DE69908661T2

DE69908661T2 - Rf-transponder mit einem relaxationsoszillator und verfahren zur erzeugung eines oszillierenden messsignals in einem rf-transponder

Info

Publication number: DE69908661T2
Application number: DE69908661T
Authority: DE
Inventors: Lee Dale YONES
Original assignee: Goodyear Tire and Rubber Co
Current assignee: Goodyear Tire and Rubber Co
Priority date: 1999-05-17
Filing date: 1999-12-15
Publication date: 2004-04-29
Anticipated expiration: 2019-12-16
Also published as: WO2001044000A8; EP1192055B1; DE69908661D1; WO2001044000A1; EP1192055A1; BR9917308A

Description

Technisches Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen HF-Transponder und ein Verfahren zum Erzeugen eines oszillierenden Meßsignals in einem HF-Transponder, der Druck und insbesondere Temperatur überwacht, in Verbindung mit Transpondern, die mit den Reifen verbunden sind, um Druck- und Temperaturmessungen an einen externen (z. B. an Bord befindlichen) Empfänger (Lesegerät oder Lese/Abfragegerät) zu senden.
Das den Stand der Technik am nächsten kommende Dokument WO 99/52723 A1 zeigt und beschreibt einen HF-Transponder mit einer Meßstromquelle zum Liefern eines Meßstroms an einen Relaxations- bzw. Kipposzillator. Der Kipposzillator umfaßt einen Meßschaltkreis, eine Einstell-Rücksetzschaltung mit einem ersten Phasenweg und einem zweiten Phasenweg und einen Ausgang. Der Transponder umfaßt ferner eine Logikschaltung, einen im Meßschaltkreis angeordneten Meßkondensator, einen durch die Logikschaltung gesteuerten ersten Transistor, um den Meßstrom zum Laden des Meßkondensators zum Meßkondensator zu leiten, und einen zweiten Transistor zum Entladen des Meßkondensators. Die Logikschaltung liefert Meßsteuersignale zum Kombinieren von Signalen, die eine Phase der Einstell-Rücksetzschaltung angeben, um abwechselndes Laden und Entladen des Meßkondensators gemäß der Phase der Einstell-Rücksetzschaltung zu steuern.
Hintergrund der Erfindung
Ein sicherer, effizienter und wirtschaftlicher Betrieb eines Motorfahrzeugs hängt in einem bedeutenden Maße davon ab, in allen (jedem) Reifen des Motorfahrzeugs einen korrekten Luftdruck aufrechtzuerhalten. Ein Betrieb des Fahrzeugs mit niedrigem Reifendruck kann zu einem übermäßigen Reifenverschleiß, Lenkschwierigkeiten, einer schlechten Straßenlage und einem schlechten Kraftstoffverbrauch pro Kilometer führen, die alle verschlimmert werden, wenn der Reifendruck im Fall eines "platten" Reifens gegen Null geht.
Auf die Notwendigkeit, Reifendruck zu überwachen, wenn der Reifen in Gebrauch ist, wird im Zusammenhang mit (mit vermindertem Luftdruck angetriebenen) "Notlauf -Reifen, Reifen, welche in einem vollständig entleerten Zustand verwendet werden können, ein Schlaglicht geworfen. Solche Notlaufreifen, wie sie z. B. in der Gemeinschaftsanmeldung US-A-5,368,082 offenbart sind, können verstärkte Seitenwände, Mechanismen zum Sichern des Reifenwulstes an der Felge und innerhalb des pneumatischen Reifens einen nicht pneumatischen Reifen (Donut)enthalten, um einem Fahrer zu ermöglichen, nach einem katastrophalen Druckverlust Kontrolle über das Fahrzeug zu behalten, und entwickeln sich zu dem Punkt, an dem der Fahrer immer weniger erkennen kann, daß der Reifen Luftdruck verloren hat. Der allgemeine Zweck hinter einer Verwendung von Notlaufreifen ist, einem Fahrer eines Fahrzeugs zu ermöglichen, die Fahrt auf einem entleertem bzw. platten pneumatischen Reifen über eine begrenze Distanz (z. B. 50 Meilen oder 80 Kilometer) fortzusetzen, bevor der Reifen repariert wird, statt am Straßenrand anzuhalten, um den platten Reifen zu reparieren. Daher ist es im allgemeinen erwünscht, innerhalb des Fahrzeugs ein Warnsystem für niedrigen Reifendruck vorzusehen, um den Fahrer über den Verlust von Luftdruck im pneumatischen Reifen (z. B. über eine Leuchte oder einen Summer) zu alarmieren.
Zu diesem Zweck sind mehrere elektronische Geräte und Systeme bekannt, um den Druck von pneumatischen Reifen zu überwachen und den Fahrer des Fahrzeugs mit entweder einer Anzeige des aktuellen Reifendrucks zu versorgen oder den Fahrer zu alarmieren, wenn der Druck unter einen vorbestimmten Schwellenpegel gefallen ist.
USP 4,578,992 (Galasko, et al.; 04/86) offenbart z. B. ein einen Reifendruck angebendes Gerät, das eine Spule und einen druckempfindlichen Kondensator enthält, die eine passive oszillierende Schaltung bzw. einen passiven Schwingkreis mit einer Eigenresonanzfrequenz bilden, die aufgrund von am Kapazitätswert des Kondensators hervorgerufenen Änderungen mit dem Reifendruck variiert. Die Schaltung wird durch Impulse aktiviert, die von einer außerhalb des Reifens angeordneten und am Fahrzeug befestigten Spule geliefert werden, und die Eigenfrequenz des passiven Schwingkreises wird festgestellt. Die Eigenfrequenz der Spulen/Kondensatorschaltung gibt den Druck auf dem druckempfindlichen Kondensator an.
Auch bekannt ist, einen Reifendruck mit einem elektronischen Gerät zu überwachen, das nicht nur ein passiver Resonanzkreis ist, sondern ein Hochfrequenz-(HF)-Signal, das den Reifendruck angibt, an einen entfernt gelegenen Empfänger senden kann. Ein solches "Sendegerät" kann seine eigene Stromversorgung aufweisen und nur aktiviert werden, wenn der Druck unter eine vorbestimmte Schwelle fällt. Alternativ dazu kann das Sendegerät durch ein HF-Signal vom entfernt gelegenen Empfänger aktiviert ("EIN-geschaltet") werden, in welchem Fall der Empfänger als ein "Abfragegerät" betrachtet wird. Außerdem kann das Sendegerät von einem HF-Signal vom Abfragegerät gespeist werden. Darüber hinaus kann das elektronische Gerät, das den Reifendruck überwacht, die Fähigkeit aufweisen, Informationen vom Abfragegerät zu empfangen, in welchem Fall auf das elektronische Gerät als "Transponder" verwiesen wird.
Wie hierin verwendet ist ein "Transponder" ein elektronisches Gerät, das Hochfrequenzsignale empfangen und senden und eine variable Information (Daten) in einem geeigneten Format dem gesendeten Signal, das eine gemessene Bedingung (z. B. Reifendruck) oder Bedingungen (z. B. Reifendruck, Temperatur, Umdrehungen) angibt, aufprägen kann sowie auch dem gesendeten Signal wahlweise eine feste Information (z. B. Reifen-ID) aufprägen kann und auch wahlweise auf Informationen antworten kann, die auf dem empfangenen Signal vorhanden sein können. Die typische hauptsächlich interessante Bedingung für pneumatische Reifen ist der Reifendruck. "Passive" Transponder sind Transponder, die durch die Energie eines vom Abfragegerät empfangenen Signals gespeist werden. "Aktive" Transponder sind Transponder mit ihrer eigenen Stromversorgung (z. B. einer Batterie) und schließen aktive Transponder ein, die in einem minimale Energie verbrauchenden "Schlaf"-Modus bleiben, bis sie durch ein Signal von einem Abfragegerät oder durch einen inneren periodischen Zeitgeber oder durch ein angebrachtes Gerät "aufgeweckt" werden. Wie hierin verwendet, bezieht sich der Ausdruck "tag" bzw. "Marke" entweder auf einen Transponder mit der Fähigkeit zum Senden und Empfangen oder auf ein Gerät, das nur eine Fähigkeit zum Senden aufweist.
Marken, die Transponder sind, werden im allgemeinen im System der vorliegenden Erfindung bevorzugt. Wie hierin verwendet gibt der Ausdruck "Reifendrucküberwachungssystem" (TPMS) ein Gesamtsystem an, das Marken innerhalb der Reifen und einen Empfänger umfaßt, der ein innerhalb des Fahrzeugs angeordnetes Abfragegerät sein kann.
Bekannt ist, eine Marke und einen damit verbundenen Zustandssensor (z. B. Drucksensor) innerhalb jedes Reifens eines Fahrzeugs zu montieren und Informationen von jedem dieser Transponder mit einem gemeinsamen einzigen Abfragegerät (oder Empfänger) zu sammeln und einen Fahrer des Fahrzeugs über einen Zustand mit niedrigem Reifendruck zu alarmieren, der eine Korrektur (z. B. Wechseln des Reifens) erfordert. Zum Beispiel offenbart USP 5,540,092 (Handfield, et al.; 1996) ein System und Verfahren zum Überwachen eines pneumatischen Reifens. 1 veranschaulicht darin ein pneumatische Reifen überwachendes System (20) mit einem Transponder (22) und einer Empfangseinheit (24).
Beispiele von HF-Transpondern, die zur Installation in einem pneumatischen Reifen geeignet sind, sind in dem US-Patent Nr. 5,451,959 (Schuermann; 09/95), US-Patent Nr. 5,661,651 (Geschke, et al.; 08/97) und dem US-Patent Nr. 5,581,023 (Handfield, et al.; 12/96) offenbart. Die beschriebenen Transpondersysteme beinhalten Abfrageeinheiten, Drucksensoren und/oder Temperatursensoren, die mit dem Transponder verbunden sind, und verschiedene Techniken zum Bestimmen der Identität des Reifens/Transponders in Systemen mit mehreren Transpondern. In den meisten Fällen benötigen solche Transponder Batterieenergie.
In einigen Fällen kann ein Transponder als ein Chip mit integrierter Schaltung (IC) ausgeführt sein. Typischerweise sind der IC-Chip und andere Komponenten an einem Substrat wie z. B. einer Leiterplatte (PCB) montiert und/oder mit einem solchen verbunden.
Einige vorgeschlagene Systeme weisen verhältnismäßig komplizierte Transponder-Sensor-Fähigkeiten auf, die eine Messung und Meldung von Reifenrotationen und -drehzahl zusammen mit einer Reifen-ID, Temperatur und Druck einschließen. Zum Beispiel: USP 5,562,787 (Koch, et al.; 1996) und USP 5,731,754 (Lee, jr. et al.; 1998).
Betrachtungen zur Transponderumgebung
Die Umgebung, innerhalb der ein am Reifen montierter Transponder zuverlässig arbeiten muß, einschließlich während einer Fertigung und im Einsatz, stellt zahlreiche Herausforderungen an den erfolgreichen Betrieb des Meßwandlers. Zum Beispiel haben die Sensoren (z. B. Druck, Temperatur), die mit dem Transponder verwendet werden, vorzugsweise einen Betriebstemperaturbereich von bis zu 125°C und sollten einer Fertigungstemperatur von ungefähr 177°C standhalten können. Für Anwendungen bei Lastwagenreifen muß der Drucksensor einen Betriebsdruckbereich von etwa 345 kPa bis etwa 827 kPa (etwa 50 psi bis etwa 120 psi) aufweisen und sollte während einer Herstellung des Reifens einem Druck von bis zu etwa 2759 kPa (etwa 400 psi) standhalten können. Die Genauigkeit einschließlich der Summe aller beitragenden Komponenten zu deren Ungenauigkeit sollten in der Größenordnung von plus oder minus 3% der vollen Skala sein. Wiederholbarkeit und Stabilität des Drucksignals sollten innerhalb eines spezifizierten Genauigkeitsbereichs fallen.
Ist er jedoch eingebaut, muß ein Reifentransponder (Marke) daher trotz eines weiten Bereichs von Drücken und Temperaturen zuverlässig arbeiten können. Außerdem muß ein Reifentransponder signifikanten mechanischen Stößen standhalten können, wie sie z. B. auftreten, wenn ein Fahrzeug über einen Geschwindigkeitsschweller oder ein Schlagloch fährt.
Ein Gerät, das verwendet werden kann, um anzugeben, ob ein Transponder oder der Reifen zu hohen, möglicherweise schädlichen Temperaturen ausgesetzt wurde, ist das "MTMS"-Gerät oder der Maximaltemperatur-Speicherschalter, der von Prof. Mehran Mehregany von der Case Western Reserve University entwickelt wurde. Er ist ein mikromechanisch gefertigtes Siliciumgerät, das bei einem bestimmten Hochtemperaturpunkt in einen geschlossenen Zustand umschaltet. Der Sensor schaltet von einem "offenen" Zustand mit hohem Widerstand von z. B. über 1 Megaohm in einen "geschlossenen" Zustand mit niedrigem Widerstand von z. B. weniger als 100 Ohm um.
Obgleich allgemein bekannt ist, Druckmeßwandler in pneumatischen Reifen zusammen mit einer elektronischen Schaltungsanordnung zum Senden von Druckdaten zu verwenden, wurden diese Druckdatensysteme für Reifen von der Reifenumgebung eigenen Schwierigkeiten geplagt. Solche Schwierigkeiten schließen ein effektives und zuverlässiges Koppeln von HF-Signalen in den und aus dem Reifen, den harten Einsatz, dem Reifen und elektronische Komponenten unterworfen sind, sowie die Möglichkeit schädlicher Effekte auf den Reifen durch den Einbau des Druckmeßwandlers und der Elektronik in einem Reifen/Radsystem ein. Im Zusammenhang "passiver" HF-Transponder, die durch ein externes Lese/Abfragegerät gespeist werden, ist ein weiteres Problem die Erzeugung vorhersagbarer und stabiler Spannungspegel innerhalb des Transponders, so daß die Schaltungsanordnung innerhalb des Transponders gemäß ihrer Entwurfspezifikation arbeiten kann.
Geeignete Druckmeßwandler zur Verwendung bei einem am Reifen montierten Transponder umfassen:

(a) piezoelektrische Meßwandler;
(b) piezoresistive Geräte wie sie z. B. in USP 3,893,228 (George, et al.; 1975) und USP 4,317,216 (Gragg, Jr.; 1982) offenbart sind;
(c) kapazitive Druckmeßwandler aus Silicium, wie sie z. B. in USP 4,701,826 (Mikkor; 1987), USP 5,528,452 (Ko; 1996), USP 5,706,565 (Sparks, et al.; 1998) und PCT/US99/ 16140 (Ko, et al.; eingereicht am 7. Juli 1999) dargelegt sind;
(d) Geräte, die aus einem veränderlich leitfähigen Laminat aus Konduktanztinte gebildet sind; und
(e) Geräte, die aus einer elastomeren Verbindung mit variabler Konduktanz geschaffen sind.

Der Effekt der Temperatur auf den Gasdruck
Allgemein können für eine Masse eines beliebigen Gases in einem Zustand thermischen Gleichgewichts Druck P, Temperatur T und Volumen V leicht gemessen werden. Für ausreichend niedrige Werte der Dichte zeigt des Experiment, daß (1) für eine gegebene Masse eines bei einer konstanten Temperatur gehaltenen Gases der Druck dem Volumen umgekehrt proportional ist (Gesetz von Boyle) und (2) für eine gegebene Masse eines bei einem konstanten Druck gehaltenen Gases das Volumen der Temperatur direkt proportional ist (Gesetz von Charles und Gay-Lussac). Dies führt zur "Zustandsgleichung" eines idealen Gases oder dem "idealen Gasgesetz": PV = μRTwobei:
μ die Masse des Gases in Mol ist; und
R eine dem Gas zugeordnete Konstante ist.
Für ein eingeschlossenes (festes) Gasvolumen wie z. B. innerhalb eines pneumatischen Reifens enthaltene Luft wird sich somit eine Erhöhung der Temperatur (T) selbst als eine Erhöhung des Drucks (P) manifestieren.
Wegen der Beziehung des idealen Gasgesetzes erkennt man, daß im Kontext pneumatischer Reifen ein Problem, das während eines Betriebs von Reifendrucksensoren beliebiger Art auftritt, darin besteht, daß sich Reifen aufheizen, wenn sie während längerer Zeitperioden laufen. Wenn sich ein Reifen aufheizt, expandiert die Luft, die innerhalb des im wesentlichen konstanten und geschlossenen Volumens des Reifens eingeschlossen ist, was somit einen erhöhten Druck innerhalb des Reifens bewirkt, obgleich die Gesamtmenge an Luft innerhalb des Reifens die gleiche bleibt. Da der Druck nominell verschieden ist, kann ein Reifendrucksensor verschiedene bzw. unterschiedliche Druckablesungen liefern, wenn ein Reifen heiß ist, als der Fall wäre, falls der Reifen kalt wäre. Dies ist der Grund, warum Reifen- und Fahrzeughersteller den Eigentümern empfehlen, ihren Reifendruck zu prüfen, wenn der Reifen kalt ist. Natürlich kann bei einem Fern-Reifendrucksensor ein Fahrer eine kontinuierliche Angabe des Reifendrucks innerhalb des Fahrzeugs empfangen, aber die Angabe kann wegen der Temperaturänderung ungenau sein. Folglich ist es notwendig, Änderungen der Temperatur im Füllmedium ("Gas" oder Luft) innerhalb des pneumatischen Reifens zu kompensieren.
Patente, die sich in der einen oder anderen Weise mit Gasgesetzeffekten in pneumatischen Reifen beschäftigen, schließen ein: USP 3,596,509 (Raffelli; 1971), USP 4,335,283 (Migrin; 1982), USP 4,126,772 (Pappas, et al.; 1978), USP 4,909,074 (Gerresheim, et al.; 1990), USP 5,050,110 (Rott; 1991), USP 5,230,243 (Reinecke; 1993), USP 4,966,034 (Bock, et al.; 1990), USP 5,140,851 (Hettrich; et al.; 1992), USP 4,567,459 (Folger, et al.; 1986).
USP 4,893,110 (Hebert; 1990) offenbart ein Reifenüberwachungsgerät, das Druck- und Temperaturmessungen nutzt, um Anomalien festzustellen. Wie darin erwähnt ist, liefert ein Verhältnis von Temperatur und Druck eine erste Approximation einer Zahl von Molen Gas im Reifen, die außer bei einem Leckverlust von Füllfluid aus dem Reifen konstant bleiben sollte. (Spalte 1, Zeilen 18–26). Insbesondere sind an jedem Rad Sensoren (4) für den Druck und Sensoren (6) für die Temperatur des Reifens sowie Elemente (8 und 10) zum Senden der gemessenen Werte als codierte Signale an einen Computer (12) im Fahrzeug installiert, wie z. B. in der oben erwähnten USP 4,703,650 offenbart ist. Der Computer verarbeitet die gemessenen Werte für Druck und Temperatur, und Schätzungen für das Verhältnis Druck/Temperatur (P/T-Schätzung) werden für jedes Rad berechnet. Allgemein wird das Verhältnis für einen der Reifen mit dem Verhältnis für mindestens einen anderen der Reifen verglichen, und Alarm wird gegeben, wenn ein Ergebnis (N) des Vergleichs von einem vorbestimmten Bereich von Werten abweicht.
Techniken zum Senden von Druck- und Temperaturablesungen von einem Reifen
Vorausgesetzt, daß Druck- und Temperaturbedingungen innerhalb eines pneumatischen Reifens beide gemessen werden können, wurden verschiedene Techniken vorgeschlagen, Signale, die die gemessenen Druck- und Temperaturbedingungen angeben, an ein externes Abfragegerät/Empfängergerät zu senden. Beispielweise sind die folgenden Patente hierin durch Verweis in ihrer Gesamtheit einbezogen:

– Individuelles Senden der, durch Phasenverschieben unterschieden Signale: USP 4,174,515 (Marzolf 1979);
– Multiplexieren der Signale: USP 5,285,189 (Nowicki, et al.; 1994), USP 5,297,424 (Sackett; 1994);
– Codieren der Signale als separate Segmente eines Datenworts: USP 5,231,872 (Bowler, et al.; 1993) und USP 4,695,823 (Vernon; 1987), das ebenfalls sowohl die Telemetrie- als auch die Druck- und/oder Temperatursensoren auf dem gleichen Chip der integrierten Schaltung enthält;
– Übertragung zwischen auf dem Rad und auf dem Fahrzeug montierten Spulen; USP 4,567,459 (Folger, et al.; 1986);
– Verwenden eines Frequenzverschiebungsumtast-(FSK)-Signals: USP 5,228,337 (Sharpe, et al.; 1993);
– Modulieren unter Rückstreuung des HF-Signals vom Abfragegerät mit den Reifenzustands-Parameterdaten von den Sensoren, danach Zurückleiten des mit Rückstreuung modulierten Signals zum Abfragegerät: USP 5,731,754 (Lee, Jr., et al.; 1998).

