DK174716B1 - Et strømforsyningskredsløb, anvendelse af et sådant, og fremgangsmåde til styring af et strømforsyningskredsløb - Google Patents

Description

i DK 174716 B1

Den foreliggende opfindelse angår et strømforsyningskredsløb omfattende en elektrisk omformer, fortrinsvis til omformning af vekselstrøm til jævnstrøm, hvilken omformer indbefatter en selvinduktion, 5 et ensretterelement og et af et reguleringskredsløb styret afbryderelement, samt fortrinsvis en kondensator, hvor reguleringskredsløbet styrer afbryderelementet på basis af en reference og en måling af en spænding på et givet sted i strømforsyningskredslø-10 bet, en fremgangsmåde til styring af et strømforsyningskredsløb, samt anvendelsen af et sådant strømforsyningskredsløb til motorstyring.

Til strømforsyning af mange elektriske apparater, navnlig apparater der er tilsluttet enfaset til 15 el-nettet, anvendes kredsløb der korrigerer effektfaktoren, de såkaldte PFC-kredsløb. Ved anvendelse af disse kan der fra el-nettet trækkes en tilnærmelsesvis sinusformet strøm, altså en strøm med et lavt indhold af overtoner, hvilket i dag er et normkrav.

2 0 Endvidere kan der, med et sådant PFC-kredsløb opnås en strømforsyning der er relativt uafhængig af forsyningsspændingen, således at der med én og samme strømforsyning kan realiseres et apparat der direkte kan tilsluttes til forskellige netspændinger, eksem-25 pelvis 110 V eller 240 V, uden at det skal stilles om. Et eksempel på et sådant PFC-kredsløb findes i US-B1-6,215,287, hvor PFC-kredsløbet baserer sig på et forward-omformerkredsløb i form af et boost-omformerkredsløb.

3 0 I sådanne boost-omformerkredsløb, som det der er beskrevet i US-B1-6,215,287, styres en transistor til at lede og spærre med en taktfrekvens der er væsentligt højere end netfrekvensen, eksempelvis 50-100 gange højere end netfrekvensen, der typisk er 50 Hz 35 eller 60 Hz. Når transistoren er ledende løber strømmen fra el-nettet gennem en ensretterbro, en selvinduktion, og transistoren, således at der lagres energi i selvinduktionen. Når transistoren spærrer løber DK 174716 B1 2 strømmen fra nettet gennem ensretterbroen, selvinduktionen, et ensretterelement i form af en diode og en belastning. Herunder falder strømmen gennem selvinduktionen, medens den afgiver sin energi til belast-5 ningen. For at sikre at belastningen altid kan få tilført den nødvendige øjeblikseffekt, uanset om transistoren er ledende eller ej, anvendes normalt en mellemkredskondensator, der er koblet i parallel med belastningen.

10 Styringen af transistoren kan eksempelvis ske som pulsbreddemodulation, således som beskrevet US-Bl-6,215,287. Pulsbreddemodulationen reguleres typisk af en kaskaderegulering, dvs. en regulering der omfatter to sløjfer.

15 Den ene sløjfe er en hurtigtregulerende indre sløjfe, som regulerer strømmen i el-nettet, eksempelvis ved at regulere strømmen i selvinduktionen. Denne regulering kan ske på basis af en målemodstand indsat på et passende sted i kredsløbet, eksempelvis mellem 20 ensretterbroen og transistorens emitter, eller, som det er vist i DE-C1-33 13 124, i serie med selvinduktionen. Det skal i denne forbindelse bemærkes, at det ikke for målingen spiller nogen rolle at DE-C1-33 13 124 omhandler en anden type forward-omformer. Alter-25 nativt kan der som i US-B1-6,215,287 anvendes en ikke nærmere bestemt detekteringsindretning, der måler på fase- eller 0-lederen på netsiden af ensretterbroen.

Den anden sløjfe er en langsomtregulerende ydre sløjfe, som regulerer udgangsspændingen af kredslø-30 bet, altså i praksis spændingen over belastningen inklusiv tilledninger. For at opnå en sinusformet strøm i nettet, multipliceres udgangssigalet fra den ydre reguleringssløjfe med øjebliksværdien af netspændingen, eksempelvis på basis af en måling over ensret-35 terbroens udgang, og resultatet af denne multiplikation anvendes som reference for den indre reguleringssløj fe.

