DE69415555T2 - METHOD AND DEVICE FOR ENCRYPTING AND DECRYLING AUDIO SIGNALS - Google Patents
METHOD AND DEVICE FOR ENCRYPTING AND DECRYLING AUDIO SIGNALSInfo
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Abstract
Description
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Verwürfeln und Entwürfeln von Audiosignalen.The present invention relates to a method and a device for scrambling and descrambling audio signals.
Im Stand der Technik werden zum Verwürfeln und Entwürfeln von Audiosignalen verschiedene Frequenzverschiebungsverfahren verwendet. Frühere Audio-Entwürfelungsverfahren leiden jedoch unter einem Zischen in Form von "Weißrauschen" und, was noch wichtiger ist, unter einem Bandträgerpfeifen, das durch Kreuzmodulation der beiden Trägerfrequenzen verursacht wird. Im Stand der Technik wurde die Verwendung von kostspieliger Schalttechnik wie Selektionsfilter für Mischerschaltkreise, 0-Grad- und 90-Grad Breitband-Netzwerke für alle Frequenzen sowie 0-Grad- und 90- Grad-Schaltkreise vorgeschlagen, um die Trägerfrequenzen mit konstanter Amplitude zu variieren und die Verstärkung von Phasenverschiebungsmischern für eine Seitenbandunterdrückung auszugleichen. Außerdem führt ihre Verschiebung im Ergebnis der Trägerschwingungsableitung zu einem hörbaren Pfeifen, da die im Stand der Technik verwendeten Mischer im allgemeinen nicht zeitstabil sind.In the prior art, various frequency shifting techniques are used to scramble and descramble audio signals. However, previous audio descrambling techniques suffer from hissing in the form of "white noise" and, more importantly, from band carrier whistle caused by cross-modulation of the two carrier frequencies. In the prior art, the use of expensive circuitry such as selection filters for mixer circuits, 0-degree and 90-degree wideband networks for all frequencies, and 0-degree and 90-degree circuits has been proposed to vary the carrier frequencies with constant amplitude and to balance the gain of phase shift mixers for sideband rejection. In addition, their shifting results in audible whistle as a result of the carrier wave derivation, since the mixers used in the prior art are generally not time stable.
Vorrichtungen im Stand der Technik mit einem oder mehreren der erkannten Probleme sind zum Beispiel im US-Patent Nr. 4,636,853 von Forbes und in den US-Patenten Nr. 5,058,159 und 5,159,631 von Quan beschrieben.Prior art devices having one or more of the identified problems are described, for example, in U.S. Patent No. 4,636,853 to Forbes and U.S. Patent Nos. 5,058,159 and 5,159,631 to Quan.
Zum völligen Verständnis der vorliegenden Erfindung wird eine Nachprüfung des Standes der Technik hilfreich sein.To fully understand the present invention, a review of the prior art will be helpful.
Fig. 1 ist das Schaltbild der Schlüsselelemente eines Schaltkreises einer Vorrichtung zum Entwürfeln wie sie im US-Patent Nr. 4,636,853 ('853) von Forbes beschrieben ist. Die Vorrichtung zum Entwürfeln 10 gemäß Patent '853 von Forbes weist einen verwürfelten Audioeingang 34 auf, der an den Phasenschieber 20 für alle Frequenzen angeschlossen ist und einen 0-Grad-Ausgang 38 und einen 90-Grad-Ausgang 39 aufweist. Das verwürfelte Audiosignal hat eine Offset-Frequenz 36 F&sub1; - F&sub2; gemäß Fig. 2A. Diese stellt die verwürfelte Tonfrequenz-Fehlanpassung durch eine Offset-Frequenz dar, die durch den Verwürfelungsvorgang bestimmt ist. Die phasenverschobenen Ausgangsgrößen werden an einen ersten Eingang der verzerrungsfreien Modulatoren 21 und 27 angeschlossen.Fig. 1 is a circuit diagram of the key elements of a descrambler as described in U.S. Patent No. 4,636,853 ('853) to Forbes. The descrambler 10 of the '853 patent to Forbes includes a scrambled audio input 34 connected to the all frequency phase shifter 20 and having a 0 degree output 38 and a 90 degree output 39. The scrambled audio signal has an offset frequency 36 F1 - F2 as shown in Fig. 2A. This represents the scrambled audio frequency mismatch by an offset frequency determined by the scrambling process. The phase shifted outputs are connected to a first input of the distortion-free modulators 21 and 27.
Ein Frequenzgenerator 22 erzeugt eine Rechteckwellenfrequenz (F&sub1;), die in ein Selektionsfilter 24 eingespeist wird, um beliebige Oberwellen zu entfernen, womit eine reine Sinuswelle erzeugt wird. Diese F&sub1; Sinuswelle wird an einen 0-Grad und 90-Grad- Phasenschieber 25 angelegt. Die Ausgänge des Phasenschiebers 25 wiederum sind an zweite Eingänge der verzerrungsfreien Modulatoren 21 bzw. 27 angeschlossen. Die Ausgänge des ersten und des zweiten verzerrungsfreien Modulators werden im Summierer 28 addiert, um ein Signal 37 zu erzeugen. Dieses Ausgangssignal 37 wird an den ersten Eingang eines zweiten Mischers 30 über ein Hochpaßfilter 29 angelegt, das gemäß Fig. 2B nur F&sub1; und das obere Seitenband durchläßt.A frequency generator 22 generates a square wave frequency (F1) which is fed into a selection filter 24 to remove any harmonics, thus producing a pure sine wave. This F1 sine wave is applied to a 0 degree and 90 degree phase shifter 25. The outputs of the phase shifter 25 are in turn connected to second inputs of the distortion-free modulators 21 and 27, respectively. The outputs of the first and second distortion-free modulators are added in summer 28 to produce a signal 37. This output signal 37 is applied to the first input of a second mixer 30 through a high pass filter 29 which, as shown in Fig. 2B, only passes F1 and the upper sideband.
Ein zweiter Rechteckwellenfrequenzgenerator 23 erzeugt gemäß Fig. 1 und 2B ein Signal F&sub2;. Diese Rechteckwelle wird durch das Selektionsfilter 26 zum Entfernen beliebiger Oberwellen gefiltert, um ein reines Sinuswellensignal zu erzeugen. Dieses reine Sinuswellensignal wird an einen zweiten Eingang des dritten Mischers 30 angelegt. Der Ausgang des dritten Mischers 30 ist mit einem Tiefpaßfilter 31 verbunden, um ein entwürfeltes Ausgangssignal 35 zu erzeugen.A second square wave frequency generator 23 generates a signal F2 as shown in Figures 1 and 2B. This square wave is filtered by the selection filter 26 to remove any harmonics to produce a pure sine wave signal. This pure sine wave signal is applied to a second input of the third mixer 30. The output of the third mixer 30 is connected to a low pass filter 31 to produce a descrambled output signal 35.
Das zweite Spektraldiagramm in Fig. 2B zeigt den Eingang zum dritten Mischer 30. Die Frequenz F&sub1; stellt hier die restliche Trägerfrequenz-Durchführung von den Mischern 21 und 27 dar. Fig. 2C zeigt das Verhältnis einer Trägerfrequenz F&sub2; zu F&sub1; in Fig. 2B und des in Fig. 2A dargestellten verwürfelten Audiosignals. Die Fig. 2D stellt das Verhältnis der spektralen Eigenschaften des entwürfelten Signals 35 und der Restkomponente der Frequenzdifferenz zu den spektralen Eigenschaften des Signals in den Fig. 2A bis 2C dar.The second spectral diagram in Fig. 2B shows the input to the third mixer 30. The frequency F₁ here represents the residual carrier frequency pass through from the mixers 21 and 27. Fig. 2C shows the relationship of a carrier frequency F₂ to F₁ in Fig. 2B and the scrambled audio signal shown in Fig. 2A. Fig. 2D shows the relationship of the spectral properties of the descrambled signal 35 and the residual component of the frequency difference to the spectral properties of the signal in Figs. 2A to 2C.
Fig. 3 zeigt den verwürfelten Audioeingang der Vorrichtung zum Entwürfeln 11 von Quan gemäß dem Stand der Technik. Diese stellt das verwürfelte Audiosignal 30 dar, das durch eine, durch den ursprünglichen Verwürfelungsvorgang bestimmte Offset-Frequenz fehlangepaßt ist. Das verwürfelte Audioeingangssignal 40 ist an einen Phasenverschieber 41 für alle Frequenzen angelegt, der um 0 Grad und 90 Grad phasenverschobene Ausgänge 42 und 43 an die ersten Eingänge des ersten Mischers 44 und des zweiten Mischers 45 liefert.Figure 3 shows the scrambled audio input of the prior art Quan descrambler 11. This represents the scrambled audio signal 30 mismatched by an offset frequency determined by the original scrambling process. The scrambled audio input signal 40 is applied to an all frequency phase shifter 41 which provides 0 degree and 90 degree phase shifted outputs 42 and 43 to the first inputs of the first mixer 44 and the second mixer 45.
