Schaltungsanordnung zur Verminderung der kubischen Verzerrungen in
Verstärkerröhren enthaltenden Schaltungen
In einem l1>ertragungsweg mit vielen Verstär-
kern entstehen durch die Summation der Beiträge
der einzelnen Verstärker am Ende der Verbindung
Klirrspannungen. \velche ein Vielfaches der Einzel-
komponenten sind. Weiht die I_aufzeitdifferetmen
des l'bertragungsw egs zwischen den erzeugenden
Grundfrequenzen und den entstehenden Klirr-
frequenzen sehr klein ist gegenüber der Perioden-
ci;ttter r , wie dies bei Vielband-Trägerfrequenzfern-
f
sprechsystemen, insbesondere für die kubischen
Kombinationstötre von der Form 2f,-f" der Fall
ist,
so addieren sich die in den einzelnen Verstärkern
etttstehetr<ietr Klirrspattnungen gleichphasig, und
ntait erhält für den Gesamtweg eine Klirrdämpfung.
welche tun den Betrag In ;i geringer ist als die des
einzelnen Verstärkers- 1-.s ist bekannt, die Klirr-
spannurigen erster Ordnung (2 - f und f1 ± f,) dadurch zu vermindern,
daß man aufeinanderfolgende Verstärker verschieden polt, so daß die in ihnen erzeugten
Klirrspannungen erster Ordnung in ihrer Phase gegeneinander um rho' verschoben sind
und sich somit bis zu einem gewissen Grad aufheben. Für die 11,-lirrlirodukte zweiter
Ordtrung ist jedoch noch keine Anordnung bekanntgeworden, durch die sich eine günstigere
Addition der Einzelbeiträge der Verstärker als die lineare bewirken läßt.Circuit arrangement for reducing the cubic distortion in circuits containing amplifier tubes In a l1> transmission path with many amplifiers
kernels arise from the summation of the contributions
the individual repeater at the end of the link
Distortion voltages. \ velche a multiple of the individual
components are. Consecrates the I_aufzeitdifferetmen
the path of transmission between the generators
Fundamental frequencies and the resulting distortion
frequencies is very small compared to the period
ci; ttter r, as is the case with multi-band carrier frequency remote
f
intercom systems, especially for the cubic
Combination killer of the form 2f, -f "is the case,
so they add up in the individual amplifiers
etttestand <ietr distortions in phase, and
ntait receives distortion attenuation for the entire path.
which do the amount In; i is less than that of the
single amplifier 1-.s is known, the distortion
first order voltage (2 - f and f1 ± f,) by polarizing successive amplifiers differently, so that the first order distortion voltages generated in them are phase shifted by rho 'and thus to a certain extent lift. However, no arrangement has yet become known for the second-order II irradiation products by means of which a more favorable addition of the individual contributions of the amplifiers than the linear one can be brought about.
Die Erfindung sieht vor, in die Verstärker, allgemein in Verstärkerröhren
enthaltende Schaltangen, besondere nicht lineare Zweige einzufugen, durch die Klirrspannungen
zweiter Ordnung erzeugt werden, welche denen in den Verstärkerröhren erzeugten entgegengerichtet
sind und die ihnen in den ltetr;igcii int Mittel gleichen. Auf diese Weise wird
auch für die Klirrprodukte zweiter Ordnung eine
1'liaseti(Irehung bewirkt; die eine günstigere Addi-
tion der Einzelbeträge der Verstärker und damit
eine wesentliche Erleichterung für die Bemessung
der Verstärker ergibt. ,
Für eine bestimmte Beaufschlagung mit zwei
Frequenzen f, und f, entsteht eine kubische Diffe-
renzfrequenz 2 # f,-f2 mit folgenden Komponenten
am \-(#rst:irkerausgang: durch Röhren erzeugt E;
durch Hilfszweige erzeugt - E ± (O. . . d E)
(± J E_ ist der mögliche Streubereich).
Dann ist die resultierende Klirrspannung E,.,..,
- I l: . . . + :J E. Ihre Summation über r1 Ver-
stärkerfelder ist dann nicht linear, sondern
günstiger (z. B. Y, E,. = 11 n . d E bei symmc-
trischer Verteilung im Streubereich).