3 DK 174716 B1

Ud over dette vil et PFC-kredsløb typisk kunne indbefatte kompensering for netpændings- og lastvariationer, samt overvågningsfunktioner for overlast og ove r spænd i ng.

5 Den indre reguleringssløjfe er som nævnt hur- tigtregulerende, det vil i denne sammenhæng sige at den regulerer væsentligt hurtigere end netfrekvensen, men stadigt langsommere end taktfrekvensen for transistoren. Typisk er denne regulering en hurtig Ι-ΙΟ regulering. I sammenligning hermed er den ydre reguleringssløjfe langsom, det vil sige væsentligt langsommere end netfrekvensen. Vælges denne regulering for hurtig, vil den udjævne den ripplespænding, der ellers, på grund af mellemkredskondensatorens endeli-15 ge størrelse, uundgåeligt vil forekomme på udgangsspændingen. Dette vil i så fald medføre, at indgangsstrømmen ikke bliver sinusformet, men forvrænget og dermed indeholde netop de overtoner, som PFC-kredsløbet har til formål at undgå.

20 Endvidere kendes der fra EP-A2-473925 en puls breddemoduleret strømforsyning med to feedback sløj -fer, der har hver sin faste tidskonstant, nemlig en hurtigt virkende til at kompensere for stigninger i udgangsspændingen, og en langsomt virkende til at ud-25 jævne belastningsstrommen på indgangssiden.

PFC-kredsløbene ifølge den kendte teknik har imidlertid visse ulemper.

F.eks. vil et pludseligt fald i belastningen, som for eksempel dennes udkobling give anledning til 3 0 et kraftigt oversving på udgangsspændingen. En sådan overspænding fra et oversving kan medføre en uønsket ødelæggelse af kredsløbets komponenter, hvis ikke disse er overdimensionerede med hensyn til spænding, hvilket af økonomiske årsager selvfølgelig heller ik-35 ke er ønskeligt, da dette fordyrer komponenterne.

Dette problem er behandlet i US-B1-6,215,287 der foreslår en løsning, hvor der i reguleringssløjfen er indsat et lavpasfilter med variabel afskæ- 4 DK 174716 B1 ringsfrekvens. Denne løsning er dog unødigt kompliceret, da den fordrer en regulerbar filtreringsfunktio-nalitet.

Et andet problem er, at der kan optræde ustabi-5 litet af den langsomme reguleringssløjfe, hvis belastningen indeholder forstyrrende frekvenser, f.eks. fra en vekselretter, som er belastet med en motor. Da motorens hastighed skal kunne varieres vilkårligt med vekselretteren, kan en sådan last indeholde vilkårli-10 ge frekvenser. Dette er navnlig et problem, hvis disse motorrelaterede frekvenser og netfrekvensen, eller multipla af disse, er nær hinanden, så der opstår lavfrekvente blandingsfrekvenser. Sådanne problemer kan endvidere forværres af at motorer normalt har 15 iboende resonansfrekvenser, af hvilke nogle kan være lavfrekvente. Disse frekvenser og belastningen af omformerkredsløbet påvirker ripplen på udgangsspændingen, der igen influerer på spændingsreguleringskredsløbet og giver anledning til den nævnte ustabilitet.

20 Den traditionelle måde at løse dette problem på er at anvende en forholdsvis stor, og dermed bekostelig, mellemkredskondensator til at isolere nettet og belastningen reguleringsmæssigt fra hinanden og samtidig holde ripplen på spændingen på et acceptabelt 25 lavt niveau, hvilket følgelig fordyrer kredsløbet.

Det er på denne baggrund den foreliggende opfindelses opgave at anvise et strømforsyningskredsløb af den indledningsvis nævnte art, som er omkostnings-gunstigt og som ikke lider under de ovennævnte pro-30 blemer med hensyn til stabilitet og spændingsover-sving.