Der Trägerfrequenzgenerator 46 erzeugt ein Sinuswellensignal FC 47 mit einer Frequenz von 1 kHz oder 2 bis 3 kHz. Die Trägerfrequenz wird durch ein Tiefpaßfilter 48 gefiltert, um für die Erzeugung einer reinen Sinuswelle 49 beliebige Oberwellen zu entfernen. Dieses Signal 49 mit reiner Sinuswelle wird an einen Phasenverschieber 50 für alle Frequenzen angelegt, um ein 0- Grad-Signal 51 und ein 90-Grad-Signal 52 zu erzeugen, die wiederum an die zweiten Eingänge des Mischers 44 und des Mischers 45 angelegt werden. Die Ausgänge der Mischer 44 und 45, die Signale 53 und 54, werden an den Summierer 55 angelegt, um einen entwürfelten Ausgang 56 zu erzeugen.The carrier frequency generator 46 produces a sine wave signal FC 47 having a frequency of 1 kHz or 2 to 3 kHz. The carrier frequency is filtered by a low pass filter 48 to remove any harmonics to produce a pure sine wave 49. This pure sine wave signal 49 is applied to an all frequency phase shifter 50 to produce a 0 degree signal 51 and a 90 degree signal 52 which in turn are applied to the second inputs of the mixer 44 and mixer 45. The outputs of the mixers 44 and 45, the signals 53 and 54, are applied to the summer 55 to produce a descrambled output 56.
Fig. 4B stellt das Verhältnis der im Band befindlichen Entwürfelungs-Trägerfrequenz FC zu dem verwürfelten Audiosignal dar. Die Fig. 4C zeigt das entwürfelte Audiospektrum mit der restlichen Trägerfrequenz FC, die typischerweise -60 dB unterhalb des ent würfelten Tonprogramms liegt, aber während leiser Passagen des Tonprogramms noch hörbar ist.Fig. 4B shows the ratio of the in-band descrambling carrier frequency FC to the scrambled audio signal. Fig. 4C shows the descrambled audio spectrum with the remaining carrier frequency FC typically -60 dB below the descrambled rolled sound program, but is still audible during quiet passages of the sound program.
Wie ersichtlich ist, beschreibt die Druckschrift US-A-4 636 853 eine Vorrichtung zum Entwürfeln eines Audioinformationssignals, das mit einer verwürfelten Frequenz umgesetzt ist, indem ein Modulationsträgersignal mit einer Frequenz erzeugt wird, die außerhalb des ursprünglichen Frequenzspektralbereiches eines ursprünglichen Audiosignals von etwa 50 Hz bis etwa 15 kHz liegt, wobei die Vorrichtung zum Entwürfeln umfaßt:As can be seen, document US-A-4 636 853 describes an apparatus for descrambling an audio information signal translated at a scrambled frequency by generating a modulation carrier signal having a frequency which is outside the original frequency spectral range of an original audio signal of about 50 Hz to about 15 kHz, the apparatus for descrambling comprising:
einen ersten Signalgenerator zum Erzeugen eines ersten Modulationsträgersignals mit einer Frequenz, die größer ist als die höchste Frequenz im ursprünglichen Audiosignal; eine erste Modulationseinrichtung zum Modulieren des verwürfelten Audiosignals mit dem ersten Modulationsträgersignal zum Erzeugen eines ersten modulierten Signals mit einer ersten Modulationsfrequenz; eine erste Filtereinrichtung zum Herausfiltern eines ersten oberen Seitenbandsignals aus dem ersten modulierten Signal, um ein erstes gefiltertes Signal zu erzeugen; einen zweiten Signalgenerator zum Erzeugen eines zweiten Modulationsträgersignals mit einer Frequenz, die geringer ist als die erste Modulationsfrequenz; eine zweite Modulationseinrichtung zum Modulieren des ersten gefilterten Signals mit dem zweiten Modulationsträgersignal, um ein zweites moduliertes Signal mit der zweiten Modulationsfrequenz zu erzeugen; und eine zweite Filtereinrichtung zum Durchlassen eines zweiten Seitenbandsignals aus dem zweiten modulierten Signal, um ein entwürfeltes Audiosignal zu erzeugen.a first signal generator for generating a first modulation carrier signal having a frequency greater than the highest frequency in the original audio signal; a first modulation device for modulating the scrambled audio signal with the first modulation carrier signal to generate a first modulated signal having a first modulation frequency; a first filter device for filtering out a first upper sideband signal from the first modulated signal to generate a first filtered signal; a second signal generator for generating a second modulation carrier signal having a frequency less than the first modulation frequency; a second modulation device for modulating the first filtered signal with the second modulation carrier signal to generate a second modulated signal having the second modulation frequency; and a second filter device for passing a second sideband signal from the second modulated signal to generate a descrambled audio signal.
Die bekannte Vorrichtung zum Entwürfeln/Verwürfeln weist jedoch Geräuschprobleme dadurch auf, daß weißes thermisches Rauschen oder Schrotrauschen der Schaltkreisbauteile das Signal-Rausch- Verhältnis (SNR) der Vorrichtung herabsetzt. Es ist ebenfalls ein bandgleiches, hörbares Trägerfrequenzpfeifen vorhanden.However, the known descrambling/scrambling device has noise problems in that white thermal noise or shot noise from the circuit components reduces the signal-to-noise ratio (SNR) of the device. There is also a band-matching, audible carrier frequency howl.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine solche Vorrichtung zum Entwürfeln mit verbesserter Leistung bereitzustellen.It is an object of the invention to provide such a descrambling device with improved performance.
Nach einer ersten Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Vorrichtung zum Entwürfeln des definierten Typs dadurch gekennzeichnet, daß sie ein entwürfeltes Audiosignal erzeugt, das im wesentlichen keine hörbaren Pfeifkomponenten enthält, wobei das erste modulierte Signal ein erstes Zweiseitenbandsignal mit der ersten Modulationsfrequenz, ein erstes oberes Seitenbandsignal und ein erstes unteres Seitenbandsignal ist, und die erste Filtereinrichtung die erste Modulationsfrequenz, alle Oberwellen davon und das erste obere Seitenbandsignal aus dem ersten Zweiseitenbandsignal herausfiltert und das erste untere Seitenbandsignal durchläßt; und dadurch, daß das zweite modulierte Signal ein zweites Seitenbandsignal mit der zweiten Modulationsfrequenz, ein zweites oberes Seitenbandsignal und ein zweites unteres Seitenbandsignal ist; und daß die zweite Filtereinrichtung das zweite Zweiseitenbandsignal herausfiltert und lediglich das zweite untere Seitenbandsignal durchläßt, um das entwürfelte Audiosignal zu erzeugen.According to a first object of the present invention, the device for descrambling of the type defined is characterized in that it produces a descrambled audio signal containing substantially no audible whistling components, wherein the first modulated signal is a first double sideband signal having the first modulation frequency, a first upper sideband signal and a first lower sideband signal, and the first filter means filters out the first modulation frequency, all harmonics thereof and the first upper sideband signal from the first double sideband signal and passes the first lower sideband signal; and in that the second modulated signal is a second sideband signal having the second modulation frequency, a second upper sideband signal and a second lower sideband signal; and in that the second filter means filters out the second double sideband signal and passes only the second lower sideband signal to produce the descrambled audio signal.
Vorzugsweise ist jedes von dem ersten und zweiten Modulationsträgersignal ein Rechteckwellensignal und jede von der ersten und zweiten Rechtweckwelleneinrichtung ein Rechteckwellenmodulator, der dazu ausgestaltet ist, sein jeweils eingehendes Signal mit dem jeweils ersten oder zweiten Rechteckwellenmodulationsträgersignal zu modulieren.Preferably, each of the first and second modulation carrier signals is a square wave signal and each of the first and second square wave devices is a square wave modulator configured to modulate its respective incoming signal with the respective first or second square wave modulation carrier signal.
