DE69125747T2

DE69125747T2 - Hydroakustisches Abstandsmessystem

Info

Publication number: DE69125747T2
Application number: DE1991625747
Authority: DE
Inventors: Robert E Rouquette
Original assignee: Laitram LLC
Current assignee: Ion Geophysical Corp
Priority date: 1990-02-21
Filing date: 1991-02-08
Publication date: 1997-10-23
Anticipated expiration: 2011-02-09
Also published as: DE69125747D1; CA2036124C; NO910659D0; FI910838A; FI103612B1; NO302720B1; CA2036124A1; NO910659L; FI103612B; NZ237024A; FI910838A0

Description

Technisches Gebiet

Die Erfindung betrifft ein hydroakustisches Entfernungsmeßsystem zum Ermitteln akustischer Entfernungen zwischen einzelnen Orten von hydroakustischen Sender-Empfängern auf einer Vielzahl von Unterwasser-Objekten und ein Verfahren zum Ermitteln akustischer Entfernungen zwischen der Vielzahl von einzelnen Unterwasser-Objekten. Insbesondere betrifft die Erfindung ein Entfernungsmeßsystem und ein entsprechendes Verfahren unter Verwendung von hydroakustischen Hochfrequenz-Sender-Empfängern, die Digitalsignalverarbeitungsvorrichtungen verwenden und in bekannten Positionen entlang der Länge von geschleppten Hydrophon-Schwimmverbänden zu dem Zweck in Position gebracht sind, ihre Formen und geodätischen Positionen zu ermitteln.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Bei der Suche nach geologischen Formationen zum Auffinden von Öl oder Gas vermißt die Industrie zur küstenfernen seismischen Exploration die äußeren Schichten der Erdkruste unter dem Ozean durch Schleppen einer Gruppierung von Hydrophonen hinter einem Boot, indem eine akustische Energiequelle periodisch ausgelöst wird, die Antworten der Hydrophone auf Reflexionen der akustischen Energie von geologischen Informationen aufgezeichnet werden und die seismischen Hydrophondaten verarbeitet werden. Die Hydrophongruppierung ist linear in einem Schwimmverband angeordnet, dessen Tiefe gesteuert wird. Der Schwimmverband, der einige Kilometer lang sein kann, kann außerdem eine Kopfboje aufweisen, die an das Kopfende des Schwimmverbands angebunden ist, und eine Schlußboje für das nachlaufende Ende als Oberflächenbezugspunkte
Zu früheren Zeiten wurde lediglich ein einzelner Schwimmverband, die Hydrophongruppierung enthaltend, von dem Explorationsboot aus während einer Vermessung in Position gebracht. Die Genauigkeit der Vermessung hing unter anderem von der Genauigkeit der Ermittlung der Form des Hydrophon-Schwimmverbands und der Genauigkeit der Positionierung eines bekannten Punkts auf dem Schwimmverband ab.
Eine Möglichkeit, die Form zu bestimmen, besteht darin, den Schwimmverband mechanisch zu modellieren und sein dynamisches Leistungsvermögen unter verschiedenen Schleppgeschwindigkeiten und Umgebungsbedingungen zu berechnen. Die Genauigkeit der Bestimmung ist freilich nur so gut wie das Modell. Das Anordnen von Magnetkompassen und Tiefensensoren entlang dem Schwimmverband stellte eine Verbesserung der Schwimmverbandform-Bestimmung dar. Daten, welche die Tiefe und den magnetischen Steuerkurs von Abschnitten des Schwimmverbands darstellen, werden von den verteilten Kompassen und Tiefensensoren zu einer Steuereinheit an Bord des Schleppboots zur sofortigen Berechnung der Schwimmverbandform und zur Speicherung der Rohdaten für eine spätere detaillierte Verarbeitung gesendet. Eine genaue Formbestimmung wird auf diese Weise erzielt.
Ebenso wichtig wie die Bestimmung der Form des Schwimmverbands ist die Verknüpfung seiner Position mit einem geodätischen Bezugspunkt. Typischerweise werden Radiopositionierempfänger an Bord des Boots verwendet, um einen Punkt auf dem Boot mit einem geodätischen Bezugspunkt zu verknüpfen. Genaue optische Positioniersysteme, wie etwa Laser, werden daraufhin verwendet, um die Frontboje mit dem geodätischen Bezugspunkt zu verknüpfen. Es ist auch üblich, einen Radiopositionierempfänger an Bord der Schlußboje zu verwenden, um ihre Position zu fixieren. Die Positionen der verteilten Kompasse und Tiefensensoren in bezug auf die Bojen werden daraufhin auf Grundlage eines Modells des Schwimmverbands und der Bojen-Halteseile bestimmt. Ungenauigkeiten des Modells führen zu absoluten Fehlern beim Übertragen des geodätischen Bezugspunkts von den Bojen zum Schwimmverband. Außerdem nimmt das Leistungsvermögen von optischen Positionierungssystemen mit rauhem Wetter ab.
Ein wesentlicher Fortschritt bei der Exploration nach Öl und Gas stellt die Entwicklung der dreidimensionalen seismischen Vermessung dar, die häufig mehr als einen Hydrophon-Schwimmverband verwendet. Wenn mehrere Schwimmverbände hinter einem oder mehreren Booten geschleppt werden, können mehr seismische Hydrophondaten in viel kürzerer Zeit gesammelt werden als mit einem einzigen Schwimmverband, was zu einer signifikanten Verringerung der Explorationskosten führt. Beim Einsatz mehrerer Schwimmverbände sind genaue Bestimmungen der Positionen der Hydrophon-Schwimmverbände in bezug aufeinander und zur akustischen Quelle wesentlich. Glücklicherweise stellen mehrere Schwimmverbände, die mehr oder weniger parallel geschleppt werden, eine Geometrie bereit, die zum Ermitteln der Positionen der Schwimmverbände in bezug aufeinander, zum Boot, zu der akustischen Quelle oder Kanone und zu den Bojen mittels akustischer Entfernungsmessung günstig ist. Mit einzelnen hydroakustischen Sender-Empfängern, die entlang den Schwimmverbänden, auf der akustischen Quelle, auf dem Boot oder den Booten und den Bojen positioniert sind, können akustische Übertragungszeiten für Impulse, welche durch die Sender-Empfänger gesendet und durch benachbarte Sender-Empfänger empfangen werden, zu der Steuereinheit auf dem Boot drahtlos übertragen werden, wo eine positionsmäßige Auswertung durchgeführt und Rohdaten für eine weitere Verarbeitung gespeichert werden können. Unter Verwendung der Ausbreitungsgeschwindigkeit von Schall durch das Wasser wandelt die Steuereinheit die Übertragungszeiten in räumliche Abstände zwischen Paaren von Sender-Empfängern, indem die positionsmäßige Auswertung vorgenommen wird. Mit Information von einem Radiopositioniersystem und von Tiefensensoren und Kompassen, die entlang der Gruppierung positioniert sind, ist die positionsmäßige Auswertung vollständig.
In einem typischen dreidimensionalen Vermessungsdurchlauf unter Verwendung von mehr als einem Schwimmverband folgt das Schleppboot oder folgen die Schleppboote einem mehr oder weniger konstantem Steuerkurs mit einer mehr oder weniger konstanten Geschwindigkeit durch das Vermessungsfeld. Wellen, Wind, Strömung und unvermeidliche Schwankungen der Bootgeschwindigkeit und des Steuerkurses beeinträchtigen kontinuierlich die Formen der Schwimmverbände. Periodisch, beispielsweise nach jeweils 10 Sekunden, wird die akustische Quelle oder Kanone ausgelöst. Ein Druckluftimpuls wird in das Wasser eingeleitet und erzeugt eine Luftblase. Das Kollabieren der Blase verursacht einen akustischen Impuls, der durch das Wasser und in die Erde hinein strahlt. Reflexionen des Impulses von geologischen Strukturen werden durch die Hydrophone aufgenommen, und Daten, welche diese Reflexionen wiedergeben, werden zu der Steuereinheit auf dem Boot gesendet. Jedes Auslösen der Kanone und das zugeordnete Intervall, während welchem die akustischen Echos ermittelt werden, ist als Schußpunkt bekannt. Es ist wesentlich, daß Daten zur Verfügung stehen, die zum Durchführen einer vollständigen positionsmäßigen Auswertung für jeden Schußpunkt ausreichen. Für eine Gruppe von langen Schwimmverbänden mit akustischen Sender-Empfängern, die entlang jedem Schwimmverband verteilt sind, müssen viele akustische Entfernungen gemessen werden. Theoretisch wäre es meist am besten, wenn sämtliche der zu messenden Entfernungen gleichzeitig ermittelt werden könnten, bevor der Schwimmverband Gelegenheit hat, seine Form und Position zu ändern. Unglücklicherweise ist dies in der Praxis nicht möglich. Die Idee besteht deshalb darin, sämtliche der akustischen Entfernungen in kürzest möglicher Zeit zu messen, was für jeden Sender-Empfänger eine hohe Datenrate bedeutet.
Die Entfernung zwischen einem Paar von Sender-Empfängern wird üblicherweise entweder durch Einweg- oder Zweiwege-Entfernungsmessung gemessen. Beim Einweg-Entfernungsmessen überträgt der erste Sender-Empfänger einen hydroakustischen Impuls zum Zeitpunkt ts. Der Impuls breitet sich durch das Wasser aus, wo er durch die anderen Sender-Empfänger zum Zeitpunkt tr empfangen wird. Die Zeitdifferenz tr-ts ist proportional zum räumlichen Abstand der zwei Sender-Empfänger. Für eine genaue Einweg-Entfernungsmessung müssen die Zeitgeber beider Sender-Empfänger mit enger Toleranz synchronisiert sein, da der Wert ts durch den sendenden Sender-Empfänger ermittelt wird, während der Wert tr durch den empfangenden Sender-Empfänger ermittelt wird. Bei der Zweiwege-Entfernungsmessung sendet jeder Sender-Empfänger einen Impuls, den ersten zum Zeitpunkt t1s und den zweiten zum Zeitpunkt t2s. Der erste empfängt den Impuls des zweiten zum Zeitpunkt t1r, und der zweite empfängt den Impuls des ersten zum Zeitpunkt t2r. Selbst dann, wenn die Zeitgeber von beiden Sender-Empfängern nicht synchronisiert sind, ist der räumliche Abstand proportional zu [(t1r-t1s)+(t2r-t2s)]/2, weil die Versetzung zwischen den Zeitgebern durch die Subtraktion beseitigt wird. Infolge davon ist in Zweiwege-Entfernungsmeßsystemen die präzise Synchronisation nicht erforderlich, die für die Einweg- Entfernungsmessung benötigt wird.