Ifølge et første aspekt af den foreliggende opfindelse løses denne opgave ved et strømforsynings-kredsløb omfattende en elektrisk omformer til omform-35 ning af vekselstrøm til jævnstrøm, hvilken omformer indbefatter en selvinduktion, et ensretterelement og et af et reguleringskredsløb styret afbryderelement, hvor reguleringskredsløbet styrer afbryderelementet 5 DK 174716 B1 på basis af en reference og en måling af en spænding på et givet sted i strømforsyningskredsløbet, hvilket strømforsyningskredsløb er ejendommeligt ved, at reguleringskredsløbet omfatter et filter med en første 5 afskæringsfrekvens for stigende spænding og en anden derfra forskellig afskæringsfrekvens for faldende spænding.

Ifølge et andet aspekt af den foreliggende opfindelse løses opgaven ved en fremgangsmåde til sty-10 ring af et strømforsyningskredsløb omfattende en elektrisk omformer, fortrinsvis til omformning af vekselstrøm til jævnstrøm, hvor omformeren indbefatter en selvinduktion, et ensretterelement og et af et reguleringskredsløb styret afbryderelement, samt for-15 trinsvis en kondensator, hvilken fremgangsmåde omfatter at styre afbryderelementet ved hjælp af reguleringskredsløbet på basis af en reference og en måling af en spænding på et givet sted i strømforsyningskred s løbet, som er ejendommelig ved at fremgangsmåden 20 omfatter at filtrere signalet i reguleringskredsløbet med et filter med en første afskæringsfrekvens ved stigende spænding og at filtrere signalet i reguleringskredsløbet med et filter med en anden derfra forskellig afskæringsfrekvens ved faldende spænding.

2 5 Herved opnås der, ved passende valg af afskæ ringsfrekvenser, en hurtigere regulering af spændingsstigninger end af spændingsfald, således at de uønskede spændingsoversving mindskes, uden at kredsløbet samtidig søger at udregulere ripplespændingen.

30 Ifølge et tredje aspekt af opfindelsen anvendes strømforsyningskredsløbet som motorstyring, hvorved de ovennævnte problemer med hensyn til udkobling og lavfrekvente blandingsfrekvenser overvindes.

Ifølge en foretrukken udførelsesform af opfin-35 delsen er strømforsyningskredsløbet indrettet således, at såvel den første afskæringsfrekvens som den anden afskæringsfrekvens er faste.

Dette har den fordel at filteret kan realiseres 6 DK 174716 B1 med enkle komponenter, eksempelvis blot ved hjælp af en diode to modstande og en kondensator.

Disse enkle komponenter indgår da i en yderligere foretrukken udførelsesform af opfindelsen ifølge 5 hvilken målingen af spændingen på det givne sted i strømforsyningskredsløbet foretages ved hjælp af et spændingsmålingskredsløb, og at filteret er tilvejebragt i form af forskellige tidskonstanter i dette spændingsmå1i ngskreds1øb.

10 I en fordelagtig variant af denne udførelses form er de forskellige tidskonstanter i spændingsmålekredsløbet er tilvejebragt i form af et RC-led omfattende i det mindste én kondensator og to parallel-forbundne modstande, hvor der i serieforbindelse med 15 i det mindste den ene af de parallelforbundne modstande findes en diode.

Særligt fordelagtig er en udførelsesform, i hvilket dioden indgår i et kredsløb til realisering af en ideel diode.

20 Derved opnås, der at afskæringsfrekvensen ikke påvirkes af størrelsen og hastigheden af spændings-stigningen.

I endnu en foretrukken udførelsesform indbefatter omformeren et boost-omformerkredsløb, hvilket er 25 prisgunstig og enkel måde at realisere omformerkredsløbet på.

Opfindelsen vil nu blive forklaret mere detaljeret ved hjælp eksempler på udførelsesformer af opfindelsen og med henvisning til tegningen, på hvil-30 ken, fig. 1 skematisk viser en første udførelsesform af et strømforsyningskredsløb ifølge opfindelsen, fig. 2 skematisk viser en delvis digital, anden udførelsesform af et strømforsyningskredsløb ifølge 35 opfindelsen, og fig. 3 med et rutediagram skematisk viser et eksempel på den digitale regulering i udførelsesformen ifølge fig. 2.

