DES0043424MA

DES0043424MA -

Info

Publication number: DES0043424MA
Authority: DE

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLANDFEDERAL REPUBLIC OF GERMANY

Tag der Anmeldung: 7. April 1955 Bekanntgemacht am 28. Juni 1956Registration date: April 7, 1955. Advertised on June 28, 1956

DEUTSCHES PATENTAMTGERMAN PATENT OFFICE

Zur Steuerung von gas- oder dampf gefüllten Entladungsgefäßen ist ein sogenannter Steuersatz erforderlich, durch den der Zündzeitpunkt des Entladungsgefäßes verschoben werden kann. Bekannte Einrichtungen dieser Art arbeiten mit Drosselspulen oder Transformatoren im Steuerkreis des Entladungsgefäßes. Um den hierdurch bedingten Aufwand sowie die Trägheit der Steuerung zu verringern, ist bereits vorgeschlagen, den Steuer-Stromkreis des Entladungsgefäßes von einem dem Arbeitsstrom des Enladungsgefäßes frequenzgleichen Wechselstrom zu speisen und im Steuerkreis des Entladungsgefäßes einen in Verbindung mit Zeitgliedern steuerbaren Halbleiter, z. B. einen Transistor, anzuordnen. Dieser Transistor wirkt lediglich als Schalttransistor, d.h., er ist so ausgelegt und gesteuert, daß er lediglich zwei Arbeitspunkte aufweist, und zwar einen, bei dem der Transistor vollständig geöffnet, und einen, bei dem der Transistor vollständig geschlossen ist. Die Steuerung des Zündzeitpunktes des Entladungsgefäßes erfolgt bei der vorgeschlagenen Anordnung durch Ausnutzung der speziellen Kennlinie des Halbleiters, z. B. des Knickes in der Ausgangsstrom-, Ausgangsspannungslinie. Beim Auswechseln des Transistors ist jedoch darauf zu achten, daß der Ersatztransistor den gleichen Kennlinienverlauf aufweist, da im anderen Fall die Steuerglieder für den gleichen Aussteuerungsgrad verändert werden müßten. Es ist daher vorteilhaft, die Schaltung so aufzubauen, daß der Transistor lediglich als -Schalttransistor für den Steuerstrom-For controlling gas or steam filled Discharge vessels, a so-called tax rate is required, through which the ignition point of the discharge vessel can be moved. Known devices of this type work with choke coils or transformers in the control circuit of the discharge vessel. To the resulting It has already been proposed to reduce the effort and the inertia of the control, the control circuit of the discharge vessel by one of the same frequency as the working current of the discharge vessel To feed alternating current and in the control circuit of the discharge vessel in connection with Timers controllable semiconductors, e.g. B. a transistor to be arranged. This transistor works only as a switching transistor, i.e. it is designed and controlled in such a way that it has only two operating points, namely one in which the Transistor fully open, and one where the transistor is fully closed. the The ignition point of the discharge vessel is controlled in the proposed arrangement by taking advantage of the special characteristics of the semiconductor, e.g. B. the kink in the output current, Output voltage line. When replacing the transistor, however, make sure that that the replacement transistor has the same characteristic curve, since in the other case the Control elements would have to be changed for the same degree of modulation. It is therefore advantageous to build the circuit in such a way that the transistor is only used as a -switching transistor for the control current-

6TO 547/42+6TO 547/42 +

S 43424 YIlIb121 cS 43424 YIlIb121 c

kreis des Entladungsgefäßes dient, aber die Schaltung des Steuerstromkreises unabhängig von dem . Verlauf der Kennlinien des Transistors erfolgt. Man könnte daher beispielsweise daran denken, den öffnungszeitpunkt des Transistors durch eine Spannung zu steuern, die einem Drehtransformator entnommen ist und entspreched dem gewünschten Zündzeitpunkt gegenüber der Arbeitsspannung des Entladungsgefäßes phasenverscho- ben ist. Damit wäre jedoch unter Umständen ein größerer Aufwand verbunden.circuit of the discharge vessel is used, but the switching of the control circuit is independent of the . Course of the characteristics of the transistor takes place. One could therefore think of, for example, to control the opening time of the transistor by a voltage applied to a rotary transformer is taken and corresponds to the desired ignition point in phase with respect to the working voltage of the discharge vessel. ben is. However, this would possibly involve greater effort.

