispositif selon la revendication 6, caractérisé par le fait que lesdits seconds moyens (53) de comptage sont un compteur réversible.
Dispositif selon la revendication 6, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre des moyens reliés audits seconds moyens (53) de comptage pour délivrer un signal de fin d'impulsion lorsque le rapport de la tension induite à la tension d'alimentation a une valeur déterminée et des moyens pour interrompre ladite impulsion de commande en réponse audit signal de fin d'impulsion.
Dispositif selon la revendication 6, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre des moyens (60-64) pour déterminer l'énergie consommée par le moteur au cours d'un pas.
Dispositif selon la revendication 10, caractérisé par le fait que les moyens (60-64) pour déterminer l'énergie consommée par le moteur comportent des premiers moyens (60) de comparaison pour comparer le rapport de la tension induite à la tension d'alimentation avec un signal numérique périodique formé d'une combinaison logique d'au moins une partie desdits signaux de base de temps, lesdits premiers moyen (60) de comparaison délivrant un signal de sortie lorsque la valeur dudit signal numérique périodique est inférieure à la valeur dudit rapport, des moyens (62) de division de fréquence à taux de division programmable par ledit rapport de la tension due à la résistance de la bobine à la tension d'alimentation, lesdits moyens (62) de division de fréquence délivrant en réponse audit signal de temps un nombre de signaux représentatif de l'énergie consommée par le moteur, des troisièmes moyens (63) de comptage recevant les signaux desdits moyens (62) de division de fréquence et délivrant à leurs sorties un signal numérique représentatif de l'énergie consommée par le moteur lors de chaque impulsion de commande.
Dispositif selon la revendication 11, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre des seconds moyens (64) de comparaison pour comparer ledit signal numérique représentatif de l'énergie consommée avec une valeur de consigne, lesdits seconds moyens (64) de comparaison délivrant un signal de fin d'impulsion lorsque la valeur dudit signal représentatif de l'énergie consommée est supérieure à la valeur de consigne, ledit signal de fin d'impulsion étant susceptible d'être utilisé pour asservir la durée des impulsions de commande à la valeur de consigne.
Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait qu'il comporte des moyens (90-98, R2, T0, T1, T2, T4, T8) pour programmer ladite grandeur de référence.
Dispositif selon la revendication 13, caractérisé par le fait que les moyens (90-98, R2, T0, T1, T2, T4, T8) de programmation de la valeur de référence comprennent une source de tension (90, 91, 92, R2, T0) de référence commandant un groupe de transistors (T1, T2, T4, T8) dimensionnés de manière à délivrer respectivement des courants variant en progression géométrique, chacun desdits transistors (T1, T2, T4, T8) étant connecté en série avec un transistor de commutation (93, 94, 95, 96) ayant une entrée de commande et une sortie, les sorties des transistors de commutation (93, 94, 95, 96) étant reliées à une borne commune et les entrées de commande desdits transistors de commutation étant respectivement reliées à des sorties de moyens (97) de mémorisation délivrant sur ces sorties un signal numérique déterminant l'état de conduction ou de blocage desdits transistors de commutation (93, 94, 95, 96) de manière que la somme des courants desdits transistors dudit groupe sur ladite borne commune soit représentative dudit signal numérique et, en conséquence, programmée par ce signal numérique, ladite somme des courants sur ladite borne étant ladite valeur de référence.
Dispositif selon la revendication 14, caractérisé par le fait que lesdits moyens (97) de mémorisation sont constitués par un compteur réversible ayant une entrée d'horloge à laquelle sont appliquées lesdites impulsions de commande du moteur dont la durée est susceptible de varier en fonction de la charge du moteur et une entrée de commande de sens de comptage recevant un signal de base de temps ayant une période en rapport avec le temps nécessaire au rotor pour effectuer un pas, le signal de sortie dudit compteur réversible et, en conséquence, la valeur du courant de référence sur ladite borne commune étant fonction des durées relatives de l'impulsion de commande du moteur et de ladite période du signal de base de temps, la durée de ladite impulsion de commande étant ainsi asservie à la valeur de la période dudit signal de base de temps et la consommation d'énergie minimale même en présence de variations de la charge.
Dispositif selon la revendication 2, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre des moyens (70-89) couplés auxdits moyens d'analyse pour délivrer un signal de fin d'impulsion lorsque ladite tension induite a une valeur déterminée et des moyens pour interrompre l'alimentation du moteur en réponse audit signal de fin d'impulsion.