7 DK 174716 B1

Fig. 1 illustrerer skematisk en i det væsentlige analog udførelsesform af opfindelsen. Strømforsyningskredsløbet forsynes med enfaset vekselstrøm fra tilledningerne F og 0. Vekselstrømmen ensrettes af en 5 broensretter D1-D4. Kredsløbet omfatter en pulsbreddemodulator 1, der styrer en transistor TI til at lede og spærre med en taktfrekvens der er væsentligt højere end netfrekvensen, eksempelvis 50-100 gange højere end net frekvensen, der typisk er 50 Hz eller 10 60 Hz. Når transistoren TI er ledende løber strømmen fra el-nettet gennem ensretterbroen D1-D4, en selvinduktion LI, og transistoren TI, således at der lagres energi i selvinduktionen LI. Når transistoren TI spærrer løber strømmen fra nettet gennem ensret-15 terbroen D1-D4, selvinduktionen LI, et ensretterelement D5 i form af en diode og en belastning 2. Herunder falder strømmen gennem selvinduktionen LI, medens den afgiver sin energi til belastningen 2. For at sikre at belastningen altid kan få tilført den nød-20 vendige øjeblikseffekt, uanset om transistoren TI er ledende eller ej, er der i kredsløbet indsat en mel-lemkredskondensator Cl, der er koblet i parallel med belastningen 2.

Til styring af pulsbreddemodulatoren 1 anvendes 25 der reguleringssløjfer. Den ene sløjfe er en hur-tigtregulerende indre sløjfe, som regulerer strømmen i el-nettet, eksempelvis ved at regulere strømmen i selvinduktionen. Denne regulering sker på basis af en strømmåling afledt af en spændingsmåling over en må-30 lemodstand RI, som er indsat mellem ensretterbroen D1-D4 og emitteren af transistoren TI. Denne strømmåling er i sig selv kendt teknik og kan naturligvis foretages på et hvilket som helst passende sted i kredsløbet og på en hvilken som helst kendt måde. Ek-35 sempelvis som nævnt ovenfor i forbindelse med den kendte teknik.

Det til spændingsmålingen svarende spændingssignal 3 tilføres til et subtraktionsknudepunkt 4, og 8 DK 174716 B1 subtraheres dér fra udgangssignalet 5 fra en multiplikatorindretning 6. Det resulterende signal 7 filtreres i et lavpasfilter 8, således at der opnås et filtreret signal 9, som styrer pulsbreddemodulatoren 5 1, der igen styrer transistoren TI.

Den anden sløjfe er en langsomtregulerende ydre sløjfe, som regulerer udgangsspændingen af kredsløbet. Denne spænding måles i den viste udførelsesform af den foreliggende opfindelse over kondensatoren Cl, 10 i form af et spændingssignal på ledningen 10. Dette signal filtreres igennem et RC-led omfattende en kondensator C3 og to parallelkoblede modstande R2 og R3, hvor der i serie med modstanden R2 er anbragt en diode D6. Udgangssignalet 11 fra dette RC-led subtrahe-15 res i et subtraktionsknudepunkt 12 fra et reference-signal 13. Referencesignalet 13 indikerer den nominelle udgangsspænding, som kredsløbet skal levere, eksempelvis de indledningsvis nævnte 110 V eller 240 V. Udgangssignalet 14 fra subtraktionsknudepunktet 12 20 kan efter behov skaleres i en skaleringsindretning 15 for opnåelse af et udgangssignal 16 fra den ydre reguleringssløjfe. For at opnå en sinusformet strøm i nettet, multipliceres dette udgangssignal 16 fra den ydre reguleringssløjfe med et signal der repræsente-25 rer netspændingens kurveform, eksempelvis som vist på basis af en måling over udgangen ensretterbroen Dl-D4, og resultatet af denne multiplikation, der afgives som udgangssignalet 5 fra multiplikatorindretningen 6, anvendes som reference for den indre regule-30 ringssløjfe.

RC-leddet som omfatter en kondensator C3 og to parallelkoblede modstande R2 og R3, hvor der i serie med modstanden R2 er anbragt en diode D6, tjener til at tilvejebringe to forskellige tidskonstanter for 35 henholdsvis stigende spænding på ledningen 10 og faldende spænding på ledningen 10, dvs. tilvejebringer et lavpasfilter med to forskellige afskæringsfrekvenser afhængig af om reguleringskredsløbet skal tilve- 9 DK 174716 B1 jebringe regulering af en stigende eller en faldende udgangsspænding for kredsløbet.