Die Erfindung bezieht sich auf einen Steuersatz für gas- oder dampfgefüllte Entladungsgefäße mit einem im Steuerkreis des Entladungsgefäßes liegenden, den Zündzeitpunkt bestimmenden, in Verbindung mit Zeitgliedern steuerbaren Halbleiter. Erfindungsgemäß ist der Umschaltzeitpurikt des als Schalter wirkenden Transistors mit Hilfe der steuerbaren Spannungszeitfläche einer im Steuerkreis des Halbleiters. liegenden Induktivität veränderbar. The invention relates to a tax rate for gas or vapor-filled discharge vessels in connection with one located in the control circuit of the discharge vessel and determining the ignition point semiconductors controllable with timing elements. According to the invention, the switchover time is the acting as a switch transistor with the help of the controllable voltage-time area in the control circuit of the semiconductor. lying inductance changeable.

An Hand des in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiels sei die Erfindung näher erläutert. Darin ist das zu steuernde Entladungsgefäß mit 15 bezeichnet. Sein Arbeitsstromkreis, in dem der Verbraucher 17 liegt, wird von einer Spannungsquelle 16 gespeist. Im Steuerkreis des Entladungsgefäßes liegt ein steuerbarer Halbleiter, in diesem Fall ein Transistor 8. Sowohl hier als auch im folgenden können an Stelle der beschriebenen Verwendung von Transistoren andere steuerbare Halbleiter, beispielsweise magnetfeldsteuerbare Halbleiter, verwendet werden. Desgleichen ist es für das Wesen der Erfindung nicht von ausschlaggebender Bedeutung, welche Transistorentype und in welcher Schaltung sie verwendet wird. Es können also beispielsweise Flächentransistoren sowohl in Basis- als auch in Emitter- oder Kollektorschaltung verwendet werden. Der zwischen Gitter und Kathode des Entladungsgefäßes liegende Ausgangsstromkreis des Transistors 8 wird von einer dem Arbeitsstromkreis des Entladungsgefäßes gleichfrequenten Spannung über einen Transformator 12 und die Zweiwegegleichrichterschaltung 14 gespeist.' Die Einstellung des Zündzeitpunktes des Entladungsgefäßes erfolgt durch entsprechende Steuerung des Öffnungszeitpunktes des Transistors 8. Zu dem Zweck ist die. steuernde Basisspannung an einem Widerstand 6 abgenommen, welcher in einem Stromkreis mit der Spannungsquelle 4 und der Induktivität 3 liegt. Dabei möge auch die Spannungsquelle 4 die gleiche Frequenz haben wie die den Arbeitsstromkreis des Entladungsgefäßes speisende Spannungsquelle 16.On the basis of the embodiment shown in FIG. 1 the invention is explained in more detail. This includes the discharge vessel to be controlled 15 designated. Its working circuit, in which the consumer 17 is located, is fed by a voltage source 16. A controllable semiconductor is located in the control circuit of the discharge vessel Case a transistor 8. Both here and in the following, instead of the use described of transistors other controllable semiconductors, e.g. magnetic field controllable semiconductors, be used. Likewise, it is not critical to the essence of the invention Meaning which transistor type and in which circuit it is used. It can For example, flat transistors in both base and emitter or collector circuits be used. The output circuit between the grid and the cathode of the discharge vessel of the transistor 8 is supplied by a voltage of the same frequency as the working circuit of the discharge vessel via a transformer 12 and the full-wave rectifier circuit 14 fed. ' The ignition point of the discharge vessel is set by means of the appropriate Control of the opening time of the transistor 8. For this purpose is the. controlling base voltage removed at a resistor 6, which is in a circuit with the voltage source 4 and the inductance 3. Here may the voltage source 4 also have the same frequency as that of the working circuit of the discharge vessel feeding voltage source 16.