Die vorliegende Erfindung erstreckt sich auch auf eine Vorrichtung zum Verwürfeln eines ursprünglichen Audiosignals von etwa 50 Hz bis etwa 15 kHz, wobei die Vorrichtung umfaßt: einen ersten Signalgenerator zum Erzeugen eines ersten Modulationsträgersignals mit einer Frequenz die größer ist als die höchste Frequenz in dem ursprünglichen Audiosignal; eine erste Modulationseinrichtung zum Modulieren des ursprünglichen Audiosignals mit dem ersten Modulationsträgersignal, um ein erstes moduliertes Signal zu erzeugen, das die erste Modulationsfrequenz hat, eine erste Filtereinrichtung zum Herausfiltern eines ersten oberen Seitenbandsignals aus dem ersten modulierten Signal, um ein erstes gefiltertes Signal zu erzeugen; ein zweiter Signal generator zum Erzeugen eines zweiten Modulationsträgersignals mit einer Frequenz, die größer als die erste Modulationsfrequenz ist; eine zweite Modulationseinrichtung zum Modulieren des ersten gefilteren Signals mit dem zweiten Modulationsträgersignal, um ein zweites moduliertes Signal zu erzeugen, das die zweite Modulationsfrequenz hat; und eine zweite Filtereinrichtung zum Durchlassen eines zweiten Seitenbandsignals aus dem zweiten modulierten Signal, um ein verwürfeltes Audiosignal zu erzeugen; wobei die Vorrichtung zum Verwürfeln dadurch gekennzeichnet ist, daß zum Erzeugen eines verwürfelten Audiosystems mit einem geringeren Geräuschpegel das erste modulierte Signal ein erstes Quadraturseitenbandsignal mit der ersten Modulationsfrequenz, ein erstes oberes Seitenbandsignal und ein erstes unteres Seitenbandsignal ist; und daß die erste Filtereinrichtung die erste Modulationsfrequenz und deren Oberwellen sowie das obere Seitenbandsignal und dessen Oberwellen aus dem ersten Quadraturseitenbandsignal herausfiltert und das erste untere Seitenbandsignal durchläßt; und daß das zweite modulierte Signal ein zweites Zweiseitenbandsignal mit der zweiten Modulationsfrequenz, ein zweites oberes Seitenbandsignal und ein zweites unteres Seitenbandsignal ist; und daß die zweite Filtereinrichtung das zweite Zweiseitenbandsignal filtert und lediglich das zweite untere Seitenbandsignal durchläßt, um das verwürfelte Audiosignal zu erzeugen.The present invention also extends to an apparatus for scrambling an original audio signal from about 50 Hz to about 15 kHz, the apparatus comprising: a first signal generator for generating a first modulation carrier signal having a frequency greater than the highest frequency in the original audio signal; first modulation means for modulating the original audio signal with the first modulation carrier signal to produce a first modulated signal having the first modulation frequency; first filter means for filtering out a first upper sideband signal from the first modulated signal to produce a first filtered signal; a second signal generator for generating a second modulation carrier signal having a frequency greater than the first modulation frequency; second modulation means for modulating the first filtered signal with the second modulation carrier signal to generate a second modulated signal having the second modulation frequency; and second filter means for passing a second sideband signal from the second modulated signal to generate a scrambled audio signal; the scrambling apparatus being characterized in that, to generate a scrambled audio system with a lower noise level, the first modulated signal is a first quadrature sideband signal having the first modulation frequency, a first upper sideband signal, and a first lower sideband signal; and that the first filter means filters out the first modulation frequency and its harmonics and the upper sideband signal and its harmonics from the first quadrature sideband signal and passes the first lower sideband signal; and that the second modulated signal is a second double sideband signal having the second modulation frequency, a second upper sideband signal and a second lower sideband signal; and that the second filter means filters the second double sideband signal and passes only the second lower sideband signal to produce the scrambled audio signal.
Vorzugsweise ist jedes von dem ersten und zweiten Modulationsträgersignal ein Rechteckwellensignal, und jede von der ersten und zweiten Modulationseinrichtung ist ein Rechteckwellenmodulator, der dazu ausgestaltet ist, um sein jeweils eingehendes Signal mit dem jeweils ersten oder zweiten Rechteckwellenmodulationsträgersignal zu modulieren.Preferably, each of the first and second modulation carrier signals is a square wave signal, and each of the first and second modulation means is a square wave modulator arranged to modulate its respective incoming signal with the respective first or second square wave modulation carrier signal.
Als Vorrichtungen zum Verwürfeln und Entwürfeln von Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung, die Rechteckwellensignale erzeugen, werden Rechteckwellenmodulatoren verwendet, die rauscharm sind.As devices for scrambling and descrambling embodiments of the present invention that generate square wave signals, square wave modulators that are low noise are used.
Es wurde herausgefunden, daß Ausführungsbeispiele von Rechteckwellenmodulatoren nutzenden Vorrichtungen zum Verwürfeln und Entwürfeln der Erfindung bandgleiches, hörbares Pfeifen ausschalten und die Notwendigkeit ausschließen, die Mischer auf ein minimales, bandgleiches Trägerfrequenzpfeifen einzustellen. Da das Signal-Rausch-Verhältnis verbessert wurde, ist der Bedarf nach Rauschverminderungsschaltkreisen beseitigt worden.Embodiments of the scrambling and descrambling apparatus of the invention utilizing square wave modulators have been found to eliminate in-band audible whistle and eliminate the need to adjust the mixers for minimal in-band carrier frequency whistle. Since the signal-to-noise ratio has been improved, the need for noise reduction circuitry has been eliminated.
Rechteckwellenmodulatoren können Schalt-Mischerkreise sein, die im Vergleich zu den linearen Mischerkreisen geringere Kosten aufweisen und das Weißrauschen reduzieren.Square wave modulators can be switching mixer circuits, which have lower costs compared to linear mixer circuits and reduce white noise.
Ausführungsbeispiele von Vorrichtungen zum Verwürfeln und Entwürfeln der vorliegenden Erfindung schließen auch die Verwendung von 0-Grad- und 90-Grad-Phasenverschiebungsschaltkreisen aus, schließen die Verwendung von Ouadraturmischerschaltkreisen und den Bedarf nach Selektionsfiltern oder Tiefpaßfiltern für die Modulationsträgerfrequenz aus.Embodiments of scrambling and descrambling apparatus of the present invention also exclude the use of 0-degree and 90-degree phase shift circuits, exclude the use of quadrature mixer circuits, and eliminate the need for selection filters or low-pass filters for the modulation carrier frequency.
In einem Ausführungsbeispiel können die rauscharmen Schalt-Modulatoren einen Differential-Paar-Gegentakt-Multiplizier-Modulator (differential pair balanced multiplier type modulator) umfassen.In one embodiment, the low noise switching modulators may comprise a differential pair balanced multiplier type modulator.
Zum Beispiel können die rauscharmen Schalt-Modulatoren MC 1496- Modulatoren oder einen analogen Schalter enthalten, der mit inversen Polaritäten eines eingehenden Signals gekoppelt ist.For example, the low noise switching modulators may include MC 1496 modulators or an analog switch coupled to inverse polarities of an incoming signal.
In einem Ausführungsbeispiel enthält die erste Filtereinrichtung ein elliptisches Filter mit zumindest sieben Polen.In one embodiment, the first filter device contains an elliptical filter with at least seven poles.
Zum Beispiel enthält die erste Filtereinrichtung ein aktives Filter mit neun Polen mit Universalimpedanzkonvertern.For example, the first filter device contains a nine-pole active filter with universal impedance converters.
Vorzugsweise enthält die zweite Filtereinrichtung ein Filter mit sieben oder mehr Polen.Preferably, the second filter device contains a filter with seven or more poles.
Die vorliegende Erfindung erstreckt sich auch auf ein Verfahren zum Entwürfeln von Audioinformationssignalen, die mit einem verwürfelten Frequenzspektrum umgesetzt sind, indem ein Modulationsträgersignal mit einer Frequenz erzeugt wird, die außerhalb des ursprünglichen Frequenzspektralbereichs eines ursprünglichen Audiosignals von etwa 50 Hz bis etwa 15 kHz liegt, wobei das Verfahren die Schritte umfaßt:The present invention also extends to a method of descrambling audio information signals implemented with a scrambled frequency spectrum by generating a modulation carrier signal having a frequency that is outside the original frequency spectral range of an original audio signal from about 50 Hz to about 15 kHz, the method comprising the steps of:
Erzeugen eines ersten Modulationsträgersignals mit einer Frequenz, die größer als die höchste Frequenz in dem ursprünglichen Audiosignal ist; Modulieren des verwürfelten Audiosignals mit dem ersten Modulationsträgersignal, um ein erstes moduliertes Signal zu erzeugen, das die erste Modulationsfrequenz hat; Filtern des ersten modulierten Signals, um ein erstes oberes Seitenbandsignal herauszufiltern und um ein erstes gefiltertes Signal zu erzeugen; Erzeugen eines zweiten Modulationsträgersignals mit einer Frequenz, die kleiner als die erste Modulationsfrequenz ist; Modulieren des ersten gefilterten Signals mit dem zweiten Modulationsträgersignal, um ein zweites moduliertes Signal zu erzeugen, das die zweite Modulationsfrequenz hat; und Filtern des zweiten modulierten Signals, um ein zweites Seitenbandsignal durchzulassen, um ein entwürfeltes Audiosignal zu erzeugen; dadurch gekennzeichnet, daß zum Erzeugen eines entwürfelten Audiosignals, das im wesentlichen keine hörbaren Pfeifkomponenten enthält, das erste modulierte Signal ein erstes Zweiseitenbandsignal mit der ersten Modulationsfrequenz, ein erstes oberes Seitenbandsignal und ein erstes unteres Seitenbandsignal ist, und daß der erste Filterschritt das Herausfiltern der ersten Modulationsfrequenz, aller Oberwellen davon und des ersten oberen Seitenbandsignals aus dem ersten modulierten Signal und das Durchlassen des ersten unteren Seitenbandsignals umfaßt; und daß das zweite modulierte Signal ein zweites Zweiseitenbandsignal mit der zweiten Modulationsfrequenz, ein zweites oberes Seitenbandsignal und ein zweites unteres Seitenbandsignal ist, und daß der zweite Filterschritt das Herausfiltern der zweiten Modulationsfrequenz und des zweiten oberen Seitenbandsignals aus dem zweiten modulierten Signal und das Durch lassen von lediglich dem zweiten unteren Seitenbandsignal umfaßt, um das entwürfelte Audiosignal zu erzeugen.Generating a first modulation carrier signal having a frequency greater than the highest frequency in the original audio signal; modulating the scrambled audio signal with the first modulation carrier signal to produce a first modulated signal having the first modulation frequency; filtering the first modulated signal to filter out a first upper sideband signal and to produce a first filtered signal; generating a second modulation carrier signal having a frequency less than the first modulation frequency; modulating the first filtered signal with the second modulation carrier signal to produce a second modulated signal having the second modulation frequency; and filtering the second modulated signal to pass a second sideband signal to produce a descrambled audio signal; characterized in that, for producing a descrambled audio signal containing substantially no audible whistling components, the first modulated signal is a first double sideband signal having the first modulation frequency, a first upper sideband signal and a first lower sideband signal, and in that the first filtering step comprises filtering out the first modulation frequency, all harmonics thereof and the first upper sideband signal from the first modulated signal and passing the first lower sideband signal; and in that the second modulated signal is a second double sideband signal having the second modulation frequency, a second upper sideband signal and a second lower sideband signal, and in that the second filtering step comprises filtering out the second modulation frequency and the second upper sideband signal from the second modulated signal and passing comprised of only the second lower sideband signal to produce the descrambled audio signal.