Dette opnås ved at der i serie med den ene af de to parallelkoblede modstande R2 og R3, i det viste 5 tilfælde R2, er koblet en diode D6. Hvis spændingen på ledningen 10 stiger, vil dioden 6 lede, og der vil løbe en ladestrøm gennem begge de parallelforbundne resistorer R2 og R3 til kondensatoren C3. Hvis spændingen på ledningen 10 derimod falder vil dioden D6 10 derimod spærre, således at kondensatoren kun aflades gennem modstanden R3. Da den samlede modstand af parallelforbindelsen af modstandene R2 og R3 er lavere end modstanden for R3 alene, vil kondensatoren RC-leddet således have en lavere tidskonstant for sti-15 gende spænding på ledningen 10 end for faldende.

Fortrinsvis er værdierne af modstandene R2s og R3, valgt således at R3 er i størrelsesordenen 100 gange større end R2, hvorved der sikres en tilstrækkelig forskel mellem de to tidskonstanter.

20 Kredsløbet bliver således i stand til hurtigere at kompensere for stigende spændinger end for faldende, hvorved navnlig de skadelige og derfor uønskede overspændinger hurtigere reguleres bort. Der kan således på denne måde på enkel vis opnås den ønskede 25 filtrering med to i det væsentlige faste afskæringsfrekvenser .

For at tage højde for ledespændingsfaldet over dioden D6, der navnlig ved langsomme spændingsstigninger på ledningen 10 vil påvirke tidskonstanten for 30 RC-leddet, kan der med fordel anvendes en ideel diodekobling med en operationsforstærker 17, således som det er vist i fig. 1.

Det skal i denne forbindelse endvidere nævnes, at de to forskellige tidskonstanter ifølge en ikke 35 vist udførelsesform også kan tilvejebringes ved anvendelse af to modsat polariserede dioder anbragt i serie med de respektive modstande R2 og R3. Altså således, at der i serie med modstanden R3 tilvejebrin- 10 DK 174716 B1 ges en diode modsat polarisering af den diode D6, som i fig. 1 er anbragt i serie med R2.

I fig. 2 er der vist en anden udførelsesform af opfindelsen, hvor reguleringskredsløbet er digitalt 5 implementeret i f.eks. en mikroprocessor eller en digital signal processor, således som antydet med en stiplet linie. For at lette forståelsen har til hinanden svarende elementer i fig. 1 og 2 samme henvisningssymboler. Reguleringskredsløbet omfatter en mul-10 tiplexer 21, som kombinerer udsgangsspændingssignalet 10, spændingsmålesignalet 3 og det signal, der repræsenterer netspændingens kurveform, til et samlet signal 22. Dette signal 22 leveres til en ana-log/digital-konverter 23, hvor det omsættes til et 15 digitalt signal 24 til brug for en regneenhed 25. Regneenheden 25 beregner på basis af dette digitale signal 24 et signal 29, som styrer pulsbreddemodulatoren 1, der igen styrer transistoren TI.

Fig. 3 viser et eksempel på en reguleringsalgo-20 ritme, som regneenheden 25 kan benytte. Denne algoritme kan være lagret i et lager 26 i forbindelse med eller integreret i mikroprocessoren eller den digitale signalprocessor. Dette lager kan være RAM, ROM eller i princippet et hvilket som helst passende lager-25 medium.

Virkemåden for den i fig. 3 viste algoritme vil nu blive gennemgået. Algoritmen, der er iterativ starter i et trin 100. Herefter afventer regneenheden 23 i et trin 101 den næste pulsbreddemodulerede puls 30 og indlæser derefter i trin 102 en variabel UDC, som repræsenter den faktiske udgangspænding på ledningen 10. Regneenheden sammenligner derefter i trinnet 103 den spændingsværdi, repræsenteret ved variablen UDC1, som pulsbreddemodulatoren aktuelt er sat til at leve-35 re. Hvis den målte værdi, repræsenteret ved variablen UDC, er større end UDC1, beregnes en ny værdi for UDC1 i trinnet 104. Hvis UDC derimod er mindre end eller lig med UDC1 beregnes den nye værdi for UDC1 i 11 DK 174716 B1 trinnet 105. Det skal i den forbindelse bemærkes, at det i det tilfælde, hvor UDC er lig med UDC1, ikke spiller nogen rolle om beregningen af den nye UDC1 sker i det ene eller det andet af trinnene 104 eller 5 105, idet begge beregninger da fortsat vil give samme værdi af UDC1, nemlig lig med UDC. Efter beregningen i trin 104 eller 105, sendes den nye værdi af UDC1 i et trin 106 som styresignal til pulsbreddemodulatoren 1, der styrer transistoren TI.