Für die Drossel 3 wird.eine sättigbare Drossel mit einem besonderen Eisenkern verwendet, dessen Magnetisierungsschleife weitgehend parallelogrammförmigen Verlauf hat. Eine derartige, in Fig. 2 a dargestellte Hysteresisschleif e besitzt beispielsweise eine, !-besonders behandelte Eisen-Nickel-Legierung, :.:welche im Handel unter der Bezeichnung Permenorm 5000 Z bekannt ist. Weiterhin sind im Stromkreis der Spannungsquelle 4 noch ein Transistor 1 und ein hierzu parallel geschalteter Gleichrichter 2 angeordnet.A saturable choke with a special iron core is used for choke 3, whose magnetization loop has a largely parallelogram-shaped course. Such a The hysteresis loop shown in Fig. 2a has, for example, a specially treated iron-nickel alloy, :.: which is known in the trade as Permenorm 5000 Z. Farther are in the circuit of the voltage source 4 still a transistor 1 and a parallel connected thereto Rectifier 2 arranged.

Hat beispielsweise die Spannungsquelle 4 die eingezeichnete Polarität, so fließt ein Strom von der Spannungsquelle über die Drossel 3,· den Gleichrichter 2 und die Widerstände 6 und 5 zur Spannungsquelle zurück. Der von diesem Strom an dem Widerstand 6 hervorgerufene Spannungsabfall öffnet den Transistor 8, so daß auch das Entladungsgefäß 15 geöffnet wird. Während dieser positiven Halbwelle wird die in Fig. 2 a dargestellte Hysteresisschleife der Drossel 3 bis zur Sättigung durchlaufen und dann der Strom beispielsweise im Punkt d lediglich durch die ohmschen Widerstände des Stromkreises begrenzt. In der negativen Halbwelle, in der also die Polarität der Spannungsquelle 4 umgekehrt ist, erfolgt die Rückmagnetisierung des Drosseleisens von d über c und e. bis α. Die Lage dieses Punktes α auf der Magnetisierungsschleife ist ausschlaggebend für den Zündzeitpunkt des Entladungsgefäßes. ■For example, if the voltage source 4 has the polarity shown, a current flows from the voltage source via the choke 3, the rectifier 2 and the resistors 6 and 5 back to the voltage source. The voltage drop caused by this current across the resistor 6 opens the transistor 8, so that the discharge vessel 15 is also opened. During this positive half-wave, the hysteresis loop shown in FIG. 2a of the choke 3 is passed through to saturation and then the current is limited, for example at point d, only by the ohmic resistances of the circuit. In the negative half-wave, in which the polarity of the voltage source 4 is reversed, the reverse magnetization of the choke iron takes place from d via c and e. to α. The position of this point α on the magnetization loop is decisive for the ignition time of the discharge vessel. ■

Wie bereits oben ausgeführt wurde, öffnet der Transistor 8 in Abhängigkeit von dem Spannungsabfall am Widerstand 6. Während der negativen Halbwelle ist der Spannungsabfall am Widerstand 6 sehr viel kleiner, da nur der Magnetisierungsstrom fließt, und außerdem so gerichtet, daß der Transistor 8 gesperrt ist. In der positiven Halbwelle steigt der Strom durch den Widerstand 6 und damit die Spannung zunächst entsprechend der Magnetisierungsschleife über b langsam an, bis im Punkt c die Sättigung erreicht wird. In dem Augenblick steigt der Strom sprungartig auf die Größe an, die beispielsweise im Punkt d durch die übrigen Widerstände des Stromkreises bestimmt ist. Der allmähliche Spannungsanstieg am Widerstand 6 würde also den Transistor 8 so aussteuern, daß sein Widerstand allmählich abnimmt, der Transistor also langsam öffnet. Während dieses langsamen Öffnens des Transistors 8 ist aber die Verlustleistung sehr groß, so daß, wie bereits oben ausgeführt wurde, der Transistor zweckmäßigerweise nur als Schalttransistor verwendet wird, d. h. also, daß er nicht kontinuierlich ausgesteuert wird, sondern schlagartig öffnet oder schließt. Der Transistor 8 bleibt dabei so lange geschlossen, bis die Spannung am Widerstand 6 einen vorgegebenen Mindestwert überschreitet; erst dann öffnet der Transistor, und zwar vollständig, so daß er praktisch dem Strom keinen Widerstand mehr entgegensetzt. Die Schaltung wird nun vorteilhaft so ausgelegt, daß die Mindestspannung, bei der der Transistor 8 öffnet, erst dann an dem Widerstand 6 entsteht, wenn der Strom durch den Widerstand die Größe des Sättigungsstromes erreicht hat. Nun wird aber die Sättigung naturgemäß um so später erreicht, je weiter der Punkt α auf der Magnetisierungsschleife nach links, d. h. also ims negative Gebiet, verschoben ist.As already explained above, the transistor 8 opens depending on the voltage drop across the resistor 6. During the negative half cycle, the voltage drop across the resistor 6 is much smaller, since only the magnetizing current flows, and it is also directed in such a way that the transistor 8 is blocked . In the positive half-wave, the current through the resistor 6 and thus the voltage initially increases slowly in accordance with the magnetization loop across b until saturation is reached at point c. At that moment the current rises abruptly to the size that is determined, for example, at point d by the other resistances of the circuit. The gradual increase in voltage across resistor 6 would drive transistor 8 so that its resistance gradually decreases, so the transistor opens slowly. During this slow opening of the transistor 8, however, the power dissipation is very large, so that, as already stated above, the transistor is expediently only used as a switching transistor, ie that it is not continuously controlled, but opens or closes suddenly. The transistor 8 remains closed until the voltage across the resistor 6 exceeds a predetermined minimum value; only then does the transistor open, and indeed completely, so that it practically no longer offers any resistance to the current. The circuit is now advantageously designed so that the minimum voltage at which the transistor 8 opens does not arise across the resistor 6 until the current through the resistor has reached the level of the saturation current. Naturally, however, the saturation is reached later, the further the point α is shifted to the left on the magnetization loop, that is to say in the negative area.