In einem Ausführungsbeispiel umfaßt das Verfahren außerdem die Schritte: Erzeugen jedes von dem ersten und zweiten Modulationsträgersignal als ein Rechteckwellensignal; und Modulieren von jedem von dem verwürfelten Audiosignal und dem ersten unteren Seitenbandsignal mit dem jeweils ersten oder zweiten Rechteckwellenmodulationsträgersignal.In one embodiment, the method further comprises the steps of: generating each of the first and second modulation carrier signals as a square wave signal; and modulating each of the scrambled audio signal and the first lower sideband signal with the respective first or second square wave modulation carrier signal.
Vorzugsweise hat das erste Modulationsträgersignal eine Frequenz von zumindest 19 kHz.Preferably, the first modulation carrier signal has a frequency of at least 19 kHz.
In einem Ausführungsbeispiel hat das zweite Modulationsträgersignal eine Frequenz, die kleiner ist als die erste Modulationsfrequenz von zumindest 500 Hz. Zum Beispiel hat das zweite Modulationsträgersignal eine Frequenz, die etwa 2,6 kHz kleiner ist als die erste Modulationsfrequenz.In one embodiment, the second modulation carrier signal has a frequency that is less than the first modulation frequency of at least 500 Hz. For example, the second modulation carrier signal has a frequency that is about 2.6 kHz less than the first modulation frequency.
Nach einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren vorgesehen zum Verwürfeln eines ursprünglichen Audiosignals von etwa 50 Hz bis etwa 15 kHz, wobei das Verfahren die Schritte umfaßt: Erzeugen eines ersten Modulationsträgersignals mit einer Frequenz, die größer ist als die höchste Frequenz in dem ursprünglichen Audiosignal; Modulieren des ursprünglichen Audiosignals mit dem ersten Modulationsträgersignal, um ein erstes moduliertes Signal zu erzeugen, das die erste Modulationsfrequenz hat; Filtern des ersten modulierten Signals, um ein erstes oberes Seitenbandsignal herauszufiltern und um ein erstes gefiltertes Signal zu erzeugen; Erzeugen eines zweiten Modulationsträgersignals mit einer Frequenz, die größer als die erste Modulationsfrequenz ist; Modulieren des ersten gefilterten Signals mit dem zweiten Modulationsträgersignal, um ein zweites moduliertes Signal zu erzeugen, das die zweite Modulationsfrequenz hat; und Filtern des zweiten modulierten Signals, um ein zweites Seitenbandsignal durchzulassen, um ein verwürfeltes Audiosignal zu erzeugen; dadurch gekennzeichnet, daß zum Erzeu gen eines verwürfelten Audiosignals, das einen geringeren Geräuschpegel hat, das erste modulierte Signal ein erstes Quadraturseitenbandsignal mit der ersten Modulationsfrequenz, ein erstes oberes Seitenbandsignal und ein erstes unteres Seitenbandsignal ist, und daß der erste Filterschritt das Herausfiltern der ersten Modulationsfrequenz und deren Oberwellen und des ersten oberen Seitenbandsignals und seiner Oberwellen aus dem ersten modulierten Signal und das Durchlassen des ersten unteren Seitenbandsignals umfaßt; und daß das zweite modulierte Signal ein zweites Zweiseitenbandsignal mit der zweiten Modulationsfrequenz, ein zweites oberes Seitenbandsignal und ein zweites unteres Seitenbandsignal ist, und daß der zweite Filterschritt das Herausfiltern der zweiten Modulationsfrequenz und des zweiten oberen Seitenbandsignals aus dem zweiten modulierten Signal und das Durchlassen des zweiten unteren Seitenbandsignals umfaßt, um das verwürfelte Audiosignal zu erzeugen.According to a further embodiment of the present invention, there is provided a method for scrambling an original audio signal from about 50 Hz to about 15 kHz, the method comprising the steps of: generating a first modulation carrier signal having a frequency greater than the highest frequency in the original audio signal; modulating the original audio signal with the first modulation carrier signal to produce a first modulated signal having the first modulation frequency; filtering the first modulated signal to filter out a first upper sideband signal and to produce a first filtered signal; generating a second modulation carrier signal having a frequency greater than the first modulation frequency; modulating the first filtered signal with the second modulation carrier signal to produce a second modulated signal having the second modulation frequency; and filtering the second modulated signal to pass a second sideband signal to produce a scrambled audio signal; characterized in that for generating a scrambled audio signal having a lower noise level, the first modulated signal is a first quadrature sideband signal having the first modulation frequency, a first upper sideband signal, and a first lower sideband signal, and the first filtering step comprises filtering out the first modulation frequency and its harmonics and the first upper sideband signal and its harmonics from the first modulated signal and passing the first lower sideband signal; and the second modulated signal is a second quadrature sideband signal having the second modulation frequency, a second upper sideband signal, and a second lower sideband signal, and the second filtering step comprises filtering out the second modulation frequency and the second upper sideband signal from the second modulated signal and passing the second lower sideband signal to produce the scrambled audio signal.
In einem Ausführungsbeispiel umfaßt das Verfahren außerdem die Schritte: Erzeugen von jedem von dem ersten und zweiten Modulationsträgersignal als ein Rechteckwellensignal und Modulieren von jedem von dem ursprünglichen Audiosignal und dem ersten unteren Seitenbandsignal mit dem jeweils ersten oder zweiten Rechteckwellenmodulationsträgersignal.In one embodiment, the method further comprises the steps of generating each of the first and second modulation carrier signals as a square wave signal and modulating each of the original audio signal and the first lower sideband signal with the respective first or second square wave modulation carrier signals.
Vorzugsweise hat das erste Modulationsträgersignal eine Frequenz von zumindest 16,4 kHz.Preferably, the first modulation carrier signal has a frequency of at least 16.4 kHz.
In einem Ausführungsbeispiel hat das Modulationsträgersignal eine Frequenz, die zumindest 50 Hz größer ist als die erste Modulationsträgerfrequenz. Zum Beispiel hat das zweite Modulationsträgersignal eine Frequenz von etwa 19 kHz.In one embodiment, the modulation carrier signal has a frequency that is at least 50 Hz greater than the first modulation carrier frequency. For example, the second modulation carrier signal has a frequency of about 19 kHz.