Obwohl ein Zweiwege-Entfernungsmeßsystem das Synchronisationsproblem der Einweg-Entfernungsmessung vermeidet, muß jeder Sender-Empfänger im Zweiwege-Entfernungsmeßschema mehr an Verarbeitung durchführen, d.h., jeder Sender-Empfänger muß einen Impuls für jede Entfernung messen, mit deren Messung er befaßt ist. Die Zeitpunkte des Eintreffens des empfangenen Impulses und der Zeitpunkt des Aussendens der ausgesendeten Impulse oder ihrer Differenzen muß zu der Steuereinheit an Bord des Boots für jeden Schußpunkt drahtlos übertragen werden. Für einen mit der Messung vieler Abstände befaßten Sender-Empfänger muß eine große Anzahl von Daten verarbeitet werden. Infolge davon kann nur ein Sender-Empfänger mit hoher Datenrate in einem Zweiwege- Entfernungsmeßsystem effektiv verwendet werden.
Eine Aufgabe dieser Erfindung besteht deshalb darin, ein hydroakustisches Entfernungsmeßsystem unter Verwendung eines Sender- Empfängers zu schaffen, der für hohe Datenraten ausgelegt ist, die für eine akustische Zweiwege-Entfernungsmessung ohne die Notwendigkeit für eine exakte Zeitsynchronisation erforderlich sind.
Wenn sämtliche Sender-Empfänger in einem Entfernungsmeßsystem lediglich auf einer einzigen Frequenz senden, besteht die einzigste Möglichkeit, die verschiedenen Entfernungen zu messen, um Zeitunterteilungsmultiplexen, d.h. im Staffeln der Sendevorgänge derart, daß keine zwei durch unterschiedliche Sender-Empfänger ausgesendeten Impulse an einem beliebigen Empfänger gleichzeitig eintreffen können. Ein derartiges Erfordernis führt jedoch zusätzlich dazu, daß der Sendeabfolgeplan völlig unübersichtlich wird, zu einer langen Zeit zum Messen vieler Entfernungen, was bei der positionsmäßigen Auswertung Fehler verursacht.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Entfernungsmeßsystem mit einem Sender-Empfänger zu schaffen, der in der Lage ist, hydroakustische Impulse mit ausgewählten Eigenschaften zu senden und zu empfangen.
Ein weiteres Problem bei der akustischen Entfernungsmessung besteht in Fehlern, die durch Mehrwegeinterferenz verursacht sind. Der geradlinige Pfad vom sendenden Sender-Empfänger zum empfangenden Sender-Empfänger stellt den direkten Pfad dar, bei dem es sich um den Pfad handelt, der den tatsächlichen räumlichen Abstand festlegt. Weitere Pfade beruhen auf Reflexionen der gesendeten Impulse von der Ozeanoberfläche oder dem -grund. Abhängig von den Differenzen der Längen der reflektierten Pfade in bezug auf den direkten Pfad, können reflektierte Impulse mit dem direkten Impuls interferieren. Eine derartige Interferenz kann störend sein und die Ermittlung des Impulses verhindern oder stören, was zu einem Fehler beim Bestimmen des Ankunftzeitpunkts des direkten Impulses führt. Außerdem gilt, je kürzer der gesendete Impuls ist, desto weniger empfänglich ist er für eine Mehrwegeinterferenz, und desto größer ist seine räumliche Auflösung. Auf diesem Gebiet der Technik ist es bekannt, daß gilt, je schmäler der Impuls ist, desto breitere Sender- und Empfängerbandbreiten müssen verwendet werden. Mit anderen Worten muß ein Kompromiß zwischen der Auflösung (Impulsbreite) und der Bandbreite getroffen werden.
Breitere Bandbreiten für jeden Impuls einer gegebenen Trägerfrequenz erfordern, daß jeder Kanal in dem Frequenzunterteilungs-gemultiplexten System zusätzlich getrennt werden muß. Bei typischen hydroakustischen Sender-Empfängern ist das Anpassen bzw. Unterbringen eines weiten Bereichs von Trägerfrequenzen schwierig.
Eine Möglichkeit, mehr Kanäle in eine gegebene Bandbreite eines Sender-Empfängers zu quetschen, besteht darin, schmale Sendeimpulse zu synthetisieren und sie unter Verwendung eines Empfängers mit angepaßtem Filter zu ermitteln. Mit einem Empfänger mit angepaßtem Filter ist es möglich, ein niedrigeres Impulsbreiten-Bandbreiten-Produkt zu erzielen als mit gewöhnlichen Empfängern. Ein tatsächlicher Empfänger mit angepaßtem Filter kann jedoch in den linearen analogen Sender-Empfängern, die typischerweise verwendet werden, nicht realisiert werden. Infolge davon müssen analoge Sender-Empfänger Auflösung opfern, um die Flexibilität aufweisen zu können, die durch mehrere Kanäle bereitgestellt wird, oder sie müssen die Frequenzflexibilität opfern, um die Auflösung zu verbessern.
Eine Technik, die bei analogen Sender-Empfängern verwendet wird, um das Mehrwege-Problem zu vermeiden, besteht darin, Impulse auf unterschiedlichen Kanälen sequentiell zu senden, und die Sendezeitpunkte zu analysieren, die auf jedem Kanal gemessen werden. Die Idee ist, daß für dieselben reflektierten Wege die Interferenz zwischen den direkten und reflektierten Impulsen unterschiedlich bei unterschiedlichen Frequenzen ist, und daß bei einer der Frequenzen die Interferenz nicht störend ist und der Meßbereich realisiert werden kann. Diese Verwendung einer Frequenzverschiedenartigkeit zum Lösen des Mehrwege-Problems erfordert mehr Zeit, weil mehr als ein Impuls durch jeden Sender-Empfänger ausgesendet werden muß, um eine gültige Entfernungsmessung zu erhalten.
Deshalb besteht eine weitere Aufgabe dieser Erfindung darin, ein hydroakustisches Entfernungsmeßsystem mit Sender-Empfängern zu schaffen, die auf einer Anzahl von effizient vollgepackten Kanälen arbeiten und hydroakustische Impulse aussenden, die ausreichend schmal sind, um die Mehrwege-Interferenz zu mmimieren.
Die WO-A8704527 offenbart ein akustisches Entfernungsmeßsystem gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1. Dieses Entfernungsmeßsystem ist nicht zur hydroakustischen Entfernungsmessung mit seinen speziellen Eigenschaften ausgelegt: Es ist jedoch aus der US-A-4 164 036 bekannt, Sender-Empfänger zum Unterwassersenden und -empfangen in einem ähnlichen Entfernungsmeßsystem zu verwenden. Dieses bekannte Entfernungsmeßsystem kann beim Explorieren auf Öl und Mineralien auf oder unter den Ozeanbetten, im tiefen Wasser verwendet werden, zum Erzeugen von Öl und Mineralien von derartigen Orten, zum Durchführen von Meeresforschung in sehr tiefem Wasser usw. Diese Aktivitäten erfordern die Fähigkeit zum schnellen und genauen Erfassen der Position eines Schiffs relativ zu einem interessierenden Ort.
Diese Entfernungsmeßsysteme weisen jedoch keine Steuereinheit auf, die mit mehreren Sender-Empfängern an unterschiedlichen Orten kommuniziert. Außerdem besteht keine Möglichkeit, die Synchronisation und Abfolgeplanung dieser Sender-Empfänger an unterschiedlichen Orten zu steuern. Der Abstand zwischen unterschiedlichen Sender-Empfängern kann lediglich abwechselnd und nicht gleichzeitig gemessen werden.
Ein weitere Aufgabe der Erfindung besteht deshalb darin, ein hydroakustisches Entfernungsmeßsystem zu schaffen, das in der Lage ist, die Synchronisation und Abfolgeplanung mehrerer Sender-Empfänger an unterschiedlichen Orten zu steuern und mehrere Impulse gleichzeitig zu empfangen und zu ermitteln.
Gemäß der Erfindung werden die vorstehend erläuterten Aufgaben für ein hydroakustisches Entfernungsmeßsystem durch die Merkmale des Anspruchs 1 und für ein Verfahren zur Ermittlung akustischer Entfernungen durch die Merkmale des Anspruchs 9 gelöst.

Zusammenfassung

Die vorliegende Erfindung schafft demnach ein System und ein Verfahren mit Sender-Empfängern zum Senden schmaler hydroakustischer Impulse und zum Ermitteln der Ankunftzeitpunkte empfangener hydroakustischer Impulse zum Messen räumlicher Abstände zwischen Paaren derartiger Sender-Empfänger. Diese hydroakustischen Sender-Empfänger werden als Teil eines hydroakustischen Entfernungsmeßsystems zum Ermitteln der Positionen und Formen von Hydrophon-Schwimmverbänden eingesetzt, um die Genauigkeit einer seismischen Vermessung zu verbessern. In einem derartigen Entfernungsmeßsystem können einzelne Sender- Empfänger an unterschiedlichen Punkten entlang Hydrophon- Schwimmverbänden, auf der Kanone, auf der Kopfboje, auf der Schlußboje, auf einem untergetauchtell Schleppfisch, der von den Bojen gezogen wird, oder auf dem Bootskörper des Schleppboots angebracht sein. Eine Steuereinheit, die eine Art von Verarbeitungsvorrichtung bildet, an Bord des Boots steuert den Betrieb des Systems und sammelt Daten von den Sender-Empfängern über Kommunikationsverbindungen.
Die Erfindung lehrt einen Sender-Empfänger, der einen Umformer zum Wandeln hydroakustischer Energie in elektrische Energie und umgekehrt aufweist. Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird der Umformer von einer Keramikkugel mit einer Bandbreite im Bereich von etwa 50 kHz bis etwa 100 kHz gebildet. Der Umformer ist alternativ mit einem der elektrischen Sendepfade des Sender-Empfängers oder seinem Empfangspfad mittels eines Sende/Empfangs-Schalters verbunden.
Wenn der Schalter sich in der Empfangsposition befindet, dient der Sender-Empfänger zum Abhorchen von Impulsen von anderen Sender-Empfängern. Der Empfangspfad leitet die elektrische Energie, die für die hydroakustische Energie repräsentativ ist, die auf dem Umformer auftrifft zu einer Wandlereinrichtung, wie etwa einem Analog/Digital-Abtastwandler, der die elektrische Energie an seinem Eingang in eine Abfolge von digitalen Wörtern oder Abtastungen an seinem Ausgang wandelt. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform weist der Empfangspfad ein Hochpaßfilter zum Abschwächen des Niederfrequenzrauschens auf, das in Schiffsumgebung signifikant sein kann. Aus der Abfolge von digitalen Probenahmen ermittelt eine Ermittlungseinrichtung die Anwesenheit von Impulsen, die von anderen ähnlichen Sender-Empfängern ausgesendet werden, wobei die Impulse bekannte Eigenschaften aufweisen. Bei einer bevorzugten Ausführungsform liegen die bekannten Eigenschaften in der Form des Impulses und seiner Trägerfrequenz vor, und die Ermittlungseinrichtung ist ein Mehrkanal-Digitalfilter, das in einer integrierten Digitalsignalverarbeitungs(DSP)schaltung realisiert ist. Koeffizienten des Digitalfilters, die in einer Speichereinrichtung, wie etwa einem EPROM oder RAM gespeichert sind, sind so konfiguriert, daß Impulse der bekannten Form auf einer von fünf bekannten Trägerfrequenzen oder Kanälen von etwa 50 kHz bis etwa 100 kHz ermittelt werden. Der Digitalfilter ermittelt Impulse auf jedem Kanal durch Korrelieren der Sequenz bzw. Abfolge von digitalen Abtastungen mit den Koeffizienten des Filters. Relative Maximalkorrelationswerte von dem Filter stellen ermittelte Impulse dar, wobei die Größen der Korrelationswerte ihre Signalstärken bezeichnen. Die Zeitzählrate von einer Zeitgebereinrichtung bei der Ermittlung eines Pulses, die für die Ankunftzeit des Impulses repräsentativ ist, wird im Speicher gespeichert. Die Ermittlungseinrichtung speichert in ähnlicher Weise die Signalstärke von jedem der empfangenen Impulse ab. Die Ankunftzeitpunkte und Signalstärken von hin bis acht Impulsen können abgespeichert werden.