Fig. 2 b zeigt den zeitlichen Verlauf des Spannungsabfalls VI am Widerstand 6 im Vergleich zu der Spannung IV der Spannungsquelle 4. Man er-FIG. 2 b shows the variation over time of the voltage drop VI across the resistor 6 in comparison with FIG the voltage IV of the voltage source 4. One

547/424547/424

S 43424 VIIIb/21 cS 43424 VIIIb / 21 c

kennt, daß während der negativen Halbwelle der Spannung IV der Spannungsabfall VI auf einen durch den Steuerstrom i_st des Transistors ι bestimmten Höchstwert begrenzt ist. Nach Ablauf der negativen Halbwelle ist also der Eisenkern der Drossel 3 nicht über den Punkt α hinaus ummagne-. tisiert. Während der positiven Halbwelle durchläuft sodann die Hysteresisschleife die in Fig. 2 a dargestellte Kurve vom Punki α über b bis c. Während dieser Zeit steigt der Spannungsabfall nur geringfügig an. Im Punkt c ist die Sättigung erreicht, so daß der Spannungsabfall am Widerstand 6 schlagartig die Größe der Spannung IV erreicht. Während der nun folgenden ^eit bis zum Ende der positiven Halbwelle, d. h. also in dem gestrichelten Bereich, ist der Spannungsabfall amknows that during the negative half-wave of the voltage IV, the voltage drop VI is limited to a maximum value determined by the control current i _{st of} the transistor ι. After the negative half-wave has expired, the iron core of the throttle 3 is not ummagne- beyond the point α. tized. During the positive half-wave, the hysteresis loop then runs through the curve shown in FIG. 2a from point α through b to c. During this time the voltage drop increases only slightly. At point c , saturation is reached, so that the voltage drop across resistor 6 suddenly reaches the size of voltage IV. During the period that now follows up to the end of the positive half-wave, ie in the dashed area, the voltage drop is on

■ ■■ Widerstando so groß, daß der Transistor 8 ständig geöffnet ist.■ ■■ Resistance so great that the transistor 8 is constantly is open.

Die Einstellung der Lage des Punktes α auf der Magnetisierungsschleife und damit des Zündzeitpunktes erfolgt durch entsprechende Aussteuerung des Transistors 1. In der negativen Halbwelle der Spannungsquelle 4 ist der Gleichrichter 2 geschlossen, so daß der gesamte Strom über den Transistor ι fließen muß und somit durch den an den Klemmen A und B zugeführten Steuerstrom i_st so begrenzt werden kann, daß er beispielsweise die in Fig. 2 a dargestellte Größe des Punktes α nicht überschreiten kann.The setting of the position of the point α on the magnetization loop and thus the ignition timing is carried out by appropriate control of the transistor 1. In the negative half-wave of the voltage source 4, the rectifier 2 is closed, so that the entire current must flow through the transistor ι and thus through the at the terminals A and B supplied control current i _{st can} be limited so that it cannot exceed, for example, the size of the point α shown in FIG. 2a.

