DK146640B - Vekselretter med styrede ensrettere og en regulerbar jaevnspaendingsforsyning - Google Patents

Description

146640

Opfindelsen angår en vekselretter med styrede ensrettere, der fra en frekvensgiver forsynes med styreimpulser, og med en regulerbar jævnspændingsforsyning, som tilføres en fast jævnspænding og omfatter et ved hjælp af en styrekobling ak-5 tiveret til- og frakoblingselement med efterkoblet filterled og afgiver en i hovedsagen med styreimpulsernes frekvens proportional spænding.

En typisk anvendelse af en sådan vekselretter er forsyning af en vekselstrømsmotor, hvis omdrejningstal er afhængigt af 10 styreimpulsernes frekvens. Proportionaliteten mellem sty- reimpulsfrekvensen og jævnstrømsforsyningens udgangsspænding opnås fx ved, at frekvensgiveren styres ved hjælp af denne udgangsspænding, og at jævnspændingen ændres for regulering af motorens omdrejningstal.

15 Jævnspændingen ændres ved, at forholdet mellem omkoblingselementets til- og frakoblingstid ændres. Jo større bredden af den mellem til- og frakoblingstiden liggende impuls er, jo højere er spændingen. Som regel holdes taktfrekvensen konstant, og impulsbredden varierer. Man har også holdt im-20 pulsbredden konstant og ændret taktfrekvensen. Endvidere er blandingsformer kendt, fx af en sådan art, at med stigende spænding holdes først tilkoblingstiden konstant, og frekvensen øges, hvorefter frekvensen holdes konstant, og tilbagekoblingstiden øges, og til sidst holdes frakoblingstiden 2 146640 konstant, og frekvensen mindskes.

Ved anvendelse af disse kendte regulerbare jævnspændingsforsyninger i sammenhæng med en vekselretter af den i indledningen beskrevne art, har det vist sig, at vekselretteren i 5 bestemte arbejdsområder ikke arbejder stabilt. Ved drift af en motor giver dette sig udslag i, at motorens omdrejningstal varierer inden for bestemte arbejdsområder.

Opfindelsen har til hensigt at angive en vekselretter af den i indledningen beskrevne art, ved hvilken så stabil drift 10 som muligt sikres inden for alle arbejdsområder.

Denne opgave løses ifølge opfindelsen ved, at styrekoblingen er forsynet med en tidsproportional regulator, der omfatter en forstærker med stor forstærkningsfaktor og en negativ tidsforsinkende tilbageføring samt et hjælpeelement, som 15 afstedkommer forstærkerens indsvingning, og som ved varierende indgangssignal ændrer såvel frekvensen som impulsbredden hos regulatorens udgangssignal.

Som det forklares nærmere senere, er opfindelsen baseret på den overvejelse, at vekselretterens stabilitet beror på, at 20 de ved kobling af omkoblingselementet optrædende impulser har en forstyrrende indvirkning på de styreimpulser, som skal tilføres de styrede ensrettere. De fra en tidsproportional regulator afgivne udgangssignaler har med tiltagende størrelse af spændingen, som skal udtages fra udgangen på 25 jævnspændingsforsyningen, en frekvens, som begynder ca. ved nul, og som derefter stiger til en maksimumværdi og derefter igen vender tilbage til ca. nul. Som følge af stejlheden af den stigende gren i denne frekvenskurve sikres det, at en højst ubetydelig fra den ønskede frekvens afvigende frekvens 30 optræder ved vekselretterens udgang. Ved en sådan regulator opnås endvidere, uden yderligere foranstaltninger, følgende fordele. For en meget lille spænding på jævnspændingsforsy- 146640 3 ningens udgang går ikke blot tilkoblingstiden, men også frekvensen af regulatorens udgangssignal og dermed omkoblingselementets frekvens mod nul. Men hvis omkoblingselementet kun med større afstand lader impulser med ringe bredde slip-5 pe igennem, er der, selv ved kortslutning i vekselretteren, ikke nogen risiko for overbelastning af omkoblingselementet.

For en nær den maksimale spænding liggende spænding ved jævnspændingsforsyningens udgang går ikke blot frakoblingstiden, men også frekvensen af regulatorens udgangssignal og 10 dermed omkoblingselementets frekvens mod nul. Som følge af den lave frekvens holdes omkoblingstabene nede, hvilket er vigtigt, da der på grund af den maksimale ydelse også optræder tab i vekselretterens øvrige dele.