Während der Umformer mit dem elektrischen Sendepfad des Sender- Empfängers verbunden ist, gibt der Sender-Empfänger einen hydroakustischen Impuls bekannter Form und Trägerfrequenz aus. Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Impuls für jeden Schußpunkt auf einer von fünf Trägerfrequenzen gesendet. Der Impuls wird in der Synthetisiereinrichtung mit der Schußpunktrate digital synthetisiert. Eine Zählratenvergleichseinrichtung in Zusammenwirkung mit dem Zeitgeber ermittelt das Sendeintervall durch Vergleichen der Zeitgeberzählrate mit dem in einem Register gespeicherten Wert. Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird die Zählrate des Zählers auf Null rückgesetzt, wenn seine Zählrate mit der Zählrate im Register übereinstirrimt. Die Ankunftzeitpunkte von empfangenen Impulsen werden zu der Sendezeit bzw. dem Sendezeitpunkt in Bezug gesetzt. Die digital synthetisierten Impulse werden durch einen 12-Bit- Digital/Analog-Wandler in ein analoges Signal gewandelt und zu dem Umformer durch den Schalter über einen elektrischen Sendepfad geleitet, der einen Bandpaßfilter zum Abschwächen digitalen Schaltrauschens und einen Leistungsverstärker zum Erhöhen der Leistung des Impulses auf einen Pegel aufweist, der ausreicht, daß er durch weitere Sender-Empfänger ermittelt werden kann. Der Impuls wird durch den Umformer in das Wasser gekoppelt. Bei einer bevorzugten Ausführungsform befindet sich der Sende/Empfangs-Schalter in der Sendeposition für etwa 500 ms für jedes Schußpunktintervall. Um Leistung einzusparen, wird der Leistungsverstärker ausschließlich während der kurzen Sendezeit eingeschaltet
Bei einer bevorzugten Ausführungsform sind der Zeitgeber, die Vergleichseinrichtung, die Ermittlungseinrichtung und die Synthetisiereinrichtung außer dem Digital/Analog-Wandler durch einen DSP-Chip, seine Unterstützungsschaltung und seinen Maschinenbetriebscode realisiert. Ein DSP-Chip wird verwendet, weil er in der Lage ist, die vielen arithmetischen und logischen Operationen schnell durchzuführen, wie etwa diejenigen, die beim Implementieren eines Mehrkanal-digital angepaßten Filters erforderlich sind. Mit dem DSP-Chip ist eine akustische Zweiwege-Entfernungsmessung hoher Datenrate sowie nahezu gleichzeitig bei guter Mehrwege-Unterdrückung auf zwei oder mehr Schwimmverbänden möglich.
Bei einer typischen Anwendung sind die Sender-Empfänger an den Schwimmverbänden in unterschiedlichen Positionen angebracht, an den Kopf- und Schlußbojen, an der Kanone, am Schleppfisch und am Bootskörper des Boots. Vor dem in Position bringen, während die Schwimmverbände sich noch an Deck auf dem Boot befinden, wird jeder Sender-Empfänger durch die Steuereinheit über die Kommunikationsleitung konfiguriert. Parameter, die konfiguriert werden können, weisen auf: a) Die Sendefrequenz; b) das Abfrageintervall, d.h. die Senderate; c) den Sendezeitpunkt, d.h. den Zeitpunkt zum Senden relativ zu dem Rücksetzen des Zeitgebers auf Null, was zum Start des Abfrageintervalls oder bei einem Mastersynchronisationsrücksetzen auftritt; d) die Empfangsfensteröffnungszeiten und -schließzeiten, d.h. das Akzeptanzintervall für jeden Empfangsimpuls relativ zum Start des Abfrageintervalls; e) die Empfangskanalnummer (oder Trägerfrequenz); f) die Empfangsermittlungsschwelle und g) den Empfangszeitpunkteichwert. Die konfigurierbaren Parameter werden in Registern gespeichert. Acht Register sind für jeden der Parameter d) bis g) reserviert und erlauben den Empfang von bis zu acht Impulsen pro Schußpunkt, der die Kriterien erfüllt, die durch entsprechende Einstellungen der Parameter d) bis g) festgelegt sind. Außerdem kann jeder Sender-Empfänger als Responder bzw. Antwortender konfiguriert sein, der einen Impuls auf einem gewählten Kanal ausschließlich beim Empfang eines Impulses auf einem gegebenen Kanal empfängt. Responder werden in Orten des Systems verwendet, wie etwa auf der Schlußboje, die keine Kommunikationsverbindung mit der Steuereinheit auf dem Boot aufweisen. Kommunikationen über die Verbindung finden zwischen der Steuereinheit und jedem Sender-Empfänger über einen kollektiven Bus statt. Ein Mikrokontroller in jedem Sender-Empfänger handhabt die Kommunikationen und speichert die Konfigurationsparameter in Registern, auf die durch den DSP-Chip zugegriffen werden kann. Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird die Mehrwege-Interferenz durch Beenden des Akzeptanzintervalls für einen gegebenen Impuls unterdrückt, sobald er ermittelt wird.
Während dem in Position bringen und der Entfernungsmessung synchronisiert die Steuereinheit an Bord des Boots lose jeden Sender-Empfänger entsprechend häufig über die Kommunikationsverbindung. Wenn Zweiwege-Entfernungsmessung praktiziert wird, ist ein Synchronisation innerhalb weniger Millisekunden angemessen und kann über die Kommunikationsverbindung erfolgen. Für jeden Schußpunkt sendet der Sender-Empfänger Daten über den Ankunftzeitpunkt und die Signalstärke für bis zu acht Impulse zurück zu der Steuereinheit auf dem Boot, wo sie für eine weitere Tiefenauswertung der Position und Form des Hydrophon-Schwimmverbands verarbeitet und gespeichert werden.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die vorstehend genannten Merkmale ebenso wie weitere Merkmale der vorliegenden Erfindung erschließen sich deutlicher aus dem Studium der folgenden Beschreibung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen; es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltdiagramm von einem von mehreren Sender- Empfängern, die in dem empfindungsgemäßen Entfernungsmeßsystem verwendet werden,
Fig. 2 bis 5 Flußdiagramme des Programms des Prozessors, der in den Sender-Empfängern angeordnet ist,
Fig. 6 das tatsächliche und das gewünschte Frequenz-Ansprechen des Kanals eines Sender-Empfängers,
Fig. 7a das idealisierte Frequenzspektrum der gesendeten Impulse für fünf Kanäle,
Fig. 7b das idealisierte Frequenzspektrum der empfangenen Impulse für fünf Kanäle, die mit einer Frequenz von 100 kHz unterabgetastet werden,
Fig. 8 den tatsächlich gesendeten Impuls für einen 95-kHz-Träger und seine Hülle,
Fig. 9 die 50 In-Phase- und Quadratur-Empfängerkorrelations koeffizienten für einen Kanal,
Fig. 10 ein Blockdiagramm der Impulsermittlungstechnik, die bei der bevorzugten Ausführungsform eingesetzt wird,
Fig. 11 die Hüllen-Autokorrelationsfunktion eines empfangenen Impulses,
Fig. 12 eine Draufsicht des in Position bringen von Sender-Empfängern, die in dieser Erfindung verwendet werden.

BESTE ART UND WEISE, DIE ERFINDUNG AUSZUFÜHREN

In Fig. 1 ist ein Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen Sender- Empfängers gezeigt. Ein Umformer 20 wandelt akustische Energie, die durch das Wasser empfangen wird, in empfangene elektrische Energie und umgekehrt elektrische Impulse in akustische Impulse und koppelt sie in das Wasser ein. Ein Beispiel eines derartigen Umformers ist eine Keramikkugel, die ein ausreichend flaches Ansprechverhalten von 50 kHz bis 100 kHz und ein mehr oder weniger omnidirektionales Strahlmuster aufweist. Der Umformer 20 wird abwechselnd mit entweder einem elektrischen Sendepfad 22 oder einem elektrischen Empfangspfad 24 mittels eines T/R- (Sende/Empfangs)Schalters 26 verbunden. Der T/R-Schalter gemäß der bevorzugten Ausführungsform ist ein elektromechanisches Einpol-Zweistellungsrelais, obwohl bemerkt wird, daß andere Typen von Schaltern verwendet werden können, einschließlich Halbleiterschaltern.
Wenn sich der T/R-Schalter 26 in der Empfangsposition befindet, wie in Fig. 1 gezeigt, ist der Umformer mit dem elektrischen Empfangspfad 24 verbunden. In dem Empfangspfad enthalten ist ein aktiver Hochpaßfilter 28, der eine deutliche Spannungsverstärkung bereitstellt. Bei der bevorzugten Ausführungsform handelt es sich bei dem Hochpaßfilter 28 um einen Butterworth-Filter vierter Ordnung mit einer Eckfrequenz von etwa 40 kHz und einer Spannungsverstärkung von etwa 300. Der Filter schwächt Rauschen im 0- bis 50-kHz-Bereich ab. Obwohl die bevorzugte Ausführungsform einen aktiven Filter mit Verstärkung verwendet, ist es auch möglich, einen getrennten Vorverstärker als Verstärkungsstufe zusammen mit einem passiven Hochpaßfilter zu verwenden. Gefilterte elektrische Energie am Ausgang des Hochpaßfilters 28 wird abgetastet und in einer Abfolge von digitalen Abtastungen durch einen A/D(Analog/Digital)-Abtastwandler 30 gewandelt, der ein 12-Bit-Ausgangssignal bereitstellt. Die Abtastrate ist durch die Ausgangsfrequenz fs eines Frequenzteilers 32 bestimmt. Der Frequenzteiler teilt die Eingangsfrequenz f&sub1;, die an ihn durch eine Quelle für Taktsignale von einem Oszillator 34 angelegt ist. Bei der bevorzugten Ausführungsform beträgt die Oszillatorfrequenz f&sub1; 20 MHz. Der Frequenzteiler 32 teilt mit einem Faktor 200 für eine Abtastrate fs von 100 kHz. Dadurch stellt der A/D-Wandler 30 neue Abtastungen mit einer Rate von 100.000 Abtastungen pro Sekunde bereit.