USP 4,703,650 (Dosjoub et al.; 1987) offenbart eine Schaltung zum Codieren des Werts zweier Variablen, die in einem Reifen gemessen werden, und ein Gerät zum Überwachen von Reifen, das eine solche Schaltung nutzt. Die Codierschaltung umfaßt einen instabilen Multivibrator, der die Messung der Variablen, z. B. Druck und Temperatur, in eine Zeitmessung transformiert. Der instabile Multivibrator gibt ein Impulssignal ab, dessen Pulsbreite eine Funktion der Temperatur ist und dessen Zyklusverhältnis eine Funktion des Drucks ist.
USP 5,054,315 (Dosjoub; 1991) offenbart eine Technik zum Codieren des Wertes mehrerer Größen, die in einem Reifen gemessen werden. Wie darin offenbar ist:
"Ein Codieren des Wertes einer beliebigen Zahl von Größen, die in einem Reifen gemessen werden, z. B. sein Druck und seine Temperatur, wird unter Verwendung eines Verhältnisses von Zeitintervallen TP/Tr, Tt/Tr ausgeführt. Dies befreit das Gerät von dem Effekt der Zeitverschiebung des Modulationssystems, wobei die Zeitverschiebung den Zähler und den Nenner des Verhältnisses gleichzeitig beeinflußt" (Zusammenfassung).
Zusammenfassung der Erfindung
Die Erfindung liefert einen Hochfrequenz-(HF)-Transponder, wie in An spruch 1 definiert.
Die Erfindung liefert ferner ein Verfahren zum Erzeugen eines oszillierenden Meßsignals in einem HF-Transponder wie in Anspruch 12 definiert.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Bestimmte Elemente in ausgewählten Zeichnungen mögen nur zur Veranschaulichung nicht maßstabsgetreu veranschaulicht sein.
Oft kann in den ganzen Zeichnungen durch ähnliche Bezugsziffern auf ähnliche Elemente verwiesen werden. Zum Beispiel kann das Element 199 in einer Figur (oder Ausführungsform) in vielerlei Hinsicht dem Element 299 in einer anderen Figur (oder Zeichnung) ähnlich sein. Solch eine Beziehung, falls überhaupt gegeben, zwischen ähnlichen Elementen in verschiedenen Figuren oder Ausführungsformen wird in der ganzen Beschreibung ersichtlich werden, einschließlich, falls überhaupt verwendbar, in den Ansprüchen und der Zusammenfassung.
In einigen Fällen kann auf ähnliche Elemente mit ähnlichen Zahlen in einer einzigen Zeichnung verwiesen werden. Zum Beispiel kann auf mehrere Elemente 199 verwiesen werden als 199a, 199b, 199c, etc.
Die Querschnittansichten, falls hierin überhaupt vorhanden, die hierin präsentiert werden, können in der Form von "Schnitten" oder "Querschnittansichten" in "Nahaufnahme" (engl. near-sighted), wobei bestimmte Hintergrundlinien, die ansonsten in einer echten Querschnittansicht sichtbar wären, der Klarheit halber weggelassen sind.
1 ist ein verallgemeinertes Diagramm eines HF-Transpondersystems mit einem Lese/Abfragegerät und einem HF-Transponder innerhalb eines pneumatischen Reifens gemäß dem Stand der Technik;
2 ist ein Blockdiagramm von Hauptkomponenten eines HF-Transponders gemäß einem früheren Modell der Erfindung;
3 ist ein schematisches Diagramm von Hauptteilen des HF-Transponders von 2 gemäß einem früheren Modell der Erfindung;
3A ist ein schematisches Diagramm eines Teils des HF-Transponders von 2 gemäß einem früheren Modell der Erfindung;
3B ist ein schematisches Diagramm eines Teils des HF-Transponders von 2 gemäß einem früheren Modell der Erfindung;
3C ist ein Diagramm eines Speicherraums innerhalb des HF-Transponders von 2, das veranschaulicht, wie Daten angeordnet und übertragen werden können, gemäß einem früheren Modell der Erfindung;
3D ist ein Plot von Transponderablesungen gegen die Transponderleistung für den HF-Transponder von 2 gemäß einem früheren Modell der Erfindung;
4A ist ein Blockdiagramm von Hauptkomponenten eines HF-Transponders gemäß der Erfindung;
4B ist ein Diagramm eines Speicherraums innerhalb des HF-Transponders von 4A, das veranschaulicht, wie Daten angeordnet und übertragen werden können, gemäß der Erfindung;
5 ist ein schematisches Diagramm eines stromskalierenden Teils und eines Kipposzillatorteils des HF-Transponders von 4A gemäß der Erfindung; und
5A ist ein schematisches Diagramm eines Logikteils des Kipposzillatorteils von 5 gemäß der Erfindung.
Ausführliche Beschreibung der Erfindung
Wie hierin oben erwähnt wurde, ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein System zum Überwachen eines Fahrzeugreifendrucks und zum Warnen des Fahrers, wenn ein Zustand mit niedrigem Reifendruck auftritt, zu schaffen.
1 veranschaulicht ein HF-Transpondersystem 100 nach dem Stand der Technik mit einem HF-(Hochfrequenz)-Transponder 102, der innerhalb eines pneumatischen Reifens 104 (z. B. auf dessen Innenfläche) montiert ist. (Eine nicht dargestellte Antenne ist innerhalb des Reifens 104 montiert und mit dem Transponder 102 verbunden.) Der Transponder 102 ist ein elektronisches Gerät, das ein HF-Signal mit einer eindeutigen Identifizierungsinformation (ID) (z. B. seiner eigenen Seriennummer oder einer identifizierenden Nummer des Objekts, mit dem er verbunden ist – in diesem Fall des Reifens 104) sowie Daten, die eine Parametermessung wie z. B. einen Umgebungsdruck, der durch einen (nicht dargestellten) mit dem Transponder 102 verbundenen Sensor abgefühlt wird, an ein externes Lese/Abfragegerät 106 senden kann. Das externe Lese/Abfragegerät 106 liefert ein HF-Signal zum Abfragen des Transponders 102 und enthält einen Stab 108 mit einer Antenne 110, ein Anzeigefeld 112 zum Anzeigen einer durch den/von dem Transponder 102 übertragenen Information und Steuerungen (Schalter, Tasten, Knöpfe etc.) 114 für einen Nutzer, um die Funktionen des Lese/Abfragegeräts 106 zu manipulieren. Obgleich es als Handgerät dargestellt ist, kann das Lese/Abfragegerät eine in einem (nicht dargestellten) Fahrzeug befestigte elektronische Einheit sein. Die vorliegende Erfindung ist primär auf ein Ausbilden eines HF-Transponders gerichtet.
Wie bekannt ist, kann die ID- und/oder Parametermeßinformation in einer Vielzahl von Verfahren auf dem Signal, das vom Transponder 102 an das Lese/Abfragegerät 106 gesendet wird, codiert (aufgeprägt) und anschließend im Lese/Abfragegerät 106 zur Anzeige für den Nutzer "decodiert" (wiedergewonnen) werden. Der HF-Transponder 102 kann insofern ("passiv") sein, als er durch ein HF-Signal gespeist wird, das durch das externe Lese/Abfragegerät 106 erzeugt und durch die Antenne 108 emittiert wird. Alternativ dazu kann der HF-Transponder 102 insofern "aktiv" sein, als er batteriegespeist ist. Transpondersysteme wie z. B. das hierin beschriebene Transpondersystem 100 sind gut bekannt.
WO 99/52723, eingereicht am 14. April 1998 von Pollack, Brown, Black und Yones (Status: angemeldet) offenbart einen Transponder, insbesondere einen "passiven" Transponder, der seine Betriebsleistung aus einer externen Hochfrequenz-(HF)-Quelle ableitet und mit einem pneumatischen Reifen zur Verwendung bei einer Reifenidentifizierung und Übertragung von Druck- und/oder Temperaturdaten verbunden ist.
Die oben erwähnte Patentanmeldung WO 99/52723 offenbart einen Transponder, der ein früheres Modell (Modellnummer "3070C") des Transponders der vorliegenden Erfindung ist. Da die vorliegende Erfindung Gemeinsamkeiten mit sowie Verbesserungen gegenüber dem früheren Modell aufweist, werden im folgenden relevante Teile des früheren Modells mit Verweis auf 2, 3, 3A, 3B und 3C beschrieben.
2 ist ein Blockdiagramm des HF-Transponders 200 Modell 3070C (vergleiche 102), das dessen hauptsächliche funktionale Komponenten veranschaulicht. Dieses beispielhafte System wird als eine Ausführungsform beschrieben, die vorzugsweise Druck und Temperatur mißt; aber es liegt innerhalb des Umfangs der Erfindung, eine Messung anderer Parameter einzubeziehen, die geeignete Sensoren verwenden.
Der Transponder 200 ist vorzugsweise auf einem innerhalb der gestrichelten Linie 202 dargestellten einzelnen Chip einer integrierten Schaltung (IC) ausgeführt, mit dem mehrere externe Komponenten verbunden sind. Andere gestrichelte Linien der Figur geben wichtige bzw. hauptsächliche funktionale "Blöcke" des Transponders 200 an und schließen einen Transponder-"Kern" 204 und eine Sensorschnittstelle 206 ein. Die Komponenten außerhalb des IC-Chips 202 umfassen ein Antennensystem 210 mit einer Antenne 212 und typischerweise einem über die Antenne 212 verbundenen Kondensator 214, um einen L-C-Resonanz-Parallelschwingkreis zu bilden, einen externen Präzisionswiderstand (Rext) 216, einen externen druckabfühlenden Kondensator (C_P) 216 und einen optionalen externen Maximaltemperatur-Meßschalter (MTMS) 220. Die Antenne 212 kann in der Form einer Rahmenantenne, Schleifenantenne, Dipolantenne und dergleichen vorliegen. Alternativ dazu kann das vom Transponder abgegebene Signal auf einer Übertragungsleitung geliefert werden. Für einige dieser Antennenausführungsformen (z. B. eine Schleifenantenne) kann der Kondensator 214 weggelassen werden, da er bei Abstimmen eines solchen Antennensystems nicht nützlich wäre. Im allgemeinen wird im folgenden ein Transponder mit einer Rahmenantenne beschrieben.
Der druckabfühlende Kondensator C_P ist vorzugsweise ein robuster Sensor mit Niedertemperaturkoeffizienten (engl. rugged low temperature coefficient) mit einem Ansprechverhalten der Kapazität gegenüber dem Druck, das eine gute Empfindlichkeit und Linearität im interessierenden Druckbereich aufweist. Ein Beispiel ist ein ganz aus Silicium bestehender kapazitiver Drucksensor für einen "Berührungsmodus", wie er in der Technik bekannt ist und hierin oben erwähnt wurde.
Der Transponderkern 204 enthält eine Schnittstellenschaltungsanordnung 222 zum Verarbeiten eines HF-Signals, wie z. B. eines nicht modulierten Trägersignals mit 125 kHz (Kilohertz), das durch die Antenne 212 empfangen wird, zum Gleichrichten des empfangenen HF-Signals und zum Liefern von Spannungen zum Speisen anderer Schaltungen auf dem IC-Chip 202. Die Schnittstellenschaltungsanordnung liefert z. B. eine regulierte Versorgungsspannung (Vdd) von 2,5 Volt und eine temperaturunabhängige Bandlückenspannung (Vbg) von 1,32 Volt. Das Vorsehen verschiedener Versorgungs- und Referenzspannungen für die Transponderschaltungsanordnung wird im folgenden mit Verweis auf 3B ausführlicher beschrieben. Die Schnittstellenschaltungsanordnung 222 liefert auch das empfangene HF-Signal vorzugsweise bei der Eingangsfrequenz (Fi), mit der es empfangen wird, an eine Taktgeneratorschaltung 224, die in bekannter Weise Taktsignale zum Steuern der Zeitsteuerung anderer Schaltungen auf dem IC-Chip 202 liefert, sowie die Ausgangsfrequenz (Fc) eines Signals, das vom Transponder 200 an das externe Lese/Abfragegerät (z. B. 106) gesendet wird.
Die Zeitgenerator/Sequenzerschaltung 226 empfängt die Taktsignale von der Taktgeneratorschaltung 224 und verarbeitet (z. B. teilt) die Taktimpulse, um Zeitsteuerfenster (W_T und W_P, wie im folgenden beschrieben) für verschiedene Zeitperioden (t_T bzw. t_P) zu erzeugen, während denen Parameter- (z. B. Temperatur- und Druck-) Messungen vorgenommen werden. Die Zeitsteuerfenster W_T und W_P können entweder von im wesentlichen gleicher Dauer oder ungleicher Dauer sein. Die Zeitgenerator/Sequenzerschaltung 226 steuert auch die Zeitsteuerung und die Sequenz verschiedener Funktionen (z. B. Druckmessung und Erfassung, Temperaturmessung und Erfassung, die im folgenden ausführlicher beschrieben werden), die in der Sensorschnittstelle 206 durchgeführt werden, und ist vorzugsweise als eine Maschine mit algorithmischem Zustand (ASM) (engl. algorithmic state machine) ausgeführt.
Der Transponderkern 204 enthält ferner eine Register/Zählerschaltung 230, die ein Temperaturregister 232 (z. B. 12 Bit) und ein Druckregister 234 (z. B. 12 Bit) zum Erfassen und Speichern von Temperatur- bzw. Druckmessungen (Zählungen) enthält, und einen Block 236 eines adressierbaren Speichers (z. B. 120 Bit), der ein EEPROM-Array enthält. Die Register 232 und 234 und das EEPROM-Array 236 sind in einer gestrichelten Linie 238 dargestellt, die einen Block eines adressierbaren Speichers auf dem IC-Chip 202 repräsentiert.
Die Register/Zählerschaltung 230 enthält auch einen Multiplexer und Spaltendecodierer 240 sowie einen Reihendecodierer 242 zum Steuern der Sequenz, in der Signale (d. h. Daten) auf einer Leitung 244 an eine Modulationsschaltung 246 abgegeben werden, die über die Schnittstellenschaltungsanordnung 222 ausgewählte gemessene Reifenbetriebscharakteristiken in einem Datenstrom über das Antennensystem 210 an ein externes Lese/Abfragegerät (z. B. 106) übermittelt.
Der Transponderkern 204 enthält auch einen Baud-Raten-Generator 248, der die Rate steuert, mit der eine modulierende Information (z. B. die Temperatur- oder Druckmessung) an die Modulationsschaltung 246 geliefert wird. Der Baud-Raten-Generator 248 liefert auch einen Datenträgertakt, der die Ausgangsfrequenz Fc des Transponders steuert, und einen Datenratentakt, der eine Rate steuert, mit der der Datenstrom einschließlich Messungen, Kalibrierungsinformationen, Identifizierung etc. auf das Ausgangsträgersignal des Transponders 200 moduliert wird.
Die Sensorschnittstelle 206 enthält eine Schaltung 250 zum Erzeugen eines Ausgangsstroms I(T)/N auf einer Leitung 251, der mit einer vorhersagbaren charakteristischen Spannung einer temperaturempfindlichen Komponente (z. B. Vbg eines Transistors Q1, im folgenden beschrieben) zusammenhängt, die auf dem externen Widerstand (Rext) 216 überlagert ist. Der Ausgangsstrom I(T)/N auf der Leitung 251 wird an einen Kipposzillator 252 geliefert. Allgemein ausgedrückt oszilliert der Kipposzillator 252 bei einer Frequenz, die durch eine Rate einer Spannungsänderung (dV/dt) gesteuert wird, die eine Funktion des Ausgangsstrom I(T)/N auf Leitung 251 und interner Kapazitäten C_FX1, C_FX2 ist, die mit dem Kipposzillator 252 verbunden sind, sowie einer externen Kapazität (C_P) 218, die in den Schwingkreis geschaltet werden kann. Auf einer Leitung 253 wird ein Ausgangssignal Fosc' vom Kipposzillator 252 geliefert, das, wie im folgenden ausführlicher erläutert wird, sowohl die Umgebungstemperatur als auch den Umgebungsdruck angibt. Wie hierin verwendet, bezieht sich der Ausdruck "Umgebung" auf den Parameter, der in der Umgebung bzw. Nachbarschaft des Transponders 200 oder insbesondere in der Umgebung der jeweiligen Sensoren, die mit dem Transponder 200 verbunden sind, gemessen wird. Wenn der Transponder 200, 102 innerhalb eines pneumatischen Reifens (z. B. 104) montiert ist, beziehen sich "Umgebungsdruck" und "Umgebungstemperatur" auf den Druck und die Temperatur des Füllmediums (z. B. Luft) innerhalb des Reifens 104.
Im Betrieb wird durch die Antenne 212 ein HF-Signal von einer externen Quelle (z. B. einem nicht dargestellten Lese/Abfragegerät, vergleiche 106) empfangen. Dieses HF-Signal wird gleichgerichtet und verwendet, um den HF-Transponder zu speisen. Eine an die Modulationsschaltung 246 gelieferte modulierende Information wird verwendet, um Charakteristiken des Antennensystems 210 (z. B. Impedanz, Resonanzfrequenz etc.) zu ändern. Diese Änderungen werden durch das externe Lese/Abfragegerät 106 abgefühlt und decodiert, was eine Übertragung von Temperatur- und Druckinformationen vom HF-Transponder 200 zurück zum externen Lese/Abfragegerät 106 liefert.
Die Zeitgenerator/Sequenzerschaltung 226 steuert, wann die externe druckabfühlende Kapazität (C_P) 218 bei der Erzeugung eines Signals bei einer Frequenz Fosc', die vom Kipposzillator 252 abgegeben wird, und steuert auch das Erfassen der Druck- und Temperaturzählungen über die Datenerfassungsschaltung 254. Um beispielsweise die Temperatur zu messen, fließt der temperaturempfindliche Strom I(T) durch die internen Oszillatorkondensatoren (C_FX1 und C_FX2); der druckabfühlende Kondensator (Cp) 218 ist aber von diesen (darin nicht enthaltenen) Kapazitäten getrennt. Dies bedeutet, daß die Frequenz Fosc' des Oszillatorausgangssignals, das man auf Leitung 253 sieht, eine Funktion allein der Temperatur ist. Wenn der druckabfühlende Kondensator (C_P) 218 "eingeschaltet" wird, wird dann die Ausgangsfrequenz Fosc' des Oszillators 252 auf der Leitung 253, wie im folgenden ausführlicher erläutert wird, eine Funktion sowohl des Drucks als auch der Temperatur sein. Wie im folgenden ausführlicher beschrieben wird, wird im Lese/Abfragegerät 106 ein Algorithmus verwendet, um aus der Druck-Temperatur-Messung eine "reine Druck"-Ablesung zu extrahieren.
Es sollte besonders erwähnt werden, daß Verweise, die hierin auf "Druckablesungen", "Druckzählungen", "Druckantwort", "Druckregister" und dergleichen gemacht werden, sich im allgemeinen auf "Druck" beziehen, wie durch diese Transpondertechnik gemessen wird, die tatsächlich eine Hybrid-Ablesung von Druck und Temperatur erzeugt. Wenn diese Hybridablesung verarbeitet worden ist, um ihre Temperaturkomponente zu entfernen, wird auf die Ablesung als "reine Druck"-Ablesung verwiesen.
Wie durch die Zeitgenerator/Sequenzerschaltung 226 gesteuert leitet die Datenerfassungsschaltung 254 das Ausgangssignal Fosc' des Kipposzillators entweder über eine Leitung 255 zum Temperaturregister 232 oder über eine Leitung 257 zum Druckregister 234, je nachdem, ob gerade Temperatur oder Druck gemessen wird. Zähler wandeln die Oszillatorfrequenz Fosc' in Zählungen um, die in den Registern 232, 234 gespeichert werden. Das Zeitsteuer-"Fenster", das durch die Zeitgenerator/Sequenzerschaltung 256 geliefert wird, hat eine bekannte gesteuerte Dauer. Folglich ist die Zählung, die im jeweiligen Temperatur- oder Druckregister (232 bzw. 234) verbleibt (dadurch erfaßt wird), wenn das Zeitsteuerfenster "schließt", eine Funktion (proportional) der Oszillationsfrequenz Fosc' des Kipposzillators 252 und daher eine Funktion von Temperatur oder Druck, was immer gerade während dieses Zeitsteuerfensters gemessen wird.
Das EEPROM-Array 236 wird verwendet, um Kalibrierungskonstanten zu halten, die das Lese/Abfragegerät (z. B. 106) verwendet, um Temperatur- und Druckzählungen (N_T bzw. N_P, die im folgenden ausführlicher beschrieben werden) in Temperatur- und Druckablesungen umzuwandeln, die für einen Nutzer (z. B. über eine Anzeige 112) angezeigt werden können. Das EEPROM-Array 236 kann auch die ID des Transponders, die Kalibrierungsdaten für den Transponder und andere für den gegebenen Transponder spezielle Daten speichern.
3 ist ein ausführlicheres schematisches Diagramm 300 von mehreren der Komponenten des Transponders 200 von 2, in erster Linie denjenigen Komponenten, die oben bezüglich des Sensorschnittstellenteils 206 von 2 beschrieben wurden.
In diesem schematischen Diagramm 300 werden herkömmliche Schaltungssymbole verwendet. Zum Beispiel sind Linien, die einander kreuzen, nicht miteinander verbunden, es sei denn, es gibt an ihrer Verbindungsstelle (Kreuzungspunkt) einen "Punkt", in welchem Fall die Linien miteinander verbunden sind. Herkömmliche Symbole werden verwendet für Transistoren, Dioden, Erdungsanschlüsse, Widerstände, Kondensatoren, Schalter, Komparatoren, Inverter und Logikgatter (zum Beispiel "UND", "NAND", "ODER", "NOR").
Die Schaltung wird hinsichtlich einer CMOS-Ausführungsform beschrieben, worin "P" gefolgt von einer Zahl (zum Beispiel "P1") einen PMOS-(P-Kanal)-Transistor angibt und "N" gefolgt von einer Zahl (zum Beispiel "N 1 ") einen NMOS-(N-Kanal)-Transistor angibt. CMOS-Transistoren sind vom FET-(Feldeffekttransistor)-Typ, der jeweils drei "Knoten" oder "Anschlüsse" aufweist – nämlich eine "Source" (S), einen "Drain" (D) und ein "Gate" (G), das den Stromfluß zwischen der Source und dem Drain steuert. In der folgenden Beschreibung wird deutlich, daß mehrere PMOS- und NMOS-Transistoren in "Diodenschaltung verbunden" (engl. diode-connected) sind, was bedeutet, daß ihr Drain (D) mit ihrem Gate (G) verbunden ist. Die allgemeine Theorie über den Betrieb von Transistoren, insbesondere CMOS-Transistoren, ist dem Fachmann in der Technik, auf die sich die Erfindung weitestgehend bezieht, gut bekannt.
Wie aus der folgenden Beschreibung deutlich wird, sind mehrere CMOS-Transistoren in einer "stromspiegelnden" Konfiguration verbunden. Das Konzept einer Stromspiegelung ist gut bekannt und umfaßt in dessen einfachster Form zwei Transistoren ähnlicher Polarität (zum Beispiel zwei PMOS-Transistoren), deren Gates miteinander verbunden sind, und wobei einer der beiden Transistoren in Diodenschaltung verbunden ist. Ein Stromspiegeln beinhaltet im Allgemeinen, zu veranlassen, daß ein Strom durch den in Diodenschaltung verbundenen Transistor fließt, was eine Gatespannung auf dem in Diodenschaltung verbundenen Transistor zur Folge hat, die erforderlich ist, um diesen Strom zu erzeugen. Im Allgemeinen wird erzwungen, daß die Gatespannung des in Diodenschaltung verbundenen Transistors die Spannung wird, welche auch immer notwendig ist, um den gespiegelten Strom durch diesen Transistor zu erzeugen. Da der in Diodenschaltung verbundene Transistor per definitionem keinen Gatestrom hat, wird durch Anlegen der Gatespannung des in Diodenschaltung verbundenen Transistors an irgendeinen anderen identisch verbundenen Transistor durch den identisch verbundenen Transistor ein gespiegelter Strom fließen. Typischerweise haben alle stromspiegelnden Transistoren die gleiche physikalische Fläche, in welchem Fall der gespiegelte Strom im wesentlichen der gleiche wie der Strom sein wird, der gerade gespiegelt wird. Bekannt ist auch, einen gespiegelten Strom zu erzeugen, der entweder größer oder kleiner als der Strom ist, der gerade gespiegelt wird, indem man einen der Transistoren (in der Fläche) physikalisch größer oder kleiner als den anderen macht. Wenn derartige identisch verbundene Transistoren mit verschiedenen Flächen einer stromspiegelnden Konfiguration verbunden sind, werden ihre skalierten (größeren oder kleineren) Flächen entsprechend skalierte (größere oder kleinere) Ströme erzeugen.
Im Großen und Ganzen sind im Folgenden die zahlreichen Verbindungen zwischen den verschiedenen Komponenten der Schaltung in der Figur klar veranschaulicht, und die Betonung der Beschreibung liegt auf den ver schiedenen Funktionen der und Wechselwirkungen zwischen den verschiedenen Komponenten der Schaltung statt darauf, jede einzelne Verbindung zwischen den verschiedenen Komponenten, die in der Figur alle explizit veranschaulicht sind, (bis zum Überdruß) zu rezitieren.
Das Antennensystem 210 umfaßt eine Rahmenantenne 212 und einen optionalen Kondensator 214 (der über die Antenne 212 angeschlossen ist, um einen L-C-resonanten Parallelschwingkreis zu bilden), was einen an eine Doppelweggleichrichterschaltung 302 abgegebenen Wechselstrom (AC) liefert.
Die Doppelweggleichrichterschaltung 302 (vergleiche 222) weist zwei PMOS-Transistoren und zwei Dioden auf, die in herkömmlicher Weise wie dargestellt verbunden sind, und gibt auf einer Leitung 303 eine Spannung eines doppelweggleichgerichteten Gleichstroms (DC) ab. Zwischen die Leitung 303 und eine Erdung ist ein Kondensator 304 gekoppelt, um Variationen ("Welligkeit") in der doppelweggleichgerichteten DC-Spannung auf der Leitung 303 "zu glätten" (filtern). Die Spannung auf der Leitung 303 wird somit eine nutzbare Spannung für die restlichen Komponenten des Transponders – in diesem Fall eine positive Versorgungsspannung Vcc auf der Leitung 303.
Eine temperaturabfühlende Schaltung 306, die ungefähr dem Basis-Emitterspannungs-Stromwandler 250 von 2 entspricht, ist zwischen die Leitung 303 (Vcc) und die Erdung geschaltet und enthält vier CMOS-Transistoren, die mit P1, P2, N1 und N2 bezeichnet sind, und einen lateralen bipolaren Transistor, der mit Q1 bezeichnet ist, und ist mit dem externen Widerstand 216 (Rext) verbunden. Die Transistoren P2 und N1 sind wie veranschaulicht in Diodenschaltung verbunden. Die beiden Transistoren P1 und P2 sind in einer stromspiegelnden Konfiguration verbunden, und die beiden Transistoren N1 und N2 sind ebenfalls in einer Form verbunden, die allgemein als eine stromspiegelnde Konfiguration betrachtet werden kann. Die Source (S) des Transistors N1 ist über den Transistor Q1 mit der Erdung verbunden, und die Source des Transistors N2 ist über den externen Widerstard (Rext) 216 mit der Erdung verbunden.
Wie deutlich wird, hängt die Fähigkeit der temperaturabfühlenden Schaltung 306, ein Signal (d. h. einen Strom) zu erzeugen, das einer abgefühlten Umgebungstemperatur (zum Beispiel innerhalb des Reifens, mit dem der Transponder verbunden ist), proportional ist, in hohem Maße von der Eigenschaft ab, daß die Basis-Emitterspannung des Transistors Q1 eine gut vorhersagbare und wiederholbare Funktion der Temperatur ist. Der Widerstand (Rext) 216 ist ein externer Präzisionsreferenzwiderstand, dessen Wert (im Gegensatz zur Temperaturabhängigkeit des Transistors Q1) von der Temperatur im wesentlichen unabhängig ist. Ein geeigneter Wert für den Widerstand (Rext) 216 ist zum Beispiel 20,5 Kiloohm oder 455 Kiloohm.
Der Transistor N2 ist zwischen den Transistor P2 und den externen Widerstand 216 (Rext) in einem "Source-Folgestufe"-Modus geschaltet. Da eine Spannung auf dem Gate (G) des Transistors N2 aufgeprägt wird, wird dessen Sourcespannung seiner Gatespannung (minus einem inhärenten Spannungsabfall (Vgs) zwischen seinem Gate und seiner Source) "folgen".
Während der Strom durch den Transistor N1 fließt, wird dessen Gate spannung durch seinen Gate-Source-Spannungsabfall (Vgs) über die Emitterspannung am Transistor Q1 verschoben. Da die Transistoren N1 und N2 im wesentlichen identisch sind, wobei der gleiche Strom durch jeden der beiden Transistoren N1 und N2 fließt, werden sie identische Gate-Source-Spannungsabfälle (Vgs) aufweisen. Als Folge wird die Spannung an der Source des Transistors N2 über den externen Widerstand 216 (Rext) der Spannung am Emitter des Transistors Q1 im wesentlichen identisch sein. Wendet man das Ohmsche Gesetz (E = IR oder I = E/R) an, wird daher der Strom durch den externen Widerstand 216 (Rext) gleich der Emitterspannung des Transistors Q1, geteilt durch den Widerstandswert des externen Widerstands 216 (Rext), sein.
Im normalen Betrieb fließt der gesamte durch den externen Widerstand (Rext) 216 fließende Strom durch die Source des Transistors N2 und folglich durch den in Diodenschaltung verbundenen Transistor P2. Durch eine stromspiegelnde Verbindung wird der Strom durch den Transistor P2 im Transistor P1 wiederholt (gespiegelt). Dies stellt sicher, daß der durch die Transistoren N1 und N2 fließende Strom zu allen Zeiten der gleiche ist, was ferner daher hilft sicherzustellen, daß die Emitterspannung am Transistor Q1 und die Spannung über den externen Widerstand (Rext) 216 unabhängig von Spannungs- und Prozessvariationen identisch sind. Wie oben erwähnt wurde, sind die Transistoren N1 und N2 in einer allgemein als stromspiegelnde Konfiguration betrachteten Konfiguration verbunden. Da sie jedoch nicht streng identisch verbunden sind, dient ihre Funktion in der Schaltung 306 in erster Linie zum "Anpassen" von Q1 und Rext.
Im Wesentlichen stellt die Schaltung 306 sicher, daß der durch den externen Widerstand (Rext) fließende Strom I(T) vorhersagbar und eine Funkti on der absoluten Temperatur (T) des Transistors Q1 ist. Wie hierin im Folgenden ausführlicher beschrieben wird, wird dieser durch den externen Widerstand (Rext) 216 fließende temperaturabhängige Strom I(T) zu einem Kipposzillator (312, im Folgenden beschrieben) gespiegelt, um ein die Temperatur des Transistors Q1 angebendes Signal an das externe Lesegerät (106, 1) zu liefern. Wie im Folgenden ausführlicher beschrieben wird, wird die Ausgangsfrequenz Fosc' des Kipposzillators 312 eine Funktion der absoluten Temperatur (T) des Transistors Q1 sein.
An dieser Stelle ist es nützlich, besonders zu erwähnen, daß es im wesentlichen der Transistor Q1 ist, der als das temperaturabfühlende Element der gesamten Transponderschaltung verwendet wird. Die Transponderschaltung verwendet in vorteilhafter Weise eine inhärente Charakteristik eines solchen in CMOS-Technologie ausgeführten Transistors, daß die Basis-Emitter-Spannung des Transistors um einen vorhersagbaren Betrag von –2,2 mv/°C (Millivolt pro Grad Celsius) variieren wird.
Es sollte besonders erwähnt werden, daß der Transponder der vorliegenden Erfindung im Sinne eines "passiven" Geräts beschrieben wird, das darauf beruht, daß HF-Energie durch eine externe Quelle (106, 1) an es geliefert wird, um dessen Schaltungsanordnung zu speisen. Es liegt jedoch innerhalb des Umfangs dieser Erfindung, daß der Transponder seine eigene Stromversorgung wie zum Beispiel in Form einer Batterie enthält. In jedem Fall ist es, wenn eine Schaltungsanordnung, wie sie bezüglich der temperaturabfühlenden Schaltung 306 beschrieben wurde, zuerst eingeschaltet wird, wichtig sicherzustellen, daß sie von ihrem Ruhezustand in einer zuverlässigen und vorhersagbaren (gesteuerten) Weise zu ihrem normalen Betriebszustand "hochfahren bzw. linear ansteigen (engl. ramp up)". Zu diesem Zweck sind zwei Leitungen 305 und 307 veranschaulicht, die zwischen die temperaturabfühlende Schaltung 306 und eine "Anfahr"-Schaltung 308 geschaltet sind.
Die Anfahrschaltung 308 (auch Teil des Basis-Emitterspannungs-Stromwandlers 250 von 2) ist zwischen die Versorgungsspannung (Vcc) auf der Leitung 303 und die Erdung geschaltet und dient zwei Hauptzwecken: (i) einen Strom zu erhalten, der in der temperaturabfühlenden Schaltung 306 fließt, wenn der Transponder (200) vom ausgeschalteten Zustand zuerst anfährt; und (ii) den durch den Transistor P2 fließenden Strom von einem auf die Versorgung bezogenen Strom in einen auf die Erdung bezogenen Strom zu spiegeln und umzuwandeln.
Das Anfahren wird durch den Transistor P3 eingeleitet. Der Transistor P3 ist so hergestellt, daß er einen hohen Kanalwiderstand hat, um in einem Modus "schwaches Hochziehen bzw. Pull-Up" zu arbeiten. Da sein Gate mit der Erdung verbunden ist, wird er immer "an" sein und sich im wesentlichen wie ein Widerstand mit einem hohen Widerstandswert (zum Beispiel > 1 Megaohm) verhalten.
Da beim Anfahren ansonsten kein Strom in der Schaltung fließt, arbeitet der Transistor P3, um das Gate des Transistors N3 in Richtung auf die Versorgungsspannung (Vcc) zu ziehen, wodurch der Transistor N3 "eingeschaltet" wird, was die geerdete Source des Transistors N3 mit seinem Drain (D) effektiv verbindet, der wiederum die Gates der Transistoren P1, P2 und P4 erdet und auch den Drain des in Diodenschaltung verbundenen Transistors P2 erdet. Dies bewirkt, daß Strom durch den Transistor P2 der temperaturabfühlenden Schaltung 306 in den Drain des Transis tors N3 fließt. Da die Transistoren P1, P2 und P4 Strom gespiegelt verbunden sind (über die "Pbias"-Leitung 305), wird der nun durch den Transistor P2 fließende Strom in den Transistoren P1 und P4 gespiegelt. Da Strom durch den Transistor P4 in den in Diodenschaltung verbundenen Transistor N5 fließt, bewirkt eine stromspiegelnde Verbindung zwischen den Transistoren N4 und N5, daß ein entsprechender Strom durch den Transistor N4 fließt, wodurch das Gate des Transistors N3 zur Erdung gezogen wird, wodurch der Stromfluß durch den Transistor N3 effektiv "abgeschaltet" wird.
Fließt ein Strom nun durch die Transistoren P1, P2 und P4 mit gespiegelten Strömen, zwingt jedoch vom Transistor P1 durch den in Diodenschaltung verbundenen Transistor N1 in den Transistor Q1 fließender Strom die temperaturabfühlende Schaltung 306, in ihrem stabilen Arbeitspunktzustand (statt ihrem Nullstromzustand) "anzufahren". Nach dem Anfahren "steigt" der Transistor N3 aus der Schaltung im wesentlichen "aus", wobei er seine beabsichtigte Funktion ausgeführt hat.
Der Transistor N5 ist in einer stromspiegelnden Konfiguration mit dem Transistor N4 (und wie im Folgenden beschrieben mit dem Transistor N6) verbunden. Fließt ein dem Strom durch den externen Widerstand (Rext) 216 äquivalenter Strom durch den Transistor N5, fließt daher im wesentlichen der gleiche Strom durch den Transistor N4, wodurch eine Referenzspannung (Nbias) auf der Leitung 309 eingerichtet wird. Die Referenzspannung (Nbias) auf der Leitung 309 sowie eine Versorgungsspannung (Vdd) auf einer Leitung 309' werden an eine stromskalierende Schaltung 310 geliefert.
Die Versorgungsspannung (Vdd) auf der Leitung 309' wird in irgendeiner geeigneten Weise geliefert, wie zum Beispiel als ein Vielfaches einer Bandlückenspannung (Vbg), die in herkömmlicher Weise irgendwo auf dem Chip erzeugt wird, und ihre Größe (zum Beispiel 1,32 Volt) sollte von der Temperatur unabhängig sein, wie es zum Beispiel dem Siliciumprozeß eigen ist, der beim Herstellen des Chips verwendet wird. Das Vorsehen einer solchen stabilen (zum Beispiel Bandlücken-) Spannung (zum Beispiel Vbg) und der Versorgungsspannung (zum Beispiel Vdd), die davon abgeleitet wird, liegt gut innerhalb des Bereichs eines Fachmanns in der Technik, auf die sich die vorliegende Erfindung überwiegend bezieht, und wird im Folgenden mit Verweis auf 3B ausführlicher beschrieben.
Die stromskalierende Schaltung 310 (auch Teil des Basis-Emitterspannungs-Stromwandlers 250 von 2) ist in der folgenden beispielhaften Weise aufgebaut. Die Sources der Transistoren P5 und P6 sind mit der Versorgungsspannung Vdd verbunden. Das Gate eines Transistors N6 empfängt die Referenzspannung (Nbias) auf der Leitung 309. Der Transistor N6 ist in einer stromspiegelnden Konfiguration mit dem Transistor N5 (sowie auch mit dem oben erwähnten Transistor N4) verbunden und wird daher den Fluß eines Stroms I(T) durch die Transistoren N4 und N5 spiegeln. Folglich wird der Stromfluß durch den in Diodenschaltung verbundenen Transistor P5 den Stromfluß durch die Transistoren N4, N5 und N6 spiegeln.
Die Transistoren P5 und P6 sind in einer stromspiegelnden Konfiguration verbunden, werden aber (unter Verwendung herkömmlicher CMOS-Fertigungstechniken) gefertigt, so daß ein durch den Transistor P6 fließender Strom um ein Verhältnis (N) der physikalischen Fläche des Tran sistors P5 zur physikalischen Fläche des Transistors P6 auf- oder abskaliert wird. Falls zum Beispiel der Transistor P6 eine kleinere Größe als der Transistor P5 hat (d. h. der Transistor P5 hat eine "N"-fach größere Fläche als der Transistor P6), wird dann der durch den Transistor P6 fließende Strom entsprechend (N-mal) kleiner als der durch den Transistor P5 fließende Strom sein. Folglich wird der durch den Transistor P6 fließende "skalierte" Strom in der Figur als "I(T)/N" bezeichnet und auf einer Leitung 311 (vergleiche 251) an eine Kipposzillatorschaltung 312 (vergleiche 252) geliefert. Es ist gut bekannt, daß das Verhältnis der Ströme zwischen den Transistoren P5 und P6 durch herkömmliche Schaltungsverarbeitungstechniken leicht eingerichtet werden kann, wie zum Beispiel indem einfach einer der Transistoren größer als der andere gemacht wird oder indem einer der beiden Transistoren als das Aggregat von zwei oder mehr Transistoren gleicher Größe ausgeführt wird, so daß ihre zusammengesetzte Fläche größer als die Fläche der anderen beiden Transistoren ist.
Die Kipposzillatorschaltung 312 (vergleiche 252) hat eine ziemlich herkömmlichen Konstruktion und enthält am "vorderen Ende bzw. Eingangsteil" der Einstell-Rücksetzschaltung 314 mit zwei Phasenwegen 314a, 314b einen Meßschaltkreis 315. Dieser Schaltkreis bzw. diese Schaltung 315 weist ein Paar komplementäre Transistoren P7 und N7, die mit einer geladenen Seite eines Meßkondensators C_FX1 am vorderen Ende bzw. Eingangsteil eines Phasenweges (ϕ1) 314a verbunden sind, und ein anderes Paar komplementäre Transistoren P8 und N8 auf, die mit einer geladenen Seite eines anderen Meßkondensators C_FX2 plus einem Schalter 350 verbunden sind, um einen weiteren Meßkondensator C_P, alle am Eingangsteil des anderen Phasenweges (ϕ2) 314b hinzuzufügen.
Wie veranschaulicht verbunden, wird für ein gegebenes Paar Transistoren (zum Beispiel P7 und N7), wenn ihre gemeinsame Gatespannung hoch ist (d. h. in Richtung einer positiven Zufuhr), ihr Ausgang (zum Beispiel zum Phasenweg 314a) geerdet sein (mit einer Erdung verbunden und vom Strom I(T)/N auf der Leitung 311 isoliert sein), und wenn ihre gemeinsame Gatespannung niedrig ist, wird ihr Ausgang den auf der Leitung 311 fließenden Strom I(T)/N an einen jeweiligen der Phasenwege (zum Beispiel 314a) des Kipposzillators 312 liefern. Wie für eine Schaltungsanordnung wie zum Beispiel den Kipposzillator 312 bekannt ist, wird, wenn die gemeinsame Gatespannung eines der Paare Transistoren (zum Beispiel P7 und N7) hoch ist, die gemeinsame Gatespannung des anderen der Paare Transistoren (zum Beispiel P8 und N8) niedrig sein, und umgekehrt. Auf diese Weise hat jeder Phasenweg 314a und 314b einen Arbeitszyklus (d. h. seine "An"-Zeit), der der gleiche wie der Arbeitszyklus des anderen Phasenweges 314b bzw. 314a oder von diesem verschieden sein kann. Folglich kann jedes Paar Transistoren (zum Beispiel P7 und N7) als ein "Eingangsschalter" zu dessen jeweiligem Phasenweg (zum Beispiel 314a) betrachtet werden.
Jeder Phasenweg 314a und 314b des Kipposzillators 312 weist an seinem Eingang einen Komparator 316a bzw. 316b auf und hat einen Kondensator C_FX1 bzw. C_FX2 mit festem Wert, die zwischen den negativen (–) Eingang der Komparatoren 316a und 316b und die Erdung geschaltet sind. Die Kondensatoren C_FX1 und C_FX2 weisen beispielhafte Kapazitätswerte von 2-5 pf (Pikofarad) bzw. 2–5 pf auf und sind vorzugsweise als Einrichtungen mit gleichem Wert "auf dem Chip" ausgeführt, wie zum Beispiel Poly-Poly-Kondensatoren (engl. poly-to-poly capacitors), die einen niedrigen Temperaturkoeffizienten (zum Beispiel geringer als 20 ppm) aufweisen. Die posi tiven (+) Eingänge (Anschlüsse) der Komparatoren 316a und 316b sind miteinander verbunden und auf eine Referenzschwellenspannung Vbg wie zum Beispiel 1,32 Volt, die temperaturunabhängig ist, eingestellt.
Am Ausgang jedes Phasenweges 314a und 314b ist ein "NOR"-Logikgatter 318a bzw. 318b angeschlossen, und die beiden NOR-Gatter 318a und 318b sind kreuzgekoppelt, um eine Latch- bzw. Halteschaltung mit einem Ausgang auf einer Leitung 319a und 319b zu bilden. Die kreuzgekoppelten NOR-Gatter 318a und 318b können somit als ein Flipflop oder ein RS (Rücksetz/Einstell)-Haltekreis dienen.
Wenn die gemeinsame Gatespannung eines der Eingangsschalter (zum Beispiel P7 und N7) hoch ist, ist der jeweilige Kondensator (zum Beispiel C_FX1) für diesen Phasenweg (zum Beispiel 314a) geerdet (kurzgeschlossen (engt. shorted out), hervorgerufen durch das Fehlen von Ladung). Wenn umgekehrt die gemeinsame Gatespannung eines der Eingangsschalter (zum Beispiel P7 und N7) niedrig ist, wird der skalierte Strom I(T)/N von der Leitung 311 dem jeweiligen Kondensator (zum Beispiel C_FX1) für diesen Phasenweg (zum Beispiel 314a) zugeführt (läßt man in diesen fließen), und der Kondensator beginnt zu laden (eine zunehmende Spannung über den Kondensator aufzubauen). Wenn die Spannung über den Kondensator C_FX1/C_FX2 die Referenzspannung Vbg des Komparators erreicht, fährt der Ausgang des Komparators 316a/316b herunter, und ändert den Zustand des Ausgangs des Haltekreises 318a/318b auf der Leitung 319a/319b. Auf diese Weise wird der Kipposzillator 312 bei einer Frequenz Fosc oszillieren, die durch die Anstiegszeit der Kondensatoren C_FX1 und C_FX2 und, wichtig, durch den skalierten Strom I(T)/N bestimmt ist, der an die Kondensatoren C_FX1 und C_FX2 geliefert wird. Wird ein größerer Strom I(T)/N zugeführt, steigen die Spannungen der Kondensatoren C_FX1 und C_FX2 schneller an, kreuzen die Schwellenspannung schneller und bewirken, daß der Kipposzillator 312 schneller oszilliert, wodurch die Frequenz Fosc des Signals auf der Leitung 319a zunimmt. Das Signal auf der Leitung 319a wird durch einen Inverter 320 wie gezeigt invertiert, um ein Signal mit der Frequenz Fosc' auf der Leitung 321 zu liefern.
Wie im Folgenden ausführlicher beschrieben wird, wird der Oszillator 312 gesteuert, um in zwei sich gegenseitig ausschließenden Modi, einem Temperaturabfühlmodus (zwischen den Zeiten t0 und t1) und einem Druckabfühlmodus (zwischen den Zeiten t1 und t2) zu laufen, wie durch den Zeitgenerator/Sequenzer 226 gesteuert wird. Die Frequenz des Ausgangssignals Fosc (und Fosc') des Oszillators wird in jedem dieser beiden Modi verschieden sein.
Erzeugen von Temperatur- und Druckablesungen
In dem beispielhaften Zusammenhang des mit einem pneumatischen Reifen verbundenen Transponders 200 ist es in erster Linie wünschenswert, den Druck innerhalb des pneumatischen Reifens zu bestimmen. Ein Reifen eines typischen Personenkraftwagens kann zum Beispiel auf etwa 221 kPa (etwa 32 psi) geeignet aufgepumpt werden. Da die Reifenfülldrücke normalerweise als "kalte" Drücke spezifiziert werden (ein Druck, der gemessen wird, wenn der Reifen nicht betriebsbedingt erwärmt ist) und da ein Überwachungsgerät Drücke melden wird, die in Reifen gemessen werden, welche sehr wahrscheinlich in Gebrauch und daher "heiß" sind, ist es zweitens wünschenswert, die Temperatur des Füllmediums (zum Beispiel Luft) innerhalb des pneumatischen Reifens zu bestimmen. Unter Ausnutzung einer Temperaturmessung kann ein Überwachungssystem (zum Beispiel 106) beispielsweise den gemessenen Druck mit einfachen Berechnungen, die auf dem idealen Gasgesetz (PV = μRT) basieren, in einen "kalten" Druck umwandeln. Diesen "kalten" Druck könnte man als "temperaturunabhängigen" Druck betrachten, der auch eine Angabe der im Reifen enthaltenen Luftmenge ist. Mit Verweis auf den Transponder 200 muß die Hybrid-"Druck"-Messung, die er erzeugt, (durch im Folgenden ausführlich beschriebene verschiedene Berechnungen) in eine wahre Messung allein des Drucks umgewandelt werden, bevor sie in solchen Gasgesetzberechnungen verwendet werden kann.
Zum Beispiel wird geschätzt, daß eine Verringerung des Kraftstoffverbrauchs von ungefähr 10% realisiert werden könnte, falls die pneumatischen Reifen an Fahrzeugen bei ihrem spezifizierten Druck betrieben würden. Obwohl Betreiber von Fahrzeugflotten in Bezug auf diesen Punkt typischerweise sensibilisiert sind und den Reifendruck häufig prüfen und einstellen, ist der durchschnittliche Fahrer eines Personenkraftwagens oft weniger geneigt, auf den Reifendruck zu achten, bis zum Beispiel der Reifen sichtbar flachgedrückt ist. In solchen Fällen könnte eine Auslesung mittels einer LCD (Flüssigkristallanzeige) oder dergleichen auf dem Armaturenbrett eines Wagens dem Fahrer eines Fahrzeugs eine dynamische Reifenfüllinformation liefern, dessen pneumatischer Reifen mit einem Transponder wie zum Beispiel dem hierin beschriebenen ausgestattet sind. Von nicht geringerer Bedeutung ist das Aufkommen von "Notlauf'-Reifen, die von verschiedenen Reifenherstellern vertrieben werden. Die Reifenserie Goodyear EMT (extended mobility technology) ist ein Beispiel eines "Notlauf"-Reifens, dessen allgemeiner Zweck darin besteht, einem Fahrer zu ermöglichen, bis zu ungefähr 120 Kilometer (50 Meilen) auf einem entleerten "platten" Reifen mit "vernünftigen" Betriebsgeschwindigkeiten (zum Beispiel 144 Kilometer pro Stunde oder 60 Meilen pro Stunde) weiterzufahren, während eine normale Kontrolle über das Fahrzeug aufrechterhalten wird. Solche Notlaufreifen sind allgemein gut bekannt und bilden per se keinen Teil der vorliegenden Erfindung. Wenn auf einem "platten" Notlaufreifen gefahren wird, ist es besonders wichtig, daß der Fahrer über die Tatsache alarmiert wird, daß er oder sie das Fahrzeug "über die Zeit" betreibt, wie in erster Linie durch eine Anzeige, ob visuell oder akustisch (zum Beispiel ein Piepton), daß der Reifen in der Tat "platt" ist und bei nächster Gelegenheit (und vor dem Notlauf-Kilometerlimit) repariert oder ausgetauscht werden muß, angezeigt wird.
Indem man den Kipposzillator 312 laufen läßt, wird die Frequenz seines Ausgangssignals Fosc (und Fosc') eine Funktion der absoluten Temperatur des Transistors Q1 sein (die durch ihn abgefühlt wurde). Dies gilt sowohl im Temperaturabfühl-Betriebsmodus als auch dem Druckabfühl-Betriebsmodus.
Im Temperaturabfühlmodus und in dem Fall, daß die Kapazitätswerte für C_FX1 und C_FX2 gleich sind, was bevorzugt wird, wird der Kipposzillator 312 einen symmetrischen (ausgeglichenen, 50%) Arbeitszyklus haben. Im Druckabfühlmodus wird der Druckabfühlkondensator (C_P) 218 durch einen Halbleiterschalter 350 über C_FX2 geschaltet, was den Arbeitszyklus und die Ausgangsfrequenz Fosc (und Fosc) des Kipposzillators 312 ändert.
Im Temperaturabfühlmodus werden nur die festen Kondensatoren C_FX1 und C_FX2 abwechselnd geladen (und entladen), was einen 50%-Arbeits zyklus mit einer der Umgebungstemperatur proportionalen Periode ergibt. Im Druckabfühlmodus wird der Druckabfühlkondensator (C_P) 218 in den Phasenweg 314b des Generators 312 geschaltet. Für eine gegebene Temperatur verhält sich während der ersten Hälfte der Oszillatorperiode somit der Phasenweg 314a in der gleichen Weise wie im Temperaturabfühlmodus, und während der zweiten Hälfte der Oszillatorperiode verhält sich der Phasenweg 314b in einer Weise, die dem Kapazitätswert des festen Kondensators C_FX2 plus dem Kapazitätswert des Druckabfühlkondensators (C_P) 218 proportional ist. Dies verlangsamt praktisch den Oszillator und ändert seinen Arbeitszyklus. Die Änderung des Arbeitszyklus gibt das Verhältnis von C_P zu C_FX2 an. Aus dem Verhältnis der beiden Perioden (mit und ohne C_P in der Schaltung) ist es somit einfach zu berechnen, was die zusätzliche Kapazität (C_P), das heißt der abgefühlte Druck, ist. Wie im Folgenden ausführlicher beschrieben wird, kann die Temperaturabhängigkeit der Generatorausgabe im Druckabfühlmodus auf einfache Weise vollständig eliminiert werden.
Das "Verlangsamen" des Oszillators, wenn der Druckabfühlkondensator (C_P) 218 in die Generatorschaltung geschaltet wird, hat unvermeidlich zur Folge, daß es verhältnismäßig weniger Oszillatorausgangsimpulse (eine reduzierte Ausgangsfrequenz) gibt, um während eines gegebenen Druck-Meßfensters (zum Beispiel W_P) zu zählen, als während eines Temperatur-Meßfensters (zum Beispiel W_T) ähnlicher Dauer. Mit anderen Worten wird ein "verlangsamter" Oszillator die Rate reduzieren, mit der Zählungen gesammelt werden, die die Parametermessung angeben. Um die Auflösung (Menge) der Zählungen (N_P) zu erhöhen, die während des Druck-Meßfensters (W_P) erzeugt werden, wird in Betracht gezogen, daß das Druck-Meßfenster (W_P) vergrößert (in der Dauer verändert) werden kann, um die Erfassung einer geeigneten Zahl von Druckzählungen im Druckregister 234 zu ermöglichen. Dies kann ohne weiteres einfach erreicht werden, indem ein größerer Wert für die Zeit t2 (als sonst) eingestellt wird, der das Ende des Druck-Meßfensters (W_P) im Druckabfühlmodus (zwischen den Zeiten t1 und t2) einrichtet, wie durch den Zeitsteuergenerator/Sequenzer 226 gesteuert wird. Das Druck-Meßfenster W_T (zwischen den Zeiten t0 und t1) kann zum Beispiel von der Größenordnung mehrerer (zum Beispiel acht) Millisekunden sein, und das Druck-Meßfenster W_P kann von der Größenordnung einiger zehn oder Dutzend (zum Beispiel achtzig) Millisekunden sein. Alternativ dazu wird in Betracht gezogen, daß der aus der stromskalierenden Schaltung 310 zum Kipposzillator 312 fließende skalierte Strom (I(T)/N) während des Druck-Meßfensters (W_P) erhöht werden könnte, um die Grundfrequenz des Kipposzillators 312 zu erhöhen, wodurch die gesamte Auflösung der Druckzählung erhöht wird. Dies kann zum Beispiel in dem Fall erreicht werden, daß der Transistor P6 eine kleinere Größe (Fläche) als der Transistor P5 hat, indem einfach anstelle des Transistors P6 ein (nicht dargestellter) Transistor P6' zugeschaltet wird, wobei der Transistor P6' eine größere Fläche als der Transistor P6 hat, so daß das Verhältnis der Flächen der Transistoren P5 und P6 näher bei Eins liegt (d. h. weniger nach unten skaliert wird) und der Strom zum Kipposzillator 312, daher dessen Zählrate, erhöht wird. Ein derartiges Zuschalten eines anderen Transistors P6' wird ohne weiteres ausgeführt mit einem (nicht dargestellten) Schalter, der mit dem oben erwähnten Schalter 350 vergleichbar ist, der den Druckabfühlkondensator (C_P) 218 zuschaltet. Der Fachmann, den die vorliegende Erfindung am nächsten betrifft, wird im Lichte der hierin präsentierten Lehren leicht verstehen, wie das "Verlangsamen" des Oszillators verschoben wird, wenn der Druckabfühlkondensator (Cp) 218 in die Oszillatorschaltung zugeschaltet wird.
Optimieren des Druckansprechverhaltens
Da das Erhalten (und Anzeigen) einer genauen Druckablesung von entscheidender Bedeutung ist, wenn der Druck eines pneumatischen Reifens überwacht wird, können bestimmte Parameter der Transponderschaltung eingestellt werden, um ihr Druckansprechverhalten zu maximieren und daher die Genauigkeit der durch das externe Lese/Abfragegerät (zum Beispiel 106) angezeigten Druckablesung zu verbessern.
Wie hierin oben beschrieben wurde, antwortet der Transponder auf die sich ändernde Kapazität des Drucksensors (Cp) 218, indem der Wert eines binären 12-Bit-Wortes geändert wird, das an das externe Lese/Abfragegerät 106 gesendet wird. Dieses binäre Wort ist die Zählung einer Oszillatorfrequenz während eines Zeitsteuerfensters W_P (zwischen t1 und t2), das durch den Zeitsteuergenerator/Sequenzer 226 eingerichtet wurde. Die Druckantwort kann daher als die Änderung in Zählungen pro Einheitsänderung der Kapazität des Druckabfühlkondensators (C_P) 218 beschrieben werden.
Es wurde festgestellt, daß das Druckansprechverhalten (und die Auflösung) des Transponders von mehreren Faktoren abhängig sind, die jeweils analysiert werden können. Zum Beispiel wurde bestimmt, daß:

(a) eine Vergrößerung des Druck-Meßfenster W_P, um es größer als das Temperatur-Meßfenster W_T zu machen, für einen gegebenen Wert des Druckabfühlkondensators (Cp) 218 die Druckzählung N_P (und nicht die Temperaturzählung N_T) erhöhen wird, um die verhältnismäßig niedrigere Oszillatorfrequenz wettzumachen, die während einer Druckmessung verglichen mit einer Temperaturmessung (wie hierin oben ausführlich erläutert wurde) auftritt,
(b) ein Erhöhen des skalierten Stroms I(T)/N zum Oszillator 312 proportional der Druckzählung N_P für einen gegebenen Wert des Druckabfühlkondensators (C_P) 218 sein wird,
(c) ein Verringern der Werte für einen Kondensatoren) C_FX1 und/oder C_FX2 die Druckzählung N_P für einen gegebenen Wert des Druckabfühlkondensators (C_P) 218 proportional erhöhen wird,
(d) ein Erhöhen des skalierten Stroms I(T)/N zum Oszillator die Druckzählung N_P (für einen gegebenen Wert von C_P) mit einer größeren Rate als ein Verringern der Werte für die Kondensatoren C_FX1 und C_FX2 proportional erhöhen wird,
(e) ein Erhöhen des skalierten Stroms I(T)/N sowohl die Druckzählungen N_P als auch die Temperaturzählungen N_T erhöhen wird, es sei denn, man kann dafür sorgen, daß die Stromerhöhung nur während des Druck-Meßfensters W_P auftritt, und
(f) ein Verringern der Werte für einen Kondensatoren) C_FX1 und/oder C_FX2 sowohl die Temperaturzählungen N_P als auch die Temperaturzählungen N_T erhöhen wird, falls nur einer der Kondensatoren geändert wird.