In einem Ausführungsbeispiel wird die Frequenz des zweiten Modulationsträgersignals pseudozufällig verändert.In one embodiment, the frequency of the second modulation carrier signal is changed pseudorandomly.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachstehend beispielhaft mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, in denen zeigen:Embodiments of the present invention will now be described by way of example with reference to the accompanying drawings, in which:
Fig. 1 ein Schaltbild der Schlüsselelemente des Standes der Technik nach Forbes;Fig. 1 is a circuit diagram of the key elements of the prior art according to Forbes;
Fig. 2 ein spektrales Diagramm der Vorrichtung im Stand der Technik nach Forbes;Fig. 2 is a spectral diagram of the prior art device according to Forbes;
Fig. 3 ein Schaltbild der Schlüsselelemente des Standes der Technik nach Quan;Fig. 3 is a circuit diagram of the key elements of the prior art according to Quan;
Fig. 4 ein spektrales Diagramm des Standes der Technik nach Quan;Fig. 4 shows a spectral diagram of the state of the art according to Quan;
Fig. 5 ein Schaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels einer Vorrichtung zum Entwürfeln nach der vorliegenden Erfindung;Fig. 5 is a circuit diagram of a preferred embodiment of a descrambling apparatus according to the present invention;
Fig. 6 ein spektrales Diagramm der in Fig. 5 dargestellten Vorrichtung zum Entwürfeln;Fig. 6 is a spectral diagram of the descrambling device shown in Fig. 5;
Fig. 7 ein Schaltbild eines rauscharmen Schalt-Modulators zur Verwendung in einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Entwürfeln;Fig. 7 is a circuit diagram of a low-noise switching modulator for use in a descrambling device according to the invention;
Fig. 8 das Schaltbild einer ersten Verwirklichung der erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Entwürfeln;Fig. 8 shows the circuit diagram of a first implementation of the descrambling device according to the invention;
Fig. 9 das Schaltbild einer zweiten Verwirklichung der erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Entwürfeln;Fig. 9 shows the circuit diagram of a second implementation of the descrambling device according to the invention;
Fig. 10 das Schaltbild einer dritten Verwirklichung einer Entwürfelungsvorrichtung der Erfindung;Fig. 10 is a circuit diagram of a third implementation of a descrambling device of the invention;
Fig. 11 das Schaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels einer Verwürfelungsvorrichtung der vorliegenden Erfindung;Fig. 11 is a circuit diagram of a preferred embodiment of a scrambling device of the present invention;
Fig. 12 ein spektrales Diagramm der in Fig. 11 dargestellten Verwürfelungsvorrichtung; undFig. 12 is a spectral diagram of the scrambling device shown in Fig. 11; and
Fig. 13A, 13B und 13C Verwirklichungen eines ersten Tiefpaßfilters und eines zweiten Tiefpaßfilters von Verwürfelungsvorrichtungen und Entwürfelungsvorrichtungen der Erfindung.Fig. 13A, 13B and 13C illustrate implementations of a first low-pass filter and a second low-pass filter of scramblers and descramblers of the invention.
Fig. 5 zeigt ein Schaltbild und Fig. 6 ein spektrales Diagramm einer Entwürfelungsvorrichtung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung. Fig. 6A zeigt die spektrale Charakteristik des verwürfelten Audioeingangsignals des bevorzugter Ausführungsbeispiels. Diese stellt die verwürfelte Tonfrequenz-Fehlanpassung durch eine Versetzungsfrequenz dar, die durch den Verwürfelungsvorgang bestimmt ist. Fig. 6B zeigt das Verhältnis der Trägerfrequenz des ersten Mischers und die Ausgangsgröße des ersten Mischers. Sowohl das obere Seitenband und das untere Seitenband als auch die restliche Trägerfrequenz FA plus Oberwellen von diesen allen befinden sich am Ausgang des ersten Mischers. Fig. 6C stellt die Filtereigenschaftan des ersten Tiefpaßfilters (LPF) dar, die sich aus der Ausgangsgröße des ersten Mischers ergeben. Dieses erste Tiefpaßfilter filtert die restliche Trägerfrequenz und ihre Oberwellen im oberen Seitenband aus. Fig. 6D zeigt die spektrale Eigenschaft des Ausgangs des ersten Tiefpaßfilters, die sich aus dem Ausgang des ersten Mischers ergibt.Fig. 5 shows a circuit diagram and Fig. 6 a spectral diagram of a descrambler of a preferred embodiment of the invention. Fig. 6A shows the spectral characteristic of the scrambled audio input signal of the preferred embodiment. This represents the scrambled audio frequency mismatch by an offset frequency determined by the scrambling process. Fig. 6B shows the relationship of the carrier frequency of the first mixer and the output of the first mixer. Both the upper sideband and the lower sideband as well as the residual carrier frequency FA plus harmonics of all of these are at the output of the first mixer. Fig. 6C shows the filtering characteristics of the first low pass filter (LPF) resulting from the output of the first mixer. This first low pass filter filters out the residual carrier frequency and its harmonics in the upper sideband. Fig. 6D shows the spectral characteristic of the output of the first low-pass filter resulting from the output of the first mixer.
Fig. 6E stellt das Verhältnis der zweiten Trägerfrequenz zu der Ausgangsgröße des ersten Tiefpaßfilters zur Bildung des letzten Entwürfelungsschrittes dar. Fig. 6F zeigt das Verhältnis des entwürfelten Audiosignals, das durch ein zweites Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz von 12 kHz durchgelassen wird, um FB und deren oberes Seitenband oberhalb von FB bei nicht vorhandener Pfeiffrequenzkomponente (FA-FB) herauszufiltern. Die Pfeiffrequenzkomponente (FA-FB) ist typischerweise gleich oder geringer als -85dB im entwürfelten Audiosignal.Fig. 6E shows the ratio of the second carrier frequency to the output of the first low-pass filter to form the final descrambling step. Fig. 6F shows the ratio of the descrambled audio signal passed through a second low-pass filter with a cutoff frequency of 12 kHz to filter out FB and its upper sideband above FB in the absence of the whistle frequency component (FA-FB). The whistle frequency component (FA-FB) is typically equal to or less than -85 dB in the descrambled audio signal.
In diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel beträgt FA etwa 19 kHz und FB etwa 16,4 kHz. Diese Wahl wird wegen der Wirtschaftlichkeit getroffen, da mit diesen Frequenzen das erste Tiefpaßfilter kostenkünstig gebaut werden kann. Wenn eine erhöhte Leistung mit größeren Kosten erwünscht ist, können die Trägerfrequenzen höher sein, um ein Austreten von Komponenten aus dem verwürfelten Audiosignaleingang auf ein Minimum zu bringen, so daß sie sich nicht mit dem Ausgang des unteren Seitenbandes des ersten Mischers stören. Es ist anzumerken, daß es in den Fig. 6A und 6B eine Überdeckung zwischen den Frequenzspektren des unteren Seitenbandes und den Frequenzen des verwürfelten Audiosignals gibt. Wenn der erste Mischer von dem verwürfelten Audiosignal genug durchführt, werden am entwürfelten Ausgang Verzerrungsprodukte auftreten. Durch Einstellen der Trägerfrequenzen zum Beispiel auf FA = 39 kHz und FB = 36,4 kHz wird das Durchlassen einer entwürfelten Eingangsgröße keine Verzerrungsprodukte an dem entwürfelten Ausgang bewirken, da sie sich nicht mit dem unteren Seitenband des ersten Mischers überdecken wird, d.h. 36,4 kHz zu 24 kHz gegenüber 2,6 kHz zu 14,6 kHz des verwürfelten Eingangs. Das Anheben von FA und FB um das Zweifache bewirkt, daß sich die Steilheit des ersten Tiefpaßfilters auf etwa das Zweifache erhöht. Das würde Filter höherer Größenordnung wie beispielsweise ein elliptisches Tiefpaßfilter mit 10 Polen erforderlich machen.In this preferred embodiment, FA is about 19 kHz and FB is about 16.4 kHz. This choice is made for economics, since at these frequencies the first low-pass filter can be built inexpensively. If increased performance is desired at greater cost, the carrier frequencies can be higher to minimize leakage of components from the scrambled audio signal input so that they do not interfere with the lower sideband output of the first mixer. Note that in Figures 6A and 6B there is an overlap between the lower sideband frequency spectra and the frequencies of the scrambled audio signal. If the first mixer passes enough of the scrambled audio signal, distortion products will appear at the descrambled output. By setting the carrier frequencies, for example, to FA = 39 kHz and FB = 36.4 kHz, passing a descrambled input will not cause distortion products at the descrambled output, since it will not overlap with the lower sideband of the first mixer, i.e. 36.4 kHz to 24 kHz versus 2.6 kHz to 14.6 kHz of the scrambled input. Increasing FA and FB by two times causes the slope of the first low-pass filter to increase by about two times. This would require higher order filters such as a 10-pole elliptical low-pass filter.
Ein minimales Austreten von Trägerfrequenz und verwürfeltem Audiosignal mit geringerem Schrotrauschen wird erzielt, indem ein zweipoliger Analogumschalter beispielsweise der 74 HCT 4053 oder sein Äquivalent, d.h. der MC1496 Schalt-Mischer, mit einer Trägerfrequenzeingangsgröße verwendet wird, die einem 350 mV Spitzenwert oder mehr entspricht.Minimal carrier frequency leakage and scrambled audio signal with lower shot noise is achieved by using a two-pole analog switch such as the 74 HCT 4053 or its equivalent, i.e. the MC1496 switching mixer, with a carrier frequency input size equal to 350 mV peak or more.