Die 12-Bit-Digitalabtastung von dem A/D-Wandler 30 gemäß der bevorzugten Ausführungsform wird durch einen Prozessor 36 über seinen bidirektionellen Datenbus 38 gelesen. Ein Ende des Wandlungssignals 40 von dem A/D-Wandler 30 teilt dem Prozessor 36 mit, daß eine Digitalabtastung zum Lesen bereitsteht. Der Prozessor befiehlt daraufhin dem A/D-Wandler, die Digitalabtastung zu dem Bus 38 mit einem A/D-Lesesteuersignal 42 auszugeben. Der programmierte Prozessor implementiert einen angepaßten Mehrkanal-Digitalfilter als Mittel zum Ermitteln der Anwesenheit von akustischen Impulsen mit bekannten Eigenschaften aus der Sequenz bzw. Abfolge von Digitalabtastungen. Die Einzelheiten der Ermittlung sind nachfolgend erläutert.
Während der Umformer 20 mit dem elektrischen Sendepfad 22 verbunden ist, wie durch die Sende/Empfangs-Steuerleitung 44 von dem Prozessor 36 gewählt, können elektrische Impulse, die unter Steuerung des Prozessors synthetisiert werden, zu dem Umformer zum Einkoppeln ins Wasser geleitet werden. Beim Synthetisieren eines zu sendenden Impulses gibt der Prozessor 36 eine Sequenz von 12-Bit-Digitalwörtern über den Datenbus 38 aus. Bei der bevorzugten Ausführungsform enthält die Sequenz für einen gegebenen Impuls etwa 200 Ditigalwörter. Wenn aufeinanderfolgende Wörter mit einer Rate von 400.000 Wörtern pro Sekunde ausgegeben werden, erstreckt sich die gesamte Sequenz über etwa 0,5 ms, der Dauer eines Sendeimpulses. Aufeinanderfolgende Digitalwörter aus der Sequenz werden von dem Datenbus 38 zu dem Eingang eines 12-Bit-D/A(Digital/Analog)-Wandlers 50 mit einer Rate von 400 kHz durch ein D/A-Verriegelungssignal 46 von dem Prozessor verriegelt. Der D/A-Wandler wandelt das 12-Bit-Digitalwort an seinem Eingang in eine analoge Spannung an seinem Ausgang. Da das analoge Ausgangssignal des D/A-Wandlers während seiner Wandlungszeit nicht definiert ist, d.h., während des Intervalls, das mit dem Start der Wandlung beginnt und mit seiner Beendigung endet, wird eine Störspitzen-Beseitigungsschaltung 52 verwendet. Während der Wandlungszeit schließt die Störspitzen-Beseitungsschaltung 52 ihren Ausgang nach Masse kurz. Während das Ausgangssignal des D/A-Wandlers 50 stabil ist, läßt die Störspitzen-Beseitigungsschaltung 52 das Ausgangssignal des D/A-Wandlers direkt zu einem Tiefpaßrekonstruktionsfilter 56 durch. Eine Störspitzen-Beseitigungssteuerleitung 54 unter Prozessorsteuerung über die Verriegelung 48 schaltet das Ausgangssignal der Störspitzen-Beseitigungsschaltung 52 abwechselnd zwischen Masse und dem Ausgang des D/A-Wandlers 50 in geeigneter Weise um. Der Tiefpaßfilter 56 glättet das Ausgangssignal der Störspitzen-Beseitigungsschaltung 52 unter Entfernung des größten Teils des digitalen Schaltrauschens. Bei der bevorzugten Ausführungsform handelt es sich bei dem Filter 56 um einen passiven Bessenfilter dritter Ordnung, der über den Frequenzbereich der Impulse eine minimale Phasenverzerrung ergibt. Die Wellenform am Ausgang des Filters 56 ist diejenige des gewünschten synthetisierten Impulses.
Der synthetisierte Impuls von dem Filter wird zu dem Umformer 20 über den elektrischen Sendepfad 22 geleitet, der einen Treiber 58 und einen Leistungsverstärker 60 aufweist. Der Treiber 58 dient zum Puffern des Niederspannungsanalogabschnitts von dem Hochspannungsleistungsverstärker 60. Bei der bevorzugten Ausführungsform stellt der Treiber 58 außerdem eine Spannungsverstärkung von zwei für den synthetisierten Impuls bereit. Der Leistungsverstärker 60 mit einem Betriebsfrequenzbereich von etwa 50 bis 100 kHz und einer Verstärkung von etwa 32 dB in eine nominale 100-Ohm-Last vestärkt den Impuls auf geeignete Sendepegel.
Mittels der Kommunikationsschnittstelle 37 ist der Prozessor 36 in der Lage, mit einer externen Steuereinheit 59 mittels einer Leitung 61A zu kommunizieren. Parameter, welche die Sender- und Empfangskonfigurationen festlegen, können in der Steuereinheit gewählt und daraufhin zu dem Prozessor 36 gesendet und in seinem Speicher gespeichert werden. Die Steuereinheit kann auch den Prozessor 36 mit den Prozessoren in einer Vielzahl von ähnlichen Schaltungen durch kollektive Busse auf 61A oder getrennte Leitungen 61B durch 61N über die Schnittstelle synchronisieren. Außerdem werden die Ankunftzeitpunkte für empfangene Impulse und ihre Signalstärken zu der externen Steuereinheit 59 über die Schnittstelle 37 gesendet. Der Prozessor 36 liest außerdem Daten, die durch ein Datenerfassungsmodul 35 gesammelt werden, der Sensoren enthalten kann, wie etwa Drucksensoren zum Messen der Tiefe und Temperaturumformer zum Messen der Temperatur des Meerwassers. Die Daten von dem Datenerfassungsmodul können zu der externen Steuereinheit über die Kommunikationsschnittstelle 37 gesendet werden.
Die Synthese der Sendeimpulse wird durch den Prozessor 36 von Fig. 1 gesteuert, und das Betriebsprogramm ist in seinem Speicher gespeichert. Das Flußdiagramm von Fig. 2 erläutert die Sendeunterroutine, die verwendet wird, um einen Sendeimpuls zu synthetisieren. Wenn es Zeit ist, einen Impuls auszusenden, wird die Sendeunterroutine aufgerufen und die Programmausführung springt zum Schritt 62 von Fig. 2. Zunächst wird die Abfolge von Digitalwörtern oder Sendekoeffizienten cN(i) entsprechend der Trägerfrequenz oder einem Kanal N, über welchen der Impuls gesendet werden soll, auf Grundlage des Werts in einem Sendekonfigurationsregister gewählt. Das Sendekonfigurationsregister ist ein Ort in dem Speicher des Prozessors, der über die Kommunikationsschnittstelle 37 in Fig. 1 programmiert werden kann. Das Sendekonfigurationsregister enthält gemäß der bevorzugten Ausführungsform einen von sechs möglichen Werten. Werte von 1 bis 5 legen Kanäle N = 1 bis 5 fest oder jeweilige Trägerfrequenzen von 55 kHz, 65 kHz, 75 kHz, 85 kHz und 95 kHz. Der sechste mögliche Wert, der null ist, sperrt das Senden von Impulsen. Wenn beispielsweise das Sendekonfigurationsregister einen Wert 3 enthält, wird ein Impuls mit einer Trägerfrequenz von 75 kHz synthetisiert.
Sobald die korrekte Abfolge an Sendekoeffizienten gewählt ist, wird der Datenzeiger i im Schritt 64 zu Null gemacht, der zum ersten Element der ausgewählten Sequenz cN(0) zeigt. In Übereinstimmung mit dem Schritt 66 wird als nächstes die Störspitzen-Beseitigungsschaltung 52 in Fig. 1 über die Verriegelung 48 und die Steuerleitung 54 in Vorwegnahme einer D/A-Wandlung kurzgeschlossen. Der i-te Sendekoeffizient cN(i) wird auf den Bus 38 übertragen und in den Eingang des D/A-Wandlers 50 über die Verriegelung 48 und die D/A-Steuerleitung 46 verriegelt, und die Wandlung wird begonnen. Der Prozessor führt daraufhin beim Schritt 70 eine Verzögerung für eine Zeit durch, die ausreicht, daß der Wandler zuendekommt. Nach der Verzögerung wird der Kurzschluß am Ausgang der Störspitzen-Beseitigungsschaltung aufgehoben und der Ausgang wird mit dem Ausgang des D/A-Wandlers verbunden, wie im Schritt 72 gezeigt. In Übereinstimmung mit dem Schritt 74 wird der Datenzeiger i daraufhin mit der Gesamtzahl von Koeffizienten XMTCNT in der Sequenz bzw. Abfolge verglichen. Bei der bevorzugten Ausführungsform gilt XMTCNT = 203. Wenn der Datenzeiger weniger als die gesamte Anzahl anzeigt, schreitet die Ausführung zum Schritt 76 weiter. Wenn er anderweitig anzeigt, daß die gesamte Sequenz gewandelt wurde und die Impulssynthese beendet ist, schreitet die Ausführung mit den Schritten 80 und 82 weiter, die die Störspitzen-Beseitigungsschaltung überbrücken und die Ausführung zum Hauptaufrufprogramm rückführen. Der Datenzeiger i wird im Schritt 76 inkrementiert, indem er zum nächstfolgenden Sendekoeffizienten zeigt. Eine weitere Prozessorverzögerung wird durch den Schritt 78 eingeführt, bevor die Ausführung beim Schritt 66 wieder aufgenommen wird. Die Verzögerungen gemäß den Schritten 70 und 78 sind so gewählt, daß während der Impulssynthese die Störspitzen-Beseitigungsschaltung die halbe Zeit über kurzgeschlossen und mit dem stabilen Ausgang des D/A-Wandlers für die andere Hälfte der Zeit verbunden ist. Die Verzögerungen sind ferner so gewählt, daß bei der bevorzugten Ausführungsform ein Durchlaufen der Schleife, die vom Schritt 66 über den Schritt 78 zurück zu 66 festgelegt ist, 2,5 µs für eine Ausgangsabtastrate von 400 kHz benötigt. Die fünf Sequenzen cN(i) sind im Speicher des Prozessors 36 gespeichert. Der Übergang zu einem anderen Satz von synthetisierten Signalen erfordert lediglich, daß die Werte in dem Speicher geändert werden. Ein derartiger Übergang kann sogar über die Kommunikationsschnittstelle 37 erfolgen. In einem analogen System müßte die Hardware ersetzt werden.