Als allgemeiner Vorschlag ist ein Erhöhen der Druckzählungen N_P wünschenswert. Der Fachmann, den die vorliegende Erfindung am nächsten betrifft, wird jedoch ohne weiteres erkennen, daß es eine praktische Obergrenze für die Erhöhung der Druckzählungen bei einer Frequenz gibt, die für die Tauglichkeit bestimmter Schaltungen des IC-Chips unannehmbar groß werden kann.
Meßparameter
3A veranschaulicht die Komponenten, die mit dem letzten Schritt zum Erfassen von Temperatur- und Druckmessungen im Transponder verbunden sind. Das vom Kipposzillator 312 abgegebene Signal Fosc' wird auf einer Leitung 321 (vergleiche 253) an einen Eingang von jedem von zwei UND-Gattern 360 und 362 in der Datenerfassungsschaltung 254 geliefert. Vom Zeitsteuergenerator/Sequenzer 226 wird während des Temperatur-Abfühlfensters (W_T) ein Signal ("Temp erfassen bzw. Capture Temp") an den anderen Eingang des UND-Gatters 360 geliefert, um so das Temperaturregister 232 über eine Leitung 255 mit der Zählung ("Daten bzw. Data" oder "Ablesung bzw. reading") N_T zu laden, die eine gemessene Temperatur angibt. Vom Zeitsteuergenerator/ Sequenzer 226 wird während des Druck-Abfühlfensters (W_P) an den anderen Eingang des UND-Gatters 362 ein anderes Datensignal ("Druck erfassen bzw. Capture Press") geliefert, um das Druckregister 234 mit der Zählung ("Daten bzw. Data" oder "Ablesung bzw. reading") N_P zu laden, die einen gemessenen Druck angibt. Jedes der Register 232, 234 weist einen (nicht dargestellten) Zähler auf, der mit ihm verbunden ist, um das ankommende oszillierende Signal Fosc' in eine gespeicherte Zählung umzuwandeln. Die beiden Zählwerte bzw. Zählungen N_T, N_P werden dann aus den Registern 232 und 234 über den MUX 240 zur hierin oben beschriebenen Modulationsschaltung 246 herausgeschoben.
Wenn der Transponder eingeschaltet ist, werden Temperatur und Druck kontinuierlich gemessen, und diese Messungen werden an das externe Lese/Abfragegerät 106 als Datenworte in einen Datenstrom zurückgesendet. Jeder der Temperatur- und Druckparameter kann zum Beispiel zum Lese/Abfragegerät 106 als 12-Bit-Datenworte in ausgewählten (bekannten) Abschnitten eines größeren (zum Beispiel 144-Bit-) Datenstroms zurückgesendet werden. Ein Bit im gesamten Datenstrom kann dem Zustand (zum Beispiel "geschlossen" oder "offen") des MTMS-Schalters 220 vorbehalten sein. Eine komplette Beschreibung eines beispielhaften Datenstroms, der vom Transponder an das externe Lese/Abfragegerät gesendet wird, wird im Folgenden mit Verweis auf 3C dargelegt.
Eine Temperatur wird geeignet gemessen, indem die Zahl von Zyklen, die vom Oszillator 312 ausgegeben werden, während einer festen Zeitperiode (Fenster W_T der Zeit von t0 bis t1) mit einer Zeitperiode t_T gezählt wird. Zum Beispiel kann durch den Oszillator ein (nicht dargestellter, aber mit dem Temperaturregister 232 verbundener) Abwärtszähler getaktet werden, so daß am Ende der Zeitperiode t_T des Fensters W_T eine Temperaturzählung N_T erzeugt wird. Die Beziehung zwischen der Temperaturzählung N_T und der Temperatur ist für die Schaltungsanordnung 300 dieser Ausführungsform im wesentlichen linear.
Ähnlich kann der Druck gemessen werden, indem die Zahl von Zyklen, die vom Oszillator 312 abgegeben werden, während einer festen Zeitperiode (Fenster W_P der Zeit von t1 bis t2) mit einer Zeitperiode t_P gezählt wird. Durch den Oszillator kann zum Beispiel ein (nicht dargestellter, aber mit dem Druckregister 234 verbundener) Abwärtszähler getaktet werden, so daß am Ende der Zeitperiode t_P des Fensters W_P eine Temperaturzählung N_P erzeugt wird. Die Beziehung zwischen einer Druckzählung N_P und dem Druck ist für die Schaltungsanordnung 300 dieser Ausführungsform eine vorhersagbare Funktion sowohl des aktuellen Drucks als auch der Temperatur. Wie hierin im Folgenden erläutert wird, kann durch Manipulieren der Temperatur- und "Druck"-Zählungen (N_T und N_P) dieser Hybridwert für Druck und Temperatur verwendet werden, um einen reinen Druckwert zu bestimmen.
Erhalten einer reinen Druckablesung am Lese/Abfragegerät
Die Grundfrequenz des Oszillators 312 kann durch Parameter in dem IC-Chip (zum Beispiel 202) eingestellt werden und ist, wie hierin oben beschrieben wurde, temperaturabhängig. Daher ist die Druckantwort N_P eine Funktion (Hybrid) von sowohl Druck als auch Temperatur, und die Beziehung von N_P zu C_P ist nicht-linear. Die Verwendung einer linearen Gleichung zum Berechnen der Druckantwort würde daher unvermeidlich zu signifikanten Fehlern über einen Bereich von Drücken führen, die gemessen werden. Für begrenzte Bereiche von Drücken, die gemessen werden, zum Beispiel über einen Druckbereich von 138 kPa (20 psi), wäre die Verwendung einer linearen Gleichung jedoch akzeptabel. Eine bessere Approximation könnte man unter Verwendung einer Polynomgleichung erhalten; aber dies würde die Logik des Lese/Abfragegeräts kompliziert machen, ein langsameres Antwortverhalten erzeugen und zusätzliche Kalibrierungskonstanten erfordern.
Ein wichtiger Vorteil der Verwendung der oben beschriebenen Schaltungsanordnung eines Transponders ist, daß die Beziehung N_T/N_P zur Kapazität C_P des Drucksensors linear ist und keinen Temperaturkompensationsterm in der Gleichung (Algorithmus) erfordert, die vom Lese/Abfragegerät 106 verwendet wird, um einen Druck zu berechnen, wodurch die Konstruktion des Lese/Abfragegeräts außerordentlich vereinfacht wird. (Diese nimmt auch die Verwendung eines Drucksensors (C_P) 218 an, der eine im wesentlichen lineare Beziehung zwischen Druck und Kapazität aufweist.) Diese vorteilhafte "ratiometrische" Beziehung kann durch die folgenden Gleichungen leicht demonstriert werden:
Allgemein gelten Zählung = Zählfensterzeit(t) * Frequenz(F) F = 1/Periode Ladezeit = V * C/Ifür einen Kondensator mit einer Kapazität C, der mit einem Strom I auf eine Spannung V geladen werden soll.
Da die Periode des Kipposzillators 312 mit einem Ausgangssignal mit einer Frequenz Fosc' die Summe der Ladezeiten für die Kapazitäten in den beiden Phasenwegen 314a und 314b ist, können die obigen Gleichungen manipuliert werden, um eine allgemeine Gleichung für die Zählung von einem solchen Kipposzillator mit Kapazitäten C_FX1 und C_FX2 beispielsweise zu erhalten.
Zählung = t(V*CFX1/I + V*CFX2/I) = t*I/(V*(CFX1 + CFX2))
Substituiert man die Werte für die Temperatur- und Druckzählungen:
NT = (tT*I(T)/nT)/(Vbg*(CFX1 + CFX2)) [GL. A] NP = (tP*I(T)/nP)/(Vbg*(CFX1 + CFX2 + CP)) wobei n_T und n_P Werte für den skalierenden Faktor N im skalierten Strom I(T)/N sind, die während der Temperatur- bzw. Druck-Meßfenster verschieden sein könnten.
Teilt man die Gleichungen, um N_T/N_P zu erhalten: NT/NP = (tT/tP)*(nP/nT)*(CFX1 + CFX2 + CP)/(CFX1 + CFX2)oder NT/NP = (tT/tP)*(nP/nT)*(1 + (CP/CFX1 + CFX2)) [GL. B]
Da der ganze Ausdruck rechts vom Gleichheitszeichen mit Ausnahme der Druckabfühlkapazität C_P eine definierte Konstante ist, kann man erkennen, daß es eine lineare Beziehung zwischen N_T/N_P und C_P (und somit dem Druck) gibt. Dies bedeutet, daß N_T/N_P nur eine Funktion des Drucks ist und gegen Temperatur- oder Kondensator-Ladestromvariationen unempfindlich ist.
Falls keiner der oben beschriebenen Antwort-Optimierungsschritte genutzt wurde, kann dann die Gleichung GL. B vereinfacht werden, da die Kondensatoren C_FX1 und C_FX2 den gleichen Wert C_FX haben; die Meßfenster W_T und W_P haben die gleiche Zeitbreite t_T = t_P = tw (zum Beispiel 8,192 ms); und die stromskalierenden Faktoren n_T und n_P haben den gleichen Wert N: NT/Np = 1 + (CP/2*CFX).
Aus der Gleichung GL. A kann man erkennen, daß es schon eine lineare Beziehung zwischen der Temperaturzählung N_T und dem Strom I(T) gibt (der wiederum der Temperatur proportional ist).
In den beiden Meßgleichungen GL. A und GL. B kann man erkennen, daß lineare Beziehungen existieren, aber die Steigung und der Schnittpunkt dieser Gleichungen sind komplexe Kombinationen mehrerer Parameter, die für ein gegebenes Transponderdesign eindeutig sind, und sind wahrscheinlich sogar für jeden einzelnen Transponder mit einem gegebenen Design aufgrund von Fertigungsschwankungen verschieden. In einer einfachen Ausführungsform dieser Erfndung könnte der Transponder nur die Zählungen N_T und N_P an ein Lese/Abfragegerät senden, und das Lese/Abfragegerät würde angenommene Durchschnittswerte für eine Steigung und einen Schnittpunkt verwenden müssen, um Temperatur und Druck zu bestimmen. Dies könnte eine signifikante Ungenauigkeit verursachen, so daß die bevorzugte Ausführungsform wie hierin beschrieben Kalibrierungskonstanten im Transponderspeicher (zum Beispiel 236) speichert und diese Kalibrierungskonstanten mit Meßzählungen N_T und N_P sendet, so daß das Lese/Abfragegerät (zum Beispiel 106) Temperatur und Druck unter Verwendung linearer Gleichungen genau berechnen kann, die für den die Messungen erzeugenden individuellen Transponder kundendefiniert/optimiert sind. Die in dem beispielhaften Lese/Abfragegerät (zum Beispiel 106) verwendeten linearen Gleichungen sind von einer gut bekannten "Punkt-Steigung"-Form: y – y1 = m(x – x1)worin:
(x₁, y₁) der definierende Punkt ist; und
m die Steigung ist.
Die Steigung (m) kann aus zwei beliebigen Punkten auf der Linie: (x₁, y₁), (x₂, y₂) bestimmt werden: m = (y2 – y1)/(x2 – x1)
Substituiert man für x und y liefert eine spezifische Gleichung für die Temperaturantwortlinie: NT – NT1 = mT(T – T1)
Die Wahl eines Wertes wie zum Beispiel 25°C für die Temperatur T₁ ergibt die Gleichung: NT – NT25 = mT(T – 25)
Auflösen nach N_T ergibt die folgende Gleichung für die Temperaturantwortlinie: NT = mT(T – 25) + NT25 worin die Steigung m_T der Temperaturantwortlinie ist: mT = (NT2 – NT1)/(T2 – T1)
Solange das Lese/Abfragegerät den angenommenen definierenden Punkt der Temperatur (zum Beispiel 25°C) "kennt", kann es dann eine Tempera tur (T) aus einem empfangenen Wert einer Temperaturzählung N_T unter Verwendung der Kalibrierungskonstanten berechnen: eine Temperaturzählung N_T25 des deifinierenden Punkts und eine Steigung m_T, die ebenfalls an das Lese/Abfragegerät gesendet werden. Ein ähnlicher Satz Gleichungen kann verwendet werden, um aus gesendeten Druck- (und Temperatur-) Zählungen und Druckkalibrierungskonstanten den Druck zu bestimmen. Wie hierin oben erwähnt wurde, wird die reine Druckablesung am besten aus einer linearen Gleichung bestimmt, die anstelle der einfachen Druckzählung N_P ein Verhältnis N_T/N_P (Temperaturzählung, geteilt durch Druckzählung) nutzt.
Die Kalibrierungskonstanten werden in einem Kalibrierungsprozeß bestimmt, der beinhaltet, daß man jeden Transponder einem Satz kontrollierter, bekannter Temperatur- und Druckbedingungen aussetzt und den entsprechenden Satz Temperatur- und Druckzählungen (N_T und N_P), die durch diesen Transponder erzeugt werden, aufzeichnet. Berechnungen an diesen Kalibrierungstestergebnissen bestimmen vier Kalibrierungskonstanten, die dann im Transponderspeicher (zum Beispiel 236) gespeichert werden. Die vier Kalibrierungskonstanten sind Zahlen, die die Steigung und den definierenden Punkt für ein lineares Ansprechverhalten von Temperatur gegen Temperaturzählung N_T und Druck (allein) gegen das Zählverhältnis N_T/N_P repräsentativ sind.
Erzeugen zuverlässiger Versorgungs- und Referenzspannungen
Wie hierin oben beschrieben wurde, sind die positiven (+) Eingänge (Anschlüsse) der Komparatoren 316a und 316b miteinander verbunden und auf eine Referenz-"Bandlücken"-Spannung Vbg wie zum Beispiel 1, 32 Volt eingestellt, die von der Temperatur unabhängig ist. Wie ebenfalls hierin oben erwähnt wurde, kann die Versorgungsspannung (Vdd) auf der Leitung 309' als ein Vielfaches der Referenz-Bandlückenspannung (Vbg) geliefert werden, um so eine stabile Betriebsspannung für die stromskalierende Schaltung 310 und den Kipposzillator 312 zu sein.
3B veranschaulicht eine Schaltung 370, die zum Erzeugen der Versorgungsspannung Vdd geeignet ist. Eine temperaturunabhängige berechenbare Bandlücken-Spannung Vbg wird leicht abgeleitet basierend auf den Verarbeitungstechniken, die beim Fertigen des IC-Chips verwendet werden, wie sie dem ausgewählten Prozeß (zum Beispiel CMOS) eigen sind. Diese Bandlückenspannung Vbg wird an den positiven (+) Eingang eines Operationsverstärkers 372 geliefert, der wie dargestellt in einer Rückkopplungsschleife mit einer Verstärkung angeschlossen ist, um die Versorgungsspannung Vdd als ein ganzzahlig Vielfaches der Bandlückenspannung Vbg zu liefern.
Ein beispielhafter Datenstrom
Wie hierin oben erwähnt wurde, werden Informationen (Daten) vom Transponder an das externe Lese/Abfragegerät in Form eines Datenstroms gesendet, von dem ein Teil die Temperaturzählung N_T ist, von dem ein weiterer Teil die Druckzählung N_P ist und von dem ein weiterer Teil den Zustand (zum Beispiel "geschlossen" oder "offen") des MTMS-Schalters (220) repräsentiert. Die restlichen Teile des Datenstroms können Informationen enthalten, die für eine gegebene Transpondereinheit personalisiert ist_; wie zum Beispiel dessen ID-Information (zum Beispiel Seriennummer)_; Kalibrierungskonstanten und dergleichen.
3C veranschaulicht eine beispielhafte Architektur für Informationen, die im Speicher (zum Beispiel 238) innerhalb des Transponders 200 gespeichert sind, sowie einen Datenstrom, der vom Transponder 200 an das externe Lese/Abfragegerät 106 gesendet wird. Der Speicher 238 des Transponderkerns 204 hat zum Beispiel einen 144-Bit-Adreßraum, der 119 (hundertneunzehn) Bits eines programmierbaren Speichers und eine Adreßstelle enthält, die für den Zustand des MTMS-Schalters 220 bestimmtist – diese 120 (hundertzwanzig) Bits eines programmierbaren Speichers bilden den EEPROM 136 – plus zwei 12-Bit-Temperatur- und Druckregister 232 bzw. 234.
Jedes der 119 programmierbaren Speicherbits kann mit einer beliebigen Kombination von Daten einschließlich Synchronisierungs-(Sync-) Musterinformationen, allgemeine Daten, Fehlerprüfcodes und Temperatur- und Druckkalibrierungsdaten separat beschrieben werden. Der EEPROM ist "in Blöcken beschreibbar", was bedeutet, daß im "Schreib"-Modus die ganzen 120 Bits des EEPROM zu einem logischen (binären) Wert "1" programmiert werden. Einzelne Bits können "gelöscht werden" (auf einen logischen Wert "0" gesetzt werden, indem einfach der Chip zur physikalischen Adresse des Bit getaktet und der Chip in den "Lösch"-Modus versetzt wird). Die Adreßstelle ist gesichert.
In diesem Beispiel sind die ersten zwölf Datenstellen (000..011 in REIHE 1) für Sync reserviert. Die nächsten einundsiebzig Datenstellen (012..082 in REIHEN 2 bis 7) sind für allgemeine Informationen und einen Wert für einen Algorithmus zur Datenrichtigkeitsprüfung wie zum Beispiel CRC (zyklische Redundanzprüfung). Die nächste Datenstelle (083) enthält den logischen Pegel (Zustand) des MTMS-Schalters 220. Ein logischer Wert von " 1" gibt an, daß der MTMS-Schalter offen ist und ein logischer Wert von "0" gibt an, daß der MTMS-Schalter geschlossen ist.
Wie oben erwähnt wurde, ist jede Transpondereinheit vor ihrem Einbau in einem Reifen geeignet kalibriert. Die nächsten zwölf Datenstellen (084..095 in REIHE 8) halten Temperaturkalibrierungsdaten (zum Beispiel einen definierenden Punkt) ("TEMP COMP"). Die nächsten zwölf Datenstellen (096..107 in REIHE 9) halten Druckkalibrierungsdaten (zum Beispiel einen definierenden Punkt) ("PRESS COMP"). Die nächsten zwölf Datenstellen (108..113 und 114..119 in REIHE 10) halten Kalibrierungsinformationen (zum Beispiel Steigung) für Temperatur bzw. Druck.
Während Zählungen N_T und N_P für Temperatur und Druck erzeugt werden, wie hierin oben beschrieben wurde, werden sie in REIHEN 11 und 12 des Gesamtspeicherraums gespeichert, die den Temperatur- und Druckregistern 232 bzw. 234 entsprechen. Verschiedene vorbestimmte Werte können gespeichert werden, um Fehlerbedingungen wie zum Beispiel Überlauf und Kurzschluß anzuzeigen.
Betriebsfrequenzen und Modulation
Der Transponder vorliegenden Erfindung ist auf keine besondere Betriebsfrequenz beschränkt. Die Wahl einer Betriebsfrequenz ist in hohem Maße abhängig von Faktoren wie zum Beispiel davon, wo der Transponder in Bezug auf das Objekt, das er überwacht, montiert ist, der Lage der Antenne (108) des Lese/Abfragegeräts und relevante gesetzlich Bestimmungen, die Datenübertragungen der hierin dargelegten Art in ausgewählten Ab schnitten des gesamten HF-Frequenzspektrums gestatten (umkehrt einschränken).
Ein Beispiel geeigneter Betriebsfrequenzen zum Betreiben des Transponders in den Vereinigten Staaten ist 60 KHz bis 490 KHz.
Der Transponder kann vom Lese/Abfragegerät 106 bei einer ersten "Abfrage"-Frequenz (Fi) abgefragt (und gespeist) werden, und der Datenstrom kann zum Lese/Abfragegerät bei einer zweiten "Datenträger"-Frequenz (Fc) zurück gesendet werden, die günstigerweise ein ganzzahlig Vielfaches oder ein Bruchteil der Abfragefrequenz ist. Zum Beispiel Fc = Fi/2 oder Fc = Fi/4. Die Frequenz (Fc), bei der der Datenstrom zum Lese/Abfragegerät zurückgesendet wird, ist von der Datenrate unabhängig, die durch den Taktgenerator 224 und den Baud-Raten-Generator 248 eingestellt wird. Der Fachmann, den die vorliegende Erfindung am nächsten betrifft, wird jedoch erkennen, daß der Bereich verfügbarer Baud-Raten typischerweise signifikant geringer als die Abfragefrequenz (Fi) sein wird. Die Baud-Rate wird vorzugsweise von der Abfragefrequenz (Fi) des Lese/Abfragegeräts wie zum Beispiel einem ganzzahligen Bruchteil dieser abgeleitet. Die Baud-Rate kann zum Beispiel bei Fi/32 eingestellt werden (oder im Fall von Fc = Fi/2 kann die Baudrate auf Fi/16 festgelegt werden).
Die Abfragefrequenz (Fi) kann zum Beispiel 125 KHz betragen, und der Datenträger (Fc) kann auf 62,5 KHz oder die halbe Abfragefrequenz festgelegt sein.
In einem anderen Beispiel wurde festgestellt, daß eine Abfragefrequenz (Fi) von 13,56 MHz geeignet ist.
Der Datenstrom wie zum Beispiel der bezüglich 3C beschriebene beispielhafte Datenstrom wird durch die Modulatorschaltung 246 der Antenne 212 aufgeprägt und an das Lese/Abfragegerät 106 gesendet. Es liegt innerhalb des Umfangs dieser Erfindung, daß ein beliebiges geeignetes Modulationsschema verwendet werden kann, einschließlich einer Amplitudenmodulation (AM), Frequenzmodulation (FM), Frequenzumtastung (FSK) und Phasenumtastung (PSK). Jedoch wird eine Phasenumtastung (PSK) bevorzugt. Eine AM-Modulation ist zur digitalen Übertragung nicht besonders gut geeignet. Frequenzmodulationsschemata wie zum Beispiel FM oder FSK können hinsichtlich einer Ausbreitung des datenmodulierten Transponderausgangssignals durch das Medium eines pneumatischen Reifens (zum Beispiel 104) ein wenig problematisch sein.
Verhältnis gegen Signalstärke
Ein zusätzlicher Vorteil der Verwendung des Verhältnisses N_T/N_P für einen Druckanzeiger kommt hinzu, weil bestimmt wurde, daß der Verhältniswert weniger empfindlich auf Schwankungen in einer Kopplung zwischen dem Lese/Abfragegerät und dem Transponder als eine der allein vorgenommenen N_T- und N_P-Messungen ist. Dies ist in 3D veranschaulicht, die eine graphische Darstellung 390 von Meßzählungen (auf einer vertikalen Achse 394) gegen die Leistung (auf der horizontalen Achse 392) darstellt. Für einen passiven Transponder 200, wie er in der bevorzugten Ausführungsform dieser Erfindung beschrieben wird, wird die Transponderleistung durch das HF-Signal vom Lese/Abfragegerät (zum Beispiel 106) geliefert. Falls die HF-Kopplungsstärke sich aufgrund von Sendeoder Empfangsproblemen einschließlich einer zu großen Distanz oder Interferenz abschwächt, kann dann die Leistung in der Schaltungsanordnung des Transponders 200 abnehmen. Es wurde bestimmt, daß für Leistungspegel unterhalb eines bestimmten Wertes PWR₁ der Kipposzillator 312 ein niedrigeres Frequenzsignal Fosc' als normal abgibt und somit die Temperatur- und Druckzählungen N_T und N_P unter Werte reduziert, die sie für eine gegebene Temperatur oder einen gegebenen Druck aufweisen sollten. Der Effekt ist durch die abwärts verlaufende Kurve auf dem Plot 396 der Temperaturzählung N_T und der Plot 398 der Druckzählung N_P veranschaulicht, wenn die Plots unterhalb der minimalen Leistung PWR₁ verlaufen. Zufällig ist der Effekt für beide Zählungen bei niedriger Leistung proportional der gleiche, so daß das Verhältnis N_T/ N_P (Plot 399) für alle Leistungspegel bis hinab zu einer minimalen Leistung PWR₀ verhältnismäßig stabil wird, welche benötigt wird, um den Transponder 200 zu betreiben. Indem (durch Kalibrierung) Kalibrierungsdaten für den Verhältniswert von N_T/N_P im Transponder bestimmt und diese gespeichert werden, wird somit die Fähigkeit, eine reine Druckablesung zu bestimmen, die gegen Kopplungsschwankungen zwischen dem Lese/Abfragegerät und dem Transponder verhältnismäßig unempfindlich ist, sowohl vereinfacht als auch zuverlässiger gemacht.
Verbesserungen, allgemein
Die vorliegende Erfindung befasst sich mit einem neuen "RIFQ^TM"-Transponder 400 (siehe 4A), der Verbesserungen zum vorherigen Modell, dem hierin oben beschriebenen Transponder 200 "3070C" implementiert. Mehrere Verbesserungen wurden vorgenommen und neue Merkmale einbezogen, einschließlich, nicht aber darauf beschränkt:

– Niedrigerer Leistungsverbrauch.
– Erhöhte Oszillatorstabilität gegen Leistung oder Frequenz.
– Erhöhte Auflösung der Temperatur- und Druckzählungen.
– Erhöhter elektrostatischer Entladungsschutz (ESD) bis mehr als 2200 V.
– Erhöhter programmierbarer Modulationsindex (Größe einer PSK-Modulation, die auf das HF-Signal angewendet wird).
– Reduzierte Zahl externer Verbindungspins zum Programmieren und Testen.
– Erhöhte Digital- und Analogtestbarkeit.
– Erhöht auf 192 Bits eines Datenstroms.
– Erhöht auf 156 Bits des programmierbaren EEPROM.
– Programmierbar mit einer befestigten Antenne (Spule).
– Paritätsbits – 1 Bit für je 4 Bits von NT-, NP-Daten.
– Programmierbares Skalieren von Strömen, um Ablesezählungen für Druckuck und Temperatur unabhängig zu optimieren.
– 3 V Batterie gespeister Modus zur Verwendung bei "aktiven" Implementierungen des Transponders ("aktive Marken").
– Einschalt-Reset bzw. -Rücksetzen.
– Basisband-Datenausgabe auf Testpin.

Zu lösende Probleme
Insbesondere gibt es allgemeine Probleme mit dem früheren Transponderentwurf 200, der hierin oben beschrieben wurde. Man ist der Ansicht, daß Verbesserungen, die der Gegenstand der vorliegenden Erfindung sind, Lösungen für mehrere dieser Probleme liefern:

– Der Kipposzillator des Transponders 200 des früheren Entwurfs könnte eingestellt werden, um die Druck- und Temperaturzählungen (NP und NT) für einen gewünschten Druck- und Temperaturbereich zu optimieren; aber die Einstellung könnte nur während der Produktion integrierter Schaltungen ausgeführt werden. Es ist wünschenswert, einen Weg zu schaffen, um die Zählungen NP und NT nach der Produktion integrierter Schaltungen zu optimieren.
– Wenn der Transponder 200 des früheren Entwurfs (als passiver Transponder) verwendet wird, können ungenaue Ergebnisse übertragen werden, wenn der Transponder bei einer zu niedrigen Leistungseinspeisung wie zum Beispiel während eines Anfahrens arbeitet oder wenn er vom Lese/Abfragegerät entfernt ist. (Siehe zum Beispiel 3D.) Außerdem würde das frühere Modell damit beginnen zu modulieren ("senden"), sobald es ein Abfragesignal beliebiger Stärke empfängt, und würde die Übertragung an einer zufälligen Stelle im Datenwort beginnen. Falls das anfängliche Signal schwach war (von einem entfernten Lese/Abfragegerät), könnten dann die Spannungsversorgungen unzureichend sein, um gültige Temperatur- und Druckablesungen zu erzeugen. Falls auch eine Modulation begann, bevor ausreichende Leistungspegel entwickelt waren, würde dann die Leistungsentnahme einer Signalmodulation die Probleme unzureichender Leistung verstärken. Ein weiteres Problem tritt auf, falls der Kipposzillator nicht jeden Meßzyklus in einem einheitlichen definierten Zustand beginnt.
– Der Transponder 200 des früheren Entwurfs hat einen festen Modulationsindex (Größe einer HF-Signalmodulation), der während der Produktion integrierter Schaltungen bestimmt wird. Es ist wünschenswert, einen Weg zu schaffen, um den Transponder für verschiedene Kombinationen von Antenne ("Spule") 210 und Lese/Abfragegerät 106 und für verschiedene Betriebsbedingungen zu optimieren. Bestimmte Transponderanwendungen nutzen auch eine externe Zener-Klemme über die Antenne 210 zur besseren Stabilität; aber die Zener-Klemme kann bewirken, daß der Transponder 200 des früheren Entwurfs "im Lesen beschränkt" ist.
– Obwohl der Transponder 200 des früheren Entwurfs bestimmte Betriebseigenschaften aufweisen kann, die während einer Fertigung eingestellt ("abgeglichen bzw. getrimmt") werden (zum Beispiel Stromskalieren über Größeneinstellungen an Transistoren), sind diese Fertigungsänderungen dauerhaft und schwanken nicht leicht von Transponder zu Transponder. Falls Trimmungseinstellungen in einem programmierbaren Speicher (zum Beispiel EEPROM) implementiert werden sollten, gäbe es überdies dann andere Probleme beim Zugreifen auf diese Einstellungen während eines Einschaltens und ständig eher als durch Reihen-(242) und Spaltendecodierer (240).