Damit der Schalttransistor 8 nicht durch einen übermäßig großen Steuerstrom beschädigt wird, kann es vorteilhaft sein, die Sinuswellenabschnitte der Fig. 2 b in Trapeze umzuformen, wie sie Fig. 2 c zeigt. Dies kann durch einen dem Widerstand 6 parallel geschalteten Schwellwertgleichrichter 7 erreicht werden, der für die überschießende Spannung einen Kurzschluß bildet. Damit in diesem Fall die Spannungsquelle 4 nicht überlastet wird, kann ein zusätzlicher Widerstand 5 vorgesehen sein.So that the switching transistor 8 is not damaged by an excessively large control current, it can be advantageous to transform the sine wave sections of FIG. 2b into trapezoids, as they do Fig. 2c shows. This can be done by a threshold value rectifier connected in parallel with the resistor 6 7 can be achieved, which forms a short circuit for the excess voltage. In order to in this case the voltage source 4 is not overloaded, an additional resistor 5 be provided.

Um die Zündung des Entladungsgefäßes zu erreichen, ist an sich eine kurze Spannungsspitze geeigneter Größe und Zeitdauer nötig. Diese wird beispielsweise durch den Kondensator 9 geliefert, der während der negativen Halbwelle über Transformator 18 und Gleichrichter 10 aufgeladen wird und sich zu Beginn des Öffnens des Schalttransistors 8 im Zeitpunkt c (Fig. 2 b und Fig. 2d) über den Steuerstromkreis des Entladungsgefäßes 15 entweder direkt oder über einen Transformator entlädt. Der Kondensator ist so bemessen, daß er seine ganze Ladung während des Zündimpulses.an das Entladungsgefäß abgibt. Zur Schonung des Gitters der Entladungsgefäße ist es jedoch unter Umständen zweckmäßig, auch während des Restes der Periode noch eine kleine positive Spannung am Gitter zu belassen. Diese Spannung kann beispielsweise durch den Transformator 12 über den Gleichrichter 14 geliefert werden.In order to ignite the discharge vessel, a short voltage peak of a suitable size and duration is necessary. This is supplied, for example, by the capacitor 9, which is charged during the negative half-cycle via the transformer 18 and rectifier 10 and at the beginning of the opening of the switching transistor 8 at time c (Fig. 2b and Fig. 2d) via the control circuit of the discharge vessel 15 discharged either directly or through a transformer. The capacitor is dimensioned in such a way that it transfers its entire charge to the discharge vessel during the ignition pulse. In order to protect the grid of the discharge vessels, however, it is sometimes expedient to leave a small positive voltage on the grid during the remainder of the period. This voltage can be supplied, for example, by the transformer 12 via the rectifier 14.

Für den Zündzeitpunkt des Entladungsgefäßes 15 ist also die Größe der Rückmagnetisierung der Drossel 3 maßgebend. Die Steuerung dieser Rückmagnetisierung erfolgt bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1 mit Hilfe des Steuerstromes i_st über den Transistor 1. Statt dessen können im Rahmen der Erfindung auch beliebige andere Steuerungsarten für die Begrenzung der Größe der Rückmagnetisierung der Drossel 3 verwendet werden; beispielsweise in der Art, daß parallel zur Drossel geschaltete Gleichrichter gesteuert werden, daß der Transistor 1 als Kipptransistor ausgebildet ist oder, wie beispielsweise in Fig. 3 dargestellt, daß die Steuerung auf besondere Wicklungen der Drossel einwirkt.The magnitude of the reverse magnetization of the choke 3 is therefore decisive for the ignition point in time of the discharge vessel 15. In the embodiment of FIG. 1, this reverse magnetization is controlled with the aid of the control current i _st via the transistor 1. Instead, any other types of control can also be used within the scope of the invention for limiting the size of the reverse magnetization of the throttle 3; for example in such a way that rectifiers connected in parallel to the choke are controlled, that the transistor 1 is designed as a flip-flop transistor or, as shown for example in FIG. 3, that the control acts on special windings of the choke.