Eine Einrichtung zum ermitteln der Anwesenheit von akustischen Impulsen aus der Sequenz von digitalen Abtastungen von dem A/D- Wandler 30 in Fig. 1 ist durch eine Korrelationsroutine realisiert, die durch den Prozessor 36 ausgeführt wird. Der A/D- Wandler 30 erzeugt neue Digitalabtastungen mit einer Rate von 100 kHz, wie durch den Oszillator 34 und den Frequenzteiler 32 eingestellt. Bei Beendigung jeder Wandlung signalisiert der A/D-Wandler dem Prozessor 36 das Ende über die Wandlungsleitung 40, was den Prozessor dazu veranlaßt, sofort eine Unterbrechungsdienstleistungsroutine auszuführen. Die Routine, in Fig. 4 als A/D-Lesen bezeichnet, zwingt den A/D-Wandler dazu, die Digitalabtastung auf dem Datenbus 38 durch ein Signal auf der A/D-Leseleitung 42 anzuordnen. Der Prozessor liest daraufhin die Abtastung und speichert sie in der nächsten verfügbaren Stelle in einem Kreispuffer 83 in seinen Speicher. Der Kreispuffer 83 gemäß der bevorzugten Ausführungsform hält 50 Abtastungen. Sobald der Puffer gefüllt ist, ersetzt die nächste Abtastung die älteste der 50 Abtastungen, so daß der Puffer stets 50 aktuellste Abtastungen hält. Der Schritt 124 in Fig. 4 führt diesen Betrieb durch, bevor er zur früheren Programmausführung zurückkehrt, wie durch den Schritt 126 gezeigt. Zu diesem Zeitpunkt sollte in Erinnerung gerufen werden, daß Sendeimpulse durch etwa 200 Koeffizienten mit einer 400 kHz-Rate synthetisiert werden, wodurch ein 0,5 ms-Impuls erzeugt wird. Da der A/D-Wandler in dem Empfänger mit lediglich 100 kHz abtastet, erstrecken sich nachfolgende Abtastungen über ein 0,5 ms-Intervall, der Breite eines Impulses. Mehr Sendekoffizienten werden verwendet, um die Hardware zu vereinfachen, die erforderlich ist, um den Tiefpaßrekonstruktionsfilter 56 zu realisieren.
Der Korrelationsdetektor ist in dem Prozessor 36 durch eine Ermittlungsroutine implementiert, deren Flußdiagramm in Fig. 3 gezeigt ist. Zur Vereinfachung der Zeichnung ist das Flußdiagramm von Fig. 3 für eine Ermittlung eines Impulses auf einem einzigen Kanal dargestellt. Tatsächlich kann die Ermittlungsroutine gleichzeitig für bis hin zu fünf Kanälen durchgeführt werden. Der erste Schritt 84 der Routine macht den Empfangsdatenzeiger j zu Null, der als Zählratenindex relativ zum Start der Ermittlungsroutine verwendet wird. Beim Schritt 86 wartet der Prozessor auf eine Zeitgeberunterbrechung, die jeweils nach 0,1 ms oder mit einer Rate von 10 kHz auftritt. Die Zeitgeberunterbrechungsroutine ist in Fig. 4 als Flußdiagramm gezeigt. Sobald die Zeitgeberunterbrechung auftritt und der A/D-Wandler gelesen wird, geht die Ausführung zu den Schritten 88 und 90 weiter, die den Korrelationszeiger k und die Korrelationsakkumulatoren yi(j) und yq(j) zu Null machen. Iterativ ausgführte Schritte 92, 94, 96 und 98 führen die In-Phase- und Quadratur- Korrelationen für die 50 jüngst eingegebenen Abtastungen x(j), j = -49, bis 0 mit einer Sequenz von 50 In-Phase-Korrelationskoeffizienten hi(k) und 50 Quadraturkoeffizienten hq(k) für den gegebenen Kanal aus. Die Koeffizienten sind in dem Speicher des Prozessors gespeichert. Insgesamt 500 Koeffizienten sind gespeichert, um die fünf Kanäle abzudecken. Ebenso wie die Sendekoeffizienten cN ohne signifikante Hardware-Änderungen modifiziert werden können, können die Korrelationskoeffizienten modifiziert werden. Wie nachfolgend im einzelnen erläutert, stellen die Koeffizienten die bekannte Form von gesendeten Impulsen für jeden Kanal dar. Die Iteration durch die Schritte 92, 94, 96 und 98 dauert an, bis der Korrelationszeiger k, der bei jeder Iteration inkrementiert wird, ein Viertel der Anzahl an Werten in der Sendeimpulssequenz erreicht. Bei der bevorzugten Ausführungsform gilt XMTCNT = 203 und XMTCNT/4 = 50. Infolge davon stellt jeder Korrelationsakkumulator die Summe von 50 Größen dar. In mathematischen Standardgrößen ist die In- Phase-Korrelation gegeben durch Yi(j) = Σ[x(j-k)hi(k)), und die Quadraturkorrelation ist gegeben durch yq(j) = Σ[x(j-k)hq(k)], wobei die Summation über k von 0 bis 49 erfolgt.
Sobald die Korrelationsberechnungen beendet sind, wird die Ausführung mit dem Schritt 100 fortgesetzt, der den reinen Korrelationswert y(j), die Vektorsumme der In-Phase- und Quadraturkorrelationswerte oder die Quadratwurzel der Summen der Quadrate von yi(j) und yq(j) berechnet. Im Schritt 102 wird der reine Korrelationswert mit einem Empfangsschwellenwert THLD verglichen, bei dem es sich um einen wählbaren Wert in einem Empfangskonfigurationsregister in dem Speicher des Prozessors handelt. Wenn der reine Korrelationswert kleiner als der Schwellenwert ist, wird der reine Korrelationswert y(j) im Schritt 104 auf Null gesetzt. In jedem Fall geht die Ausführung zum Schritt 106 weiter, der den maximalen Korrelationswert ermittelt. Im Schritt 106 wird der jüngste reine Korrelationswert y(j) mit dem vorausgehenden maximalen Spitzenwert p(j-1) verglichen. Wenn der jüngste Wert größer ist, ersetzt er den vorausgehenden Wert in p(j). Anderseitig wird der vorausgehende Wert p(j-1) in p(j) eingesetzt. Dadurch enthält p(j) die maximale Korrelation, die aktuell berechnet ist. Der Schritt 108 führt eine Ausführung durch, um den Spitzenwertdetektor zu umgehen, der in den Schritten 110, 112, 114 und 116 implementiert ist, wenn der reine Spitzenkorrelationswert ermittelt wurde. Wenn der reine Spitzenkorrelationswert noch nicht ermittelt wurde, schreitet die Ausführung zum Schritt 110 weiter, der den jüngsten reinen Korrelationswert y(j) mit dem bisherigen maximalen Korrelationswert p(j) vergleich. Wenn y(j) kleiner als p(j) ist, beginnen die Korrelationswerte abzunehmen und der Strom y(j) ist der erste Wert jenseits des Spitzenwerts. Wenn der Spitzenwert ermittelt und die Vorrichtung als Responder betrieben wird, wird die Zeitzählrate des Zeitgebers auf Null rückgesetzt und die Ausführung kehrt zur Aufrufroutine zurück, wie in den Schritten 111, 113 und 122 gezeigt. Wenn der Spitzenwert ermittelt und der Betrieb standardmäßig ist, schreitet die Ausführung zum Schritt 112 weiter, der den Wert des Datenzeigers, der mit dem Spitzenwert (j-1) zusammenfällt, in einer Stelle in dem Speicher des Prozessors speichert, die mit PLSTIM bezeichnet ist. Da der Datenzeiger jedesmal inkrementiert wird, wenn ein neuer Korrelationswert berechnet wird, d.h. jeweils nach 0,1 ms, dient der Datenzeiger als Zeitgeber, der periodische Zeitzählraten erzeugt. Der Schritt 112 stellt eine Einrichtung zum Zuordnen eines Zeitzählwerts zum maximalen Korrelationswert bereit, der den Ankunftzeitpunkt eines Impulses relativ zum Start der Ermittlungsroutine bezeichnet. Die Signalstärke des empfangenen Impulses, bei der es sich um den Spitzenkorrelationswert p(j) handelt, ist bzw. wird an der Stelle PLSLVL im Speicher des Prozessors im Schritt 114 gespeichert. Der Schritt 116 setzt die SPRUNG-Flagge, die anzeigt, daß der Spitzenwert ermittelt wurde. Ungeachtet der Ergebnisse der Entscheidungen der Schritte 108 und 110 wird die Ausführung erneut mit dem Schritt 118 aufgenommen, der ermittelt, ob eine Impulsermittlung auf dem gegebenen Kanal beendet ist. Ein Empfängerkonfigurationsregister in dem Speicher des Prozessors enthält einen Wert RCVCNT, der ein Akzeptanzintervall relativ zum Start der Ermittlungsroutine festliegt, während welcher die Korrelationsermittlungsroutine auf einem gegebenen Kanal abläuft. Wenn der Datenzeiger j den Wert RCVCNT erreicht, kehrt die Programmausführung zu ihrer früheren Laufroutine durch den Schritt 122 zurück. Anderweitig wird der Datenzeiger j im Schritt 120 inkrementiert und die Ausführung führt einen Rücksprung zum Schritt 86 aus, um den nächsten Korrelationswert zu berechnen. Es wird bemerkt, daß die Quadratwurzelfunktion, die durch den Schritt 100 ausgeführt wird, weggelassen werden kann, ohne die Ermittlung der Ankunftzeitpunkte zu beeinträchtigen. Wenn der Schritt weggelassen wird, sind die reinen Korrelationswerte lediglich die Quadrate der Korrelationswerte und die Schwellenwerte müssen in ähnlicher Weise zum Quadrat erhoben werden. Der Zweck des Quadratwurzelschritts 100 gemäß der bevorzugten Ausführungsform besteht darin, den reinen Korrelationswert auf dieselben Einheiten wie die eingegebenen Abtastungen zu skalieren.
Ein Software-Zeitgeber ist duch die Zeitgeber-Unterbrechungsroutine implementiert, die in Fig. 4 als Flußdiagramm dargestellt ist. Die Routine läuft nach jeweils 0,1 ms ab oder mit einer Rate von 10 kHz. Der Oszillator 34 von Fig. 1 stellt die Quelle für Taktsignale dar, auf welche die Ausführungsrate der Zeitgeberroutine sich bezieht. Immer dann, wenn die Zeitgeberroutine abläuft, wird eine Zeitzählrate, die im Speicher des Prozessors an einer mit ZEITGEBER bezeichneten Stelle gespeichert ist, inkrementiert, wie im Schritt 130 gezeigt. Wenn die Zeitzählrate eine maximale Zeitzählrate TCNT erreicht, wird die Zeitzählrate auf Null rückgesetzt, wie in den Schritten 128 und 136 gezeigt. Wenn ein Master-Synchronisationsbefehl empfangen wird, wird die Zeitzählrate auf Null rückgesetzt und die Master-Synchronisation wird so gelöscht, daß die Zeitgeberroutine das Rücksetzen der Zeitzählrate auf Null nicht beibehält, wie durch die Schritte 132 und 134 bezeichnet. Ein Master-Synchronisationsbefehl, der über die Kommunikationsschnittstelle 37 in Fig. 1 gesendet wird, wird verwendet, um die Vorrichtungen miteinander zu synchronisieren, üblicherweise einmal pro Schußpunkt. Wenn die Vorrichtungen nicht mit jedem Schußpunkt synchronisiert sind, legt TONT ein Abfrageintervall fest, das die Senderate einstellt.