In Fig. i a ist als Beispiel ein Netzwerk mit
nicht linearen Elementen, z. B. Gleichrichterzellen,
dargestellt, dessen Kennlinie [U2 = f(1'11) 1 Fig. 11)
zeigt. Sie ist in ihrem positiven Teil konkav ge-
krümmt. Bei sinusförmiger Eingangsspannung ent-
stelit ein(- verzerrte Ausgangsspannung i nach
Fig. 1 c, welche außer der Grundwelle 2 und
e@eiituell auch höheren ungeradzahligen Harnio-
nisc.heti die dritte Harmonische 3 enthält. Ihre
Phasenlage ist bei den Nulldurchgängen der Grund-
welle die gleiche wie die der Grundwelle. Ein solches
Netzwerk wird im folgenden als gleichphasig ver-
zerrend bezeichnet. Die Fig.2a zeigt dagegen eilt
Beispiel eines gegenphasig verzerrenden Netzwerks.
Die Kennlinie (Fig. 2 b) ist im positiven Teil konvex
gekrümmt, und bei sinusförmiger Eingangsspannung
ist die Ausgangsspannung so verzerrt (Fig. 2c), daß
die dritte und die erste Harmonische bei den Grund-
wellennulldurchgängen entgegengesetzte Phasenlage
halten.
\\'ie diese Beispiele zeigen, können also gleich-
pliasige und gegenphasige. Verzerrungen erzeugt
te,erden, und es k<itineti somit durch Anwendung des
jeweils geeigneten Netzwerks, d. h. je nach der
I?itifügtingsstelle und dem Phasenmaß zwischen
Kinfüguugsstelle und :\usgangskreis, die kubischen
\' erzerrungen sowohl von gleichphasig als auch von
gegenphasig verzerrenden \'erstsirkern kompensiert
Werden.
( "in zu vermeiden. daß die quadratischen Klirr-
produkte ungünstig beeinflußt werden. können ge-
grbenenfalls Netzu-erke mit symmetrischen Kenn-
linien, z. B. Gegentaktschaltungen, angewendet
werden, wie dies in den ollen angegebenen Beispielen
( I@ ig. 1 und 2) vorausgesetzt wurde.
Soll die \\'irksainkeit der Kompensation auch für
einen größeren Amplitudenbereich sichergestellt
%%-erden, so muß die Amplitudenabhängigkeit des
Klii-rf:il<toi-s des Netzwerks mit der des Verstärkers
möglichst übereinstimmen.. Wenn das Verstärker-
klirren von den Röhren verursacht wird, so ist der
Klirrfaktor der dritten Harmonischen (kubische
Verzerrungen) dem Quadrat der Aussteuerung pro-
portional, lind das Kompensationsnetzwerk muß
eine entsprechende Amplitudenabhängigkeit haben.
Die Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines in
der Endstufe kompensierten Verstärkers. Als Kom-
pensationsnetzwerk ist ein nicht lineärer Wider-
stand R' in den Kathodenkreis eingefügt, dessen
Charakteristik in ihrem grundsätzlichen Verlauf
mit der des Anodenkreises übereinstimmt, d.h. wenn
der Anodenkreis gleichphasig verzerrt, so soll auch
das Netzwerk R' gleichphasig verzerren. Ist der
Klirrfaktor des Anodenkreises k3, so muß für den
Fall der völligen Kompensation der Klirrfaktor des
Netzwerks sein -
k3@ = k3 . S .j x, .
