DE69709974T2

DE69709974T2 - Stossfühler

Info

Publication number: DE69709974T2
Application number: DE69709974T
Authority: DE
Inventors: Ching-Siang Chen
Original assignee: Silicon Systems Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1996-04-17
Filing date: 1997-04-16
Publication date: 2002-08-29
Anticipated expiration: 2017-04-17
Also published as: DE69709974D1; EP0802415A1; EP0802415B1; TW390997B; US5907258A; SG46773A1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Bewegungserfassung; in elektromechanischen Baueinheiten und Maschinen. Die Erfindung betrifft insbesondere eine Stoßfühlerschaltung des Typs, der im kennzeichnenden Teil von Anspruch 1 definiert ist.
Eine Schaltung des obenerwähnten Typs ist aus US-A-5.034.891 bekannt. Dieses Dokument offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Steuern der Betätigung eines Airbag-Rückhaltesystems. Die Vorrichtung enthält einen Sensor, der am Fahrzeug befestigt werden kann, um ein elektrisches Schwingungssignal zu liefern, das verschiedene Frequenzkomponenten enthält, die angeben, ob das Fahrzeug benutzt wird. Die bestimmten Frequenzkomponenten, die angeben, daß das Fahrzeug benutzt wird, fehlen, wenn das Fahrzeug nicht benutzt wird. Eine Filterschaltung ist an den Sensor angeschlossen, um ein elektrisches Signal zu liefern, das einen Wert besitzt, der den Wert der bestimmten Frequenzkomponenten angibt. Ein Integrator liefert ein Signal mit einem Wert, der den Wert des elektrischen Schwingungssignals angibt. Eine Summierschaltung summiert die Wert der Signale vom Integrator und von der Filterschaltung. Ein Signalgenerator liefert das Betätigungssignal, wenn das Signal von der Summierschaltung einen im voraus bestimmten Wert übersteigt.
Aus GB-A-2.158.243 ist ferner ein Beschleunigungsmesser-System bekannt, das geeignet ist, sowohl niederfrequente Beschleunigungen in Trägheitssystemen als auch hochfrequente Schwingungsbeschleunigungen zu messen. Das System umfaßt einen Rückkopplungs-Beschleunigungsmesser für niederfrequente Trägheitskräfte, der eine Prüfmasse und einen Hochfrequenz-Beschleunigungsmesser enthält. Der Ausgang des Hochfrequenz-Beschleunigungsmessers wird in einem Addierer mit dem Rückkopplungssignal von einem Positionsmeßwertwandler in der Rückkopplungsschleife des Niederfrequenz-Beschleunigungsmessers summiert.