Die Abfolgeplanung der Sende- und Ermittlungsroutinen wird durch eine in Fig. 5 gezeigte Hauptroutine gehandhabt. Die Hauptroutine läuft auf ein Rücksetzen hin ab und läuft in einer Schleife bis zu einem erneuten Rücksetzen ab. In Übereinstimmung mit dem Schritt 140 wird zunächst ein Digitalwort, das Null darstellt, auf den Datenbus 46 von Fig. 1 überführt und durch den Eingang des D/A-Wandlers 50 mittels der Verriegelungssteuerleitung 46 durch die Verriegelung 48 verriegelt. Als nächstes setzt der Schritt 142 den T/R-Schalter 26 in seine Empfangsposition über die Steuerleitung 44 zurück. Die Programmausführung tritt daraufhin in den Start der Schleife beim Schritt 144 ein. Wenn eine Zeitgeberunterbrechung auftritt (jeweils nach 0,1 ms), wird die Schleife einmal ausgeführt. Zunächst ermittelt die Routine im Schritt 146, ob es Zeit ist, den T/R-Schalter 26 in die Sendeposition einzustellen, und, falls dies der Fall ist, führt sie das im Schritt 148 aus. Im Schritt 150 wird die Zeitzählrate ZEITGEBER mit der Zeit zu Beginn der Synthese und der Sendung eines Impulses XMTTIM verglichen. Wenn eine Übereinstimmung vorliegt, wird die in Fig. 2 gezeigte Sendeunterroutine aufgerufen, um im Schritt 152 ausgeführt zu werden. Wenn es nicht Zeit ist, zu senden, oder wenn die Senderoutine beim Ausführen zuendegeht, ermittelt der Schritt 154, ob es Zeit zum Rücksetzen des T/R-Schalters 26 in die Empfangsposition ist. Wenn dies der Fall ist, setzt der Schritt 156 den Schalter zurück. Gemäß der bevorzugten Ausführungsform wird der T/R-Schalter 26 in der Sendeposition lediglich lange genug gehalten, um sicherzustellen, daß der synthetisierte Impuls durchlaufen kann oder gerade eben über 0,5 ms. Der T/R-Schalter befindet sich in der Empfangsposition für den Rest der Zeit. Im Schritt 158 wird die Zeitzählrate ZEITGEBER mit einem Wert RCVTIM verglichen, der das Öffnen eines Akzeptanzintervalls auf einem gegebenen Empfangskanal darstellt. Wenn Übereinstimmung vorliegt, wird die in Fig. 3 gezeigte Ermittlungsunterroutine aufgerufen, um durch den Schritt 160 ausgeführt zu werden. Anderweitig oder nachdem die Ermittlungsunterroutine beendet ist, wird die Schleife beim Schritt 144 erneut gestartet.
Aus Gründen der Einfachheit sind die bislang erläuterten Flußdiagramme unter Darstellung der Ermittlung auf einem einzigen Kanal dargestellt. Tatsächlich ist bei der bevorzugten Ausführungsform die gleichzeitige Ermittlung von hin bis zu fünf Kanälen möglich. Darüber hinaus können bis zu acht Impulsermittlungsereignisse für jeden Schußpunkt erfaßt werden. Die acht Impulsermittlungsereignisse sind durch Werte in acht Empfängerkonfigurationsregistern festgelegt, die voreingestellte Bedingungen wiedergeben. Die acht Register befinden sich im Speicher des Prozessors. Bei der bevorzugten Ausführungsform enthält jeder der acht Empfängerkonfigurationsregister:
a) Eine Empfangskanalnummer, welche die In-Phase- und Quadratur-Korrelationskoeffizienten wählt, die in der Ermittlungsroutine verwendet werden sollen;
b) einen Empfangsschwellenwert (THLD), der bei der Spitzenwertermittlung den zu verwendenden Minimalkorrelationswert festlegt;
c) einen Empfangsfensteröffnungszeitpunkt (RCVTIM), der den Start eines Akzeptanzfensters festlegt, während welchem die Ermittlungsroutine abläuft;
d) einen Empfangsfensterschließzeitpunkt (RCVCNT), der das Ende des Akzeptanzfensters von c) relativ zu RCVTIM festlegt, und
e) ein Bit, das festlegt, daß der Sender-Empfänger als autonomer Responder arbeitet, indem er lediglich ansprechend auf den Empfang des Impulses sendet, der durch die vorstehenden Merkmale a) bis d) festgelegt ist.
Weitere voreinstellbare Register, die bei der bevorzugten Ausführungsform eingesetzt werden können, weisen auf
a) das Sendekonfigurationsregister, das den Sendekanal N und den entsprechenden Koeffizienten cN(i) wählt;
b) ein Abfrageintervallregister, das einen Wert (TCNT) enthält, bei dem es sich um den Zeitgeberzählratenmodulus handelt, so daß, immer dann, wenn ZEITGEBER TCNT entspricht, ZEITGEBER auf Null rückgesetzt wird, wodurch ein Sendeintervall erneut gestartet wird;
c) ein Versetzungszeitpunktregister, das einen Wert (XMT-TIM) enthält, der den Sendezeitpunkt relativ zum Start des Sendeintervalls festlegt (ZEITGEBER = 0); und
d) ein Eichregister, das einen Eichwert (CALTIM) enthält, der den Ankunftzeitpunkt von Impulsen für Verzögerungen korrigiert, die anderweitig nicht berücksichtigt werden.
Bei Ermittlung von jedem von hin bis zu acht Impulsen in Übereinstimmung mit den Bedingungen, die durch jedes der acht Empfängerkonfigurationsregister eingestellt sind, werden der Ankunftzeitpunkt (PLSTIM) und die Signalstärke (PLSLVL) von jedem im Speicher gespeichert. Der Ankunftzeitpunkt wird in einem von acht Empfangszeitpunktregistern gespeichert; die Signalstärke wird in einem von acht Signalstärkenregistern gespeichert. Die acht Empfangszeitpunkt- und Signalstärkeregister entsprechen den acht Empfangskonfigurationsregistern. Der Ankunftzeitpunkt wird in bezug auf den Sendezeitpunkt XMTTIM durch (RCVTIM + PLSTIM - XMTTIM + CALTIM) berechnet.
Da der direkte akustische Pfad kürzer ist als die reflektierten Pfade, trifft der Impuls über den direkten Pfad am Detektor früher ein als Impulse über reflektierte Pfade. Durch Wählen des ersten reinen Korrelationsspitzenwerts innerhalb jedes Akzeptanzintervalls löst die Ermittlungsroutine das Mehrwege- Problem.
Die voreinstellbaren Register werden durch eine externe Steuereinheit über die Kommunikationsschnittstelle 37 in Fig. 1 konfiguriert. Die Werte in den Empfangszeitpunkt- und Signalstärkenregistern werden zu der Steuereinheit über die Kommunikationsschnittstelle 37 gesendet, um beim Auswerten akustischer Entfernungen genutzt zu werden.
Wie vorstehend erläutert, weist der Sendesignalsatz einen 0,5 ms-Impuls auf fünf Trägerfrequenzen auf: 55 kHz, 65 kHz, 75 kHz, 85 kHz und 95 kHz. Die tatsächliche Impulsform wurde durch eine iterative Technik abgeleitet, die als der Parks-McClellan- Algorithmus bekannt und im Buch Digital Signal Processing von Oppenheim und Schafer, Prentice-Hall, 1975, beschrieben ist. Der Parks-McClellan-Algorithmus leitet für eine endliche Impulsform eine optimale Approximation auf ein gewünschtes Frequenzspektrum ab. Das tatsächliche Ausgangssignal des Algorithmus ist ein Satz von Koeffizienten, welcher die Größe der Impulse mit gleichen Intervallen wiedergibt. Mehrere Kriterien werden beim Konstruieren des Signalsatzes verwendet. Zunächst ist ein schmaler Impuls endlicher Länge zum Maximieren der räumlichen Auflösung und zum Minimieren der Mehrwege-Interferenz erwünscht. Als zweites sollte der Kanalabstand, der durch den Empfänger erforderlich ist, um eine Kanalübersprechinterferenz zu vermeiden, so klein sein, daß ein gegebener Umformer viele Kanäle für einen flexibleren Betrieb des Entfernungsmeßsystems handhaben kann. Auf diesem Gebiet der Technik ist es bekannt, daß der beste Empfänger für einen gegebenen Satz von gesendeten Signalen ein angepaßter Filterempfänger ist. Ein angepaßter Filter ist ein Filter, dessen Impulsantwort dieselbe Form hat wie das Signal, auf das er angepaßt werden soll, jedoch zeitlich umgekehrt. Für einen symmetrischen Sendeimpuls, der identisch zeitlich umgekehrt ist, ist die Impulsantwort identisch mit der Form des Signals, an das er angepaßt werden soll. In ähnlicher Weise weist der angepaßte Filterempfänger für einen symmetrischen Sendeimpuls eine Frequenzantwort auf, die identisch mit dem Frequenzspektrum des Impulses ist. Die Auswahl der gewünschten Frequenzantwort von dem Emfänger stellt außerdem das Frequenzspektrum des Impulses ein. Ein weiterer Punkt betreffend angepaßte Filter ist, daß sie nicht in linearen analogen Systemen realisiert werden können, weil die umgekehrte Zeitimpulsantwort nicht realisiert werden kann.
In Fig. 6 ist die gewünschte Frequenzantwort 170 eines gegebenen Kanals und die tatsächliche Antwort 172 gezeigt, welche die gewünschte Antwort für die Parks-McClellan erzeugte Impulsform approximiert. Die gewünschte Frequenzantwort 170 kann als eine symmetrische Dreieckform aufweisend angesehen werden, die ausgehend vom Null-dB-Spitzenwert bei der Trägerfrequenz hinunter auf 80 dB beide Trägerfrequenzen benachbarter Kanäle abfällt und weiterhin hinunter auf 80 dB und darunter konstant bleibt. Die tatsächliche Antwort 172 stellt eine Approximation auf die gewünschte dar, die tatsächlich im ungünstigsten Fall eine Kanalübersprechdämpfung von 60 dB ergibt. Die gute Kanalübersprechdämpfung erlaubt es, daß die Empfängerkanäle um lediglich 10 kHz getrennt bzw. beabstandet sind, wodurch ein einziger Hochfrequenzumformer verwendet werden kann. Die Bandbreite der tatsächlichen Frequenzantwort 172 des Empfängerkanals, bei der es sich um dieselbe handelt, wie für die des Impulses, auf den sie angepaßt ist, beträgt etwa 10 kHz. Fig. 7a zeigt die Überlappung der gewünschten Frequenzantworten der fünf Kanäle und die wirksame Verwendung des verfügbaren Spektrums von 50 kHz bis 100 kHz. Bei einer analogen Implementation wären fünf getrennte Bandpaßfilter erforderlich, von denen jeder eine Anzahl von Bauteilen aufweist.