Es wurde herausgefunden, daß der "Einschalt"-Widerstandswert zum Beispiel mit einem Analogschalter CD4053 ein gemessenes Rauschen von 2,5 nV/Hz ergab, das in einen Rausch-Widerstandswert umsetzt (/4kTBr = VN = 2,5 nV//Hz, B = 1Hz, T = 298ºKelvin, k = Boltzmannkonstante und R = Rauschwiderstandswert von 400 Ohm). Der "Einschalt"-Widerstandswert des CD4053 wurde mit 440 Ohm gemes sen. So wurde experimentell herausgefunden, daß der "Einschalt"- Widerstandswert des Analogschalters (d.h. 4053) die gleiche Menge Rauschen erzeugt wie ein Widerstandsbauteil mit gleichem Widerstandswert. Somit weist ein "Einschalt-"Widerstandswert von 440 Ohm in einem CD4053 im wesentlichen das gleiche Rauschen wie ein Widerstand von 440 Ohm auf.It was found that the "turn on" resistance value using, for example, a CD4053 analog switch resulted in a measured noise of 2.5 nV/Hz, which translates to a noise resistance value (/4kTBr = VN = 2.5 nV//Hz, B = 1Hz, T = 298ºKelvin, k = Boltzmann constant and R = noise resistance value of 400 ohms). The "turn on" resistance value of the CD4053 was measured to be 440 ohms. Thus, it has been found experimentally that the "turn-on" resistance of the analog switch (ie 4053) produces the same amount of noise as a resistive component of the same resistance. Thus, a "turn-on" resistance of 440 ohms in a CD4053 has essentially the same noise as a 440 ohm resistor.
Lineare Modulatoren beispielsweise der AD 534 erzeugen einen RMS (effektiver Mittelwert) von 0,6 mV über einer Bandbreite von 10 kHz oder eine Rauschdichte von 0,6 mV//10 kHz = 60 nV//Hz. Deshalb erzeugt der lineare Modulator AD 534 ungefähr 60/2,5 mehr Rauschen als der Schalter CD4053. Bei Verwendung eines CD4053 ist das gleichbedeutend mit einer Verbesserung von 27dB gegenüber einem linearen Modulator.Linear modulators such as the AD 534 produce an RMS (root mean square) of 0.6 mV over a bandwidth of 10 kHz or a noise density of 0.6 mV//10 kHz = 60 nV//Hz. Therefore, the AD 534 linear modulator produces approximately 60/2.5 more noise than the CD4053 switch. When using a CD4053, this is equivalent to a 27 dB improvement over a linear modulator.
Gilbert-Modulatoren wie der Modulator 1496 oder 1495 werden ein geringes Rauschen, d.h. ≤ 5 nV//Hz erzeugen, wenn die Trägerfrequenzeingangsgröße dieser Vorrichtungen die Differentialpaare ein- und ausschaltet. Das wird entweder durch Überlagerung der Eingangsgröße der Trägerfrequenz mit einem Rechteckwellenträgerfrequenzeingang mit einer Rechteckwelle von ≥ =/-200 mV oder einer großen Sinuswelle mit einem Spitzenwert von ≥ 1V erreicht. Wenn die sinusförmigen Modulatoren wie der Modulator 1495 die Trägerfrequenzeingänge nicht überlagern lassen, um eine lineare Modulation zu erzeugen, ist das Rauschen gegenüber einem Modulator 1496 mit Schaltmodus wesentlich höher. Das liegt daran, daß die 2 Differentialpaar-Transistoren beginnen, ihr eigenes Rauschen zu verstärken. Der Basisinnenwiderstand jedes Transistors beträgt normalerweise etwa 50 bis 200 Ohm. Wenn man in Reihe geschaltete Basisinnenwiderstände von 100 Ohm an den zwei Paaren von in Reihe geschalteten Differentialpaar-Transistoren in einem Modulator 1495 und 1 kOhm für einen Ausgang annimmt und weiter annimmt, daß jeder dieser Transistoren eine unterdrückte Vorspannung von 1 rnA Kollektorstrom aufweist, dann entspricht das Ausgangsrauschen 1/2 * 100 (gm) V nr = V&sub0; Rauschen. gm = 38 mA/V bei IC = 1mA. Deshalb ist Vnr = /400 Ohm * 4kT = 2,5 nV/Hz. V&sub0; Rauschen = 19 * 2,5 nV//Hz = 47,5 nV//Hz von einem Modulator 1495. Das ist 19-faches Rauschen oder 25dB mehr als der Schalter CD4053 mit einem "Einschalt"-Widerstandswert von 440 Ohm. Es soll angemerkt werden, daß das Ausgangsrauschen in dem Modulator 1495 oder im Modulator 1496 abfällt, wenn der Trägerfrequenzeingang erhöht ist.Gilbert modulators such as the 1496 or 1495 modulator will produce low noise, i.e. ≤ 5 nV//Hz, when the carrier frequency input to these devices switches the differential pairs on and off. This is accomplished by either superimposing the carrier frequency input on a square wave carrier frequency input with a square wave of ≥=/-200 mV or a large sine wave with a peak value of ≥ 1V. When sinusoidal modulators such as the 1495 modulator do not superimpose the carrier frequency inputs to produce linear modulation, the noise is significantly higher than that of a switched mode 1496 modulator. This is because the 2 differential pair transistors begin to amplify their own noise. The internal base resistance of each transistor is typically about 50 to 200 ohms. Assuming series base internal resistances of 100 ohms on the two pairs of series differential pair transistors in a 1495 modulator and 1 kOhm for an output, and further assuming that each of these transistors has a suppressed bias of 1 rnA collector current, the output noise is 1/2 * 100 (gm) V nr = V₀ noise. gm = 38 mA/V at IC = 1mA. Therefore, Vnr = /400 ohms * 4kT = 2.5 nV/Hz. V₀ noise = 19 * 2.5 nV//Hz = 47.5 nV//Hz from a modulator 1495. This is 19 times the noise or 25dB more than the CD4053 switch with a "turn-on" resistance of 440 ohms. It should be noted that the output noise in the modulator 1495 or modulator 1496 drops as the carrier frequency input is increased.
Das bevorzugte Ausführungsbeispiel verwendet ein Tiefpaßfilter (LPF) nach dem ersten Mischer, das eine restliche Trägerfrequenz aus dem ersten Mischer herausfiltern und alle auf die Oberwellen der Trägerfrequenz bezogenen Seitenbänder und die Oberwellen der Trägerfrequenz entfernen soll. Wenn das nicht gemacht wird, werden die Oberwellen der Pfeiffrequenz (3FA - 3FB), (5FA - 5FB) und so weiter in hörbarer Weise am Entwürfelungsausgang auftreten. Dieses erste Tiefpaßfilter ist normalerweise ein 7-poliges oder mehr elliptisches Filter mit zumindest einer 0-Abstimmung, um die Trägerfrequenz FA des ersten Mischers stufenweise auszuschalten. Praktisch ist ein 9-poliges Aktivfilter mit Universalimpedanzkonvertern die beste Wahl für ein stabiles und genaues Filter. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel beträgt das Abschalten des ersten Tiefpaßfilters von 3dB etwa 17 kHz mit einer Dämpfung von zumindest 40dB bei 19 kHz.The preferred embodiment uses a low pass filter (LPF) after the first mixer, which is designed to filter out any residual carrier frequency from the first mixer and remove all sidebands related to the harmonics of the carrier frequency and the harmonics of the carrier frequency. If this is not done, the harmonics of the whistle frequency (3FA - 3FB), (5FA - 5FB) and so on will appear audibly at the descrambler output. This first low pass filter is usually a 7-pole or more elliptical filter with at least one 0 tuning to gradually cut off the carrier frequency FA of the first mixer. In practice, a 9-pole active filter with universal impedance converters is the best choice for a stable and accurate filter. In the preferred embodiment, the first low pass filter's 3dB cutoff is about 17 kHz with an attenuation of at least 40dB at 19 kHz.