Mit ,S' ist l,iierin die Steilheit der Endröhre be-
zeichnet. Da k3 proportional dem Quadrat der
(ii-uü<.iwelletiaml>litu<fe ist, so muß auch k3' dem
()tiädrat der Grundwellenamplitude proportional
.sein. Neben der nicht linearen Gegenkopplung der
Undstufe über R' kann der Verstärker außerdem
auch noch eine über mehrere Stufen geführte Gegen-
koplthittg erhalten, durch die in Bekannter Weise
eine starke Linearisierung und e%-enttiell auch ein
besonderer Verlauf der Verstärkung als Funktion
der Frequenz (Entzerrung) erreicht wird (siehe
l"ig. 3). 1)ie Kompensation ist (tann unabhängig voll
dieser Gegenkopplung und ihrer linearisierenden
\\'irkung zusätzlich wirksam. Das Netzwerk R' ist
hier so angeordnet, da# es nicht im Gesamtrück-
kttpplungsweg wirksam wird. 1#.s kann aber auch irrt
Gesamtriickkopplungsweg angeordnet sein, wenn
dieser im Cybertragungsbereich frequenzunabhä ngig
und konstant (ungeregelt) ist.
l)ie Fig. Aa zeigt eilt Beispiel für das Netzwerk R
zur Kompensation von kubischem Röhrenklirren.
Durch Änderung des Regelwiderstands RW kann
der Klirrfaktor auf den für die Kompensation gün-
stigen \\'ert eingestellt werden, so claß
n:3, - 1i:1 S IR,
w i rd.
In :ihnlicher \\'eise kann auch das Klii-reu koin-
pensiert werdest, (las durch die Nichtlinearität der
Magnetisiernngskurve des 13leclikei-iis ini .'\tisgangs-
übertrager entsteht. Dabei niuß beachtet werden,
daß hierfür der Klirrfaktor proportional der Grund-
wellenaniplitude (nicht der 2. Potenz) und frequenz-
abhängig in Amplitude und Phase ist. Das Kompen-
sationsnetzwerk muß also analog aufgebaut werden,
(lies ist z. 13. der Fall, wenn, wie in Fig. .1b gezeigt,
das Netzwerk R' eine nicht lineare Eisendrossel ent-
halt, deren Induktivität 1_ so bemessen ist, daß die
Grenzfrequenz (,)o= R'- etwa gleich der unteren
Grenzfrequenz m,----- LQ des Nachübertragers ist.
1)ie Klirrdämpfung des Netzwerks R' kann dabei
z. 13. durch den als Spannungsteiler ausgebildeten
Regelwiderstand für die Finstellung variiert wer-
den, oluie (1a13 die Grenzfrequenz nio-# L' geändert
Nvi 1-(f.
Erforderlichenfalls Uinnen auch beide Netz-
werke R' nach Fig. .1a und qlt in Reihenschaltung
zugleich allgewcn<let %\-erden, so (laß sowohl die rnit
fiter 3. Potenz der -Nussteuerung anwachsenden kuhi-
schen kiilii-enverzerrungen als auch die mit der
zweiten Potenz anwachsenden Eisenverzerrungen
kompensiert werden können.
The invention provides for the introduction of special non-linear branches into the amplifiers, generally circuits containing amplifier tubes, by means of which distortion voltages of the second order are generated which are opposite to those generated in the amplifier tubes and which are similar to them in the ltetr; igcii int means. That way will also one for the second-order distortion products
1'liaseti (rotation causes; which a more favorable addi-
tion of the individual amounts of the amplifier and thus
a substantial relief for the dimensioning
the amplifier yields. ,
For a certain charge with two
Frequencies f, and f, a cubic difference arises
reference frequency 2 # f, -f2 with the following components
am \ - (# rst: irker output: E generated by tubes;
generated by auxiliary branches - E ± (O... d E)
(± J E_ is the possible spread).
Then the resulting distortion voltage is E,., ..,
- I l:. . . +: J E. Your summation over r1 Ver
stronger fields is then not linear, but
cheaper (e.g. Y, E,. = 11 n. d E with symmc-
distribution in the scatter area).
In Fig. Ia a network is shown as an example
non-linear elements, e.g. B. rectifier cells,
shown, whose characteristic curve [U2 = f (1'11) 1 Fig. 1 1)
shows. It is concave in its positive part
bends. With a sinusoidal input voltage,
stelit a (- distorted output voltage i after
Fig. 1 c, which apart from the fundamental wave 2 and
e @ eiituell also higher odd-numbered urinary
nisc.heti contains the third harmonic 3. Her
The phase position is the basic
wave the same as that of the fundamental wave. One such
In the following, the network is considered to be in phase
called dragging. The Fig.2a shows, however, rushes
Example of an anti-phase distorting network.