10 Beregningen af den nye værdi af UDC1, beregnes i de to trin 104 og 105 med to forskellige vægtninger x og y, således at UDC1 tilnærmer sig til UDC med to forskellige hastigheder alt efter om UDC1 er større end UDC eller ej.

15 Den foreliggende opfindelse er i det ovenståen de blevet beskrevet på basis af henholdsvis en analog og en digital udførelsesform. Det skal imidlertid forstås, at de beskrevne udførelsesformer alene er illustrerende eksempler, og at der inden for rammene 20 af kravene kan tænkes mange andre analoge såvel som digitale udførelsesformer og kombinationer heraf.

Fagmanden vil endvidere forstå, at der kan anvendes andre omformerkredsløb end den beskrevne fore-ward-omformer af boost-typen, eksempelvis SEPIC-25 omformere (Single Ended Primary Inductance Converter) , ligesom han vil forstå at kan anvendes andre modulationsformer end den beskrevne pulsbreddemodulation.

Claims (8)

1. Strømforsyningskredsløb omfattende en elektrisk omformer, fortrinsvis til omformning af vekselstrøm til jævnstrøm, hvilken omformer indbefatter en 5 selvinduktion, et ensretterelement og et af et reguleringskredsløb styret afbryderelement, samt fortrinsvis en kondensator, hvor reguleringskredsløbet styrer afbryderelementet på basis af en reference og en måling af en spænding på et givet sted i 10 strømforsyningskredsløbet, kendetegnet ved, at reguleringskredsløbet omfatter et filter med en første afskæringsfrekvens for stigende spænding og en anden derfra forskellig afskæringsfrekvens for faldende spænding.

2. Strømforsyningskredsløb ifølge krav 1, kendetegnet ved, at såvel den første afskæringsfrekvens som den anden afskæringsfrekvens er faste.

3. Strømforsyningskredsløb ifølge krav 1 eller 20 2, kendetegnet ved, at målingen af spændingen på det givne sted i strømforsyningskredsløbet foretages ved hjælp af et spændingsmålingskredsløb og, at filteret er tilvejebragt i form af forskellige tidskonstanter i dette spændingsmålingskredsløb.

4. Strømforsyningskredsløb ifølge krav 3, kendetegnet ved, at de forskellige tidskonstanter i spændingsmålekredsløbet er tilvejebragt i form af et RC-led omfattende i det mindste én kondensator og to parallelforbundne modstande, hvor der 30 i serieforbindelse med i det mindste den ene af de parallelforbundne modstande findes en diode.

5. Strømforsyningskredsløb ifølge krav 4, kendetegnet ved, at dioden indgår i et kredsløb til realisering af en ideel diode.

6. Strømforsyningskredsløb ifølge et hvilket som helst af kravene 1-5, kendetegnet ved, at omformeren indbefatter et boost-omformer kredsløb. 13 DK 174716 B1

7. Anvendelse af et strømforsyningskredsløb ifølge et hvilket som helst af de foregående krav til motorstyring.

8. Fremgangsmåde til styring af et strømforsy-5 ningskredsløb omfattende en elektrisk omformer, fortrinsvis til omformning af vekselstrøm til jævnstrøm, hvor omformeren indbefatter en selvinduktion, et ensretterelement og et af et reguleringskredsløb styret afbryderelement, samt fortrinsvis en kondensator, 10 hvilken fremgangsmåde omfatter at styre afbryderelementet ved hjælp af reguleringskredsløbet på basis af en reference og en måling af en spænding på et givet sted i strømforsyningskredsløbet, kendetegnet ved, at fremgangsmåden omfatter at filtrere 15 signalet i reguleringskredsløbet med et filter med en første afskæringsfrekvens ved stigende spænding og at filtrere signalet i reguleringskredsløbet med et filter med en anden derfra forskellig afskæringsfrekvens ved faldende spænding. 20