TECHNISCHER HINTERGRUND

Da tragbare Personalcomputer (PCs), wie etwa Computer in der Größe von Laptops und Notebooks, allgegenwärtig sind, ist es für HDA-Entwickler wichtig geworden, die geläufigsten Ausfallursachen der tragbaren PCs zu identifizieren und zu eliminieren, um deren Zuverlässigkeit zu verbessern. Tragbare Computer sind im allgemeinen einigen Ausfallarten unterworfen, die für Desktop-Geräte kein Problem darstellen würden. Tragbare Computer können z. B. herunterfallen, während sie transportiert werden oder an ihnen gearbeitet wird, wobei Komponenten im tragbaren System beschädigt werden können. Eine der Hauptausfallursachen für tragbare PCs besteht in der Zerbrechlichkeit des Plattenlaufwerks und seine Stoßempflndlichkeit.
Festplatten spielen eine wichtige Rolle, wenn tragbaren Personalcomputern die gleiche Leistung und Funktionalität der Desktop-Computer verliehen wird. In Plattenlaufwerken enthält eine typische Festplattenbaueinheit (Hard Disk Assembly, HDA) eine oder mehrere drehbar montierte Platten mit einer äußerst dünnen magnetischen Beschichtung, die auf dem Plattensubstrat aufgebracht ist. Informationen werden im allgemeinen durch einen Lese/Schreib-Kopf von den Festplatten gelesen oder auf diesen aufgezeichnet. Eine HDA weist typischerweise eine sehr empfindliche Architektur auf, bei der zwischen dem Laufwerkkopf und der Platte ein sehr kleiner Spalt aufrechterhalten wird und dies macht die HDA besonders verwundbar in bezug auf Stoßbeschädigungen. Je kleiner dieser Spalt ist, desto mehr Daten kann eine Festplatte speichern, deshalb stellen kleine Spaltabmessungen für Festplatten die Norm dar.
Deswegen ist es bei Anwendungen mit Plattenlaufwerken wichtig, die Festplattenbaueinheit (HDA) vor Stößen und Gefährdungen aus der Umgebung zu schützen. Plattenhersteller erkennen dieses Problem und reagieren darauf durch die stoßgeschützte Anbringung der HDA. Trotzdem kann ein physischer oder mechanischer Aufprall die Datenintegrität oder die Hardware-Integrität einer Festplatte zerstören. Deswegen besteht dann, wenn übermäßige Stöße Festplattenlaufwerke schwer beschädigen, für den Benutzer das potentielle Risiko, daß er nicht nur die beschädigten Laufwerke ersetzen muß, sondern auch wertvolle Datenbanken verliert.
Deswegen muß immer dann, wenn übermäßige Stöße auftreten, ein Schreiben auf den Plattenlaufwerken verhindert werden, um auf den Laufwerken die Datenintegrität aufrechtzuerhalten und Beschädigungen an den Laufwerken zu verhindern. Für diesen Zweck kann ein Stoßdetektor verwendet werden, um übermäßige Stöße zu fühlen und zu erfassen sowie um einem eingebetteten Mikroprozessor zu signalisieren, daß das Schreiben auf den Plattenlaufwerken zu unterbrechen ist.
Der HDA-Stoßdetektor ist traditionell mit diskreten Komponenten implementiert, die Widerstands- und Kondensator-Komponenten enthalten. Die Verwendung von mehreren diskreten Komponenten verschlechtert nicht nur die Effektivität der Erfassungsschaltung in bezug auf die Kosten, sondern erfordert außerdem für die Aufnahme der Komponenten eine bedeutende Fläche auf der Leiterplatte. Eine umfangreichere Leiterplatte erhöht gewöhnlich die Kosten infolge verschiedener Faktoren, wie etwa höhere Kosten der Leiterplatte und der Einkapselung. Eine umfangreichere Ausdehnung könnte außerdem bedeuten, daß im System eine größere Wahrscheinlichkeit besteht, daß eine Komponente ausfällt und dadurch eine geringere Zuverlässigkeit des Gesamtsystems vorhanden ist.
Aktive RC-Filter des Standes der Technik erreichen ebenfalls keine steile Dämpfung des Eingangssignals unter den Halbwert oder -3 dB. Fig. 1 zeigt ein typisches Eingangsfilter des Standes der Technik, das unter Verwendung diskreter Komponenten implementiert ist. Das Filter besitzt zwei reelle Pole und eine Übertragung von null bei der Frequenz null. Der Stoßsensor 101 und der Widerstand 103 von 10 MΩ sind über den Kondensator 105 zum positiven Eingangsanschluß des Verstärkers 115 parallelgeschaltet. Der positive Eingangsanschluß des Verstärkers 115 ist außerdem über den Widerstand 107 und den Nebenschluß-Kondensator 109 an einen Referenzpunkt der Schaltung, wie etwa die Schaltungsmasse, angeschlossen. Der Kondensator 119 und der Widerstand 117 sind parallel zwischen dem Ausgangsanschluß des Verstärkers 115 und dem negativen Eingangsanschluß des Verstärkers 115 angeschlossen. Der negative · Eingangsanschluß des Verstärkers 115 ist außerdem über den Widerstand 111 und den Nebenschluß-Kondensator 113 an einen Referenzpunkt der Schaltung, wie etwa die Schaltungsmasse, angeschlossen.
In Fig. 1 schafft der Kondensator 105 eine Wechselspannungskopplung für den Stoßsignaleingang und blockiert Gleichspannungskomponenten. Die in Fig. 1 gezeigte Filterschaltung schafft eine ausreichende Unterdrückung der Gleichspannungskomponente sowie eine Zusatzverstärkung im Durchlaßband. Die Unterdrückung von Hochfrequenzkomponenten ist jedoch für die meisten HDA-Anwendungen nicht ausreichend. Die Überwindung dieses Nachteils erfordert Filter höherer Ordnung, die bessere Charakteristiken des Hochfrequenzverhaltens schaffen können. Dies vergrößert jedoch die Kosten und die Leiterplattenfläche.
Ferner zeigen aktive RC-Schaltungen, die Operationsverstärker mit Widerständen und Kondensatoren verwenden, Charakteristiken des instabilen Frequenzverhaltens, da die Filtercharakteristiken von den Widerstands- und Kondensatorwerten abhängig sind. Das Problem wird dadurch verstärkt, daß typische Stoßfiltercharakteristiken groß dimensionierte Widerstände und Kondensatoren erfordern, um niederfrequente Pol- und Nullstellen zu realisieren, die wiederum in der Technologie integrierter Schaltungen eine relative große Siliciumfläche belegen. Deswegen sind aktive RC-Schaltungen des Standes der Technik zur monolithischen Integration unter Verwendung z. B. der CMOS- Technologie nicht geeignet, wodurch es schwierig ist, das Problem zu vermindern.
Ferner sind die meisten Stoßdetektoren des Standes der Technik so beschaffen, daß sie aus Gründen der Einfachheit und geringer Kosten lediglich Stöße längs einer Achse erfassen. Während dieses Verfahren für einige Anwendungen ausreichend ist, ist es häufig nicht angemessen oder ausreichend, um übermäßige Stöße zu erfassen und zu kompensieren sowie um Festplattenlaufwerke zu schützen. Ein Ein-Achsen-Stoßdetektor wird z. B. keine vollständige Stoßerfassung ausführen, da das Stoßsignal lediglich längs einer Achse erfaßt wird und demzufolge eine weniger genaue Erfassung des tatsächlichen physikalischen oder mechanischen Stoßes erfolgt als dies erwünscht ist. Während eine weniger genaue Stoßerfassung für Desktop-Computer und Arbeitsstationen toleriert werden kann, kann sie häufig an vielen tragbaren Personalcomputern, wie etwa Laptop- Computer, kritische Schäden oder beschädigende Effekte bewirken.
Wenn jedoch für eine genauere Erfassung ein Zwei-Achsen-Stoßerfassungssystem unter Verwendung des Systems aus diskreten Komponenten entwickelt werden sollte, würde dies eine noch größere Leiterplattenfläche erfordern und die kompakte Abmessung müßte zugunsten der Genauigkeit geopfert werden. Fig. 2 zeigt einen herkömmlichen Vollweggleichrichter, der einen Summierer aufweist und durch diskrete Komponenten implementiert ist. In Fig. 2 ist das Eingangssignal an cien Vollweggleichrichter 211 der x-Achse geschaltet, der über den Widerstand 219 mit dem Summierer 215 verbunden ist. Der Ausgang des Summierers 215 ist mit dem LPF 217 gekoppelt, der Vout ausgibt. VINy ist an den Vollweggleichrichter 213 der y-Achse geschaltet, der über den Widerstand 221 ebenfalls mit dem Summierer 215 gekoppelt ist.
Stoßsignale von zwei Achsen müssen einzeln vollweggleichgerichtet werden bevor sie addiert werden, da der Stoß in jeder Achse entweder in positiver oder negativer Richtung erfolgen kann. Wie in Fig. 2 gezeigt ist, werden herkömmlich zwei Dioden verwendet, um den Strom in einer Richtung gleichzurichten. Diese Lösung ist nicht nur für eine CMOS-Implementierung ungeeignet, sie benötigt außerdem eine beträchtliche Siliciumfläche. Wie erläutert wurde, erhöht eine umfangreicher Aufbau die Kosten und ist für Anwendungen tragbarer Computer nicht geeignet.
Aus JP-A-62 236 366 ist eine Gleichrichterschaltung bekannt. Ein Operationsverstärker und ein Feldeffekttransistor werden so betrieben, daß die Vorwärtsspannung eines Thyristors durch einen Rückführungswiderstand kompensiert wird. Wenn der Thyristor eingeschaltet wird, fließt ein Strom durch eine Vorspannungsstromquelle, eine Diode, den FET und den Thyristor und die Schaltung wirkt als nicht invertierender Verstärker mit dem Verstärkungsfaktor 1. In diesem Fall legt die Stromquelle eine Vorspannung an, so daß der FET korrekt arbeitet. Wenn der Thyristor ausgeschaltet wird, fließt lediglich ein Reststrom, der durch den Widerstand bestimmt wird, so daß eine Impedanz zwischen dem ersten Anschluß, der mit der Stromquelle verbunden ist, und einem zweiten Anschluß, der mit dem Widerstand und dem Thyristor verbunden ist, sehr groß wird. Zu diesem Zeitpunkt wird eine Sättigung des Verstärkers durch zwei Zenerdioden verhindert.
Es besteht somit in der Technik ein Bedarf, die Nachteile des HDA-Stoßdetektors des Standes der Technik zu überwinden und einen Stoßdetektor zu schaffen, der durch eine Technologie der monolithischen Integration in kompakter Größe hergestellt werden kann und trotzdem eine verbesserte und zuverlässige Möglichkeit der Stoßerfassung gewährleistet. Die vorliegende Erfindung schafft einen derartigen vollständig integrierten Aufbau für einen Zwei-Achsen-HDA-Stoßdetektor.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung offenbart eine Stoßfühlerschaltung des anfangs erwähnten Typs, der die Merkmale des kennzeichnenden Teils von Anspruch 1 enthält. Filter sind vorzugsweise mit einem On-Chip-Vorspannungsgenerator integriert, so daß sie bei einer minimalen Anzahl externer Kondensatoren stabile abstimmbare und/oder programmierbare Frequenzverhalten schaffen können. Widerstandselemente sind vorzugsweise mit MOSFETs (Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren) implementiert, die durch einen On-Chip-Vorspannungsgenerator in geeigneter Weise vorgespannt sind.
Der Vollweggleichrichter ist unter Verwendung einer Technologie integrierter Schaltungen implementiert und enthält einen Operationsverstärker. Die Erfindung schafft zwei Vollweggleichrichter für die Stoßerfassung der X-Achse und der Y-Achse, so daß eine genauere und zuverlässige Stoßerfassung erreicht werden kann. Die Eingangssignale von den Stoßsensoren der X-Achse und der Y-Achse werden in Stromsignale umgesetzt und an die beiden Vollweggleichrichter geliefert. Die auf diese Weise vollweggleichgerichteten Ströme werden summiert und vorzugsweise tiefpaßgefiltert, um ein Ausgangssignal zu erzeugen. Da die Erfindung den Großteil ihres Systems in einer monolithischen Schaltungsanordnung integriert und lediglich wenige externe Komponenten benötigt, ist es möglich und erwünscht, die gesamte Erfassungsschaltungsanordnung mit piezokeramischen Sensoren in einem Gehäuse unterzubringen, wodurch Kosten und Leiterplattenfläche vermindert werden.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

