DE857405C

DE857405C - Messaging system

Info

Publication number: DE857405C
Application number: DES12303D
Authority: DE
Inventors: Heinrich Dipl-Ing Krambeer
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1944-08-30
Filing date: 1944-08-30
Publication date: 1952-11-27

Description

Nadirichtenübertragungssystem In Nachrichtenverbindungen haben die dazwischengeschalteten Leitungen einen frequenzabhängigen Dämpfungsgang, der üblicherweise durch Leitungsentzerrer entzerrt wird. Wird die Strecke mit Verstärkern ausgerüstet, so treten zusätzlich weitere Dämpfungsverzerrungen auf, die dadurch entstehen, daß Ein- und Ausgangsscheinwiderstand des Verstärkers nicht mit dem Scheinwiderstand der Leitung übereinstimmen. Diese Dämpfungsverzerrungen sind verschieden, je nachdem es sich um einen Sendeverstärker, einen Zwischenverstärker oder einen Empfangsverstärker handelt, da der Verstärker je nach dem Verwendungszweck verschieden abgeschlossen ist. Bisher ist man so vorgegangen, daß man die Dämpfungsverzerrung des Zwischenverstärkers in den Leitungsentzerrer mit aufgenommen hat und einen besonderen Sendeentzerrer und Empfangsentzerrer vorgesehen hat. Der Leitungsentzerrer kommt dabei sowohl im Zwischen- als auch im Empfangsverstärker vor.Nadirectional transmission system In communication links, the lines connected in between have a frequency-dependent attenuation characteristic, which is usually equalized by line equalizers. If the line is equipped with amplifiers, additional attenuation distortions occur, which are caused by the fact that the input and output impedance of the amplifier do not match the impedance of the line. These attenuation distortions are different depending on whether it is a transmission amplifier, an intermediate amplifier or a reception amplifier, since the amplifier is terminated differently depending on the intended use. The previous approach was to include the attenuation distortion of the intermediate amplifier in the line equalizer and to provide a special transmit equalizer and receive equalizer. The line equalizer is used in both the intermediate amplifier and the receiver amplifier.

Die erforderlichen Sende- und Empfangsentzerrer sind nun aber verhältnismäßig komplizierte Gebilde, die genau abgeglichene Einzelteile erfordern und als gesonderte Einheiten auf Dämpfungsgang geprüft werden müssen. Außerdem wird durch die Anbringung dieser Entzerrer die Einheitlichkeit des Aufbaus der Verstärker durchbrochen. Das hat nicht nur zur Folge, daß gesonderte Unterlagen zum Bau der drei verschiedenen Verstärkertypen angefertigt werden müssen, sondern auch, daß für die Planung der anzufertigenden Stückzahlen bereits Strecke und Ämter, an denen die Verstärker eingesetzt werden sollen, bekannt sein müssen.The required transmit and receive equalizers are now proportionate complicated structures that require precisely matched individual parts and as separate Units must be checked for attenuation. In addition, the attachment this equalizer the uniformity of the structure of the amplifier broken through. This not only means that separate documents for the construction of the three different types of amplifiers have to be made, but also that for the planning of the number of pieces to be produced already route and offices at which which amplifiers are to be used must be known.

Die Erfindung hat sich die Aufgabe gestellt, eine Vereinheitlichung des Aufbaus der Verstärker zu schaffen und durch einfache Maßnahmen Sende- und Empfangsentzerrer überflüssig zu machen. Damit werden aber die oben geschilderten Nachteile weitgehend vermieden.The invention has set itself the task of standardization of the structure of the amplifier and, through simple measures, transmit and receive equalizers to make superfluous. However, this largely eliminates the disadvantages outlined above avoided.

Gemäß der Erfindung wird für Sendeverstärker, Zwischenverstärker und Empfangsverstärker die gleiche Verstärkertype benutzt. Im Ausgang der Verstärker sind dabei Netzwerke vorgesehen, durch die erreicht wird, daß der Sendeverstärker eine frequenzunabhängige Verstärkung abgibt. Diese Netzwerke werden beim Empfangsverstärker ganz oder zum Teil unwirksam gemacht, derart, daß sich für Zwischenverstärker und Empfangsverstärker im Ausgang die gleichen Spannungsverhältnisse ergeben. Die Netzwerke sind insbesondere so ausgebildet, daß für Sendeverstärker und Zwischenverstärker im wesentlichen eine Anpassung an den Scheinwiderstand der Leitung bewirkt wird.According to the invention for transmission amplifier, repeater and Receiving amplifier uses the same amplifier type. In the output of the amplifier networks are provided through which it is achieved that the transmitter amplifier emits a frequency-independent gain. These networks are used in the receiver amplifier wholly or partially rendered ineffective, such that repeater and Receiving amplifiers in the output result in the same voltage ratios. The networks are especially designed so that for transmission amplifiers and intermediate amplifiers essentially an adaptation to the impedance of the line is effected.