En særlig fordel er det, at hjælpeelementet, der afstedkom-15 mer svingningen, dannes af en positiv tilbageføring med mindre indflydelse end den negative tilbageføring. Gennem valg af den positive og den negative tilbageføring er det muligt at opnå en veltilpasset regulering for de aktuelle betingelser.

20 En anden mulighed består i, at forstærkeren og hjælpeelementet er kombineret til en forstærker med hysterese.

Det er hensigtsmæssigt, at forstærkeren er en differensforstærker, hvis udgang via den negative tilbageføring er forbundet med dens ene indgang og via den positive tilbagefø-25 ring med dens anden indgang. Funktionsretningen (negativpositiv) kan herved bestemmes på en enkel måde gennem tilslutning af tilbageføringen til en af de to indgange.

I de enkelte tilfælde har den negative tilbageføring et RC-led til tidsforsinkelse.

30 Særlig gunstigt er det, hvis den negative tilbageføring omfatter et ulineært element. Det ulineære element kan fx be- 146640 4 stå af en seriekobling af en diode og en modstand, der shunter en modstand i den negative tilbageføring. Som følge af det ulineære led kan man øge den maksimale svingningsfrekvens og dermed regulatorens udgangsfrekvens såvel som 5 stejlheden af frekvenskurven i de områder, hvor ustabilitet kan forventes, således at det generende område bliver endnu mindre.

Desuden kan forstærkerens udgang være shuntet af en diode, som begrænser udgangsspændingen til en værdi mindre end nul.

10 Dermed er forstærkerens arbejdsområde nøje fastlagt.

Endvidere kan et RC-led af samme størrelsesorden som RC-leddet i den negative tilbageføring være indkoblet for forstærkeren. På denne måde kompenseres regulatorens D-virkning.

15 Fra et koblingsteknisk synspunkt er det gunstigt, at differensforstærkeren er forsynet med to transistorer med fælles emittermodstand og en udgangstransistor, som styres af spændingsfaldet over en kollektormodstand for den ene differensforstærker, og at differensforstærkeren er indkoblet mellem 20 to forsyningsledninger, som har et højere og et lavere potentiale i forhold til en nulleder, som forbinder en første klemme på forstærkerindgangen med en første klemme på forstærkerudgangen, og at den anden udgangsklemme og begge tilbageføringer er forbundne med et punkt mellem udgangstran-25 sistoren og dennes kollektormodstand.

Det er her gunstigt, at den anden udgangsklemme via en første spændingsdeler er forbundet med den første indgangsklemme og via den anden spændingsdeler med den anden indgangsklemme, mens baseelektroderne i de to differenstransistorer 30 er forbundne med udtag på spændingsdelerne.

Opfindelsen beskrives nærmere nedenfor ved hjælp af tegnin- 146640 5 gen, der viser i fig. 1 skematisk fremstilling af en vekselretterkobling ifølge opfindelsen, fig. 2 forløbet for regulatorens udgangsspænding som 5 funktion af tiden og de heraf afledte impulser for omkoblingselementet, fig. 3 en frekvensfremstilling for kendte vekselretter- koblinger, fig. 4 en frekvensfremstilling for vekselretterkoblingen 10 ifølge opfindelsen, fig. 5 kobling af en udførelsesform af en tidsproportio nal regulator ifølge opfindelsen, fig. 6 et faseplan til bestemmelse af regulatorens arbejdsforhold og 15 fig. 7 en modificeret udførelsesform af den negative tilbageføring i koblingen ifølge fig. 5.

Fig. 1 viser en vekselretter 1 med styrede ensrettere, som driver en vekselstrømsmotor 2. Vekselretteren 1 tilføres en varierende jævnspænding fra en styret jævnspændingsfor-20 syning 3, som er tilkoblet en fast jævnspænding V^. Jævnspændingsforsyningen er forsynet med et omkoblingselement SW, her i form af en styret halvlederdiode, efter hvilken et filterled med en .drosselspole L, en kondensator og en tomgangsdiode er efterindkoblet. Ved udgangen findes en 25 spændingsdeler med modstande og R2, over hvilken en med udgangsspændingen proportional spænding kan udtages.

Denne spænding tilføres på den ene side en styreimpulsgiver 146640 6 8, som frembringer en med spændingen proportional impulsfrekvens, med hvilken de styrede ensrettere i vekselretteren 1 tændes og slukkes. Denne frekvens f .m?. svarer til arbejds-frekvensen for den efterindkoblede belastning, dvs. fx 5 50 Hz. Ved en vekselretter med fælles slukning af samtlige styrede ensrettere må slukkeimpulsen have seks gange højere frekvens. Som regel frembringes først denne frekvens, og tændingsimpulserne afledes siden fra denne.