Die vorliegende Erfindung wird nun weiter unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung beispielhaft beschrieben, in der:
Fig. 1 einen typischen Eingangsverstärker des Standes der Technik zeigt, der unter Verwendung diskreter Komponenten implementiert ist;
Fig. 2 einen herkömmlichen Vollweggleichrichter mit einem Summierer und einem Tiefpaßfilter (LPF) veranschaulicht;
Fig. 3 einen Blockschaltplan eines Zwei-Achsen-Stoßdetektors 10 gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 4 ein Frequenzverhalten für ein ideales Eingangsbandfilter zeigt;
Fig. 5 ein Frequenzverhalten für ein reales Eingangsbandfilter zeigt;
Fig. 6 eine bevorzugte Ausführungsform eines Bandfilters gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 7 das Frequenzverhalten des Bandfilters zeigt, das gemäß der Ausführungsform von Fig. 6 aufgebaut ist;
Fig. 8 das erweiterte Frequenzverhalten des Bandfilters zeigt, das gemäß der Ausführungsform von Fig. 6 aufgebaut ist;
Fig. 9 eine Ausführungsform eines Eingangshochpaßfilters gemäß der Erfindung zeigt;
Fig. 10 eine bevorzugte Ausführungsform eines Vorspannungsgenerators gemäß der Erfindung zeigt;
Fig. 11 eine alternative Ausführungsform eines Vorspannungsgenerators gemäß der Erfindung zeigt; und
Fig. 12 eine bevorzugte Ausführungsform eines Vollweggleichrichters mit einem Summierer und einem LPF gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER VORLIEGENDEN ERFINDUNG