Die auftretenden Verhältnisse seien an Hand der Figuren noch näher erläutert. Der Sendeverstärker arbeitet zwischen dem reellen Widerstand R des Sendeamtes und dem Scheinwiderstand 2B der Leitung (Fig. i a), der Zwischenverstärker beiderseitig zwischen dem Scheinwiderstand V der Leitung (Fig. ib) und der Empfangsverstärker zwischen 29 und R (Fig. ic).The relationships that arise are even closer to the figures explained. The transmitter amplifier works between the real resistance R of the transmitter office and the impedance 2B of the line (Fig. i a), the intermediate amplifier on both sides between the impedance V of the line (Fig. ib) and the receiving amplifier between 29 and R (Fig. ic).

Es sei zunächst angenommen, daß der Ausgangsscheinwiderstand des Verstärkers reell und gleich dem des Sendeamtes, d. h. also gleich R ist. Dann kann der Verstärkerausgang betrachtet werden als eine Spannungsquelle U, mit dem inneren Widerstand R, womit sich die Ersatzbilder der Fig. 2 a bis 2 C und die dort angegebene Spannungsteilung ergeben. Sie ist für den Empfangsverstärker konstant und für den Sende- und Zwischenverstärker gleich und frequenzabhängig Schaltet man nun in den Ausgang des Sende- und des Zwischenverstärkers im Längszug ein zweipoliges Netzwerk X ein, so ändert sich das Ersatzbild und man erhält Fig. 3 mit der Spannungsteilung Bemißt man X so, daß R + X = D wird, so wird auch hier die Spannungsteilung konstant Da der Sendeverstärker auch am Eingang eine konstante Spannungsteilung (vgl. Fig. i a) hat, ist seine Verstärkung somit überhaupt konstant geworden und ein Sendeentzerrer nicht erforderlich. Zwischenverstärker und Empfangsverstärker haben am E ' ingang die gleiche frequenzabhängige Spannungsteilung a 0 den 'chen Dämpfungsgang, der in den Leitungsen 's zerrer g'e eingearbeitet werden kann. Diese Eigenschaft bleibt auch erhalten, wenn beide Verstärker eingangsseitig die gleichen Netzwerke vorgeschaltet bekommen.It is first assumed that the output impedance of the amplifier is real and equal to that of the broadcasting office, i. H. so is equal to R. The amplifier output can then be viewed as a voltage source U, with the internal resistance R, which results in the equivalent images of FIGS. 2 a to 2 C and the voltage division indicated there. It is constant for the receiving amplifier and the same and frequency-dependent for the transmitter and repeater If a two-pole network X is now switched into the output of the transmitter and intermediate amplifier in the longitudinal line, the equivalent image changes and FIG. 3 is obtained with the voltage division If X is dimensioned in such a way that R + X = D, the voltage division is constant here too Since the transmitter amplifier also has a constant voltage division at the input (see Fig.ia) its gain has thus become constant at all and a transmit equalizer is not required. Have between amplifier and receiver amplifier on E 'ingang the same frequency-dependent voltage division a 0 the 'chen attenuation that can be worked into the lines' s zerrer g'e. This property is also retained if both amplifiers are connected upstream from the same networks on the input side.