Kurvendarstellungen der Sendeimpulshülle 180 und des Sendeimpulses 182 auf der Trägerfrequenz 95 kHz sind in Fig. 8 gezeigt. Jede der Kurvendarstellungen besteht aus etwa 200 Werten. Bei der bevorzugten Ausführungsform werden 203 verwendet. Wenn jeder der 203 Werte, die für die Hülle aufgetragen sind, mit cE(i) bezeichnet ist, sind die Sendekoeffizienten für jeden Kanal gegeben durch
cN(i) = cE(i)cos[2π(fN/ft)i],
wobei ft = 400 kHz, die Übertragungsabtastfreqenz, fN = die Trägerfrequenz für den Kanal N und i von -101 bis +101 läuft. Der Prozessor 36 synthetisiert einen Sendeimpuls auf dem Kanal 5 beispielsweise durch Senden aufeinanderfolgender Koeffizienten c&sub5;(i) zum D/A-Wandler 50 mit einer Rate von 400.000 Koeffizienten pro Sekunde. Das Ergebnis ist ein gesendeter Impuls mit der dargestellten Form 182, jedoch zusätzlich geglättet durch den Rekonstruktionsfilter 56. Durch Synthetisieren von Impulsen aus Digitalwörtern, die mit einer Rate gewandelt wurden, die viermal so groß ist wie die höchste signifikante gesendete Frequenz (100 kHz), kann das digitale Schaltrauschen wirksam durch ein Tiefpaß-Besselfilter 56 dritter Ordnung unterdrückt werden. Ein Besselfilter wird verwendet, um die Phasenverzerrung beim Filterprozess zu minimieren. Langsamere Wandlungsraten würden komplexere und teurere Filter höherer Ordnung erfordern.
Obwohl die Impulshülle der bevorzugten Ausführungsform eine Gesamtdauer von etwa 0,5 ms hat, liegt der größte Teil der Energie innerhalb eines 0,1 ms-Fensters, das das Zentrum der Impuishülle einschließt. Infolge davon ist es möglich, eine Zeitauflösung von etwa 0,1 ms zu erzielen, was einer zeitlichen Auflösung von etwa 0,15 m im Meerwasser entspricht. Die schmalen Impulse ermöglichen außerdem eine Auflösung erwünschter Impulse aus reflektierten Impulsen für Differenzen der Pfadlänge äquivalent etwa 0,1 ms, was es dem Detektor erlaubt, zwischen direkten und reflektierten Impulsen zu unterscheiden, wodurch das Mehrwege-Problem wirksam unterdrückt wird.
Eine allgemeine Regel bei der Konstruktion eines Abtastdatenempfängers besagt, daß die Abtastfrequenz doppelt so groß sein sollte wie die höchste Frequenz, die in den zu empfangenden Signalen vorliegt, um das zu vermeiden, was als Aliasing bekannt ist. Bei Aliasing handelt es sich um das Phänomen, demnach eine Frequenzkomponente fa, die mit einer anderen Frequenz fb abgetastet wird, wobei fb < 2 fa, als eine Komponente erscheint, die zu einer Frequenz f&sub3; = fb - fa verschoben ist. Wenn eine weitere Frequenzkomponente tatsächlich bei f&sub3; liegt, wird von ihr gesagt, daß sie durch die verschobene Komponente aliased ist. Es ist ummöglich, zwischen den zwei getrennten Komponenten zu unterscheiden. Wenn die allgemeine Regel bei der bevorzugten Ausführungsform befolgt worden wäre, würde die Abtastfrequenz fs des A/D-Wandlers 30 etwa 200 kHz betragen. Eine derart hohe Abtastfrequenz würde es schwierig machen, einen Fünfkanal-Empfänger zu implementieren. Bei der bevorzugten Ausführungsform wird aus den bekannten Frequenzverschiebeeigenschaften Vorteil gezogen, um eine langsamere Abtastfrequenz zu ermoglichen. Das Unterabtasten von Signalen, die ein Band von 50 kHz bis 100 kHz, mit einer Rate von 100 kHz, einnehmen, verschiebt diese Signale in das Band von 0 Hz bis 50 kHz. Tatsächlich wird das Spektrum über 50 kHz um 50 kHz (der Hälfte der Abtastfrequenz) gefaltet. Damit die Unterabtasttechnik arbeitet, wird das Hochpaßfilter 28 verwendet, um eine Vorabtastenergie aus dem 0 Hz- bis 50 kHz-Band zu unterdrücken, um Aliasing zu vermeiden. Eine Eckfrequenz von etwa 40 kHz minimiert die Phasenverzerrung im Durchlaßband und schwächt Rauschen im Stopband angemessen ab. Das 50 kHz- bis 100 kHz-Spektrum von Fig. 7a wird in das 0 Hz- bis 50 kHz-Spektrum von Fig. 7b gewandelt. Die Trägerfrequenz von 55 kHz für den Sende- bzw. gesendeten Kanal 1, wenn mit 100 kHz abgetastet wird, erscheint als Frequenz von 45 kHz im verschobenen Spektrum; die Trägerfrequenzen der anderen Kanäle erscheinen als Kanal 2 - 35 kHz, Kanal 3 - 25 kHz, Kanal 4 - 15 kHz und Kanal 5 - 5 kHz. Das natürliche Filtern von hohen Frequenzen durch Meerwasser und das Abfallen des Umformers mit 12 dB/Oktave oberhalb von 100 kHz minimiert die Effekte des Aliasing von noch höheren Rauschfrequenzen in das 0 bis 50 kHz-Band.
Der Sendeimpuls, der aus 203 400-kHz-Koeffizienten synthetisiert ist, wird in dem Empfänger mit einer 100-kHz-Rate abgetastet und mit In-Phase- und Quadratur-Sequenzen von jeweils 50 Koeffizienten korreliert. Die In-Phase- und Quadratur-Empfängerkoeffizienten hi(k) und hq(k) sind in Fig. 9 für den Kanal 5 aufgetragen. Die In-Phase-Sequenz der Koeffizienten hi(k) wird durch Multiplizieren der Form der Hülle 180 mit einer 5-kHz- Sinuswellenform erzeugt, wobei ihr Spitzenwert mit dem Spitzenwert der Hülle zusammenfällt, und durch Abtasten von 50 Abtastungen der resultierenden Wellenform 190, die jeweils um 0,01 ms beabstandet sind. Die Quadratur-Koeffizienten werden in ähnlicher Weise mit der Ausnahme erzeugt, daß die Hülle 180 mit einer 5-kHz-Sinuswellenform multipliziert ist, die um 90º verschoben ist. Der Kurvenverlauf 192 der resultierenden Sequenz hq(k) ist in Fig. 9 gezeigt.
Das in Fig. 10 gezeigte Quadratur-Ermittlungsschema korreliert 50 aufeinanderfolgender Abtastungen x(k) von dem A/D-Wandler 30, die 0,5 ms überspannen, mit zwei Sequenzen von 50 Koeffizienten hi(k) und hq(k) in Korrelatoren 200 und 202. (Mit Ausnahme des A/D-Wandlers 30 sind die verbleibenden Blöcke von Fig. 10 im Programmcode implementiert.) Die resultierenden Korrelationswerte yi(j) und yq(j) werden in Quadrierern 204 quadriert und in einem Summierer 206 addiert. Schließlich wird der reine Korrelationswert y(j) durch einen Quadratwurzelblock 208 abgeleitet. Es wird bemerkt, daß der Quadratwurzelblock 208 lediglich dazu verwendet wird, den reinen Korrelationswert mit denselben Einheiten wie das abgetastete Eingangssignal zu skalieren. Ein großer Vorteil der Verwendung eines angepaßten Filters im Ermittlungsschema besteht darin, daß die y(j)-Sequenz die Autokorrelationsfunktion für die Sendeimpulshülle ist. Eine interessante Eigenschaft der Autokorrelationsfunktion eines symmetrischen Impulses besteht darin, daß sie ebenfalls symmetrisch ist, jedoch doppelt so breit. Da die Autokorrelationsfunktion, die durch die Sequenz y(j) festgelegt ist, zeitlich doppelt so breit ist, ist ihr Frequenzspektrum halb so breit wie dasjenige des Impulses. Es wird in Erinnerung gerufen, daß die Bandbreite von jedem der Sendeimpulse etwa 10 kHz beträgt, wodurch die Bandbreite der Autokorrelationsßunktion etwa 5 kHz wird. Infolge davon müssen Korrelationsberechnungen lediglich mit einer Rate fk von 100 kHz durchgeführt werden, um ein Aliasing der Korrelationsfunktion zu vermeiden. Ein Vorteil bei der Verwendung eines angepaßten Filterverstärkers besteht deshalb darin, daß das Ausgangssignal des Korrelators mit derselben Rate wie die Bandbreite der gesendeten Signale abgetastet werden kann, anstatt mit der doppelten Bandbreite, wie in nicht angepaßten Filterempfängern. Der Vorteil verringert deutlich die Anzahl an erforderlichen Korrelationsberechnungen.
Eine typische Sequenz reiner Korrelationswerte y(j), welche die Ankunft eines Impulses überspannen, ist in Fig. 11 aufgetragen. Es wird bemerkt, daß die Hülle der aufgetragenen Werte in Fig. 11 die Autokorrelationsfunktion der Sendeimpulshülle beschreibt und doppelt so breit ist wie der Impuls. Der Spitzenwertdetektor 209 in Fig. 10 wählt das Maximum y(j) aus der Sequenz aus, was eine Impulsankunft wiedergibt.
Das Durchführen der zahlreichen Berechnungen eines Mehrkanalsystems erfordert einen Prozessor, der ein hohes Leistungsvermögen hat. Bei der bevorzugten Ausführungsform wird eine integrierte Digitalsignalverarbeitungs (DSP) schaltung verwendet, um die gesendeten Impulse zu synthetisieren und die empfangenen Impulse zu ermitteln. Ein Beispiel eines derartigen DSP-Chip ist der durch die Motorola Inc. Schaumburg IL hergestellte DSP 56000. Um den DSP-Chip weiter zu entlasten, so daß er wirksamer arbeiten kann, wird ein kostengünstiger Mikrokontroller verwendet, um weitere Funktionen zu handhaben, wie etwa die Zeitsteuerung und die Kommunikationen über die Kommunikationsschnittstelle 37 und das Auslesen des Datenerfassungsmoduls 35. Ein Beispiel für einen derartigen Mikrokontroller ist der Motorola MC68HC11A1, ebenfalls hergestellt durch die Motorola Inc. Schaumburg IL. Der Prozessor 36 gemäß der bevorzugten Ausführungsform weist demnach einen DSP-Chip für die Impulssynthese und -ermittlung, einen Mikrokontroller für die allgemeine Eingabe/Ausgabe-Steuerung, die Zeitsteuerung, die Kommunikationen und die Steuerung ihrer zugeordneten Speicher auf.