Es wird eine Präzisions-HDA-Stoßfühlerschaltung beschrieben. In der folgenden Beschreibung werden zahlreiche spezielle Einzelheiten dargestellt, um ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung zu schaffen. Es ist jedoch für einen Fachmann offensichtlich, daß die vorliegende Erfindung ohne diese speziellen Einzelheiten ausgeführt werden kann. Andererseits wurden wohlbekannte Merkmale nicht genau beschrieben, um die vorliegende Erfindung nicht zu überdecken.
Fig. 3 zeigt einen Blockschaltplan einer Zwei-Achsen-Stoßdetektorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Stoßsensoren 301 und 307 sind durch piezokeramische Elemente implementiert, die an einer HDA angebracht sind. Als Antwort auf äußere Stöße gegen die HDA erzeugen die Stoßsensoren 301 und 307 kleine Wechselspannungssignale (typischerweise 0,5 Millivolt/G), deren Amplituden dem Betrag der Stöße proportional sind. Die Wechselspannungssignale von den Sensoren werden zunächst zur Bandbegrenzung an die Bandfilter 313 und 317 geliefert. Die bandbegrenzten Signale werden anschließend durch die Vollweggleichrichter 315 und 319 vollweggleichgerichtet und durch die Summierschaltung 321 addiert.
Der Ausgang der Summierschaltung 321 wird anschließend an ein Tiefpaßfilter 323 geliefert, um die Hochfrequenzkomponenten, die aus der Vollweggleichrichtung resultieren, zu entfernen. Ein Komparator 325 mit schwacher Hysterese vergleicht das gefilterte Signal mit einem Schwellenwert Vth und erzeugt ein logisches Signal SD, das signalisiert, daß die HDA einen Stoß erlitten hat, dessen Betrag über einem im voraus bestimmten Schwellenwert liegt. Das System, das in Fig. 3 durch gestrichelte Linien 300 umgeben ist, bezeichnet eine integrierte Schaltung, die die Bandfilter 313 und 317, die Vollweggleichrichter 315 und 319, die Summierschaltung 321, das Tiefpaßfilter 32 3 und den Komparator 325 umfaßt. Somit wird das logische Signal SD im Block 300 erzeugt und an einem Ausgangspin an die externe Umgebung geliefert.
Die Hauptanforderungen für Eingangsbandfilter, wie etwa die Filter 313 und 3 : 17 von Fig. 3, enthalten: ausreichende Unterdrückung sowohl der Gleichspannungs- als auch der Hochfrequenzkomponenten im Bereich von 20 kHz; eine Zusatzverstärkung für Signale im Bereich von 1 kHz bis 2,5 kHz. Das ideale Frequenzverhalten des Filters ist in Fig. 4 und seine realen Charakteristiken des Frequenzverhaltens sind in Fig. 5 dargestellt.
In Fig. 4 ist gezeigt, daß ein ideales Bandfilter, das im System 300 verwendet wird, eine konstante Verstärkung im Band zwischen den Grenzfrequenzen 1 kHz und 2,5 kHz aufweisen würde, wobei das Frequenzverhalten bei kleineren und größeren Frequenzen außerhalb des Bands gedämpft ist. Bei realen Bandfiltern ist das Frequenzverhalten eher so wie das von Fig. 5, in der die Verstärkung im Durchlaßband von 1 kHz bis 2,5 kHz näherungsweise konstant ist.
Fig. 6 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform des erfundenen Bandfilters. Das Bandfilter ist durch ein Hochpaßfilter (HPF) 600 realisiert, das kaskadenartig mit einem Tiefpaßfilter (LPF) 602 angeordnet ist. In Fig. 6 ist der Stoßsensor 601 an einen externen Kondensator 603 (mit einem Kapazitätswert C1) gekoppelt, der mit dem positiven Eingangsanschluß des Verstärkers 606 verbunden ist. Der positive Eingangsanschluß des Verstärkers 606 ist außerdem an einen Wert R1 gekoppelt. Der On-Chip-Widerstand 609 (Widerstandswert R2) und ein externer Kondensator 611 (Kapazitätswert C2) sind in Serie zwischen einer Referenzspannung VR und dem negativen Eingangsanschluß des Verstärkers 606 angeschlossen. Ein On-Chip-Rückkopplungswiderstand 607 (Widerstandswert R3) ist zwischen dem negativen Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß des Verstärkers 606 angeschlossen.
Der Ausgangsanschluß des Verstärkers 606 ist an den Widerstand 613 (Widerstandswert R4) angeschlossen, der mit dem Schaltungspunkt 623 verbunden ist. Der Schaltungspunkt 623 ist über den Widerstand 619 (Widerstandswert R5) an den negativen Eingangsanschluß des Verstärkers 620 angeschlossen. Der Schaltungspunkt 623 ist über den Kondensator 615 (Kapazitätswert C3) an einen Schaltungsreferenzpunkt, wie etwa Schaltungsmasse, angeschlossen. Der positive Eingangsanschluß des Verstärkers 620 ist an einen Schaltungsreferenzpunkt, wie etwa Schaltungsmasse, angeschlossen. Der Ausgangsanschluß des Verstärkers 620 ist über den Kondensator 621 (Kapazitätswert C4) an den negativen Eingangsanschluß des Verstärkers 620 angeschlossen und über den Widerstand (Widerstandswert R6) mit dem Schaltungspunkt 623 verbunden.
Der nicht invertierende Verstärker 606 und die On-Chip-Widerstände 607 und 609 bilden gemeinsam mit den externen Komponenten 603, 605 und 611 ein aktives RC- Hochpaßfilter (HPF) 600, dessen Übertragungsfunktion wie folgt abgeleitet wird:
Der Kondensator 603 und der Widerstand 605 im ersten Teil der HPF-Ubertragungsfunktion realisieren eine Übertragung null bei der Frequenz null sowie einen Pol unterhalb von 1 Hz. Der Kondensator 603 wird verwendet, um eine Wechselspannungskopplung für den Stoßsignaleingang zu schaffen und dadurch die Gleichspannungskomponente des Stoßsignals zu blockieren. Der Widerstand 605 wird verwendet, um das Stoßsignal auf eine Referenzspannung VR vorzuspannen. Die Widerstände 607, 609 und der Kondensator 611 im zweiten Teil der HPF- Übertragungsfunktion realisieren eine Übertragung null bei etwa 100 Hz und einen Pol bei etwa 1 kHz. Bei höheren Frequenzen schafft das HPF (R2 + R3) eine Verstärkung von