Den over modstanden R·^ udtagne spænding tilføres endvidere 10 en sammenligningskobling 9, som er forsynet med en indstillingsanordning, via hvilken en referencespænding 10 tilføres. Der dannes et fejlsignal, som forstærkes og inverteres i sammenligningskoblingen 9, hvorved det på denne måde opnåede signal via et frekvenskorrigerende netværk 11 til-15 føres en tidsproportional regulator 12, hvis udgangsspænding er et rektangelbølgetog, som tilføres en impulsforstærker 13, som af bølgetogets flanker udvinder begge styreimpulser s^ for tænding af omkoblingselementet SW og S2 for slukning af dette omkoblingselement SW.

20 Det sidste er vist i fig. 2. Udgangssignalet har en tilkoblingstid T og en frakoblingstid T . Den totale periode er derfor lig med T. Udgangssignalet 6q svarer efter inver-tering til udgangssignalet fra omkoblingselementet SW. Forholdet mellem tilkoblingstiden Tg og perioden T er lig med 25 forholdet mellem udgangsspændingen og indgangsspændingen Vi· Perioden T er den inverterede værdi af omkoblingsfrekvensen f og kan derfor også skrives: sw 3 3 V /V. = T x f u' 1 e sw 1 fig. 3 er frekvensen f afsat som funktion af værdien 30 V /V^. Linien A svarer til slukkeimpulsfrekvensen, som frembringes i frekvensgiveren 8, og som er lig med seks gange vekselretterens frekvens f. . Ved drift med 50 Hz mv 7 148640 opnår denne frekvens en værdi af 300 Hz. Linien B svarer til et kendt tilfælde, ved hvilken omkoblingsfrekvensen f for omkoblingselementets SW tændingssignaler er konstant og udgør 1000 Hz. Da giver hver anden tændingsimpuls s^ en 5 500 Hz linie, der er betegnet med C. Endvidere svarer linien D til hver tredie tændingsimpuls s^ og linien E til hver fjerde tændings impuls. Linierne A og E skærer hinanden ved 250 Hz. Da der ved omkoblingsfrekvensen resp. en brøkdel af denne udløses temmelig anselige strømme og felter, kan en 10 vis indflydelse på impulsgiveren 8 ikke undgås. Dette gælder først og fremmest, når den endog er forbundet elektrisk med jævnspændingsforsyningen. Disse felter, strømme eller spændinger forstyrrer den sædvanlige frekvensfrembringelse. Når fx i impulsgiveren 8 en kondensator oplades ved hjælp af spændin-15 gen over modstanden og aflades via en dobbeltbasediode ved opnåelse af en forudbestemt grænseværdi, giver allérede 1000 Hz sænkningen af spændingen mellem de to baseelektroder i uni-junction-transistoren en forstyrrelse af den frembragte frekvens. Ved forudbestemt forstyrrende indflydelse 20 kan derfor frekvensen i impulsgiveren 8 variere inden for et anseligt område, som er skraveret i fig. 3 og på abscissen begrænses af værdierne v^ og v2. Dette område er temmelig stort. Inden for det angivne område er det ikke muligt stabilt at indstille vekselretterens frekvens.

25 Frekvenskurverne i fig. 4 fremkommer ved, at man anvender en tidsproportional regulator som vist. Linien A for den i impulsgiveren 8 frembragte frekvens forbliver uforandret, men frekvenskurven B' har et forløb, ved hvilket ved stigende forhold V^/V^ frekvensen f først stiger og derefter 30 efter opnåelse af en maksimumværdi går tilbage til nul. Kurverne C, D' og E' for hver anden, hver tredie og hver fjerde tændingsimpuls s^ har et proportionalt forløb. Ved denne anordning fremkommer ganske vist overskæringer af linien A med samtlige øvrige kurver B', C, D' og E1, men i hvert 35 skæringspunkt er det område meget lille, igennem hvilket 146640 8 omkoblingsfrekvensen kan indvirke forstyrrende på veksel-retterfrekvensen. Det største område, der optræder ved skæringspunktet med kurven E', er vist forstørret. Herved fremkommer grænseværdierne v^ og v2, der ligger væsentligt tæt-5 tere ved hinanden, end det er tilfældet i fig. 3. De øvrige kurver B', C og D' træffer linien A under en brattere vinkel, således at det forstyrrende område her er endnu mindre. Herigennem fremkommer flere, men væsentligt mindre områder, igennem hvilke forstyrrelsen kan finde sted. Vekselretterens 10 frekvens kan derfor fremstilles meget nøjere end hidtil.