Andere Verbesserungen und Problemlösungen können in der folgenden Beschreibung evident werden.
Allgemeine Beschreibung
Der verbesserte RFIQ^TM-Transponder 400 (vergleiche 200, 102) ist eine kundenspezifische integrierte CMOS-Niederspannungsschaltung ("IC" oder "Chip"), die Temperatur und Druck als ein niederfrequenter "passiver" (vom HF-Signal gespeister) Transponder oder als ein "aktives" (batteriegespeistes) Meßsystem messen kann. Die IC liefert eine programmierbare Abstimmung bzw. Trimmung, die bestimmt: (a) ob der Teil aktiv oder passiv ist, (b) Temperatur- und Druckauflösung und (c) den Modulationsindex und die Spulenklemmstärke (im passiven Modus) einzustellen.
Im passiven Modus entwickelt die IC Leistung aus einem HF-Signal vom Lese/Abfragegerät, das mit einem externen LC-Schaltkreis über die Eingänge der Transponderantenne gekoppelt ist. Der Transponder nutzt das empfangene Signal, um Leistung zu liefern und einen Takt auf dem Chip zu erzeugen. Der Transponder sendet seine Speicherinhalte an das Lesegerät zurück, indem die Impedanz der Antenne moduliert wird, was als "rückgestreute Modulation" bekannt ist. Das Lesegerät demoduliert die zurückgeleiteten Daten, um die Sensoridentifizierung ("ID") sowie Sensordaten und Kalibrierungskonstanten zu erhalten, die benötigt werden, um die Daten zu interpretieren.
Der Transponder sendet einen seriellen phasenumgetasteten (PSK) 196-Bit-Datenstrom als sechzehn 12-Bit-Worte. Die ersten 12 Bits sind das programmierbare Sync-Wort, wobei jedes Sync-Bit 1,5 Bits breit ist. Als nächstes werden 144 Bits des EEPROM übertragen, die normale Bitbreite aufweisen. Die 144 Bits enthalten einen eindeutigen ID-Code des Transponders, die Kalibrierungskonstanten für Temperatur- und Druckdaten und einen CRC zur Fehlerprüfung. Der Transponder sendet dann 36 Bits Daten: eine 12-Bit-Temperaturzählung (NT), eine 12-Bit-Druckzählung (NP) und ein 12-Bit-Wort, das aus fünf ungenutzten Bits als 1 en besteht, 1 Bit für den Zustand des MTMS-Übertemperatursensors und 6 Bits gerader Parität mit einem Paritätsbit für je vier Bits NP- und NT-Daten.
Im aktiven Modus muss der Transponder durch externe Hardware gesteuert werden. Die Steuerhardware liefert Leistung an die IC und ein Taktsignal über entweder die CLK- oder VB-Anschlußstellen. Die IC schiebt ihre Daten auf der DATA-Anschlußstelle bei jeder fallenden Flanke des Taktes heraus. Die Takte müssen mit einer präzisen Taktrate geliefert werden, so daß die Temperatur und Druck während fester Zeitperioden gesammelt werden, und daher kann die Hardware die Taktzeit pro Bit optimieren, um die höchste Auflösung für Temperatur und Druck zu erhalten. Die IC kann dann im aktiven Modus bis hinab zu 2,8 V arbeiten.
Als entweder passive oder aktive Marke (engl. tag) (Transponder) kann die IC nach einem Zusammenbau getestet werden, indem Leistung zugeführt und über eine 4-Pin-Schnittstelle mit dem Chip kommuniziert werden. Diese Schnittstelle ermöglicht den Nutzerzugriff auf den EEPROM des Chips und ermöglicht ein Testen der Chipfunktionen. Die EEPROM-Daten können gelesen, gelöscht oder programmiert und der Oszillator durch direktes Lesen der Frequenz getestet werden. Der Oszillator des Chipsensors kann auch getestet werden und liefert ein zweites Verfahren zum Ablesen von Temperatur und Druck im aktiven Modus.
Überblick über die Schaltungsanordnungen des RFIQ^TM-Transponders
4A ist mit 2 vergleichbar und ein Blockdiagramm eines relevanten Teils eines verbesserten RFIQ^TM-Transponders 400 (vergleiche 102, 200), das die folgenden Signale, Anschlüsse und Funktionsblöcke (Sektionen) und ihre gegenseitigen Verbindungen untereinander veranschaulicht. Dieses beispielhafte System wird als eine Ausführungsform beschrieben, die vorzugsweise Druck und Temperatur mißt; es liegt aber innerhalb des Umfangs der Erfindung, eine Messung anderer Parameter einzubeziehen, die geeignete Sensoren verwenden.
Der Transponder 400 ist vorzugsweise auf einem der innerhalb der gestrichelten Linie 402 dargestellten einzelnen Chip mit einer integrierten Schaltung (IC) (vergleiche 202) ausgeführt, mit dem mehrere externe Komponenten verbunden sind. Andere gestrichelte Linien in der Figur geben Hauptfunktions-"Blöcke" ("Sektionen") des Transponders 400 an und schließen einen Block 438 (vergleiche 238) eines adressierbaren Speichers und eine Sensorschnittstellensektion 406 (vergleiche 206) ein.
Die Komponenten außerhalb des IC-Chips 402 umfassen ein Antennensystem 410 (vergleiche 210) mit einer Antenne (Spule bzw. Rahmenantenne) 412 und einem über die Spule 412 verbundenen optionalen Kondensator 414, um einen L-C-Resonanzparallelschwingkreis zu bilden, einen externen Präzisionswiderstand (Rext) 416 (vergleiche 216), einen externen Druckabfühlkondensator (C_P) 418 (vergleiche 218) und einen optionalen externen Schalter (MTMS) 420 zum Messen einer Maximaltemperatur (vergleiche 220). Jede externe Komponente weist eine geeignet bezeichnete Verbindungsanschlußstelle wie in 4A gezeigt auf: VA und VB für das Antennensystem 410; Rext, Cp und MTMS für die hohe Seite des Präzisionswiderstands 416, den Druckabfühlkondensator 418 bzw. den Maximaltemperatur-Meßschalter 420. Die Erdungsverbindung für die analogen externen Komponenten Rext, Cp und MTMS sollen über die analoge Erdungs-Anschlußstelle AGND geschaffen sein. Die andere Erdungsanschlußstelle (GND) dient für die Erdungsverbindung externer digitaler Komponenten. Die verbleibenden Verbindungsanschlußstellen dienen zur Verwendung in aktiven oder Testmodi des Betriebs eines Transponders 400, wie im Folgenden beschrieben wird.
Die Antenne 412 kann in der Form einer Rahmenantenne, Schleifenantenne, Dipolantenne und dergleichen vorliegen. Sie wird hauptsächlich verwendet, wenn der Transponder 400 im passiven Modus ist. Alternativ dazu kann, wenn der Transponder 400 im aktiven Modus ist, das Antennensystem 410 nicht vorhanden sein, und das vom Transponder 400 abgegebene Signal kann über eine direkte Verbindung an eine DATA-Anschlußstelle geliefert werden. Im Allgemeinen wird im Folgenden ein eine Rahmenantenne aufweisender und im passiven Modus verwendeter Transponder beschrieben.
Die Transponder-IC 402 enthält eine Schnittstellenschaltungsanordnung 422 (vergleiche 222) zum Verarbeiten eines HF-Signals wie zum Beispiel eines nicht modulierten Trägersignals mit einer Frequenz Fi (zum Beispiel 125 kHz), das durch die Antenne 412 empfangen wird, und zum Gleichrichten des empfangenen HF-Signals, so daß es verwendet werden kann, um den im passiven Modus arbeitenden Transponder 400 zu speisen. Die Signalverarbeitung beinhaltet ein Durchleiten, in geeigneter Form, des ankommenden Signals, das verwendet werden soll, um Zeitsteuer/Taktimpulse für den Transponder 400 zu erzeugen, und beinhaltet auch ein Anwenden einer Modulation auf das Trägersignal zur Übertragung durch das Antennensystem 410.
Das gleichgerichtete Trägersignal ist an ein Maximum von ungefähr 13,0 Volt geklemmt, um einen Durchbruch des Substrats der IC 402 zu verhindern. Das geklemmte gleichgerichtete Signal hat eine Spannung Vpp, die an einer VPP-Anschlußstelle abgelesen werden kann, und zwischen 0– 13 Volt liegt. Die Vpp-Spannung wird dann auf ein Maximum von 6,5 Volt parallel-reguliert und als Versorgungsspannung (oder "Eingangsspannung") Vxx bezeichnet, die an einer VXX-Anschlußstelle abgelesen werden kann. Der Vxx-Spannungspegel folgt der Vpp-Spannung und beträgt etwa 6,2 Volt für ein typisches empfangenes HF-Signal. Die Spannung Vxx wird reguliert, um Spannungen zu verhindern, die hoch genug sind, um eine CMOS-Schaltungsanordnung in der IC 402 möglicherweise zu schädigen.
Die Spannung Vxx wird an eine Einschalt-Rücksetz-Schaltung 482 (POR) (die für diesen Modelltransponder neu ist) und auch an eine Regulierungs- und Bandlückenreferenzschaltung 423 (vergleiche 222) geliefert, um verschiedene Versorgungsspannungen an die Schaltungsanordnung auf dem IC-Chip 402 zu liefern.
Die Einschalt-Rücksetzschaltung 482 ist vorgesehen, um sicherzustellen, daß der Transponder 400 nicht beginnen wird, Sensorablesungen aufzuzeichnen oder Daten zu senden, bis genug Leistung durch das empfangene Trägersignal zugeführt ist, um ein korrektes Funktionieren des Transponders 400 zu ermöglichen. Die POR-Schaltung 482 wertet den Pegel der Spannung Vxx aus und gibt ein Rücksetzsignal ab, welches nicht freigegeben wird, bis die Vxx-Spannung als ausreichend erachtet wird. Falls erwünscht, wie zum Beispiel für Testzwecke, kann das Rücksetzsignal durch eine RES-Verbindungsanschlußstelle von außerhalb des Chips 402 aufgeprägt werden.
Solange die Versorgungsspannung Vxx ausreicht (mindestens 4 Volt wie durch die POR-Schaltung 482 bestimmt), wird im passiven Modus die Regulierungs- und Bandlückenreferenzschaltungsanordnung 423 die Spannung Vxx regulieren, um eine regulierte analoge Versorgungsspannung Vcc von ungefähr 3 Volt mit einem Arbeitsbereich von 2,8 V (minimale Spannung für einen stabilen Oszillator 452) bis ungefähr 3,5 V zu liefern. Die digitale Versorgungsspannung Vdd wird durch eine mit der Spannung Vcc verbundene Source-Folgestufe reguliert und kann unabhängig von der Spannung Vcc Strom zuführen (vergleiche mit dem vorherigen Verfahren wie in 3B, das oben beschrieben wurde). Die Spannung Vdd ist typischerweise etwa eine Schwelle unterhalb von Vcc oder ungefähr 2,5 Volt, wobei sie von 1,2 V (minimale Spannung für einen stabilen Logik- und Speicherbetrieb) bis ungefähr 3,5 V reicht, und versorgt sowohl die digitale Logik als auch das EEPROM-(Speicher-)Array 436 während einer Ablesung. Während einer Transponderprogrammierung werden Spannungen Vcc und Vdd durch Zufuhr von Leistung zur Anschlußstelle VPP nicht beeinflußt. Die Spannungen Vcc und Vdd können über ihre entsprechend benannten Verbindungsanschlußstellen (VCC und VDD) extern abgelesen werden. Im aktiven (batteriegespeisten) Modus können die Regler auch übersteuert werden, indem den VCC- und VDD-Anschlußstellen externe Leistung zugeführt wird. Für Schaltungen, die eine stabile Referenzspannung benötigen, liefert ferner die Regulierungs- und Bandlückenreferenzschaltung 423 eine temperaturunabhängige Bandlückenspannung Vbg. Die Referenzspannung Vbg ist ebenfalls von der Versorgungsspannung Vxx des Chips unabhängig, solange die Spannung Vxx oberhalb eines minimalen Arbeitspegels liegt. Die Regulierungsund Bandlückenreferenzschaltung 423 wird eine im wesentlichen temperaturunabhängige Spannung Vbg von ungefähr 1,20 Volt über einen Arbeitstemperaturbereich des Transponders von zum Beispiel –40 bis 150 Grad C abgeben. Die Bandlückenspannung Vbg wird als eine Referenzspannung von den Vxx-, Vcc- und Vdd-Reglern 423 sowie dem Kipposzil lator 452 und der Einschalt-Rücksetzschaltung 482 genutzt.
Die Schnittstellen- und Gleichrichtschaltungsanordnung 422 liefert auch das empfangene HF-Signal, vorzugsweise bei der Eingangsfrequenz (Fi), bei der sie es empfangen wird, an eine Zeitsteuer- und Taktgeneratorschaltung 424 (vergleiche 224, 226), die in bekannter Weise Taktsignale zum Steuern der Zeitsteuerung anderer Schaltkreise auf dem IC-Chip 402 erzeugt. Das erzeugte Taktsignal ist eine Rechteckwelle mit einem 50%-Arbeitszyklus, vorzugsweise bei der Frequenz Fi, und unabhängig von jeglicher Modulation, die durch den Transponder 400 zur PSK-Übertragung des Transponders auf das Antennensystem 410 angewendet wird. Die Zeitsteuer-Taktgeneratorschaltung 424 teilt auch den Systemtakt herunter, um eine Zeitsteuerung zum Adressieren der Daten im adressierbaren Speicher 438 und für die Modulation zu entwickeln. Die Systemtaktfrequenz Fi wird zum Beispiel durch Zwei geteilt, um die Frequenz des PSK-modulierten Rückkehrträgersignals zu bestimmen. Andere Teilungen der Frequenz Fi werden verwendet, um die Baud-Rate zur Datenübertragung zu bestimmen. In aktiven oder Test-Arbeitsmodi kann die Zeitsteuer- und Taktgeneratorschaltungsanordnung umgangen oder als ein Puffer zur direkten Eingabe des Taktsignals über eine CLK-Anschlußstelle oder die VB-Antennenanschlußstelle verwendet werden.
Vom Zeitsteuer- und Taktgenerator 424 werden die verschiedenen Taktsignale an mehrere Steuerlogikschaltungen geleitet: den Spaltendecodierer 440 (vergleiche 240), den Spalten-Datenwandler 441 und die Reihendecodierer- & N_T,N_P-Steuerung 442 (vergleiche 242), welche einen Zugriff auf im adressierbaren Speicher 438 gespeicherte Daten steuern. Die Taktsignale werden auch von der Reihendecodierer- & N_T,N_P-Steuerung 442 verwendet, um die Zeitsteuerung des Kipposzillators 452 und der Datenerfassungsschaltungsanordnung 454 zu steuern, welche die Ablesungen (Zählungen) der Temperatur N_T und des Drucks N_P erzeugen und im Temperaturregister 432 und Druckregister 434 speichern. Die Reihendecodierer & N_T,N_P-Steuerung 442 dient als für den Zeitsteuer- und Taktgenerator 424 sekundärer "Zeitsteuergenerator".
Der adressierbare Speicherblock 438 enthält ein EEPROM-Array 436 (vergleiche 236) und mehrere Hardwareregister 432, 434 und 435 (vergleiche 232 und 234). Das EEPROM 436 wird mit einer Vielzahl gespeicherter Informationen programmiert, die im Folgenden ausführlicher beschrieben werden.
Die letzten beiden Reihen des EEPROM (zum Beispiel die Reihen 14 und 15) bilden eine Sektion 436b für Abgleich- bzw. Trimmbits, die programmiert wird, um eine Trimmungsinformation zu speichern. Die Abgleichbzw. Trimmungsinformation: (a) steuert das Skalieren des Stroms (im Basis-Emitterspannungs-Stromwandler 450), der an den Kipposzillator 452 geliefert wird, um die Auflösung der Druck- und Temperaturzählung zu optimieren, (b) stellt den Modulationsindex in der Modulationsschaltung 446 ein, um eine Signalübertragung für ein gegebenes Antennensystem 410 und für eine gegebene Transponderanwendung zu optimieren, (c) stellt den Betriebsmodus (aktiv oder passiv) ein und (d) optimiert die Impedanz einer Klemme an der Spannung Vpp über die Gleichrichtschaltung 422. Nutzt man die Trimmleitungen 485 kann die in den Trimmbits 436b gespeicherte Trimmungsinformation von den Schaltkreisen, die sie beeinflttßt (zum Beispiel 450, 446, 484, 422, 482), zu jeder beliebigen Zeit während eines Transponderbetriebs (aktiv oder passiv) direkt gelesen werden. Wie in bestimmten Test-Programmiermodi kann alternativ dazu auf die Trimmbits 436b zum externen Lesen und Schreiben (Programmieren) zusammen mit dem Rest des Speichers EEPROM 436 über die DATA-Verbindungsanschlußstelle zugegriffen werden, wie durch die Testlogikschaltungsanordnung 484 gesteuert wird, und über den Spalten-Datenwandler 441 durch eine Transponderdatenleitung 444 übermittelt werden.
Wie hierin oben mit Verweis auf den Transponder 200 des früheren Modells beschrieben wurde, sind die Temperatur- und Druckregister (432 bzw. 434) jeweils ein Hardwareregister, das die Zählung (zum Beispiel 12 Bit) eines Abwärtszählers hält, der durch das Sensordatensignal mit der Frequenz Fosc' getaktet werden, das von der Sensorschnittstellensektion 406 kommt.
Für dieses Modell eines Transponders 400 ist auch eine Parität,MTMS-Speichersektion 435 neu. Sie ist als Register in Hardware mit zum Beispiel 12 Bits gespeicherter Daten implementiert. Fünf Bits sind permanent gesetzt (Wert = 1), dann gibt es ein Bit, welches gemäß dem offenen/geschlossenen (1/0) Status des MTMS-Schalters (schließt, falls er einer zu hohen Temperatur ausgesetzt ist) setzt/löscht, und schließlich sechs Bits, die die Parität der Druck- und Temperaturzählungen registrieren: drei Paritätsbits für die Zählung N_P des Druckregisters 434 und dann drei Paritätsbits für die Zählung N_T des Temperaturregisters 432. Die Paritätsbits werden während einer Erfassung von Sensordaten kontinuierlich aktualisiert, wobei sie den sich ändernden Zählungen in den N_P- und N_T-Abwärtszählern (dem Druck- 434 bzw. Temperaturregister 432) folgen. Jedes Paritätsbit repräsentiert die Parität von 4 sequentiellen Bits (einem "Halbbyte bzw. Nibble") im entsprechenden Druck- 434 oder Temperaturregister 432; wobei das höchstwertige Paritätsbit das höchstwertige Halbbyte der Zählung repräsentiert, das mittlere Paritätsbit für das mittlere Halbbyte der Zählung und das niedrigstwertige Paritätsbit für das niedrigstwertige Halbbyte stehen.
Der Sensorschnittstellenteil 406 (vergleiche 206) des Transponderchips 402 besteht aus einem Basis-Emitterspannungs-Stromwandler 450 (vergleiche 250) mit einer Verbindungsanschlußstelle "Rext"; dem Kipposzillator 452 (vergleiche 252) mit einer Verbindungsanschlußstelle "Cp"; einer Schaltungsanordnung 454 zur Datenerfassung (vergleiche 254); und der "MTMS"-Verbindungsanschlußstelle und Leitung 459, die sie mit dem MTMS-Bit im Paritäts-MTMS-Register 435 verbindet (vergleiche 236 für die vorherige Stelle des MTMS-Bits).
Der Basis-Emitterspannungs-Stromwandler 450 funktioniert in ähnlicher Weise wie der Wandler 250, der mit Verweis auf Sektionen 306 bis 310 von 3 hierin oben ausführlicher beschrieben ist. Für eine verbesserte Leistungsfähigkeit nutzt die Schaltungsanordnung der Sektionen 306, 308 und 310 in dem neuen Basis-Emitterspannungs-Stromwandler 450 Kaskoden anstelle einstufiger Stromspiegel {zum Beispiel für die Transistoren P1, P2, P4, P6), und der externe Widerstand Rext 416 kann einen verschiedenen bevorzugten Widerstandswert wie zum Beispiel 500 Kiloohm aufweisen. Kaskoden sind wegen ihres erhöhten Netzteil-Sperrkreisverhältnisses (PSRR) (engl. power supply rejection ration) wünschenswert. In einem im Folgenden mit Verweis auf 5 vollständiger zu beschreibereden Merkmal ist auch die Endstufe 510 (vergleiche 310) des Basis-Emitterspannungs-Stromwandlers 450 in einer verschiedenen Weise mit einer Sektion 308 verbunden und arbeitet zusammen mit programmierten Einstellungen in dem Register 436b für Trimmbits zusammen, um einen skalierten, der Temperatur proportionalen Strom I(T)B auf der Leitung 451, 511 (vergleiche Strom I(T)/N auf Leitung 251, 311) an die Schaltungsanordnung 452 des Kipposzillators (vergleiche 252) zu liefern. Im Gegensatz zum früheren Entwurf kann die stromskalierende Schaltung 510 (vergleiche 310) den Strom I(T) durch einen variablen Skalierfaktor "B" skalieren, wie durch programmierte Einstellungen im Register 436b für Trimmbits bestimmt ist.
Der Kipposzillator 452 arbeitet unter der Zeitsteuerung des Reihendecodierers & N_T,N_P-Steuerschaltung 442 zusammen mit dem externen kapazitiven Drucksensor Cp 418, um ein Signal auf Leitung 453 (vergleiche 253) mit einer Frequenz Fosc' zu erzeugen, das entweder die Umgebungstemperatur oder den Umgebungsdruck angibt, je nach dem durch die Reihendecodierer- & N_T,N_P-Steuerschaltung 442 bestimmten Zeitsteuerfenster. Die Schaltungsanordnung 454 zur Datenerfassung leitet unter der Zeitsteuerung der Reihendecodierer- & N_T,N_P-Steuerschaltung 442 das Fosc'-Signal an das geeignete Hardwareregister (in Abhängigkeit vom Zeitsteuerfenster): über Leitung 455 an das Temperaturregister 432 oder über eine Leitung 457 an das Druckregister 434.
Die stromskalierende Schaltung 510 (Teil des Basis-Emitterspannungs-Stromwandlers 450) und der Kipposzillator 452 weisen im Vergleich zum Kipposzillator 252 Verbesserungen auf und der Status des MTMS 420 wird an eine andere bzw. verschiedene Speicherstelle (Register 435) als in der vorherigen Implementierung (EEPROM 236) geleitet. Ansonsten funktioniert die Sensorschnittstellensektion 406 im wesentlichen gleich wie die entsprechende Sektion 206 im Transponder 200 des vorherigen Modells 3070C.
Wie oben mit Verweis auf den Transponder 200 des früheren Modells beschrieben wurde, bezieht sich der Ausdruck "Umgebung" auf den Parameter, der in der Nachbarschaft des Transponders 400 oder konkreter in der Nachbarschaft der mit dem Transponder 400 verbundenen jeweiligen Sensoren gemessen wird. Hierin vorgenommene Verweise auf "Druckablesungen", "Druckzählungen", "Druckantwort", "Druckregister" und dergleichen beziehen sich allgemein auf "Druck", wie er durch diese Transpondertechnik gemessen wird, die tatsächlich eine Hybridablesung von Druck und Temperatur erzeugt. Wenn diese Hybridablesung verarbeitet wird, um ihre Temperaturkomponente zu entfernen, wird auf die Ablesung als "reine Druckablesung" verwiesen.
In Verbindung mit dem Spaltendecodierer 440 und dem Reihendecodierer 442 steuert der Spalten-Datenwandler 441 die Sequenz, in der Signale (das heißt Daten) auf einer Leitung 444 (vergleiche 244) an eine Modulationsschaltung 446 (vergleiche 246) abgegeben werden, die über die Schnittstellen- und Gleichrichtschaltungsanordnung 422 (vergleiche 222) ausgewählte gemessene Reifenbetriebscharakteristika in einem Datenstrom über das Antennensystem 410 an ein externes Lese/Abfragegerät (zum Beispiel 106) übermittelt. Die Leitung 444 übermittelt auch den Datenstrom zu der Testlogikschaltung 484, wo auf ihn über die DATA-Verbindungsanschlußstelle direkt zugegriffen werden kann.
Die Modulationsschaltung 446 wandelt den Datenstrom von der Leitung 444 in eine repräsentative Sequenz von Impedanzänderungen (Modulatio nen) um, die durch die Schnittstellen- und Gleichrichtschaltung 422 an das Antennensystem 410 geliefert wird. Ein neues Merkmal des Transponders 400 der vorliegenden Erfindung ist die Fähigkeit, den Modulationsindex (Größe der Modulation) zu modifizieren, um Betriebsleistungspegel anzupassen und (über die Trimmbits 436b) einen Modulationsindex auszuwählen, der für den individuellen Transponder 400, das Antennensystem 410 und das Lese/Abfragegerät 106 im Einsatz optimiert ist.
Im passiven Betriebsmodus wird durch die Antenne 412 ein HF-Trägersignal von einer externen Quelle (zum Beispiel einem Lese/Abfragegerät 106) empfangen. Dieses HF-Signal wird gleichgerichtet und verwendet, um den HF-Transponder 400 zu speisen sowie die Zeitsteuer/Taktsignale zu liefern. Eine durch die Modulationsschaltung 446 gelieferte Modulierinformation wird gesendet, um Charakteristiken (zum Beispiel Impedanz, Resonanzfrequenz etc.) des LC-Parallelschwingkreises des Antennensystems 410 zu ändern. Diese Änderungen werden als Änderungen in der Last durch das externe Lese/Abfragegerät 106 abgefühlt und decodiert, was eine Datenübermittlung zurück vom HF-Transponder 400 zum externen Lese/Abfragegerät 106 liefert. Da die passive Leistung des Transponders 400 vom empfangenen HF-Signal abgeleitet wird und da eine Modulation dieses Signals einen gewissen Teil dieser Leistung abzieht, hält die POR-Schaltung 482 ein Rücksetzsignal während eines passiven Einschaltens und wird das Rücksetzsignal nicht löschen (wodurch eine Modulation ermöglicht wird), bis die Leistungspegel des Transponders hoch genug sind, um einen stabilen Betrieb des Transponders 400 während einer Modulation sicherzustellen.
Die Testlogikschaltung 484 ermöglicht Tests, die in allen Phasen einer Transponderherstellung und Verwendung durchgeführt werden können, einschließlich einer Wafersortierung, einer Anfangsprogrammierung auf der Ebene der Platinenmontage, einer Programmierung in der Vorkalibrierungsstufe, einer Kalibrierung und einer Trimmung des Transponders und einer Programmierung für eine Nachkalibrierung, um die Trimmbits 436b wegen eines durch die Kapselung induzierten Versatzfehlers einzustellen.
Ausführlichere Erläuterungen signifikanter Teile des RFIQTM Transponders 400 dieser Erfindung werden in folgenden Abschnitten präsentiert.
Speicherzuweisungen und der Datenstrom
Der adressierbare Speicherblock 438 ist in einer Weise organisiert, die einen Datenstrom liefert, der gegenüber dem des Transponders 200 des vorherigen Modells 3070C verbessert ist. Der Spaltendecodierer 440, der Spalten-Datenwandler 441 und die Reihendecodierer- & N_T,N_P-Steuerschaltung 442 arbeiten zusammen, um den Datenfluß in den und aus dem adressierbaren Speicherblock 438 zu steuern. Wenn im aktiven oder passiven Modus gearbeitet wird (das heißt nicht in einem Test- oder Programmiermodus), greifen die Schaltungen 440, 441 und 442 einzeln auf die Speicherzellen in einer Sequenz von der ersten Adresse bis zur letzten zu (vom höchstwertigen Bit bis zum niedrigstwertigen Bit in jedem Daten-"Wort", wobei Worte von dem am niedrigsten nummerierten Wort bis zum höchsten in einer Reihe angeordnet sind), wodurch eine serielle Datenkette zur Übertragung erzeugt wird. Aus der folgenden Beschreibung erkennt man, daß die im Datenstrom einzubeziehenden Reihen gemäß dem Betriebsmodus (d. h. passiv/aktiv oder eine Vielzahl von Test- und Programmiermodi) ausgewählt werden. Eine hinzugefügte Funktion der Reihende codierer- & N_T,N_P-Steuerschaltung 442 ist, die Sensorschnittstellenschaltungsanordnung 406 (über eine Leitung 487) so zu steuern, daß sie temperaturbezogene Zählungen im Temperaturregister 432 während eines Abschnitts der Datenübertragung (zum Beispiel während einer Übertragung von Worten/Reihen 2 bis 6) und druckbezogene Zählungen im Druckregister 434 während eines anderen Abschnitts der Datenübertragung (zum Beispiel während einer Übertragung von Worten/Reihen 9 bis 13) akkumuliert, wobei beide Akkumulierungen rechtzeitig abgeschlossen werden, damit die Zählungen aus den Registern 432 und 434 zurückgelesen werden, wenn ihr Teil des Datenstroms fällig ist (zum Beispiel Worte 14 und 15).
4B (vergleiche 3C) ist eine "Abbildung bzw. Karte" des adressierbaren Speicherblocks 438, die ihre physische Organisation (durch "Reihen") zeigt und auch die Organisation des Datenstroms im aktiven oder passiven Modus (durch "Worte") zeigt. In der bevorzugten Ausführungsform des hierin beschriebenen Transponders 400 ist jedes Wort oder jede Reihe 12 Bits (oder Spalten) lang, und es gibt im Datenstrom 16 Worte mit insgesamt 192 Bits (12 mal 16). Die Zeichnung des Speicherblocks 438 in 4A ist beim Verstehen der physischen Organisation hilfreich. Es sollte besonders erwähnt werden, daß die Reihen 1 bis 13 eines physikalischen Speichers (EEPROM 436) den Worten 1 bis 13 des Datenstroms entsprechen, die Reihen 14 und 15 eines physikalischen Speichers (EEPROM 436) aber kein Teil des Datenstroms sind. Statt dessen wird das Temperaturregister 432 als Wort 14, und das Druckregister 434 wird als Wort 15 des Datenstroms ausgelesen. Das letzte Wort des Datenstroms, das Wort 16, wird aus einem Hardwareregister aus eines physikalischen Speichers (dem Paritäts-MTMS-Register 435) auslesen.
Der Teil des EEPROM 436 des beispielhaften adressierbaren Speicherblocks 438 umfaßt 180 Zellen, die in einem Array mit 12 Spalten und 15 Reihen angeordnet sind. Jede Zelle besteht aus mindestens einem n-Kanal-Auswahlgate und einem entsprechenden EEPROM-Transistor. Die ersten 13 Reihen (Sync, I. D., Kalibrierung, CRC 436a) sind in den normalen Lesemodi lesbar, ob der Transponder 400 aktiv oder passiv programmiert ist. Die EEPROM-Speicherstellen in diesen ersten 13 Reihen werden in der üblichen Weise mit einem Reihenauswahlgate eines n-Kanal-Transistors pro EEPROM-Transistor ausgewählt. Die EEPROM-Zellen bei den Reihen 14 und 15 (Trimmbits 436b) halten die Daten für 12 Bits einer Trimrninfomation und sind verschieden konfiguriert, um ihre spezielle Rolle im Transponder zu erleichtern. Jede EEPROM-Zelle für Trimmbits 436b hat zwei Gatter statt einem, wobei ein spezielles READ_TRIM-Auswahlgatter in Reihe mit dem Reihenauswahlgatter hinzugefügt ist, so daß die Trimmbits 436b nicht zu dem Datenstrom addiert werden können, es sei denn, das READ TRIM-Auswahlgatter wurde wie in bestimmten Testmodi eines Transponderbetriebs freigegeben. Ein anderes Merkmal des speziellen Registers für die Trimmbits 436b ist, daß jede Zelle für Trimmbits 436b auch eine hinzugefügte Abfühlleitung aufweist, um die EEPROM-Biteinstellung (programmierte Trimminfomation) an geeignete Sektionen der Schaltungsanordnung des Transponders 400 nach Bedarf zu übermitteln.
Somit sind der EEPROM 436 und die zugeordnete Logik strukturiert, so dass: die Daten der Trimmbits 436b extern durch einen "READ TRIM"-Testmodus gelesen werden können, der die Bits sequentiell als Worte 14 und 15 im Datenstrom anstelle der Temperatur- und Druckzählungen ausliest. In einem "READ"-Testmodus sieht man, wie im normalen Betrieb, die Trimmbits im Datenstrom nicht; auf sie wird aber durch Leseverstärker zugegriffen, um programmierte Trimmungseinstellungen an geeignete Sektionen des Transponders 400 zu übermitteln. In einem "WRITE"-Testmodus werden alle Zellen des EEPROM 436 (einschließlich der Trimmbits 436b) gleichzeitig adressiert und beschrieben. Dies schreibt praktisch in alle EEPROM-Zellen "1", was ihnen hohe Schwellen verleiht. In einem "ERASE"-Testmodus können einzelne Zellen gelöscht werden (auf "0" programmiert werden, was eine niedrige, negative Schwelle ergibt): da das Takt-CLK-Signal durch das EEPROM-Zellenarray indexiert, wird eine Zelle am Schnittpunkt der adressierten Spalte und der adressierten Reihe gelöscht, indem die Spannung auf der VPP-Anschlußstelle auf die Programmierspannung angehoben und die Löschung durch Hochfahren der DATA-Anschlußstelle ermöglicht wird.
Bezug nehmend auf 4B veranschaulicht die Abbildung eine beispielhafte Organisation, worin die ersten zwölf Datenstellen (Bits 000..011 in Reihe 1) für Synchronisierungsdaten ("Sync") reserviert sind. Die nächsten achtundvierzig Datenstellen (Bits 012..059 in Reihen 2 bis 5) sind für allgemeine Informationen gedacht, die den individuellen Transponder 400 identifizieren. Wie hierin oben erwähnt wurde, wird jede Transpondereinheit vor ihrem Einbau in einem Reifen geeignet kalibriert. Die nächsten vierundzwanzig Datenstellen (Bits 060..083 in Reihen 6 bis 7) halten Temperaturkalibrierungsdaten (zum Beispiel einen definierenden Punkt und eine Steigung). Die nächsten vierundzwanzig Datenstellen (Bits 084..107 in Reihen 8 bis 9) halten Druckkalibrierungsdaten (zum Beispiel einen definierenden Punkt und eine Steigung). Die nächsten sechsunddreißig Datenstellen (Bits 108..143 in Reihen 10 bis ) halten zusätzliche identifizierende Informationen, die den IC-Chip 402 betreffen. Die nächsten zwölf Datenstellen (in Reihe 13) halten vier Bits zum Identifizieren von Informationen über die Chipkalibrierung (Bits 144..147) und einen Acht-Bit-Wert (Bits 148..155) für einen Datenvalidierungsalgorithmus wie zum Beispiel eine CRC (zyklische Redundanzprüfung). Die nächsten zwei Worte im Datenstrom (Worte 14..15, Bits 156..179) werden aus dem Temperaturregister 432 bzw. dem Druckregister 434 gelesen. Das letzte Wort des Datenstroms (Wort 16, Bits 180..191) wird aus dem Paritäts-MTMS-Register 432 gelesen, das fünf "offene" Bits (Bits 180..184), dann ein den logischen Pegel (Zustand) des MTMS-Schalters 420 enthaltendes Bit (Bit 185) und schließlich sechs Bits (Bits 186..191) enthält, die je 3 Bits für die Parität der Druckzählung, gefolgt von der Parität der Temperaturzählung enthalten. Die fünf offenen Bits sind ungenutzt und werden als logische "1"-Werte festgelegt.
Der Spaltendecodierer 440, der Spalten-Datenwandler 441 und die Reihendecodierer- & N_T,N_P-Steuerschaltung 442 koordinieren ein Adressieren und einen Zugriff auf den adressierbaren Speicherblock 438.
Der Spaltendecodierer 440 besteht aus einem synchronen Vier-Bit-Zähler, der einen 1–12-Decodierer adressiert. Die Ausgaben vom Spaltendecodierer 440 adressieren die 12 Spalten des Speicherarrays während eines Programmierens und Lesens. Um eine Spalte zu adressieren steuert die n-Kanal-Vorrichtung für eine Adresse eine Stromquelle mit niedriger Leistung, um die adressierte Spalte zu laden. Falls ein Bit eingeschrieben ist, wird die Spalte hochgezogen, falls es gelöscht ist, wird die Spalte niedrig gezogen. Die Ausgabe der Stromquelle wird gepuffert und treibt eine Transponderdatenleitung 444, die durch den Spalten-Datenwandler 441 zur Modulationsschaltung 446 und Testlogikschaltung 484 verläuft. Die Spalten werden von der Spalte 1 bis zur Spalte 12 mit der Rate eines Logiktaktsignals einer Zeitsteuerung sequentiell adressiert, das entweder durch den Zeitsteuer- und Taktgenerator 424 oder extern über die CLK-Anschlußstelle geliefert wird. Nach einem Adressieren der Spalte 12 triggert der Spaltendecodierer 440 die Reihendecodierer- & N_T,N_P-Steuerung 442, um sie zur nächsten Reihe zu takten, und läuft auch selbst zyklisch zurück zu Spalte 1. Wann immer ein Rücksetzsignal (eingeschaltet, dann aus) von der Einschalt-Rücksetzschaltung 482 (oder über die RES-Anschlußstelle) empfangen wird, werden der Spaltendecodierer 440 und die Reihendecodierer- & N_T,N_P-Steuerung 442 ihre Adressiersequenz zurücksetzen, um bei Spalte 1 von Reihe 1, das heißt dem ersten Bit oder der ersten Zelle im adressierbaren Speicherblock 438 zu beginnen. Der Spaltendecodierer 440 adressiert sequentiell das Array des EEPROM 436 in jedem beliebigen der Betriebsmodi zum Lesen oder während eines Löschens. In dem WRITE-Schreibmodus hat er keinen Effekt, da der gesamte EEPROM-Speicher für die WRITE-Operation gleichzeitig adressiert wird.