(R&sub2; + R&sub3;)/R&sub2;
Der invertierende Verstärker 620 mit den On-Chip-Widerständen 613, 617, 619 und den Kondensatoren 615, 621 bildet das aktive RC-Tiefpaßfilter 602, dessen Übertragungsfunktion wie folgt abgeleitet ist:
Die RC-Komponenten realisieren zwei komplex-konjugierte Pole mit einer -3 dB- Frequenz bei etwa 3 kHz und einem Gütefaktor bei Q = 0,6. Bei niedrigen Frequenzen schafft das LPF eine Verstärkung von (R&sub6;/R&sub4;).
Bei idealen Werten der Komponenten würde das Frequenzverhalten des in Fig. 6 gezeigten Bandfilters so verlaufen, wie in Fig. 7 gezeigt ist. Fig. 8 ist ein erweitertes Diagramm des Frequenzverhaltens von Fig. 7. Wie in Fig. 8 gezeigt ist, schafft das Filter eine wesentliche Zusatzverstärkung von etwa 15 dB im Durchlaßband von 1 kHz bis 2,5 kHz und besitzt ein Sperrband, das Gleichspannung- und Hochfrequenzkomponenten (über 20 kHz) um mehr als 30 dB (in bezug auf die Komponenten im Durchlaßband) unterdrückt. Die Zusatzverstärkung im gewählten Durchlaßband ist so vorgesehen, daß die empfindlichste Möglichkeit der Stoßerfassung im Bereich der Eingangssignalfrequenzen von etwa 1 kHz bis 2,5 kHz erfolgt. Dadurch gewährleistet das in Fig. 6 gezeigte integrierte Filter höherer Ordnung bessere Hochfrequenz- Charakteristiken als Filter mit diskreten Komponenten des Standes der Technik wie das in Fig. 1 gezeigte Filter und erfordert trotzdem eine minimale Anzahl externer Kondensatoren und eine minimale Erhöhung der Leiterplattenfläche und der Kosten.
Herkömmlich werden On-Chip-Widerstände in Abhängigkeit ihrer Anwendungen durch Polysilicium, p&spplus;-Diffusion, p&supmin;-Diffusion oder eine Quelle implementiert. Wenn Widerstände durch Polysilicium, p&spplus;-Diffusion, p&supmin;-Diffusion oder eine Wanne implementiert werden, sind sie typischerweise Gegenstand von Prozeßschwankungen und weisen einen großen Toleranzbereich auf (größer 30%), wodurch sich der Qrt der Pole und Nullstellen der Filter beträchtlich verschiebt. Dadurch werden Filter mit diesen Widerstandstypen weniger zuverlässig als erwünscht und in manchen Fällen unannehmbar.
Um ein zuverlässiges Frequenzverhalten zu liefern, wird deshalb in der vorliegenden Erfindung zur Implementierung von On-Chip-Widerständen ein im Triodenbereich als linearer Widerstand vorgespannter MOSFET verwendet. Sein Funktionsprinzip wird unter Bezugnahme auf Fig. 9 beschrieben. Fig. 9 veranschaulicht ein Hochpaßfilter, das gemäß der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist.
In Fig. 9 ist der Eingang VIN über den Kondensator 901 an den positiven Eingangsanschluß des Verstärkers 905 angeschlossen. Der positive Eingangsanschluß des Verstärkers 905 ist außerdem über den Widerstand 903 an die Referenzspannung VR angeschlossen. Der negative Eingangsanschluß des Verstärkers 905 ist über einen MOSFET 909 und den Kondensator 907 an VR angeschlossen. Die MOSFETs Ma,1, Ma,2, ..., Ma,N-1 sind in Reihe zwischen dem Ausgangsanschluß des Verstärkers 905 und dem negativen Eingangsanschluß des Verstärkers 905 angeschlossen, wobei ihre Gate- Anschlüsse gemeinsam mit dem Schaltungspunkt 913 verbunden sind. Der Gate- Anschluß des MOSFET 909 ist außerdem mit dem Schaltungspunkt 913 verbunden.
Die MOSFETs Mb,1, Mb,2, ..., Mb,N sind in Reihe zwischen einer Präzisions- Stromquelle IB und der Referenzspannung VR angeschlossen, wobei ihre Gate- Anschlüsse gemeinsam mit dem Schaltungspunkt 913 verbunden sind. Die Präzisions- Stromquelle 'B ist außerdem an den negativen Eingangsanschluß des Verstärkers 911 angeschlossen. Der nicht invertierende Eingangsanschluß des Verstärkers 911 ist mit einer Referenzspannung gekoppelt, die (VR + VX) beträgt, wie in Fig. 9 gezeigt ist. Der Ausgangsanschluß des Verstärkers 911 ist mit dem Schaltungspunkt 913 verbunden. Die gestrichelten Linien in Fig. 9 geben die Begrenzung des Chips der integrierten Schaltung an.
Der Strom von der Präzisions-Stromquelle IB wird durch die MOSFETs Mb,1, Mb,2, ..., Mb,N gezwungen, die im Triodenbereich durch einen offenen Verstärker 911 vorgespannt sind. Der Ersatzwiderstand des Mb,n ist somit die Spannung über Mb,n, die durch den offenen Verstärker 911 auf einen Spannungswert Vx gezwungen wird, dividiert durch die Stromquelle IB. Der Mb,n wird dann gespiegelt, um Widerstände wie die in Fig. 6 gezeigten Widerstände 607 oder 609 zu implementieren. Das System von Fig. 9 schafft ein stabiles Frequenzverhalten, da sowohl VX als auch IB gegenüber Prozeß- und Temperaturschwankungen relativ stabil sind. Außerdem können entweder die Stromquelle oder VX und somit das Frequenzverhalten des Filters für eine höhere Genauigkeit eingestellt oder programmiert werden, um deren Werte an verschiedene Anforderungen der HDA-Konstruktion anzupassen.
Ein MOSFET, der im Triodenbereich als Widerstand vorgespannt ist, besitzt einen relativ großen Spannungskoeffizienten. Mit anderen Worten, die Widerstandswerte von 607 und 609 werden sich mit den Anschlußspannungen an den MOSFETs etwas ändern. Der Spannungskoeffizient kann minimiert werden, wenn der MOSFET im starken Triodenbereich vorgespannt wird und die Spannungen über dem MOSFET auf einen Bereich von +200 Millivolt von seinem Arbeitspunkt beschränkt werden. Die HSPICE- Simulation hat gezeigt, daß die Widerstandswerte, die auf diese Weise implementiert werden, um weniger als 10% schwanken und in den meisten Anwendungen annehmbar sind. Bei Anwendungen, die engere Toleranzen der Widerstandswerte erfordern, kann jedoch eine in Fig. 10 dargestellte Schaltung verwendet werden, um die MOSFETs vorzuspannen.