Bisher war vorausgesetzt, daß der Ausgangsscheinwiderstand des Verstärkers konstant und reell ist. Im allgemeinen ist dies jedoch nicht der Fall. Es ist dann erforderlich, den Ausgangsscheinwiderstand des Verstärkers zunächst im wesentlichen konstant und reell zu machen. Es lassen sich stets einfache Netzwerke finden, durch die das erreicht werden kann. Das Prinzip sei an > einem Beispiel erläutert, bei dem der Ausgangsscheinwiderstand des Verstärkers durch einen Übertrager Ü mit Parallelwiderstand R' gebildet ist (vgl. Fig. 4). Für die in Fig. 4 dargestellte Schaltung läßt sich das Ersatzschaltbild der Fig. 5 zeichnen. Mit L, sei die Hauptinduktivität, mit or L, die Streuinduktivität und mit Co die Eigenkapazität bezeichnet. R ist die Zusammenfassung des inneren Widerstandes Ri des letzten Rohres und des Querwiderstandes R'. Alle Größen sind auf die niederohmige Seite bezogen. Als Spannungsquelle ist die EMK des letzten Rohres - benutzt.So far it was assumed that the output impedance of the amplifier is constant and real. In general, however, this is not the case. It is then necessary to first make the output impedance of the amplifier essentially constant and real. Simple networks can always be found through which this can be achieved. The principle will be explained an example of> in which the output impedance of the amplifier is formed by a transformer U with parallel resistor R '(see. Fig. 4). For the circuit shown in FIG. 4, the equivalent circuit diagram of FIG. 5 can be drawn. L, denotes the main inductance, or L denotes the leakage inductance and Co denotes the self-capacitance. R is the combination of the internal resistance Ri of the last pipe and the transverse resistance R '. All sizes refer to the low-resistance side. The EMF of the last pipe is the voltage source - used.

In der Fig. 6a ist eine exakte Lösung dargestellt. Hierbei wurden je zwei Korrekturschwingkreise L, C, und L, C, zu beiden Seiten des Übertragers zugefügt sowie auf der Ausgangsseite C, hinzugefügt und so die Schaltung zu einem Bandpaß ergänzt, der selbst im Übertragungsbereich einen konstanten und reellen Ausgangsscheinwiderstand besitzt und eine frequenzunabhängigeSpannungsteilungderVerstärkerausgangsspannung ergibt. Die Gesamtschaltung bildet so einen Bandpaß der Wellenwiderstandsklasse 4 und Dämpfungsklasse 3, den man sich aus der Kettenschaltung eines Bandpasses der Dämpfungsklasse i, Wellenwiderstandsklasse 2 und zwei Halbgliedern eines Bandpasses der DämpfungsklaSSe 2 und Wellenwiderstandsklasse 4, sogenannten Anpassungsnetzwerken, entstanden denken kann, wie es die Fig. 6b zeigt. Der Wellenwiderstand von Anpassungsnetzwerken ist für das Frequenzgebiet des Durchlaßbereiches nahezu konstant. Der Bandpaß hat also, wenn sein Wellenwiderstand gleich R ist, selbst den Ausgangsscheinwiderstand R, und die Spannungsteilung von - zum Ausgang ist frequenzunabhängig, da ein einseitig angepaßter Vierpol im Durchlaßbereich keine Dämp- i fung aufweist. Damit ist dieser Fall auf den zuerst behandelten Fall eines Verstärkers mit konstantem Ausgangsscheinwiderstand zurückgeführt.An exact solution is shown in FIG. 6a. Here, each have two correction resonant circuits L, C, and L, C, added to both sides of the transformer and on the output side of C, added and so completes the circuit to a bandpass filter, which itself has a constant and real output impedance in the transmission area, and a frequenzunabhängigeSpannungsteilungderVerstärkerausgangsspannung results . The overall circuit thus forms a bandpass filter of characteristic impedance class 4 and damping class 3, which can be imagined from the chain connection of a bandpass filter of damping class i, characteristic impedance class 2 and two half-links of a bandpass filter of damping class 2 and characteristic impedance class 4, so-called matching networks, as shown in Fig Figure 6b shows. The characteristic impedance of matching networks is almost constant for the frequency range of the pass band. If its wave impedance is equal to R, the bandpass filter itself has the output impedance R, and the voltage division of - to the output is frequency-independent, since a unilaterally matched quadrupole has no attenuation in the pass band. This leads back to the case of an amplifier with a constant output impedance, which was dealt with first.