Die Reihendecodierer- & N_T,N_P-Steuerung 442 ist ein synchroner 4-Bit-Zähler, der einen 1-16-Decodierer adressiert. Der Decodierer adressiert 13 Reihen des EEPROM-Datenspeichers 436a von Reihe 1 bis 13. In den WRITE-, ERASE- und READ_TRIM-Testmodi adressiert er auch die Reihen 14 und 15 des EEPROM-Speichers 436b für die Trimmbits. Während eines normalen Lesens (aktiver oder passiver Modus) adressiert der Decodierer die Hardwareregister für Temperatur 432 und Druck 434 bei Reihenadressen 14 bzw. 15. Ungeachtet des Betriebsmodus wird die Adresse der Reihe 16 an eine spezielle Datenreihe geleitet: das Hardwareregister 435 für Parität & MTMS. In den READ- und ERASE-Testmodi wird jede Reihe an der abfallenden Flanke des letzten Bits des Spaltendecodierers 440 sequentiell adressiert. Im passiven oder aktiven Modus stellt ein Rücksetzsignal die Reihendecodierer- & N_T,N_P-Steuerung 442 auf Reihe 1 ein, die das Sync-Wort ist. Im WRITE-Modus werden alle Reihen gleichzeitig adressiert, was alle Auswahlleitungen zieht und Gates auf eine Spannung Vpp steuert. Wie hierin oben erwähnt wurde, besteht eine hinzugefügte Funktion der Reihendecodierer- & N_T,N_P-Steuerschaltung 442 darin, die Sensorschnittstellenschaltungsanordnung 406 so zu steuern, daß sie temperaturbezogene Zählungen im Temperaturregister 432 und druckbezogene Zählungen im Druckregister 434 während ihrer bezeichneten Zeitperioden (Fenster zur Datensammlung) akkumuliert.
Programmierbare Stromskalierung
Wie hierin oben für den Transponder 200 des früheren Modells 3070C beschrieben wurde, muß der skalierte Strom I(T)/N, der auf Leitung 311, 251 in den Kipposzillator 312, 252 eingespeist wird, durch einen festen Betrag N skaliert werden, der durch ein Verhältnis physikalischer Flächen für die stromspiegelnden Transistoren wie zum Beispiel P5 und P6 in der stromskalierenden Schaltung 310 von 3 bestimmt ist. Die physikalischen Flächen wurden während der Fertigung festgelegt.
Ein Teil von 5 veranschaulicht eine beispielhafte verbesserte (programmierbare) stromskalierende Schaltung 510, die ein Teil der Schaltung 450 eines Basis-Emitterspannungs-Stromwandlers des RFIQ^TM-Transponders 400 dieser Erfindung ist. Die stromskalierende Schaltung 510 (vergleiche 310) entwickelt einen skalierten Strom I(T)B auf Leitung 511 (vergleiche 311), worin der skalierende Faktor "B" über ein bestimmtes der Trimmbits 436b zu einer beliebigen Zeit nach der Fertigung des Transponders 400 in den Transponder 400 programmiert werden kann. Die Stromskalierung ist nun wiederholt programmierbar für die Temperaturmessung (zum Beispiel temperaturskalierender Faktor B_T = 1 oder 1,5) und die Druckmessung (zum Beispiel druckskalierender Faktor B_P = 1 bis 8,5 in 0,5 Schritten), was den an den Kipposzillator 512 (vergleiche 312) gelieferte Strom bis zum 1,5- oder 8,5-fachen des der Umgebungstemperatur proportionalen (PTAT)-Stroms I(T) zunehmend programmierbar macht. Durch Programmieren des Stromspiegels in der stromskalierenden Schaltung 510 können die Zählungen pro Grad oder Zählungen pro PSI programmierbar maximiert werden, wodurch die Auflösung und Stabilität für Temperatur- und Druckzählungen (NT und NP) erhöht werden. Wie hierin oben ausführlich erläutert wurde, ist es besonders wünschenswert, die Druckzählung zu optimieren; deshalb wird ein großer Bereich von druckskalierenden Faktoren B_P für die Programmierung (Trimmung) verfügbar gemacht. Der geringere Bereich von temperaturskalierenden Faktoren B_T ist allgemein angemessen bzw. ausreichend, um Verschiebungen in einer Verarbeitung auf der Ebene des Chips bzw. Halbleiterplättchens sowie Änderungen im externen Präzisionswiderstand (REXT) 416 zu kompensieren. Es liegt innerhalb des Umfangs dieser Erfindung, in ähnlicher Weise andere geeignete programmierbare Skalierfaktorbeträge für sowohl die Temperatur B_T als auch Druck B_P skalierenden Faktoren vorzusehen.
Bezug nehmend auf 5 ist die programmierbare stromskalierende Schaltung 510 durch eine gestrichelte Linie begrenzt. Der Transistor P6 ist in einer stromspiegelnden Konfiguration mit den Transistoren P1, P2 und P4 in der temperaturabfühlenden und stromspiegelnden Schaltungs anordnung (vergleichbar mit 306 und 308 in 3, aber nur die Transistoren P4 und N5 sind in 5 gezeigt) verbunden, so daß diese Stromspiegelgates über eine Leitung 505 (vergleiche 305) verbunden sind, die eine Referenzspannung Pbias an das Gate des Transistors P6 liefert. Wegen der Stromspiegelverbindung wird der Strom durch die Transistoren P4 und P6 den PTAT-Strom I(T) durch den externen Widerstand 416, 216 spiegeln. Die Spannungsversorgung für die programmierbare stromskalierende Schaltung 510 ist die Spannung Vcc, die auf Leitung 503 (vergleiche 303) geliefert wird. Wie hierin oben erläutert wurde, wird die Spannung Vcc reguliert und ist im wesentlichen von der Temperatur unabhängig. Die Verwendung der analogen Versorgungsspannung Vcc ist eine Verbesserung gegenüber der früheren (Schaltung 310) Verwendung der digitalen Versorgungsschaltung Vdd, weil die Spannung Vcc "sauberer" ist und kein ihm aufgeprägtes digitales Schaltrauschen aufweist. Der Einfachheit halber sind die Transistoren P4, P6, P6.05, P6.1, P6.2 und P6.4 als einzelne Transistoren veranschaulicht. Es liegt innerhalb des Umfangs dieser Erfindung, diese Transistoren als Kaskoden zu implementieren, wie hierin vorher für die Transistoren wie zum Beispiel P1, P2 und P4 der Schaltungen 306 und 308 von 3 erwähnt wurde. Es sollte sich verstehen, daß solche Kaskodentransistoren, die in einer Stromspiegelanordnung verwendet werden, separate Vorspannungsleitungen aufweisen würden (zum Beispiel Pbias würde in Pbias' und Pbias" geteilt werden), die die Gates der Transistoren in jeder Stufe des Kaskodenstromspiegels verbinden.
Wie in der stromskalierenden Schaltung 310 sind die Transistoren P4 und P6 in einer stromspiegelnden Konfiguration verbunden. Statt der Transistoren P5 und P6 der Schaltung 310, die ein festes Verhältnis von physikalischen Flächen haben, um den gespiegelten Strom zu skalieren, hat jedoch in der programmierbaren Schaltung dieser Erfindung der Transistor P6 ein programmierbares Verhältnis physikalischer Flächen verglichen mit dem Transistor P4 (und Transistoren P1, P2 der Schaltung 306 und 308), womit P6 in Spiegelschaltung verbunden ist. Die physikalische Fläche des Transistors P6 wird durch zusätzliche skalierende Transistoren (zum Beispiel P6.05, P6.1, P6.2 und P6.4) geändert, die dem Transistor P6 parallel hinzugefügt und durch Schalter unter der Steuerung eines bestimmten der Trimmbits 436b und auch von Steuersignalen von der Reihendecodierer- & N_T,N_P-Steuerschaltung 442 zum Gebrauch bzw. Einsatz zugeschaltet werden. Es sollte sich verstehen, daß jeder der Transistoren P4, P6, P6.05, P6.1, P6.2 und P6.4, die in 5 veranschaulicht sind, eine geeignete physikalische Fläche hat, die durch die Größe eines einzelnen Transistors bestimmt werden könnte oder das Ergebnis davon sein könnte, die physikalischen Flächen mehrerer Transistoren zu addieren, die parallel kombiniert und gemeinsam als "ein einzelner Transistor" bezeichnet sind. Zum Beispiel könnte der Transistor P5, der eine physikalische Fläche von 1 (in willkürlichen "Einheiten") hat, als ein Transistor mit einer physikalischen Fläche von 1,0 Einheiten oder als zwei parallele Transistoren mit je einer physikalischen Fläche von 0,5 Einheiten hergestellt werden. In der in 5 veranschaulichten Ausführungsform sind die relativen physikalischen Flächen der Transistoren P4, P6, P6.05, P6.1, P6.2 und P6.4 jeweils als "A = n" bezeichnet, wobei n die physikalische Fläche in willkürlichen Einheiten ist. Die Transistoren P4, P6 und P6.1 weisen jeweils eine physikalische Fläche von 1,0 Einheiten auf, und die Transistoren P6.05, P6.2 und P6.4 haben physikalische Flächen von 0,5, 2,0 bzw. 4,0 Einheiten. Es sollte sich verstehen, daß, da die gespiegelten Transistoren P1, P2 und P4 von 3 auch die gleiche relative Größe wie P6 aufweisen, sie dann auch eine physikalische Fläche von 1,0 Einheiten haben.
Durch Umschalten in verschiedenen Kombinationen dieser addierten Transistoren P6.05, P6.1, P6.2 und P6.4 ("P6.n") können kombinierte physikalische Flächen von 0,0 bis 7,5 Einheiten zu der Fläche (1,0 Einheiten) des Transistors P6 in Inkrementen von 0,5 Einheiten addiert werden. Wie hierin oben erläutert wurde, wird das Verhältnis physikalischer Flächen der gespiegelten Transistoren (zum Beispiel das Verhältnis (P6 + P6.n)/P4) bewirken, daß der die programmierbare stromskalierende Schaltung 510 auf Leitung 511 verlassende gespiegelte Strom I(T)B vom PTAT-Strom I(T) um einen Faktor B aufskaliert wird, der gleich dem Verhältnis der gesamten physikalischen Flächen ist.
Jeder der addierten Transistoren P6.n hat einen oder mehrere steuernde Halbleiterschalter in Reihe (skalierende Trimmungsschalter S5, S6, S7, S8 und S9; einen temperaturskalierenden Schalter ST1; und einen druckskalierenden Schalter SP1), die hierin als ein Kasten mit dem durch eine Linie auf einer Seite angegebenen Steuereingang veranschaulicht sind. Zwei Arten von Halbleiterschaltern sind veranschaulicht: invertierende und standardmäßige (nicht invertierende). Die Schalter ST1 und SP1 sind standardmäßige Halbleiterschalter, die zum Beispiel als N-Kanal-Transistoren implementiert sein könnten, wobei das Steuersignal zu deren Gate läuft. Ein solcher Schalter wird leiten ("an" oder "geschlossen" umschalten), wenn das Steuersignal hoch ist (Spannung oberhalb der Erdung wie zum Beispiel eine logische "1", "wahr" oder "gesetzt"), und wird nicht leiten, wenn das Steuersignal niedrig ist (Erdung, logische "0", "falsch" oder "gelöscht"). Die Schalter S5, S6, S7, S8 und S9 sind invertierende Halbleiterschalter, wie durch den kleinen Kreis im Steuereingang angegeben ist. Diese Schalter könnten zum Beispiel als P-Kanal-Transistoren implementiert sein, wobei das Steuersignal an deren Gate geht. Ein sol cher Schalter wird leiten ("ein"-schalten oder "geschlossen" sein), wenn das Steuersignal niedrig ist, und wird nicht leiten, wenn das Steuersignal hoch ist. Die invertierenden Schalter S5, S6, S7, S8 und S9 werden "an" (geschlossen) programmiert, falls das entsprechende Trimmbit 5 bis 9 als "gelöscht" programmiert ist. Es kann besonders erwähnt werden, daß in der Ausführungsform des hierin beschriebenen Transponders 400 die Trimmbits 5–9 die einzigen "niedrig-wahr" Logikbits im Register der Trimmbits 436b sind. Ein Vorteil einer Verwendung derartiger P-Kanal-Transistorschalter ist, daß sie früher als N-Kanal-Transistorschalter arbeiten werden, da Spannungspegel während eines Einschaltens des Transponders ansteigen. Die Trimmbits sind Bitadressen im EEPROM-Register 436b für Trimmbits, die über Leitungen 485 übermittelt werden. In diesem Beispiel steuert das Trimmbit 5 eine Feintrimmung bzw. Feinabstimmung der Temperaturzählung, steuert das Trimmbit 6 eine Feinabstimmung der Druckzählung und steuern Trimmbits 7, 8, 9 einen ungefähren Abgleich der Druckzählung. Die Einstellung für ein skalierendes Trimmbit "n" ist als ein Steuersignal für ein skalierendes Trimmbit veranschaulicht, das mit "TRIMBIT_"n bezeichnet ist (d. h. Signale skalierender Trimmbits TRIMBIT_5..TRIMBIT_9 für skalierende Trimmbits 5 bis 9). Die nicht invertierenden skalierenden Schalter ST1 und SP1 werden durch die Signale CAPTURE_NT bzw. CAPTURE_NP ein/ausgesteuert, die auf Leitungen 487 von der Reihendecodierer- & N_T, N_P-Steuerschaltung 442 kommen. Die skalierenden Schalter ST1 und SP1 ermöglichen, daß während der Perioden einer Temperaturmessung oder Druckmessung (Zeitfenster W_T bzw. W_P) verschiedene skalierte Ströme I(T)B vom Kipposzillator 452, 512 verwendet werden. Folglich wird der stromskalierende Faktor B während des Fensters W_T zur Temperaturmessung einen Wert B_T (1 oder 1,5) haben (das Signal CAPTURE_NT ist an) und wird während des Fens ters W_P zur Druckmessung einen Wert B_P (1 bis 8,5 in 0,5 Inkrementen) haben (Signal CAPTURE_NP ist an). Obgleich 5 eine serielle Anordnung von Schaltern (zum Beispiel S5 und ST1) veranschaulicht, liegt es innerhalb des Umfangs dieser Erfindung, akkumulierte Schaltverluste in dem Signal I(T)B zu vermeiden, indem eine Digitallogik verwendet wird, um Steuersignale zur Steuerung eines einzelnen Schalters zu kombinieren. Zum Beispiel könnte das Signal CAPTURE_NT mit einem invertierten Signal TRIMBIT 5 durch ein UND-Gatter kombiniert werden, dessen Ausgabe den Schalter ST1 steuern würde, wodurch der Schalter S5 eliminiert würde.
Kipposzillator
Wie oben für das frühere Modell 3070C des Transponders 200 beschrieben wurde, erzeugt die Kipposzillatorschaltung 312, 252 ein Signal mit der Frequenz Fosc', das durch das abwechselnde Laden von zwei Kapazitäten bestimmt ist: C_FX1 und C_FX2 für Temperaturablesungen oder C_FX1 und (C_FX2 plus C_P) für Druckablesungen. Die Laderate der Kapazitäten wird durch die Größe der Kapazitäten und die Größe des skalierten Stroms I(T)/N bestimmt, der genutzt wird, um sie zu laden. Die Entladerate der Kapazitäten ist kein Faktor, weil jede entlädt, während die andere geladen wird, und sie entladen schneller als sie laden wegen der Entladewege mit niedrigem Widerstand. Der Einstell-Rücksetzteil des Kipposzillators 312 wird getriggert, um als Flipflop zu arbeiten, nur wenn eine der Kapazitäten auf einen Spannungspegel gerade oberhalb der Bandlückenspannung Vbg lädt.
Ein Teil von 5 veranschaulicht eine beispielhafte verbesserte Kippos zillatorschaltung 512 (vergleiche 312), die im wesentlichen den Kipposzillator 452 des RFIQTM-Transponders 400 dieser Erfindung bildet.
Die Schaltung 512 ist noch ein Kipposzillator und wird durch einen skalierten Strom (den Meßstrom) auf Leitung 511 (vergleiche 311) von einer nun programmierbaren stromskalierenden Schaltung 510 (vergleiche 310), wie oben beschrieben wurde, gespeist. Der Einstell-Rücksetzteil 514 (vergleiche 314a und 314b) des Kipposzillators 512 arbeitet mit Phasenwegen ϕ1 und ϕ2 (Weg 514a für Phase Eins bzw. Weg 514b für Phase Zwei) in der gleichen allgemeinen Weise, wurde aber auf bekannte Weise geringfügig modifiziert, um die Änderungen an den Eingängen der Komparatoren 516 (516a, 516b, vergleiche 316a, 316b) anzupassen. Die hauptsächlichen Schaltungsänderungen liegen an der Schaltanordnung des Eingangsteils, die in zwei Meßschaltkreise 515a und 515b für Temperatur- bzw. Druckmessungen geteilt wurde. Der Kondensator C_FX2 wurde eliminiert, so daß nun der Kondensator C_FX (vergleiche C_FX1) ausschließlich während der Temperaturmeßperiode verwendet wird und der Druck abfühlende Kondensator C_P (418, vergleiche 218) ausschließlich während der Druckmeßperiode verwendet wird. Während einer Meßperiode wird nun die Frequenz Fosc' des Ausgangssignals des Kipposzillators bestimmt durch das abwechselnde Laden und Entladen eines Kondensators C_FX oder C_P, welcher auch immer von der Reihendecodierer- & N_T,N_P-Steuerschaltung 442 ausgewählt wird. Haben die Komparatoren 516a und 516b Referenzspannungen von zum Beispiel Vbg bzw. Vbg/2 (die Bandlückenspannung und die halbe Bandlückenspannung), wird der ausgewählte Kondensator C_FX oder C_P den (skalierten) Meßstrom I(T)B verwenden, um auf genau oberhalb des Spannungspegels Vbg aufgeladen zu werden, der die Einstell-Rücksetzschaltung 514 triggern wird, um von ihrem ersten Zustand (zum Beispiel PHASE1 = wahr) in einen zweiten Zustand (zum Beispiel PHASE2 = wahr) umzuschalten (engl. to flipflop), was den Ladestrom I(T)B ausschaltet und statt dessen den skalierten Strom I(T)B durch einen Stromspiegel umleitet, was veranlaßt, daß der ausgewählte Kondensator C_FX oder C_P durch einen I(T)B äquivalenten gespiegelten Strom von einem Spannungspegel Vbg hinab auf gerade unterhalb eines Spannungspegels Vbg/2 entladen wird, was die Einstell-Rücksetzschaltung 514 triggern wird, wieder zum ersten Zustand umzuschalten und ein Laden des ausgewählten Kondensators C_FX oder C_P wieder zu beginnen. Man kann erkennen, daß nach dem anfänglichen Laden von der Erdung (null Volt) auf die Spannung Vbg/2 die beschriebene Operation eine gleichmäßige Wellenform eines 50%-Arbeitszyklus mit einer Frequenz ergeben wird, die durch die Größen des skalierten Stroms I(T)B und des ausgewählten Kondensators C_FX (zur Temperaturmessung) oder C_P (zur Druckmessung) bestimmt ist. Ein weiteres neues Merkmal des Kipposzillators 512, 452 dieser Erfindung ist das Vorsehen eines kleinen Vorspannungsstroms Ibias, der eingeschaltet und gespiegelt wird, um einen der Kondensatoren C_FX oder C_P langsam zu entladen, wenn sie zu Meßzwecken nicht ausgewählt sind, und dieses Erden der Kondensatoren, wenn sie nicht verwendet werden, wird ebenfalls genutzt, um die Einstell-Rücksetzschaltung 514 in einem definierten Zustand einzustellen, bevor sie jedes Mal für eine Messung verwendet wird.
Die beispielhafte Kipposzillatorschaltung 512 hat zwei analoge Eingaben: den (programmierbar) skalierten PTAT-Strom I(T)B, der auf Leitungen 511 geliefert wird, und den Vorspannungsstrom Ibias, der auf Leitungen 513 geliefert wird. Der Vorspannungsstrom Ibias ist ein kleiner Bruchteil des PTAT-Stroms I(T) (zum Beispiel I(T)/10), der in bekannter Weise abgeleitet wird, wie zum Beispiel die hierin oben beschriebenen stromskalierenden Prozeduren.
Die beispielhafte Kipposzillatorschaltung 512 weist zwei digitale (logische oder Steuerungs-) Eingänge auf, die auf Leitungen 487 von der Reihendecodierer- & N_T,N_P-Steuerschaltung 442 versorgt werden: das Signal CAPTURE_NT und das Signal CAPTURE_NP, welche bestimmen, ob gerade die Temperatur oder der Druck jeweils gemessen wird. Die Steuersignaleingaben werden an mehreren Stellen durch ihre entsprechende Zahl angegeben. Zum Beispiel wird das Signal CFX_TO_OSC durch eine Zahl Eins in einem Kreis bezeichnet, wo es von der LOGIK-Schaltung 531 abgegeben wird und wo es auch in den Schalter ST2 eingespeist wird. Die Ausgaben der Phasenwege ϕ1 und ϕ2 werden als Steuersignale PHASE1 bzw. PHASE2 verwendet und werden ebenfalls invertiert und als Steuersignale genutzt: das Signal des Phasenweges ϕ1 wird durch den Inverter 520a invertiert, um das Signal PHASE1 zu erzeugen, und das Signal des Phasenweges ϕ2 wird durch den Inverter 520b invertiert, um das Signal PHASE2 zu erzeugen. Der Strich oberhalb des Namens gibt hierin an, daß die Logik invertiert oder "NOT"-verarbeitet ist, so daß zum Beispiel PHASE1 bedeutet "nicht Phase 1" (das heißt, wenn das Signal PHASE1 hoch oder ein Logikpegel 1 ist, wird das Signal PHASE1 niedrig oder ein Logikpegel 0 sein). Die Signale PHASE1, PHASE2, PHASE1 und PHASE2 werden mit den Signalen CAPTURE_NT und CAPTURE_NP als Eingaben in eine Logikschaltung 531 kombiniert, die sechs Steuersignale abgibt – zwei Kondensatorauswahlsignale: CFX_TO_OSC (#1), und CP_TO_OSC (#2) und vier Meßsteuersignale: PHASE1_NT (#3), PHASE2_NT (#4), PHASE1_NP (#5) und PHASE2_NP (#6).
Die Details der in der Logikschaltung 531 enthaltenen digitalen Logik sind als die beispielhaften Logikschaltungen 531a.. 531f (für die Signale (#1)..(#6) in dieser Reihenfolge) dargestellt, die in 5A veranschaulicht sind. Jede der Logikschaltungen 531a.. 531f nutzt ein NAND-Gatter und einen Inverter, um ihr Steuersignal zu erzeugen, das von der Logikschaltung 531 abgegeben werden soll. Es liegt innerhalb des Umfangs dieser Erfindung, andere Formen einer Logikschaltungsanordnung 531 einzubeziehen, die Signale (#1) bis (#6) erzeugen, welche sich wie hierin beschrieben verhalten. Man kann erkennen, daß die Ausgangssignale (#1) und (#2) allgemein bedeuten, daß es Zeit ist, einen Parameter (N_T oder N_P) und nicht den anderen (N_P oder N_T) zu messen. Man beachte, daß diese Signale auch wahr sein werden (logische 1), wann immer es nicht Zeit ist, den entgegengesetzten bzw. anderen Parameter zu messen, ungeachtet der Einstellung des "capture..."-Signals. Das Signal CFX_TO_OSC (#1) ist wahr, wann immer das Signal CAPTURE NP falsch ist; und das Signal CP_TO_OSC (#2) ist wahr, wann immer das Signal CAPTURE_NT falsch ist. Da die Signale (#1) und (#2) die Schalter ST2 bzw. SP2 steuern, kann man erkennen, daß diese Logik veranlaßt, daß der Schalter ST2/SP2 den Kondensator CFX/CP mit der Einstell-Rücksetzschaltung 514 verbindet, wann immer der entgegengesetzte bzw. andere Kondensator CP/CFX nicht mit der Einstell-Rücksetzschaltung 514 verbunden ist. Dies hilft dabei, die Einstell-Rücksetzschaltung 514 zu allen Zeiten in einem bestimmten Zustand zu halten.
Jedes der Ausgangssignale (#3) bis (#6) gibt allgemein den Zustand eines Signals an, welches in erster Linie bestimmt, in welcher Phase der Oszillator ist (Phase 1 oder Phase 2) und auch welcher Kondensator für eine Messung in Gebrauch ist, falls überhaupt (C_FX für die Temperatur oder C_P für den Druck). Wie man in der veranschaulichten beispielhaften NAND-Gatterlogik in 5A erkennen kann, wird auch jedes Signal (#3) bis (#6) wahr sein, wann immer die andere Messung ausgewählt ist oder selbst wenn keine Messung ausgewählt ist, ungeachtet der Phase. Zum Beispiel gibt das NAND-Gatter in der Logikschaltung 531c das Signal PHASE1_NT (#3) ab. Falls gerade die Temperatur gemessen wird, wird dann PHASE1_NT während Phase 1 (Laden von C_FX) hoch und während Phase 2 (Entladen von C_FX) niedrig sein. Wenn jedoch die Temperatur NICHT gemessen wird (das heißt CAPTURE_NT ist niedrig, nicht wahr), wird dann ungeachtet der Phase des Generators PHASE1_NT hoch sein und sogar, falls weder Temperatur noch Druck gerade gemessen werden. Eine ähnliche Logik findet Anwendung für jedes der vier Steuersignale (#3) bis (#6), die durch die eingekreisten Zahlen #3, #4, #5 und #6 bezeichnet und in 5A als Logikschaltung 531c bis 531f veranschaulicht sind.
Das Signal PHASE1 auf Leitung 521 (die gleiche wie 453, vergleiche 321 und 253) ist ebenfalls das (invertierte) Ausgangssignal Fosc' des Kipposzillators, das vom Transponder 400 genutzt wird, um die Temperatur- und Druckzählungen in den entsprechenden Registern 432 bzw. 434 zu akkumulieren. Man kann erkennen, daß die Ausgabe Fosc' des Kipposzillators 512 gepuffert und zu dem digitalen Logiksignalpegel pegelverschoben wird. Der Kipposzillator 512 kann direkt getestet oder gelesen werden, indem der Transponder 400 in irgendeinen der Testzustände (aktiver Modus) "READ_TEMP" und "READ_PRESS" versetzt wird. Diese Testzustände geben den Kipposzillator 512 für Temperatur bzw. Druck frei und leiten das Signal Fosc' des Kipposzillators 512 zur DATA-Anschlußstelle.
Das Eingangsteil des Kipposzillators 512 besteht aus zwei im wesentlichen duplizierten Meßschaltkreisen 515a und 515b, die den temperatur- oder druckmessenden Kondensator C_FX bzw. C_P und einen Reihenschalter ST2 bzw. SP2 nutzen, um den geeigneten Meßschaltkreis 512 des Eingangsteils mit der Einstell-Rücksetzschaltung 514 zu verbinden. Wie hierin oben für die Schalter ST1 und SP1 beschrieben wurde, sind die Schalter ST2 und SP2 standardmäßige (nicht invertierende) Halbleiterschalter, wie sie zum Beispiel unter Verwendung von N-Kanal-Transistoren oder in CMOS implementiert werden könnten. Die Kondensatoren auf dem Chip 402 sind Poly-Poly-Kondensatoren, die sehr niedrige Temperaturkoeffizienten und Flächen (Kapazitätswert) aufweisen, die eine hohe Auflösung ergeben, aber mit einer geringen Empfindlichkeit gegenüber Verarbeitungsfaktoren wie zum Beispiel Ätz- und Maskenjustierfehler. Der Temperaturmeßkondensator C_FX ist ein fester Poly-Poly-Kondensator mit zum Beispiel 6 pF (+/–10%). Der Druckmeßkondensator C_P 418 (vergleiche 218) liegt nicht auf dem Chip und hat vorzugsweise ähnlich robuste und stabile Eigenschaften, wie hierin oben beschrieben wurde (zum Beispiel ein kapazitiver Drucksensor für einen Berührungsmodus mit einem linearen Ansprechverhalten von Kapazität gegen Absolutdruck, das zwischen 4 –40 pF variiert).
Der Schaltkreis 515a zur Temperaturmessung besteht zum Beispiel aus P- und N-Kanal-Transistoren P9, P10, P13, N9, N10, N13 und N14; einem Inverter 517a, einem Halbleiterschalter ST2 (wie zum Beispiel einem N-Kanal-CMOS-Transistor) und dem Temperaturmeßkondensator C_FX. Der Schaltkreis 515b zur Druckmessung besteht zum Beispiel aus Transistoren P11, P12, P14, N11, N12, N15 und N16; einem Inverter 517b; einem Halbleiterschalter SP2 und dem Druckmeßkondensator C_P (418, außerhalb des Transponderchips 402 und über eine Verbindungsanschlußstelle C_P angeschlossen). Verschiedene hierin oben beschriebene Steuereingänge sind mit diesen Meßschaltkreisen 515 verbunden, wie durch die eingekreisten Ziffern 1 bis 6 angegeben ist, und die Ströme Ibias und I(T)B werden ebenfalls eingespeist, wo dies dargestellt ist.
Nun wird zur Veranschaulichung der betreffenden Techniken die Funktion des Schaltkreises 515a zur Temperaturmessung beschrieben. Der Schaltkreis 515b zur Druckmessung arbeitet in einer geeigneten parallelen Weise.
Wenn der Transponder 400 den Kipposzillator 512 in einen Temperaturmeßmodus versetzt, wird die Reihendecodierer- & N_T, N_P-Steuerschaltung 442 das Signal CAPTURE_NT hoch (und das Signal CAPTURE_NP niedrig) setzen während der Zeitperiode t_T, die sie als das Temperaturmeßfenster W_T wählt, wodurch der Schalter ST2 über die Logikschaltungen 531a und 531b geschlossen (und der Schalter SP2 offen) gehalten wird. Die Einstell-Rücksetzschaltung 514 wird eine Operation in Phase 1 beginnen (d. h. die Ausgabe von ϕ1, 514a ist hoch; und die Ausgabe von ϕ2, Phase 2, 514b ist niedrig), weil, wann immer der Kipposzillator für eine Messung gerade nicht genutzt wird, die Meßschaltkreise 515 immer auf eine niedrige Spannung gezwungen werden (wie im Folgenden erläutert wird) und diese niedrige Spannung an die Komparatoren 516a und 516b wegen der Logik für die Signale #1 und #2 wie oben erläutert angelegt wird. Gelten für die Signale PHASE 1 = wahr und PHASE2 = falsch, wird die Logikschaltung 531 die folgenden Signale abgeben, die durch ihre eingekreisten Ziffern bezeichnet sind: PHASE1_NT (#3), PHASE1_NP (#5) und PHASE2_NP (#6) = wahr; PHASE2_NT (#4) = falsch. Diese Signale veranlassen, daß die Transistoren P13 ausgeschaltet und P9 eingeschaltet werden, wodurch der skalierte Strom I(T)B durch P9 geleitet wird, um den Kondensator C_FX zu laden. Da der Schalter ST2 durch ein Signal (#1) geschlossen wird, kann die Einstell-Rücksetzschaltung 514 die ansteigende Spannung auf dem Kondensator C_FX abfühlen. Zur gleichen Zeit wird der Transistor N14 eingeschaltet, wobei das Gate des Transistors N9 geerdet und er so ausgeschaltet gehalten wird, so daß es keinen Ableitweg gibt, damit der Kondensator C_FX geladen wird. Da die Transistoren P10 und N13 ebenfalls ausgeschaltet gehalten werden, gibt es keine Eingabe in das Gate des Transistors N9 und der Zustand des Transistors N10 hat keine Konsequenz.
Wenn die Einstell-Rücksetzschaltung 514 zur Phase 2 umschaltet (PHASE1 = falsch, PHASE2 = wahr), werden sich die Signale PHASE1_NT (#3) in Falsch ändern und PHASE2_NT (#4) wird sich in wahr ändern (aber PHASE1_NP (#5) und PHASE2_NP (#6) werden "wahr" bleiben). Diese Signale bewirken, daß der Transistor P13 an und P9 aus ist, wodurch der skalierte Strom I(T)B zum Transistor N10 geleitet wird. Da der Transistor N13 eingeschaltet und der Transistor N14 ausgeschaltet ist, bildet nun das Transistorpaar N10/N9 einen Stromspiegel, so daß der durch den Transistor N10 zur Erdung fließende Strom durch einen äquivalenten Strom gespiegelt wird, der den Kondensator C_FX über den Transistor N9 auf Erdung entlädt. Ein unbeabsichtigter Nebeneffekt des Verbindens des Stroms Ibias durch den nun eingeschalteten Vorspannungssteuertransistor P10 ist, daß der Strom durch die Transistoren N 10/N9 die Summe des skalierten Stroms I(T)B und des Vorspannungsstroms Ibias sein wird, wodurch die Entladungsrate des Kondensators C_FX im Vergleich zur Laderate geringfügig erhöht wird. Da der Vorspannungsstrom Ibias verhältnismäßig klein ist, wird dies den Arbeitszyklus des Kipposzillators 512 so ändern, daß er von 50%–50% geringfügig verschieden ist, wird aber den Zählprozeß nicht beeinflussen. (Vergleiche den hierin oben beschriebenen Transponder 200 des früheren Modells, der mit einem absichtlich asymmetrischen Arbeitszyklus betrieben wird.) Da der Schalter ST2 durch das Signal (#1) noch geschlossen ist, kann die Einstell-Rücksetzschaltung 514 die abnehmende Spannung auf dem Kondensator C_FX abfühlen.
Wenn das Temperaturmeßfenster W_T geschlossen wird (der Transponder 400 ist nicht länger in einem Temperaturmeßmodus), wird die Reihendecodierer- & N_T,N_P-Steuerschaltung 442 das Signal CAPTURE_NT niedrig einstellen, was bewirkt, daß die Datenerfassungsschaltung 454 die Datenerfassung im Temperaturregister 432 abschaltet. Der Schalter ST2 bleibt an dieser Stelle geschlossen (Signal CFX_TO_OSC = 1), weil das Signal CAPTURE_NP noch niedrig ist. Der Schalter ST2 wird zu einer anderen Zeit nur öffnen, falls das Signal CAPTURE_NP hoch gesetzt wird (und das Signal CAPTURE_NT niedrig ist), das heißt Druck und nicht Temperatur wird gerade gemessen. Ist das Signal CAPTURE_NT niedrig, wird die Logikschaltung 531 veranlassen, daß sowohl das Signal PHASE1_NT (#3) als auch PHASE2 NT (#4) wahr sind. Diese Signale bewirken, daß beide Transistoren P13 und P9 aus sind, wodurch der Fluß des skalierten Stroms I(T)B durch den Schaltkreis 515a zur Temperaturmessung abgeschnitten wird. Der Transistor N13 wird jedoch eingeschaltet und der Transistor N4 ausgeschaltet , so daß das Transistorpaar N10/N9 noch einen Stromspiegel bildet, und der Vorspannungssteuertransistor P10 ist an, so daß der durch den Transistor N10 zur Erdung fließende Vorspannungsstrom Ibias durch einen äquivalenten Strom gespiegelt wird, der den Kondensator C_FX über den Transistor N9 zur Erdung entlädt. Da der (kleine) Vorspannungsstrom Ibias der einzige Strom ist, den man durch die Spiegelschaltung N10/N9 fließen läßt, wird der Kondensator allmählich auf Erdung (0 Volt) entladen und dort gehalten, bis das nächste Temperaturmeßfenster W_T geöffnet wird, indem das Steuersignal CAPTURE_NT hoch (wahr) gesetzt wird. Es sollte auch besonders erwähnt werden, daß, da der Schalter ST2 noch geschlossen ist, die geerdeten Eingänge in die Komparatoren 516a und 516b die Einstell-Rücksetzschaltung 514 zwingen werden, eine Oszillation im definierten Zustand PHASE1 = hoch, PHASE2 = niedrig zu stoppen. Es ist ein Merkmal dieser Erfindung, die hierin oben beschriebenen Mittel vorzusehen, um einen kleinen Vorspannungsstrom Ibias zu nutzen, um die Meßkondensatoren C_FX und C_P vor jedem Gebrauch der Meßkondensatoren C_FX und C_P auf definierte Zustände (Nullspannung) zurückzusetzen, um Temperaturzählungen N_T bzw. Druckzählungen N_P zu akkumulieren. Es ist ein weiteres Merkmal dieser Erfindung, die hierin beschriebenen Mittel zu verwenden, um die Einstell-Rücksetzschaltung 514 vor jedem Gebrauch der Einstell-Rücksetzschaltung 514 zusätzlich in einen definierten Zustand zu versetzen.
Es kann besonders erwähnt werden, daß die obige beispielhafte Beschreibung die Steuersignale CAPTURE_NT und CAPTURE_NP zu verschiedenen Zwecken in verschiedenen Teilen der Schaltungsanordnung des Transponders 400 nutzt, zum Beispiel in dem Basis-Emitterspannungs-Stromwandler 450 (stromskalierende Schaltung 51), im Kipposzillator 452 (512) und in der Datenerfassungsschaltung 454 (im wesentlichen die Gleiche wie die Schaltung 254, die in 3A veranschaulicht wurde). Es liegt innerhalb des Umfangs dieser Erfindung, die Zeitsteuerung der Steuersignale zu jeder dieser Schaltungen 450, 452 und 454 zu modifizieren, so daß die Ereignisse in einer geeigneten Sequenz auftreten. Zum Beispiel kann die Schaltung 454 einen verzögerten Einschaltpunkt aufweisen (zum Beispiel eine Verzögerungszeit von 1 Bitbreite mit 256 μs), um dem Kipposzillator 512 Zeit zu geben, einen stabilen Betrieb zu erreichen, wobei er zwischen den Spannungen Vbg/2 und Vbg auf den Meßkondensatoren C_FX und C_P oszilliert.
Wie hierin oben für einen typischen Betrieb im passiven Modus des Transponders 400 beschrieben wurde, liefert die Reihendecodierer- & N_T,N_P-Steuerschaltung 442 die Steuersignale (über eine Leitung 487) an die Schaltungsanordnung 406 der Sensorschnittstelle, so daß sie temperaturbezogene Zählungen im Temperaturregister 432 während eines Teils der Datenübermittlung (zum Beispiel während einer Übertragung von Worten/Reihen 2 bis 6) und druckbezogene Zählungen im Druckregister 434 während eines anderen Teils der Datenübermittlung (zum Beispiel während eines Übertragens der Worte/Reihen 9 bis 13) akkumuliert. Um ein verzögertes Einschalten für die Datenerfassungsschaltung 454 auszuführen, könnte zum Beispiel die Reihendecodierer- & N_T,N_P-Steuerung 442 das Signal CAPTURE_NT an die programmierbare stromskalierende Schaltung 510 und auch an die Kipposzillatorschaltung 512 auf ein Takten zum Bit 1 von Reihe 2 hin senden und dann ein unterschiedliches Signal "Capture Temp" an die Datenerfassungsschaltung 454 auf ein Takten von Bit 2 der Reihe 2 hin zu senden. In gleicher Weise könnten das Signal CAPTURE_NT und das Signal "Capture Temp" zu verschiedenen Zeiten oder sogar zusammen (zum Beispiel auf ein Takten von Bit 1 der Reihe 7 hin) gesendet werden.