Fig. 10 zeigt einen Schaltplan eines verbesserten Vorspannungsgenerators gemäß der vorliegenden Erfindung. In Fig. 10 ist eine Stromquelle IB an den positiven Eingangsanschluß der Verstärkers 931 angeschlossen, dessen negativer Eingangsanschluß mit (VR + VX) verbunden ist. Die NMOS-Transistoren M1 und M3 sind in Reihe zwischen VCC und GND geschaltet. Auch die NMOS-Transistoren M2 und M4 sind in Reihe zwischen VCC und GND geschaltet. Der Ausgangsanschluß des Verstärkers 931 ist als Vorspannung Vg an die Gate-Anschlüsse der Transistoren M1 und M2 angeschlossen. Der Gate-Anschluß von M3 ist an die Stromquelle Ig angeschlossen. Die PMOS-Transistoren M5 und M6 sind in Reihe zwischen Ig und VR geschaltet. VR ist außerdem an den Gate-Anschluß von M4 angeschlossen. Der Gate- Anschluß des Transistors M5 ist mit dem Schaltungspunkt 933 verbunden. Der Gate- Anschluß des Transistors M6 ist mit dem Schaltungspunkt 935 verbunden. In dieser in Fig. 1O gezeigten Konfiguration sind die Transistoren M1, M2, M3 und M4 im Sättigungsbereich vorgespannt, während M5 und M6 im Triodenbereich als lineare Widerstände vorgespannt sind,
Fig. 10 enthält ein PMOS-Widerstandselement, das von gestrichelten Linien umgeben ist. In Fig. 10 sind die Vorspannungen für M5 und M6 derart, daß die Drain-Source- Spannungsabfälle von M5 und M6 in der gleichen Weise wie in Fig. 9 gleich VX sind. In diesem Fall werden jedoch die Vorspannungen der Transistoren M5 und M6 außerdem von ihren Anschlußspannungen abgeleitet, da M3 und M4 Source-Folger mit M1 und M2 als Last der Stromquelle sind. Dadurch eliminiert die Schaltung die Spannungsabhängigkeit von den Anschlußspannungen des MOSFET- Widerstandselements auf die erste Ordnung, wodurch die Betriebszuverlässigkeit verbessert wird. Bei Verwendung als Widerstandselement in einer Schaltung, um z. B. den Widerstand 607, 609, 613, 617 oder 619 von Fig. 6 zu ersetzen, werden die Gate- Anschlüsse der Transistoren M3 und M4 als die beiden Anschlüsse des Widerstandselements verwendet.
Fig. 11 zeigt eine alternative Ausführungsform eines Vorspannungsgenerators gemäß der vorliegenden Erfindung. In Fig. 11 sind die NMOS-Transistoren M11 und M12 parallel zwischen IB und VR angeschlossen. Der Ausgangsanschluß des Verstärkers 941 ist als Vorspannung VB an die Gate-Anschlüsse der Transistoren M9 und M10 angeschlossen. VR ist außerdem an den Gate-Anschluß von M8 angeschlossen. Der Gate-Anschluß des Transistors M11 ist mit dem Schaltungspunkt 945 verbunden. Der Gate-Anschluß des Transistors M12 ist mit dem Schaltungspunkt 943 verbunden.
Bei dem in Fig. 11 gezeigten NMOS-Widerstandselement sind die Vorspannungen sowohl für Mll als auch M12 derart, daß wie beim PMOS-Widerstand von Fig. 10 die Drain-Source-Spannungsabfälle von M11 und M12 gleich VX sind. Der NMOS- Widerstand eliminiert ebenfalls die Spannungsabhängigkeit der Anschlußspannungen des MOSFET-Widerstandselements auf die erste Ordnung. Bei Verwendung als Widerstandselement in einer Schaltung, um z. B. den Widerstand 607, 609, 613, 617 oder 619 von Fig. 6 zu ersetzen, werden die Gate-Anschlüsse der Transistoren M7 und M8 als die beiden Anschlüsse des Widerstandselements verwendet.
Somit kann in Abhängigkeit von den Anwendungen oder den IC-Prozeßcharakteristiken entweder der PMOS-Widerstand oder der NMOS-Widerstand, die oben beschrieben wurden, alternativ oder in Kombination als Präzisions-Widerstandselement verwendet werden.
Fig. 12 zeigt eine Schaltung, die Zwei-Achsen-Vollweggleichrichterschaltungen, eine Summierschaltung und ein Tiefpaßfilter enthält und mit der monolithischen IC- Technologie kompatibel ist. Fig. 12 enthält einen X-Achsen-Vollweggleichrichter 950 und einen Y-Achsen-Vollweggleichrichter 952. In Fig. 12 ist das Signal VINX des X- Achsen-Sensors über den Widerstand R7a an den negativen Eingangsanschluß des Verstärkers 951 angeschlossen. Der positive Eingangsanschluß des Verstärkers 951 ist an VR angeschlossen. Die MOS-Transistoren M16, M13, M14 und M15 sind in Reihe zwischen VCC und Masse geschaltet. Die Stromquelle 11 ist an den Gate-Anschluß des NMOS-Transistors M13 und den Source-Anschluß des PMOS-Transistors M19 angeschlossen, dessen Drain-Anschluß mit Masse verbunden ist. Der Source-Anschluß des PMOS-Transistors M14 ist außerdem an den negativen Eingangsanschluß des Verstärkers 951 angeschlossen. Der Ausgang des Verstärkers 951 ist an die Gate- Anschlüsse der PMOS-Transistoren M14 und M19 angeschlossen.
In Fig. 12 ist VINy über den Widerstand R7b an den negativen Eingangsanschluß des Verstärkers 953 angeschlossen. Der positive Eingangsanschluß des Verstärkers 953 ist mit VR verbunden. Der NMOS-Transistor M20 und der PMOS-Transistor M21 sind in Reihe geschaltet. Der Drain-Anschluß des Transistors M20 ist mit dem Drain-Anschluß des Transistors M13 verbunden. Der Drain-Anschluß des Transistors M21 ist mit dem Drain-Anschluß des Transistors M15 verbunden. Die Stromquelle 12 ist an den Gate- Anschluß des NMOS-Transistors M20 und den Source-Anschluß des PMOS-Transistors 22 angeschlossen, dessen Drain-Anschluß mit Masse verbunden ist. Der Source- Anschluß des PMOS-Transistors M21 ist außerdem an den negativen Eingangsanschluß des Verstärkers 953 angeschlossen. Der Ausgang des Verstärkers 953 ist an die Gate- Anschlüsse der PMOS-Transistoren M21 und M22 angeschlossen.