Man erkennt in Fig. 3 wiederum die Spannungsquelle 4 mit dem den Spannungsabfall für die Steuerung des Transistors 8 liefernden Widerstand 6, die Drossel 3 und den Gleichrichter 2, welcher bewirkt, daß nur in der positiven Halbwelle Spannung an der Arbeitsstromwicklung 3_ß der Drossel 3 liegt. In der stromlosen Halbwelle ist durch die gleichphasige Hilfsspannung U_v und die entgegenwirkende Steuerspannung U_st in der Steuerwicklung 3_& eine Differenzspannung wirksam, die eine Rückmagnetisierung des Drosseleisens längs der Magnetisierungsschleife bis zum Punkt α bewirkt. Auch in diesem Fall kann parallel zum Widerstand 6 ein Schwellwertgleichrichter 7 geschaltet werden.One recognizes in Fig. 3 again the voltage source 4 with the voltage drop for the control of the transistor 8 supplying resistor 6, the choke 3 and the rectifier 2, which causes voltage at the working current winding 3 _{ß of} the choke 3 only in the positive half-wave located. In the currentless half-wave, the in-phase auxiliary voltage U _v and the counteracting control voltage U _st in the control _{winding 3 & result in} a differential voltage which causes the choke iron to be magnetized back along the magnetization loop up to point α. In this case too, a threshold value rectifier 7 can be connected in parallel with the resistor 6.

Wie bereits bei der Beschreibung der in den FIg¹UrCn dargestellten Beispiele gezeigt wurde, ist die Erfindung nicht auf die beschriebenen Ausführungsformen beschränkt. Um eine lineare Steuerkennlinie zu erhalten, kann es beispielsweise vorteilhaft sein, die Schaltung so aufzubauen, daß die im Steuerkreis des das Entladungsgefäß steuernden Transistors 8 angeordnete Induktivität 3 statt von einer Spannung mit sinusförmiger Kennlinie von einer Spannung mit rechteckförmiger Kennlinie gespeist wird.As has already been shown in the description of the ^{examples shown in FIG. 1} UrCn, the invention is not limited to the embodiments described. In order to obtain a linear control characteristic, it can be advantageous, for example, to set up the circuit in such a way that the inductance 3 arranged in the control circuit of the transistor 8 controlling the discharge vessel is fed by a voltage with a rectangular characteristic instead of a voltage with a sinusoidal characteristic.

Claims

Patent claims:

1. Tax rate for gas or steam filled Discharge vessels with an ignition point in the control circuit of the discharge vessel determining semiconductors, controllable in connection with timing elements, in particular Transistor, characterized in that the switching time of the acting as a switch Transistor with the help of the controllable voltage-time area in the control circuit of the semiconductor lying inductance is changeable.

2. Tax rate according to claim 1, characterized in that that for the inductance an iron core made of a material with a parallelogram Magnetizing loop is used.

3. Tax rate according to claim 1 and 2, characterized in that the control voltage of the semiconductor as a voltage drop across a resistor connected in series with the inductance 6. Is removable.

4. Tax rate according to claim 1 to 3, characterized in that the in series to Inductance switched on resistor (6)

609 547/424

S 43424 VIIIb/21 cS 43424 VIIIb / 21 c

controllable semiconductor resistor, preferably transistor. .

5. Tax rate according to claim 1 to 4, characterized in that a rectifier is connected in parallel with the resistor (6). whose threshold value limits the voltage drop across the resistor.

6. Tax rate according to claim 1 to 5, characterized in that the size of the back magnetization the inductance (3) can be controlled by a further transistor (1).

7. Tax rate according to claim 1 to 5, characterized in that the size of the back magnetization of the inductance (3) can be _{controlled by a special control winding (3 6} ) of the inductance.

8. tax rate 'according to claim 1 to 7, characterized characterized in that the inductance (3) has a voltage with a rectangular characteristic is fed.

9. Tax rate according to claim 1 to 8, characterized in that in the control circuit of the Discharge vessel, a capacitor (9) is arranged, the discharge of which at the beginning of the the pulse switching on the discharge vessel connects a voltage peak to this pulse.

10. Tax rate according to claim 1 to 9, characterized characterized in that to prevent a complete discharge of the capacitor (9) an additional voltage source (18) is connected to the capacitor.

11. Tax rate according to claim 10, characterized characterized in that the additional voltage source (18) via a rectifier (10) to the Capacitor is connected.

1 sheet of drawings