Claims

HF-Transponder (102, 200, 400), mit: einer Meßstromquelle (306, 308), die einen Meßstrom (I(T), I(T)/N, I(T)B) an einen Kipposzillator (252, 312, 452, 512) liefert, wobei der Kipposzillator einen Meßschaltkreis (315, 515a, 515b), eine Einstell-Rücksetzschaltung (314, 514) mit einem ersten Phasenweg (314a, 514a) und einen zweiten Phasenweg (314b, 514b) und einen Ausgang (Fosc') aufweist; einer Logikschaltung (531); einem Meßkondensator (C_FX, C_P), der im Meßschaltkreis angeordnet ist; einem ersten Transistor (P9, P11), der durch die Logikschaltung gesteuert wird, um den Meßstrom zum Meßkondensator zum Laden des Meßkondensators zu leiten; und einem Stromspiegel (N10, N12) mit Transistoren (P13, N13, P14, N15), die durch die Logikschaltung gesteuert werden, um den Meßstrom in einem zweiten Transistor (N9, N11) zum Laden des Meßkondensators zu spiegeln; worin die Logikschaltung Meßsteuersignale (PHASE1_NT, PHASE2_NT, PHASE1_NP, PHASE2_NP) liefert, um Signale (PHASE1, PHASE2), die eine Phase der Einstell-Rücksetzschaltung angeben, mit Signalen (CAPTURE_NT, CAPTURE_NP) von einem Zeitsteuergenerator (442) zu kombinieren, um ein abwechselndes Laden und Entladen des Meßkondensators gemäß der Phase der Einstell-Rücksetzschaltung zu steuern.
HF-Transponder nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß: der Meßstrom einen gemessenen Parameter angibt; und der Meßkondensator einen festen Kapazitätswert hat und die Ausgabe des Kipposzillators ein Signal mit einer Frequenz ist, die den gemessenen Parameter angibt.
HF-Transponder nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der gemessene Parameter die Temperatur ist.
HF-Transponder nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßkondensator einen Kapazitätswert hat, der einen gemessenen Parameter anzeigend variiert, und die Ausgabe des Kipposzillators ein Signal mit einer Frequenz ist, die den gemessenen Parameter angibt.
HF-Transponder nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß: der Meßstrom einen ersten gemessenen Parameter angibt; und der Meßkondensator einen Kapazitätswert hat, der einen zweiten gemessenen Parameter anzeigend variiert, und die Ausgabe des Kipposzillators ein Signal mit einer Frequenz ist, die sowohl den ers ten gemessenen Parameter als auch den zweiten gemessenen Parameter angibt.
HF-Transponder nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der erste gemessene Parameter die Temperatur ist und der zweite gemessene Parameter der Druck ist.
HF-Transponder nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine programmierbare stromskalierende Schaltung (510), die zwischen der Meßstromquelle und dem Kipposzillator angeordnet ist, um den an den Kipposzillator gelieferten Meßstrom (I(T)B) zu skalieren.
HF-Transponder nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die programmierbare stromskalierende Schaltung zumindest einen skalierenden Trimmungsschalter (S5, S6, S7, S8, S9) aufweist, der durch Setzen zumindest eines skalierenden Trimmbits (TRIMBIT_5...TRIMBIT_9) gesteuert wird, wobei jeder skalierende Trimmungsschalter mit zumindest einem skalierenden Transistor (P6.05, P6.1, P6.2, P6.4) in Reihe geschaltet ist, um das Skalieren des Meßstroms zu steuern.
HF-Transponder nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die programmierbare stromskalierende Schaltung eine Stromversor gung (Vcc) aufweist, die eine analoge Spannungsversorgung ist.
HF-Transponder nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch: einen ersten Komparator (516a) im ersten Phasenweg mit einem negativen Eingang, der mit einer ersten festen Referenzspannung (Vbg) verbunden ist, und mit einem positiven Eingang, der mit einer geladenen Seite des Meßkondensators verbunden ist; und einen zweiten Komparator (516b) im zweiten Phasenweg mit einem positiven Eingang, der mit einer zweiten festen Referenzspannung (Vbg/2) verbunden ist, die kleiner als die erste feste Referenzspannung ist, und mit einem negativem Eingang, der mit einer geladenen Seite des Meßkondensators verbunden ist.
HF-Transponder nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Vorspannungssteuertransistor (P10, P12), der durch die Logikschaltung gesteuert wird, um einen kleinen Vorspannungsstrom (Ibias) mit dem Stromspiegel zum Entladen des Meßkondensators zu verbinden.
Verfahren zum Erzeugen eines oszillierenden Meßsignals (Fosc') in einem HF-Transponder (102, 200, 400), wobei der HF-Transponder einen Kipposzillator (312, 252, 512, 452) mit zumindest einem Meßschaltkreis (315, 515a, 515b) aufweist, worin die Frequenz des oszillierenden Meßsignals einen gemessenen Parameter (T, P) angibt, wobei das Verfahren die folgenden Schritte einschließt, bei denen: ein Meßstrom (I(T), I(T)/N, I(T)B) an mindestens einen Meß schaltkreis geliefert wird; ein Meßkondensator (C_FX, C_P) in jedem des zumindest einen Meßschaltkreises (515a, 515b) vorgesehen wird; und der Meßstrom abwechselnd zum Meßkondensator, um den Meßkondensator zu laden, geleitet wird, und ein gespiegelter Meßstrom zum Meßkondensator zum Entladen des Meßkondensators geleitet wird.
Verfahren nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch Skalieren des Meßstroms (I(T)B), worin ein stromskalierender Faktor (B) durch programmierte Einstellungen (TRIMBIT_5...TRIMBIT_9) und durch einen Typ (T, P) des gemessenen Parameters bestimmt ist, wodurch die Frequenz des oszillierenden Meßsignals zum Optimieren einer Ablesung (NT, NP) des gemessenen Parameters eingestellt wird.
Verfahren nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch Versetzen des Meßkondensators von jedem des zumindest einen Meßschaltkreises in einen definierten Zustand, wenn jeder des zumindest einen Meßschaltkreises für eine Messung nicht in Gebrauch ist, indem ein kleiner Vorspannungsstrom (Ibias) zum Entladen des Meßkondensators gespiegelt wird, während der zumindest eine Meßschaltkreis für eine Messung nicht verwendet wird.
Verfahren nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch Leiten der Ausgabe des zumindest einen Meßschaltkreises an eine Einstell-Rücksetzschaltung (514); und Versetzen der Einstell-Rücksetzschaltung in einen definierten Zustand, wenn sie für eine Messung nicht in Gebrauch ist, indem der Ausgang des zumindest einen Meßschaltkreises geerdet wird, während die Einstell-Rücksetzschaltung für eine Messung nicht in Gebrauch ist.
Verfahren nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch orsehen einer Verzögerung zwischen der Zeit, wenn der Kipposzillator startet, und der Zeit, wenn das oszillierende Meßsignal an einen/ein Meßzähler/Register (230, 232, 234, 432, 434) geleitet wird, wodurch gestattet wird, daß sich der Kipposzillator stabilisiert, bevor eine Ablesung des gemessenen Parameters beginnt.