Der Drain-Anschluß des NMOS-Transistors M15 ist mit seinem Gate-Anschluß verbunden, der außerdem mit dem Gate-Anschluß des NMOS-Transistors M18 verbunden ist. Der PMOS-Transistor M17 ist zwischen VCC und dem Gate-Anschluß des Transistors M15 angeschlossen. Der Gate-Anschluß des Transistors M17 ist mit dem Gate-Anschluß des Transistors M16 verbunden. Der Drain-Anschluß des Transistors M18 ist über den Widerstand 959 an den negativen Eingangsanschluß des Verstärkers 955 angeschlossen, wobei sein Source-Anschluß mit Masse verbunden ist. Der positive Eingangsanschluß des Verstärkers 955 ist mit der Referenzspannung VR verbunden. Der Kondensator 957 ist zwischen Masse und dem Drain-Anschluß des Transistors M18 angeschlossen. Der Widerstand 961 ist zwischen dem Ausgang Vout des Verstärkers 955 und dem Drain-Anschluß des Transistors M18 angeschlossen. Der Kondensator 963 ist zwischen dem Ausgang des Verstärkers 955 und dem negativen Eingangsanschluß des Verstärkers 955 angeschlossen.
In Fig. 12 wird die Eingangsspannung VINx zunächst durch einen linearen Widerstand R7a in einen in einer Richtung fließenden Strom umgesetzt. Wenn die Eingangsspannung VR überschreitet, fließt ein Strom in die Richtung von VINX zu R7a und durch M14. Der Ausgang des Verstärkers 951 und somit die Gate-Spannungen von M14 und M19 werden in den negativen Bereich gesteuert, so daß M14 und M19 erzwungenermaßen eingeschaltet werden (Zustand ON). Die Gate-Spannung von MI3 ist ausreichend klein, so daß M13 ausgeschaltet wird (Zustand OFF). Dieser Strom fließt somit über VINx, M14 und M15. M15 ist in Diodenschaltung und spiegelt somit den gleichen Strombetrag, der durch M18 fließt.
Wenn die Eingangsspannung umgekehrt kleiner als VR ist, fließt ein Strom durch M13 zu VINX. Der Ausgang des Verstärkers 951 und somit die Gate-Spannungen von M14 und M19 werden ausreichend groß, so daß M14 und M19 erzwungenermaßen ausgeschaltet werden (Zustand OFF) und M13 wird erzwungenermaßen eingeschaltet (Zustand ON). Dieser Strom fließt durch M16 und wird in M17 und durch M15 gespiegelt. Die Transistoren M16 und M17 bilden in der gleichen Weise wie M15 und M18 einen Stromspiegel mit aufeinander abgestimmtem Transistorpaar. Deswegen erzeugt der in Fig. 12 gezeigte X-Achsen-Vollweggleichrichter 950 einen dem Betrag der Eingangsspannung VINx proportionalen Strom, der unabhängig davon, ob das Stoßsignal in positiver oder negativer Richtung erfolgt, durch M15 fließt.
Der in Fig. 12 gezeigte Y-Achsen-Vollweggleichrichter 952 arbeitet in gleicher Weise und es fließt außerdem ein dem Betrag der Eingangsspannung VINy proportionaler Strom durch M15. Diese beiden Ströme von den X-Achsen- und Y- Achsen-Vollweggleichrichtern werden in M15 addiert und in M18 sowie durch ein On- Chip-RC-Netzwerk, das ein Tiefpaßfilter bildet, um aus der Vollweggleichrichtung resultierende Hochfrequenz-Komponenten zu unterdrücken, in einen Operationsverstärker gespiegelt.
Das Tiefpaßfilter ist in Fig. 12 allgemein mit LPF angegeben und umfaßt den Verstärker 955, die Widerstände 959 und 961 und die Kondensatoren 957 und 963. Die Widerstände im RC-Netzwerk können durch MOSFETs realisiert werden, die im starken Triodenbereich in der obenbeschriebenen Weise vorgespannt sind. Es wird angemerkt, daß der Wert des Ersatzwiderstands des MOSFET-Widerstands durch VX und IB bestimmt ist. Durch Abstimmen und/oder Programmieren verschiedener Werte für VX und IB kann der Wert eines MOSFET-Widerstands eingestellt werden. Die Transistoren M15, M16, M17 und M18 werden in der bevorzugten Ausführungsform von Fig. 12 typischerweise im Sättigungsbereich betrieben.
Die vorliegende Erfindung schafft somit eine genaue und zuverlässige Möglichkeit der Stoßerfassung in einem kompakten Systemaufbau. Wie oben festgestellt wurde, sind die Vorteile der Erfindung insbesondere bei HDA-Anwendungen für tragbare Computer wertvoll. Die Vorteile der vorliegenden Erfindung lauten:
Die Topologie von Filtern höherer Ordnung stimmt mit den Systemanforderungen eng überein;
Stabiles Frequenzverhalten bei Temperatur-, Versorgungsspannungs- und Prozeßschwankungen;
Minimale Anzahl der benötigten externen Entkopplungskondensatoren;
Abstimmbares/programmierbares Frequenzverhalten.
Somit wurde ein mit der Technologie integrierter Schaltungen kompatibles Zwei- Achsen-Stoßerfassungssystem beschrieben, das ein kompaktes integriertes Filter höherer Ordnung enthält.
Obwohl die vorliegende Erfindung verschiedene Ausführungsformen von Widerständen, Gleichrichtern und weiteren Schaltungen, die MOSFETs verwenden, beschreibt, können außerdem weitere geeignete FETs verwendet werden, um die vorliegende Erfindung zu realisieren. Zum Beispiel können weitere Dünnfilm- Materialien, wie etwa Siliciumnitrid, an Stelle eines Oxidfilms verwendet werden, um Feldeffekttransistoren zu bilden. In Abhängigkeit von Konstruktions- und Kostenbetrachtungen stehen offensichtlich weitere Isolator-Dünnfilme zur Verfügung, um einen FET zu bilden, ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen.
Es wäre außerdem für Fachmänner selbstverständlich, daß in verschiedenen Einzelheiten Änderungen erfolgen können, ohne von der Erfindung abzuweichen. Zum Beispiel könnten bei entsprechenden Änderungen der Spannungspolaritäten die MOS- Transistoren des N-Typs durch MOS-Transistoren des P-Typs und umgekehrt ersetzt werden.
Somit wurde eine Präzisions-HDA-Stoßfühlerschaltung beschrieben.