Nachstehend ist eine ausführliche Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels mit Bezug auf die Fig. 5 beschrieben. Die Vorrichtung zum Entwürfeln 12 weist den Eingang 60 eines verwürfelten Audiosignals auf und führt den Entwürfelungsvorgang durch. Das verwürfelte Audiosignal 60 wird in einen ersten Eingang des ersten Mischers 63 eingegeben. Der zweite Eingang dieses ersten Mischers ist ein duch den Frequenzgenerator A&sub1; 61 erzeugtes erstes Trägerfrequenzsignal FA, das ungefähr 19 kHz beträgt. Der Ausgang des ersten Mischers 63 enthält die Trägerfrequenz-Durchführung von FA, alle Seitenbandkomponenten davon und die Oberwellen. Die Ausgangsgröße des Mischers 63 wird einem Tiefpaßfilter 65 zugeführt, das die erste Trägerfrequenz, das obere Seitenband und alle Oberwellen aus dem Signal 60 herausfiltert. Der Ausgang des Tiefpaßfilters 65, das Signal 66, wird in einen ersten Eingang des zweiten Mischers 66 eingegeben. Der zweite Eingang dieses zweiten Mischers ist ein durch den Frequenzgenerator B, 62 erzeugtes zweites Trägerfrequenzsignal FB, das aus Sicherheitsgründen pseudozufällig um 16,4 kHz oder 16,4 kHz +/- 100 Hz verschoben werden kann. Zur weiteren Erläuterung dieses Sicherheitsvorganges siehe US-Patent 5 095 279. Der Ausgang des zweiten Mischers 70 enthält das entwürfelte Audiosignal mit Grundbandbreite, die restliche zweite Trägerfrequenz und obere Seitenbandkomponenten oberhalb der FB-Frequenz. Das zweite Tiefpaßfilter 71 mit einer Grenzfrequenz von ungefähr 12 kHz entfernt alles oberhalb von 12 kHz, läßt aber das entwürfelte Audiosignal zur Ausgangsleitung 23 durch.A detailed description of a preferred embodiment is given below with reference to Fig. 5. The descrambler 12 has the input 60 of a scrambled audio signal and performs the descrambling process. The scrambled audio signal 60 is input to a first input of the first mixer 63. The second input of this first mixer is a first carrier frequency signal FA generated by the frequency generator A1 61, which is approximately 19 kHz. The output of the first mixer 63 contains the carrier frequency feedthrough of FA, all sideband components thereof and the harmonics. The output of the mixer 63 is fed to a low pass filter 65 which filters out the first carrier frequency, the upper sideband and all harmonics from the signal 60. The output of the low pass filter 65, the signal 66, is input to a first input of the second mixer 66. The The second input of this second mixer is a second carrier frequency signal FB generated by the frequency generator B, 62, which may be pseudorandomly shifted by 16.4 kHz or 16.4 kHz +/- 100 Hz for security reasons. For further explanation of this security process see US Patent 5,095,279. The output of the second mixer 70 contains the descrambled audio signal with base bandwidth, the remaining second carrier frequency and upper sideband components above the FB frequency. The second low pass filter 71 with a cutoff frequency of approximately 12 kHz removes everything above 12 kHz but passes the descrambled audio signal to the output line 23.
Im obigen bevorzugten Ausführungsbeispiel wird in den Mischern ein Schaltmodulator mit geringem Schrotrauschen oder geringem thermischen Rauschen, wie in Fig. 7 beschrieben, verwendet. Die Funktion dieses Mischers wird mit Bezug auf den ersten Mischer beschrieben. Der zweite Mischer arbeitet nach dem gleichen Prinzip. Das verwürfelte Audiosignal 60 wird in den + Eingang des Verstärkers 73 mit verlustloser Verstärkung zugeführt. Der Ausgang des Verstärkers 73 wird auf der Leitung VIN 74 einem Eingang eines zweipoligen Analogumschalters 32 zugeführt. Der Ausgang des Verstärkers 73 wird außerdem zum Eingang eines Inversionsverstärkers mit verlustloser Verstärkung, der aus R2a, R2b besteht, und einem Verstärker 65 zugeführt. Der Ausgang des Verstärkers 65 ist - VIN 75, der einem zweiten Eingang des Analogschalters 32 zugeführt wird. Die erste Trägerfrequenz FA wird dem Schaltsteuereingang des zweipoligen Analogumschalters 32, der ein Drittel eines 74HCT4053 oder gleichwertig ist, und einem Verstärker A220 zugeführt. Der Verstärker A220 ist der Ausgang des Mischers. Für ein minimales Austreten von Trägerfrequenz am Ausgang des Mischers 65 muß die Signalspannung mit 0-Gleichstrom der beiden Eingänge des Schalters 32 VIN und -VIN genau die gleiche, d.h. 0 V sein. Außerdem muß der Inversionsverstärker R2a, R2b, 65 eine verlustlose Verstärkung von -1 aufweisen, um ein minimal verwürfeltes Audiosignal in der VIN-Durchführung zu bekommen. Somit wird für einen Breitband-Operationsverstärker 65 (d.h. einem NE5532) ein R2a = R2b innerhalb von 1% oder besser erforderlich.In the above preferred embodiment, a low shot noise or low thermal noise switching modulator as described in Fig. 7 is used in the mixers. The operation of this mixer will be described with reference to the first mixer. The second mixer operates on the same principle. The scrambled audio signal 60 is fed into the + input of lossless gain amplifier 73. The output of amplifier 73 is fed on line VIN 74 to an input of a double pole analog switch 32. The output of amplifier 73 is also fed to the input of a lossless gain inversion amplifier consisting of R2a, R2b and amplifier 65. The output of amplifier 65 is - VIN 75 which is fed to a second input of analog switch 32. The first carrier frequency FA is fed to the switch control input of the two-pole analog switch 32, which is one third of a 74HCT4053 or equivalent, and to an amplifier A220. The amplifier A220 is the output of the mixer. For a minimum leakage of carrier frequency at the output of the mixer 65, the zero-dc signal voltage of the two inputs of the switch 32 VIN and -VIN must be exactly the same, i.e. 0 V. In addition, the inversion amplifier R2a, R2b, 65 must have a lossless gain of -1 in order to get a minimally scrambled audio signal in the VIN feedthrough. Thus, for a wideband operational amplifier 65 (ie a NE5532) an R2a = R2b within 1% or better is required.
Fig. 13A zeigt ein herkömmliches RLC-Tiefpaßfilter mit Nullen für das erste Tiefpaßfilter der Entwürfelungsvorrichtung. Die Drosselwiderstände L&sub1; bis L&sub3; sind mit 2mH bis 20mH ziemlich groß, um niedrige Kosten zu erzielen. Diese Drosselwiderstände mit niedrigeren Kosten leiden an einem gerade adäquaten Q bei Tonfrequenzen. Viel kostspieligere Drosselwiderstände mit höheren Q-Werten werden ein besseres Tiefpaßfiltern erzeugen, werden aber über dem Budget einer Entwürfelungsvorrichtung mit niedrigen Kosten liegen.Fig. 13A shows a conventional zeroed RLC low-pass filter for the first low-pass filter of the descrambler. The choke resistors L1 through L3 are quite large, 2mH to 20mH, to achieve low cost. These lower cost choke resistors suffer from just adequate Q at audio frequencies. Much more expensive choke resistors with higher Q values will produce better low-pass filtering, but will be out of the budget of a low cost descrambler.
Fig. 13B stellt ein aktives 9-poliges, elliptisches Tiefpaßfilter dar, das nicht so empfindlich gegenüber dem Toleranzbereich von Teilen ist wie viele andere Aktivfilter. Das ist wichtig, da die erste Trägerfrequenz FA durch eine Dämpfung von mindestens -40dB herausgefiltert werden muß. Fig. 13B ist ein aktives Tiefpaßfilter mit Universalimpedanzkonverter (GIC), wobei herausgefunden wurde, daß es bei niedrigen Kosten für eine sehr hohe Leistung beim Filtern sorgt. Die Kondensatoren können billige Kondensatoren mit einer 5% dünnen Schicht aus Mylar sein. Die Widerstände sind billige 1% Widerstände, und die Operationsverstärker können gewöhnliche Verstärker vom Typ TL082, NE5532 usw. sein.Fig. 13B shows an active 9-pole elliptical low-pass filter which is not as sensitive to part tolerances as many other active filters. This is important because the first carrier frequency FA must be filtered out by at least -40dB of attenuation. Fig. 13B is an active low-pass filter with a universal impedance converter (GIC) which has been found to provide very high filtering performance at low cost. The capacitors can be inexpensive 5% thin film Mylar capacitors. The resistors are inexpensive 1% resistors and the op-amps can be ordinary TL082, NE5532, etc. amplifiers.
Fig. 13C zeigt ein Beispiel des zweiten Filters als aktives 7- poliges Tiefpaßfilter. Die Verstärker A1000, A2000 und A3000 können einfache Spannungsverstärker von normalen Operationsverstärkern oder einzelne Transistor-Emitterverstärker sein. Das zweite Filter in der Vorrichtung zum Entwürfeln kann ein beliebiges passives oder aktives Tiefpaßfilter mit ausreichender Sperrbereichsdämpfung sein, um ein entwürfeltes Audiosignal ohne meßbare Veränderungen wie beispielsweise einen zweiten Trägerfrequenzton, seine oberen Seitenbänder und/oder hörbare Veränderungen zu erzeugen.Fig. 13C shows an example of the second filter as an active 7-pole low-pass filter. The amplifiers A1000, A2000 and A3000 can be simple voltage amplifiers of normal operational amplifiers or single transistor common emitter amplifiers. The second filter in the descrambler can be any passive or active low-pass filter with sufficient stopband attenuation to produce a descrambled audio signal without measurable changes such as a second carrier frequency tone, its upper sidebands and/or audible changes.