The characteristic curve (Fig. 2 b) is convex in the positive part
curved, and with sinusoidal input voltage
the output voltage is so distorted (Fig. 2c) that
the third and the first harmonic in the fundamental
wave zero crossings opposite phase position
keep.
\\ 'As these examples show, we can
plias and antiphase. Distortion generated
te, earth, and it k <itineti by applying the
appropriate network in each case, ie depending on the
I? Itifugtingsstelle and the phase measure between
Kinbefuugsstelle and: \ usgangskreis, the cubic
\ 'strained both from in-phase and from
out-of-phase distorting \ 'Erstsirkern compensated
Will.
( "to avoid that the square distortion
products are adversely affected. can be
if necessary, networks with symmetrical characteristics
lines, e.g. B. push-pull circuits applied
as in the examples given above
(I @ ig. 1 and 2) was assumed.
Should the \\ 'irksainkeit the compensation also for
ensures a larger amplitude range
%% - earth, the amplitude dependency of the
Klii-rf: il <toi-s of the network with that of the amplifier
match as much as possible .. If the amplifier
rattle is caused by the tubes, so is that
Third harmonic distortion (cubic
Distortion) to the square of the modulation pro-
portional, and the compensation network must
have a corresponding amplitude dependence.
3 shows an embodiment of an in
the output stage compensated amplifier. As a com
compensation network is a non-linear counter-
stood R 'inserted into the cathode circle whose
Characteristic in its basic course
coincides with that of the anode circuit, ie if
the anode circuit is distorted in phase, so should
distort the network R 'in phase. Is the
Distortion factor of the anode circuit k3 must be for the
Case of complete compensation of the harmonic distortion of the
Network -
k3 @ = k3 . S .jx,.
With 'S' is the steepness of the end tube
draws. Since k3 is proportional to the square of the
(ii-uü <.iwelletiaml> litu <fe, then k3 'dem
() tiadrat proportional to the fundamental wave amplitude
.be. In addition to the non-linear negative feedback of the
The amplifier can also do a step above R '
also a counter-
koplthittg received by in a known manner
a strong linearization and e% -enttially also a
special course of reinforcement as a function
the frequency (equalization) is achieved (see
l "ig. 3). 1) The compensation is (tann independently full
this negative feedback and its linearizing
\\ 'effect also effective. The network R 'is
arranged here in such a way that # it is not
kttpplungsweg becomes effective. 1 #. But it can also be wrong
Total feedback path be arranged if
This is frequency-independent in the cyber transmission range
and is constant (unregulated).
l) ie Fig. Aa shows an example for the network R
to compensate for cubic pipe clink.
By changing the rheostat RW ,
the harmonic distortion on the
constant \\ 'ert to be set, so great
n: 3, - 1i: 1 S IR,
will.
In: similar \\ 'ice the Klii-reu koin-
be compensated, (read through the non-linearity of the
Magnetization curve of the 13leclikei-iis ini. '\ Tisgangs-
transmitter arises. It must be noted that
that the distortion factor is proportional to the basic
wave amplitude (not the 2nd power) and frequency
depends in amplitude and phase. The compensation
The station network must therefore be set up in the same way,
(This is the case, for example, 13th, if, as shown in Fig. 1b,
the network R 'is a non-linear iron choke
halt, whose inductance 1_ is dimensioned so that the
Cutoff frequency (, ) o = R'- roughly equal to the lower one
Cutoff frequency m, ----- LQ of the post-transformer is.
1) The distortion attenuation of the network R 'can thereby
z. 13. by the designed as a voltage divider
Rheostat for the adjustment can be varied
den, oluie (1a13 the cutoff frequency nio - # L ' changed
Nvi 1- (f.
If necessary, both network
works R 'according to Fig. 1a and qlt in series connection
at the same time generally earth, so (let both the with
fiter 3rd power of nut control growing cow
kiilii distortions as well as those with the
second power of increasing iron distortions
can be compensated.