Claims

1. Stoßfühlerschaltung zum Erfassen von Stromsignalen von einem Stoßfühler, mit:

einem ersten Bandfilter (313), das einen Widerstand und einen Kondensator enthält;

einem ersten Vollweggleichrichter (315; 950), der mit dem ersten Bandfilter (313) verbunden ist;

einem zweiten Bandfilter (317) mit einem zweiten Widerstand und einem zweiten Kondensator;

einem zweiten Vollweggleichrichter (319; 952), der mit dem zweiten Bandfilter (3I7) verbunden ist;

einer Summierschaltung (321), die mit dem ersten und dem zweiten Vollweggleichrichter (315, 319; 950, 952) verbunden ist,

dadurch gekennzeichnet, daß

der erste Vollweggleichrichter (315; 950) enthält:

eine Stromquelle (11);

einen Verstärker (951), der mit einem ersten Eingangssignal (VINx) gekoppelt ist;

einen ersten FET (M13) und einen zweiten FET (M14), die in Serie zwischen einem ersten Schaltungspunkt und einem zweiten Schaltungspunkt angeschlossen sind;

einen dritten FET (M19), der zwischen der Stromquelle und Masse angeschlossen ist;

wobei ein Gate-Anschluß des ersten FET (M13) mit der Stromquelle gekoppelt ist;

wobei ein Ausgangsanschluß des Verstärkers (951) mit Gate-Anschlüssen des zweiten und des dritten FET (M14, M19) verbunden ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, bei der der zweite Vollweggleichrichter (319; 952) enthält:

eine zweite Stromquelle (12);

einen zweiten Verstärker (953), der mit einem zweiten Eingangssignal (VINx) gekoppelt ist;

einen vierten FET (M20) und einen fünften FET (M21), die in Serie zwischen dem ersten und dem zweiten Schaltungspunkt angeschlossen sind;

einen sechsten FET (M22), der zwischen der zweiten Stromquelle und Masse liegt;

wobei ein Gate-Anschluß des vierten FET (M20) mit der zweiten Stromquelle verbunden ist;

wobei ein Ausgangsanschluß des zweiten Verstärkers (953) mit Gate- Anschlüssen des fünften und des sechsten FET (M21, M22) verbunden ist.

3. Schaltung nach Anspruch 2, ferner mit einer Stromspiegelschaltung, enthaltend:

einen mit dem ersten Schaltungspunkt verbundenen siebten FET (M16) mit einem stromführenden Anschluß, wobei ein Gate-Anschluß des siebten FET (M16) mit dem ersten Schaltungspunkt verbunden ist;

einen mit dem zweiten Schaltungspunkt verbundenen achten FET (M15) mit einem stromführenden Anschluß, wobei ein Gate-Anschluß des achten FET (MiS) mit dem zweiten Schaltungspunkt verbunden ist; und

einen neunten FET (M17), der mit dem achten FET (M15) verbunden ist.

4. Schaltung nach Anspruch 3, ferner mit einem Tiefpaßfilter (323), enthaltend:

einen dritten Verstärker (955);

einen dritten Widerstand (961) und einen dritten Kondensator (963) parallel zwischen einem negativen Eingangsanschluß des dritten Verstärkers (955) und einem Ausgangsanschluß des dritten Verstärkers (955); und

einen zehnten FET (M18), der zwischen dem negativen Eingangsanschluß des dritten Verstärkers (955) und Masse liegt, wobei ein Gate-Anschluß des zehnten FET (M18) mit dem achten FET (M15) verbunden ist.

5. Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Widerstandsschaltung des ersten Bandfilters (313) eine FET-Transistorschalltung enthält;

wobei die FET-Transistorschaltung enthält:

einen elften FET (M3; M7) und einen dazu in Serie angeschlossenen zwölften FET (M1; M9);

einen dreizehnten FET (M4; M8) und einen damit in Serie angeschlossenen vierzehnten FET (M2; M10);

einen fünfzehnten FET (M5; M12) sowie einen sechzehnten FET (M6; 11) parallel zwischen den Gate-Anschlüssen des elften FET (M3; M7) und des dreizehnten FET (M4; M8);

eine an die Gate-Anschlüsse des zwölften FET (M1; M9) und des vierzehnten FET (M2; M10) angelegte Vorspannung;

einen Gate-Anschluß des fünfzehnten FET (M5; M12), der mit einem Anschluß eines Kanals des zwölften FET (M1; M9) verbunden ist;

einen Gate-Anschluß des sechzehnten FET (M6; M11), der mit einem Anschluß des Kanals des vierzehnten FET (M2; M10) verbunden ist; und

einen Gate-Anschluß des elften FET (M3; M7) und einen Gate-Anschluß des dreizehnten FET (M4; M8), die als Widerstandsanschlüsse benutzt werden.