Es ist nicht immer erforderlich, eine genaue Lösung zu benutzen, es wird häufig möglich sein, mit einem geringeren Aufwand eine Näherungslösung zu verwenden. Eine solche Näherungslösung sei an einem Zahlenbeispiel durchgeführt. Es liege eine Schaltungsanordnung vor entsprechend der Fig. 4, für die auch das Ersatzschaltbild der Fig. 7 gezeichnet werden kann. Die Hauptinduktivität L, ist bei der niedrigsten Übertragungsfrequenz f" bereits hochohmig gegenüber R und es sei i(,t)"L = i 5 R. Die Streuinduktivität a L, sei 0,5 . 10-2 der Hauptinduktivität, und die Eigenkapazität habe bei der oberen Übertragungsfrequenz f, einen Scheinwiderstand von - j 6 R. Die Eigenresonanz liege bei der mittleren Frequenz Berücksichtigt man, daß bei tiefen Frequenzen die Streuinduktivität vernachlässigbar klein, bei hohen Frequenzen die Querinduktivität so hochohmig ist, daß sie nicht mehr eingeht, so gelten für die drei Frequenzen f", f, und f, die Ersatzbilder der Fig. 8 a, 8 b und 8 c, und zwar die ausgezogenen Linien. Man sieht, daß der Ausgangsscheinwiderstand näherungsweise reell und gleich R gemacht werden kann, und zwar an der unteren Übertragungskante durch Parallelschalten eines Kondensators vom Werte - i 5 R, der die induktive Komponente kompensiert (in Fig. 8a gestrichelt eingezeichnet), bei der Frequenz f, durch ausgangsseitiges Parallelschalten eines Kondensators vom Betrage - i 6, 7 R, der die Streuinduktivität zu einem Tiefpaß mit dem Wellenwiderstand R und der Grenzfrequenz 6, 7 f, ergänzt (in Fig. 8b gestrichelt eingezeichnet). Bei der Frequenz fb kann durch eingangsseitiges Parallelschalten eines Kondensators vom Werte - i 1, 43 R die Schaltung wieder auf denselben Tiefpaß ergänzt werden. Da jedoch an dieser Stelle der Wellenwiderstand des Tiefpasses bereits wesentlich größer ist als Z, muß noch durch Parallelschalten eines reellen Widerstandes 4 R der Eingangswiderstand herabgesetzt werden (in Fig. 8c gestrichelt eingezeichnet).It is not always necessary to use an exact solution; it will often be possible to use an approximate solution with less effort. Such an approximate solution is carried out using a numerical example. There is a circuit arrangement corresponding to FIG. 4, for which the equivalent circuit diagram of FIG. 7 can also be drawn. The main inductance L, is already highly resistive to R at the lowest transmission frequency f "and let i (, t)" L = i 5 R. The leakage inductance a L, let 0.5. 10-2 of the main inductance, and the self-capacitance have f at the upper transmission frequency, an impedance of - j 6 R. The natural resonance lies at the center frequency Bearing in mind that at low frequencies the leakage inductance at high frequencies, the shunt inductance is negligible so high-ohmic that it not being received, then apply to the three frequencies f "f, and f, the replacement images of Fig. 8 a, 8 . b and 8 c, namely the solid lines can be seen that the output impedance of approximately real and equal to R can be made, namely at the lower transfer edge by connecting a capacitor of the value - i 5 R, which compensates for the inductive component (in Fig. 8a drawn in dashed lines), at the frequency f, by connecting a capacitor in parallel on the output side of the amount - i 6, 7 R, which supplements the leakage inductance to a low-pass filter with the characteristic impedance R and the cutoff frequency 6, 7 f (in Fig. 8b At the frequency fb, the circuit can be supplemented to the same low-pass filter by connecting a capacitor in parallel on the input side with the value - i 1, 43 R the. However, since at this point of the characteristic impedance of the low-pass filter is already substantially greater than Z, the input resistance has yet to be reduced by the parallel connection of a real resistor R 4 (in Fig. 8c shown in dashed lines).