Die Fig. 8 bis 11 stellen verschiedene Verwirklichungen der Erfindung dar.Figures 8 to 11 show different implementations of the invention.
Außerdem können für eine Vorrichtung zum Entwürfeln gemäß obiger Beschreibung viele der gleichen Elemente in einer Vorrichtung zum Verwürfeln verwendet werden, um viele der gleichen Vorteile zu erreichen wie sie in der oben beschriebenen Vorrichtung zum Entwürfeln erzielt wurden, d.h. eine niedrigere Ausgangsgröße des Schrotrauschens und geringere Anforderungen an die Filter als im Stand der Technik gemäß Forbes ('853). Fig. 11 ist ein Schaltbild und Fig. 12 eine Reihe von spektralen Diagrammen eines bevorzugten Ausführungsbeispiels einer Vorrichtung zum Verwürfeln.Furthermore, for a descrambling apparatus as described above, many of the same elements can be used in a scrambling apparatus to achieve many of the same advantages as achieved in the descrambling apparatus described above, i.e., lower shot noise output and lower filter requirements than in the prior art of Forbes ('853). Figure 11 is a circuit diagram and Figure 12 is a series of spectral plots of a preferred embodiment of a scrambling apparatus.
Ein Audiosignal 91 mit einer Spektralempfindlichkeit von etwa 30 Hz bis 15 kHz wird einem Tiefpaßfilter 20 zugeführt, um beliebige unerwünschte Signale über 15 kHz hinaus auszuschalten. Der Ausgang 93 des Tiefpaßfilters 20 ist mit dem 0-Grad-Ausgang und dem 90-Grad-Ausgang für alle Frequenzen des Phasenschiebers 94 und des Phasenschiebers 95 verbunden. Die Ausgänge der Phasenschieber 94 und 95 wiederum sind an die ersten Ausgänge der rauscharmen Schalt-Modulatoren 96 und 97 angeschlossen.An audio signal 91 having a spectral sensitivity of approximately 30 Hz to 15 kHz is fed to a low-pass filter 20 to eliminate any unwanted signals above 15 kHz. The output 93 of the low-pass filter 20 is connected to the 0-degree output and the 90-degree output for all frequencies of the phase shifter 94 and the phase shifter 95. The outputs of the phase shifters 94 and 95 are in turn connected to the first outputs of the low-noise switching modulators 96 and 97.
Der Signalgenerator 98 erzeugt ein Rechteckwellensignal von etwa 16,4 kHz mit einem 0-Grad-Ausgang und einem 90-Grad-Ausgang, die an zweite Eingänge der Modulatoren 96 und 97 angelegt sind. Die Ausgänge der Modulatoren 96 und 97 werden summiert, um ein Signal 103, ein quadraturmoduliertes Signal, zu erzeugen, das eine restliche Trägerfrequenz von 16,4 kHz mit einem niedrigeren Seitenband ergibt. Fig. 12 zeigt das Verhältnis der quadraturmodulierten Audiokomponenten zum ursprünglichen Audiosignal 91.The signal generator 98 produces a square wave signal of approximately 16.4 kHz with a 0 degree output and a 90 degree output which are applied to second inputs of the modulators 96 and 97. The outputs of the modulators 96 and 97 are summed to produce a signal 103, a quadrature modulated signal, which gives a residual carrier frequency of 16.4 kHz with a lower sideband. Figure 12 shows the relationship of the quadrature modulated audio components to the original audio signal 91.
Dieses quadraturmodulierte Signal wird als Signal 105 durch ein Tiefpaßfilter 104 zugeführt, das im wesentlichen das gleiche Filter ist wie das erste Filter der oben beschriebenen Entwürfelungsvorrichtung. Dieses Signal wird an einen ersten Eingang eines dritten Modulators 106 angelegt. Der Modulator 106 ist ein Schalt-Modulator mit geringem thermischen Rauschen oder geringem Schrotrauschen wie er oben beschrieben und in Fig. 7 dargestellt ist. Eine zweite Trägerfrequenz wird durch ein Rechteckwellen- Oszillator 99 erzeugt, der eine Frequenz von ungefähr 19 kHz gemäß Fig. 12E erzeugt. Der Ausgang des Modulators 106 enthält eine Trägerfrequenz von 16 kHz sowie obere und untere Seitenbänder. Dieses Signal wird durch das Tiefpaßfilter 107 gefiltert, um ein verwürfeltes Audiosignal mit einer Versetzung von ungefähr 2,6 kHz zu erzeugen.This quadrature modulated signal is fed as signal 105 through a low pass filter 104, which is essentially the same filter as the first filter of the descrambler described above. This signal is applied to a first input of a third modulator 106. The modulator 106 is a A low thermal noise or low shot noise switching modulator as described above and shown in Fig. 7. A second carrier frequency is generated by a square wave oscillator 99 which produces a frequency of approximately 19 kHz as shown in Fig. 12E. The output of the modulator 106 includes a carrier frequency of 16 kHz and upper and lower sidebands. This signal is filtered by the low pass filter 107 to produce a scrambled audio signal with an offset of approximately 2.6 kHz.
Theoretisch sollten die dem ersten Quadraturmischer, dem ersten Mischer von sowohl der Vorrichtung zum Verwürfeln als auch der Vorrichtung zum Entwürfeln, folgenden Tiefpaßfilter in den Gruppenverzögerungsempfindlichkeiten (Einschwingverhalten) jeweils sehr nahe identisch sein, um die durch schnellstufige Frequenzänderungen der 16,4 kHz-Trägerfrequenz sowohl in der Vorrichtung zum Verwürfeln als auch der Vorrichtung zum Entwürfeln bewirkten dynamischen Veränderungen herabzusetzen. Wenn die Einschwingeigenschaften der Tiefpaßfilter in der Vorrichtung zum Verwürfeln gegenüber den Einschwingeigenschaften der Vorrichtung zum Entwürfeln unterschiedlich sind, müssen die Stufenänderungen der 16,4 kHz-Trägerfrequenz nach unten verlangsamt werden, um minimale Entwürfelungs-Veränderungen zu erzielen. Es ist auch vorzuziehen, schnellere Stufenänderungen in der festgehaltenen Trägerfrequenz (16 kHz +/- 100 Hz) zu haben und das erste Tiefpaßfilter in der Vorrichtung zum Entwürfeln die gleichen Eigenschaften aufweisen zu lassen wie das Filter 104 in der Vorrichtung zum Verwürfeln der Fig. 11. Außerdem sollte das zweite Tiefpaßfilter in der Vorrichtung zum Entwürfeln die gleichen Eigenschaften haben wie das Filter 107 der Vorrichtung zum Verwürfeln gemäß Fig. 11. Dies ermöglicht es, das Stufenverschiebungsspektrum der Vorrichtung zum Verwürfeln schnell in der Vorrichtung zum Entwürfeln ohne Veränderungen aufzuzeichnen, die verursacht werden durch Verschiebungen der zeitlichen Verzögerung zwischen dem Aufzeichnen der 16kHz-stufigen Abweichungen der Verwürfelungsvorrichtung und der Entwürfelungsvorrichtung. Es soll angemerkt werden, daß alle Trägerfrequenzen für alle Mischer in dieser Erfindung für Entwürfelungsvorrichtungen und Verwürfelungsvorrichtungen Rechteckwellensignale für geringfügige Veränderungen sind.Theoretically, the low-pass filters following the first quadrature mixer, the first mixer of both the scrambler and descrambler, should each have very nearly identical group delay sensitivities (transient response) to minimize the dynamic changes caused by rapidly stepping frequency changes of the 16.4 kHz carrier frequency in both the scrambler and descrambler. If the transient response characteristics of the low-pass filters in the scrambler are different from the transient response characteristics of the descrambler, the step changes of the 16.4 kHz carrier frequency must be slowed down to achieve minimal descrambling changes. It is also preferable to have faster step changes in the fixed carrier frequency (16 kHz +/- 100 Hz) and to have the first low pass filter in the descrambler have the same characteristics as the filter 104 in the scrambler of Fig. 11. In addition, the second low pass filter in the descrambler should have the same characteristics as the filter 107 of the scrambler of Fig. 11. This allows the scrambler step shift spectrum to be recorded quickly in the descrambler without changes caused by shifts in the time delay between the recording of the 16 kHz step deviations of the scrambler and the descrambler. It should be noted that all carrier frequencies for all Mixers in this invention for descramblers and scramblers are square wave signals for slight changes.
Es wird deutlich, daß Veränderungen in den beschriebenen und veranschaulichten Ausführungsbeispielen und Modifizierungen daran innerhalb des Umfangs der Erfindung, wie sie durch die angefügten Patentansprüche definiert ist, bewirkt werden können.It will be apparent that changes in the described and illustrated embodiments and modifications thereto can be effected within the scope of the invention as defined by the appended claims.
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