Som det forklares senere i forbindelse med fig. 7, kan kurvernes toppunkt forskydes gennem anvendelse af et ulineært element. Kurven B" viser et sådant forløb. Som følge heraf opnås inden for området for skæringspunktet med linien A en 15 endnu brattere vinkel og tilsvarende formindskelse af det forstyrrede områdes udbredelse.

En udførelsesform af en anvendelig tidsproportional regulator 12 ifølge opfindelsen med forindkoblet frekvenskorrigerende netværk 11 vises i fig. 5. Netværket 11 består af et 20 RC-led med en seriemodstand R3 og en parallelkondensator C2· Indgangssignalet ©^ tilføres indgangsklemmerne 14 og 15 på netværket 11, hvis udgang er 'forbundet med indgangsklemmerne 16 og 17 på regulatoren 12. Fra udgangsklemmerne 18 og 19 udtages udgangssignalet ©Q.

25 Regulatoren har to forsyningsledninger 20 og 21 med en negativ spænding -A resp. en positiv spænding +A. En ledning 22, som forbinder klemmerne 16 og 18, har nulpotentiale. Regulatoren 12 er forsynet med en differensforstærker med to transistorer og T2, som har en fælles emittermodstand R^.

30 Transistoren T2 har en kollektormodstand R^. Et punkt 23 mellem kollektormodstanden R<- og transistoren T2 er forbundet med basen i en udgangstransistor T^, som er komplementær til differenstransistorerne T^ og T2. Udgangstransistoren T3 146640 9 har en kollektormodstand Rg. Udgangsklemmen 19 er forbundet med et punkt 24 mellem kollektormodstanden Rg og udgangstran-sistoren Tg. En diode Dg forbinder udgangsklemmerne 18 og 19 og sørger for, at udgangssignalet 0Q altid er mindre end 5 nul. Udgangsklemmen 19 er via en spændingsdeler, der har modstandene Rg, R^q, R-q, forbundet med indgangsklemmen 14.

Basen i transistoren T^ er forbundet med et udtag 25 på spændingsdeleren. Modstandene Rg og R1Q danner sammen med en tværkondensator Cg en negativ tidsforsinkende tilbageføring.

10 Basen i transistoren T^ har spændingen νβ1· Udgangsklemmen 19 er via en spændingsdeler med modstandene R^g forbundet med den anden indgangsklemme 17. Basis af transistoren Tg er forbundet med et udtag 26, hvorved basen er forsynet med spændingen νβ2. Modstanden R^g danner en positiv 15 tilbageføring.

Inden for arbejdsområdet for Øq skal tilbageføringen via modstandene Rg og R^g kunne ophæve tilbageføringen over R-^g. Følgende spændingsdelerforhold defineres: R12 = k Rg + R13 + R12 1

Rg + R. g 20 R + R-^R— = (1 - Kl)

Rg + K13 + R12 1 *11 R9 + R10 + R11 K2

Herved antages, at emittermodstanden R^ er stor, således at transistorerne og Tg ikke belaster de tilsluttede spæn-dingsdelere. Til at begynde med ses der bort fra kondensa-25 torens Cg indvirkning. Differensforstærkeren omkobles altid, når er henholdsvis mindre eller større end νβ2. Herved udfører νβ2 som følge af tilbageføringen over modstanden R12 et udsving af følgende størrelse: Δ = -A (1 - Κχ) 146640 ίο

Virkningsmåden for denne regulator fremgår af fig. 6, i hvilken værdierne og νβ2 er afsat langs abscissen og langs ordinaten den første afledte værdi af V^, standardiseret ved hjælp af tidskonstanten T for den negative til-5 bageføring, således at Tr νβ^ er afsat. I dette faseplan er tegnet to linier F og G til angivelse af V^. Linien F angiver tilstanden for en ledende udgangstransistor T^, dvs. når Qq = -A, mens linien G afmærker tilstanden for den ikke-ledende udgangstransistor T^, når altså 0Q = nul. Betragter 10 man udviklingen for det førstnævnte tilfælde fås følgende ligninger: VB1 * -AK2 i1 - e ϋΓ> r

Tr VB1 - -*K e =£ r VB1 =-MC2-TrVBl

-ΆΚ - V

ίο VB1 T

r

Heraf fremgår det, at linien F må strække sig i en vinkel på 45° i forhold til abscissen og skærer denne i punktet -A x K2. Værdien af νβ2 er forudbestemt gennem 0Q x og differencen Δ.