Die Schaltungsanordnung, die mit einfachen Schaltelementen das leistet, ist in der Fig. 9 dargestellt. C, wird so bemessen, daß sein Scheinwiderstand bei der Frequenz f, gleich - i o, 2 R ist. Die Reihenschaltung von R und C, in Parallelschaltung umgerechnet, ergibt die erforderliche kapazitive Komponente -i5 R bei der untersten Übertragungsfrequenz f", während bei der mittleren Übertragungsfrequenz f, der Einfluß von C, bereits vernachlässigt werden kann Die Kapazität C, wird so bemessen, daß ihr Scheinwiderstand bei der oberen Übertragungsfrequenz A = - i 1, 27 R ist. Die Reihenschaltung von 0,45 R und C, in Parallelschaltung umgerechnet, ergibt dann bei der oberen Übertragungsfrequenz für die reelle Komponente 4 R und für die imaginäre Komponente - i 1, 45 R. Bei der mittleren Frequenz f, erhält man gi R reell, die nicht mehr eingehen, und 6,4 R imaginär. Wird jetzt noch in den Längszweig das Netzwerk X (Fig. 3) eingeführt, so entspricht die Schaltung bei der unteren Übertragungsfrequenz f" (Fig. 8a) dem eingangs behandelten Fall eines reellen Ausgangswiderstandes. Bei den Frequenzen f,. und f, ist der Kabelscheinwiderstand bereits näherungsweise reell, der Widerstand X näherungsweise Null, so daß es sich um Tiefpässe handelt, die zwischen reell angepaßten Widerständen arbeiten, also näherungsweise keinen Dämpfungsgang einführen.The circuitry which makes the simple switching elements is shown in FIG. 9. C, is dimensioned in such a way that its impedance at frequency f, is equal to - i o, 2 R. The series connection of R and C, converted into parallel connection, results in the required capacitive component -i5 R at the lowest transmission frequency f ", while at the mean transmission frequency f, the influence of C can already be neglected The capacitance C i is dimensioned so that its impedance at the upper transmission frequency A = - i 1, 27 R. The series connection of 0.45 R and C, converted into parallel connection, then results in the upper transmission frequency for the real component 4 R and for the imaginary component - i 1, 45 R. At the middle frequency f, one obtains gi R real, which are no longer received, and 6.4 R imaginary. Is now introduced even in the longitudinal branch of the network X (Fig. 3), so corresponds to the circuit at the lower transmission frequency f "(Fig. 8a) the initially treated the case of a real output resistance. F At the frequencies ,. and f, is the Impedance cable resistance is already approximately real, the resistance X approximately zero, so that it is a matter of low-pass filters that work between actually matched resistances, that is to say introduce approximately no attenuation path.

Das durchgerechnete Beispiel soll erläutern, auf welche Weise die Netzwerke zur Erreichung eines konstanten und reellen Ausgangsscheinwiderstandes der Verstärker bestimmt wcrden können. Beim Vorliegen anderer Bedingungen muß selbstverständlich sinnentsprechend verfahren werden. Es lassen sich jedenfalls immer entsprechende Netzwerke finden. Es wurde angenommen, daß der Verstärker für ein unbelastetes Kabel bestimmt sei. Bei belasteten Kabeln ergeben sich noch Vereinfachungen, da der Scheinwiderstand des Kabels für höhere Frequenzen gleich dem Wellenwiderstand eines Tiefpasses wird und die den Frequenzgang des Kabelwellenwiderstandes bestimmenden Elemente sich durch Verlustwiderstände im Tiefpaß nachbilden lassen.The calculated example should explain how the Networks to achieve a constant and real output impedance the amplifier can be determined. If other conditions are present, it must of course proceed accordingly. In any case, it can always be appropriate Find networks. It was assumed that the amplifier for an unloaded cable is determined. With loaded cables, there are still simplifications, since the impedance of the cable for higher frequencies is equal to the characteristic impedance of a low-pass filter and the elements determining the frequency response of the cable impedance can be simulated by loss resistances in the low-pass filter.

Claims

PATENTANS, CLAIMS: i. Transmission amplifier, intermediate amplifier and reception amplifier containing electrical communication system, characterized in, that the same amplifier type is used for transmission amplifiers, intermediate amplifiers and receiving amplifiers is used that in the output of the amplifier networks are provided through the it is achieved that the transmitter amplifier emits a frequency-independent amplification, and that these networks are wholly or partially ineffective in the receiver amplifier are in such a way that there are intermediate amplifiers and receiving amplifiers in the output the same tension results.

2. Message transmission system according to claim i, characterized by such a design of the networks that an adaptation to the cable impedance is essentially effected for the transmission amplifier and intermediate amplifier. 3. Message transmission system according to claim i and 2, characterized in that the output impedance of the amplifier is made substantially constant and real. 4. Message transmission system according to claim 3, wherein the output impedance of the amplifier is formed by a transformer with shunt resistor, characterized in that the output impedance of the amplifier by the addition of each pair of correction resonant circuits on both sides of the transformer and one of the self-capacitance of the transformer corresponding capacity on the output side of the transformer is supplemented with a bandpass filter, which itself has a constant and real output impedance and results in a frequency-independent voltage division of the amplifier output voltage. 5. Message transmission system according to claim 3, in which the output impedance of the amplifier is formed by a transformer with a parallel resistor, characterized in that the output impedance is essentially constant and real by connecting simple switching elements.