20 Hvis udgangstransistoren ved forudbestemt værdi af Δ har omkoblet til den ledende tilstand, bevæger arbejdspunktet sig fra a på linien F til punkt b. Dette sker med en vis tidsforsinkelse, mens til- og frakoblingen foregår umiddelbart efter afslutningen af den gennem tilbageføringen for-25 udbestemte difference Δ. Så snart har nået punkt b omkobles udgangstransistoren til den ikke-ledende tilstand, hvorved arbejdspunktet c indtages. Dette bevæger sig da på linien G til punkt d, hvor transistoren atter omkobler til ledende tilstand. Ved en ændring af forskydes hyste-30 rese-rektanglet mellem linierne F og G langs abscissen, så- 146640 11 ledes at ordinaten ændres. Jo større ordinaten er, jo hurtigere gennemløbes linien henholdsvis F og G. Eftersom opholdet på linien F svarer til tilkoblingstiden og opholdet på kurven G til frakoblingstiden, fremkommer tilsvarende 5 forskellige forhold mellem tilkoblingstid og frakoblingstid.

Det er interessant, at en sådan regulator ikke blot fører til nævnte ændring af tilkoblingstiden i forhold til frakoblingstiden, men også til en sådan frekvensændring med hensyn til udgangssignalet 0Q, at en ændring af udgangsspæn-10 dingen opnås i afhængighed af indgangssignalet θ^.

Hvis modstanden er meget mindre end modstanden R.^/ bar kondensatoren C2 ingen nævneværdig indflydelse på det via modstanden R^2 tilbageførte signal. Derimod fremkommer en tidskonstant R^ x C2, der indvirker på indgangssignalet θ^.

15 Dette er vigtigt, fordi regulatoren 12 har en PD-virkning.

En pludselig ændring af 6q ville da medføre meget lange tilkoblingstider eller meget lange frakoblingstider, hvilket ville stille store krav til filterspolen L. Desuden kunne uønskede indsvingsfænomener opstå. Som følge af tidsfor-20 skellen i netværket 11 opnås gradvis overgang af forholdet mellem tilkoblingstid og frakoblingstid til et andet forhold ved en ændring af 0Q. Gunstige værdier for R^ x C2 fremkommer, når TTr < E3 c2 < Tr 25 Dioden D2 tjener til at fastlægge arbejdsområdet for til en værdi under nul, således at arbejdsområdet herigennem er entydigt begrænset.

I stedet for den negative tilbageføring i fig. 5 kan en kobling ifølge fig. 7 anvendes. Her er modstanden Rg shuntet af 30 en seriekobling af en modstand R^4 og en diode D^. Som følge heraf er i den ene spændingsretning kun modstanden R„ virk- y som, men i den anden spændingsretning parallelkoblingen af 146640 12 modstandene Rg og R-^. Herigennem forskydes toppunktet i frekvenskurven i fig. 4, således at kurven B" fremkommer.

Claims (5)

146640

1. Vekselretter med styrede ensrettere, der fra en frekvensgiver forsynes med styreimpulser, og med en regulerbar jævnspændingsforsyning, som tilføres en fast jævnspænding og omfatter et ved hjælp af en styrekob- 5 ling aktiveret til- og frakoblingselement med efterkob- let filterled og afgiver en i hovedsagen med styreimpulsernes frekvens proportional spænding, kendetegnet ved, at styrekoblingen er forsynet med en tidsproportional regulator (12), der omfatter en 10 forstærker med stor forstærkningsfaktor og en negativ tidsforsinkende tilbageføring samt et hjælpeelement, som afstedkommer forstærkerens indsvingning, og som ved varierende indgangssignal (θ^) ændrer såvel frekvensen som impulsbredden hos regulatorens udgangssignal.

2. Vekselretter ifølge krav 1, kendetegnet ved, at hjælpeelementet, der afstedkommer svingningen, dannes af en positiv tilbageføring (R^) me<^ re indflydelse end den negative tilbageføring (Rg, R1Q, C3>.

3. Vekselretter ifølge krav 1 eller 2, kendeteg net ved, at forstærkeren og hjælpeelementet er kombineret til en forstærker med hysterese.

4. Vekselretter ifølge krav 1 eller 2, kendetegnet ved, at forstærkeren udviser en differensfor- 25 stærker (T^, T2, T3) , hvis udgang via den negative til bageføring (Rg, R10, C3) er forbundet med dens ene indgang og via den positive tilbageføring (R^2) med dens anden indgang.

5. Vekselretter ifølge et af kravene 1-4, kendeteg-