In Fig. 12 ist eine Draufsicht eines seismischen Schleppboots 220 gezeigt, das zwei untergetauchte Hydrophon-Schwimmverbände 222A und 222B hinter sich herzieht. Eine Kopfboje 226A und eine Schlußboje 230A sind an den Schwimmverband 222A angebunden. Der Schwimmverband 222B ist in ähnlicher Weise durch seine Kopfboje 226B und seine Schlußboje 230B markiert. Hydroakustische Sender-Empfänger-Gruppen 236A bis J, einschließlich der erfindungsgemäßen Vorrichtung, sind an die untergetauchten Schwimmverbände 222A und 222B in POSITIONEN 2-4, an den Kopfbojen 226A und 226B in der POSITION 1 und an den Schlußbojen 230A und 230B in der POSITION 5 angebracht. Um die Darstellung von Fig. 12 zu vereinfachen, sind die Sender-Empfänger 236A bis J als an lediglich zwei Schwimmverbände 222A und 222B und ihre Bojen 226A-B und 230A-B angebracht gezeigt. Bei einer typischen seismischen Vermessung können zusätzliche Sender-Empfänger am Bootskörper des Schleppboots 220 und an der Luftkanone 234 angebracht sein. Diese zusätzlichen Sender-Empfänger sind typischerweise durch eine Kommunikationsverbindung mit der externen Steuereinheit verbunden; sie können jedoch gegebenenfalls als Responder betrieben werden. Falls darüber hinaus das vertikale Wärmeprofil des Meers einen akustischen Pfad zwischen den Sender-Empfängern auf den Bojen und denjenigen auf dem Schwimmverband ausschließen, können Schleppfisch-getragene Sender-Empfänger unter den Bojen geschleppt werden, um einen akustischen Relaispfad zu vervollständigen. Darüber hinaus können mehr als zwei Schwimmverbände in Position gebracht werden, von denen jeder viel mehr Sender-Empfänger aufweist wie in Fig. 12 gezeigt, und zwar verteilt entlang seiner Länge. Ein typischer 3-km-Schwimmverband kann etwa sechs Sender-Empfänger entlang seiner Länge aufweisen.
Die Sender-Empfänger 236B, C, D und 236G, H, I, die direkt am Schwimmverband angebracht sind, können mit einer Steuereinheit an Bord des Schleppboots 220 durch Kommunikationsleitungen in den Schwimmverbänden 222A und 222B kommunizieren. In den meisten Anwendungen sind die Bojen an den Schwimmverbänden ohne irgendeine elektrische Verbindung entlang dem Halteseil angebunden. Infolge davon können bojenfeste Sender-Empfänger üblicherweise nicht mit der Steuereinheit kommunizieren. Zu Darstellungszwecken wird angenommen, daß die Sender-Empfänger 236A, E, F und J in Fig. 12 nicht mit der Steuereinheit kommunizieren können. Die bojenfesten Sender-Empfänger sind als Responder konfiguriert, die lediglich bei Ermittlung eines Impulses auf einem bezeichneten Kanal senden. Strichlierte Linien in Fig. 12 geben Entfernungen zwischen Paaren von Sender-Empfängern 236 wieder. Bei einer typischen Anordnung sind sämtliche der Sender-Empfänger auf dem Schwimmverband 222A so konfiguriert, auf demselben Kanal zu senden, und sämtliche auf dem Schwimmverband 222B dazu, auf dem anderen Kanal zu senden. Die Responder in den Bojen sind dazu konfiguriert, ansprechend auf den Empfang eines Impulses, auf demselben Kanal zu senden, wenn er weitersendet. Jeder Sender-Empfänger mit Ausnahme der Responder ist dazu konfiguriert, Impulse von den benachbarten Sender-Empfängern zu empfangen. Beispielsweise ist der Sender- Empfänger 236B konfiguriert, fünf Impulse von 236A, C, F, G und H zu empfangen. Die Impulssendezeitpunkte sind gestaffelt, um zu verhindern, daß Impulse auf demselben Kanal gleichzeitig beim selben Sender-Empfänger ankommen. Bei einer typischen Anordnung senden Sender-Empfänger, die direkt einander gegenüberliegen, mehr oder weniger zusammen, wobei der am nächsten zum Boot liegende sendet, während die am weitesten vom Boot entfernt liegenden entsprechend später senden.
Die Entfernung zwischen einem Paar von Sender-Empfängern gemäß der bevorzugten Ausführungsform wird durch eine Zweiwege-Sendemessung gemessen, um die Notwendigkeit für einen genauen Synchronisationsbefehl zu vermeiden. Beim Zweiwege-Entfernungsmessen sendet jeder Sender-Empfänger einen Impuls aus, den ersten zum Zeitpunkt t1x, bezogen auf den Zeitgeber des Sender-Empfängers Nr. 1 und den zweiten zum Zeitpunkt t2x, bezogen auf den Zeitgeber des Sender-Empfängers Nr. 2. Der erste empfängt den Impuls des zweiten zum Zeitpunkt t1r, und der zweite empfängt den Impuls des ersten zum Zeitpunkt t2r. Selbst dann, wenn die Zeitgeber der zwei Sender-Empfänger nicht synchronisiert sind, ist die Entfernung proportional zu [ttr-t1x)+(t2r-t2x)]/2, weil die Versetzung zwischen den zwei Zeitgebern durch die Subtraktion beseitigt wird. Die Zeitdifferenzen (t1r-t1x) im Sender- Empfänger Nr. 1 und (t2r-t2x) im Sender-Empfänger Nr. 2 sind die Werte, die über die Kommunikationsschnittstelle 37 zu der externen Steuereinheit gesendet werden. Die externe Steuereinheit berechnet daraufhin die Entfernung zu c[(t1r-t1x)+(t2r- t2x)]/2, wobei c die Geschwindigkeit von Schall durch Wasser ist. Die erläuterte Berechnung betrifft die Entfernung 240 in Fig. 12 zwischen den Sender-Empfängern 236D und 236I, die mit der externen Steuereinheit an Bord des Schleppboots 220 kommunizieren können.
Beim Ermitteln der Entfernungen zwischen einem Sender-Empfänger und einem Responder ist die Berechnung schwierig. Für eine Entfernung zwischen einem Sender-Empfänger Nr. 3 und einem Responder Nr. 4 auf demselben Schwimmverband, wobei der Responder dazu konfiguriert ist, ansprechend auf die Ermittlung eines Impulses vom Sender-Empfänger Nr. 3 zu senden, ist die Entfernung 242 proportional zu [(t3r-t3x)-td]/2. Die Differenz (t3r- t3x), die der Sender-Empfänger Nr. 3 zur externen Steuereinheit berichtet, ist das Intervall zwischen der Impulssendung durch den Sender-Empfänger Nr. 3 und dem Empfang des Impulses vom Responder Nr. 4. Eine Verzögerung td äquivalent zu XMTTIM+CALTIM, die sämtlichen Respondern zwischen der Ermittlung eines Responders von einem Impuls und einem darauffolgenden Senden innewohnt, ist der Steuereinheit bekannt und kann bei der Berechnung der Entfernung berücksichtigt werden. Diese Berechnung gilt für die Entfernung 242 zwischen dem Sender-Empfänger 236D und dem Responder 236E in Fig. 12.
Für die Entfernung 244 zwischen dem Sender-Empfänger 236D und dem Responder 236J, für welche der Responder ansprechend auf die Ermittlung eines Impulses von einem anderen Sender-Empfänger als 236D sendet, nämlich vom Sender-Empfänger 236I, ist die Berechnung viel komplizierter. Um das Format der Entfernungsgleichungen, die in diesem Fall verwendet werden, zu vereinfachen, wird ein Subskript I verwendet, um auf den Sender-Empfänger 236I bezug zu nehmen, ein Subskript J, um auf den Responder 236J bezug zu nehmen, und ein Subskript D, um auf den Sender-Empfänger 236D bezug zu nehmen. Die Entfernung 244 ist proportional zu
[(tDrJ-tDx)-(tDrI-tDx)-td] -[(tIrJ-tIx)-td)/2 +[(tIrD-tIx)+(tdrI-tDx)]/2,
wobei (tIrJ-tIx) der Ankunftzeitpunkt bei 236I des Impulses vom Responder 236J in bezug auf den Sendezeitpunkt des Impulses von 236I ist,
(tirD-tIx) der Ankunftzeitpunkt bei 236I des Impulses vom Sender-Empfänger 236D in bezug auf den Sendezeitpunkt des Impulses von 236I ist,
(tDrJ-tDx) der Ankunftzeitpunkt bei 236D des Impulses vom Responder 236J in bezug auf den Sendezeitpunkt des Impulses von 236D ist,
(tDrI-tDx) der Ankunftzeitpunkt bei 236D des Impulses vom Sender-Empfänger 236I in bezug auf den Sendezeitpunkt des Impulses von 236D ist und td die Eigenverzögerung im Responder zwischen dem Empfang und dem Senden eines Impulses ist.
Bei den Größen in Klammern handelt es sich um Ankunftzeitpunkte, die zu der externen Steuereinheit über die Kommunikationsschnittstelle gesendet wird, und td ist ein bekannter Wert. Aus diesen Größen kann die externe Steuereinheit die Entfernung 244 berechnen.
Ein wesentliches Element bei der vollständigen positionsmäßigen Auswertung ist die Tiefe jedes Sender-Empfängers zum Zeitpunkt einer Entfernungsmessung. Aus diesem Grund kann das Datenerfassungsmodul 35 in Fig. 1 gemäß der bevorzugten Ausführungsform Tiefeninformation von einem Druckumformer zum Prozessor 36 übertragen, der sie zu der externen Steuereinheit über die Kommunikationsschnittstelle 35 sendet. Zusammen mit den Tiefendaten kann das Datenerfassungsmodul Temperaturinformation von einem Temperatursensor bereitstellen, die in ähnlicher Weise zu der externen Steuereinheit zur Verwendung beim Ermitteln der lokalen Schallgeschwindigkeit gesendet werden kann.
Unter erneutem Bezug auf Fig. 1 kann die Erfindung gemäß diesem System als Einweg-Entfernungsmeßsystem unter Verwendung eines externen Synchronisationssignals eingesetzt werden, das dem Prozessor 36 zugeführt wird. Das externe Synchronisationssignal wird verwendet, um die Zeitzählrate des Zeitgebers auf Null rückzusetzen. Das Synchronisationssignal unterbricht die Ausführung des Prozessors und setzt die Zeitzählrate des Zeitgebers sofort auf Null zurück. Außerdem kann jeder Sender-Empfänger als spezieller Empfänger oder Sender konfiguriert sein.
Es sind nunmehr Vorrichtungen und Verfahren für ein hydroakustisches Positionierungssystem erläutert worden, und obwohl die vorliegende Erfindung in bezug auf derartige spezielle Verfahren und Vorrichtungen erläutert wurde, sollen diese speziellen Bezugnahmen keine Beschränkungen hinsichtlich des Schutzumfangs der Erfindung darstellen, der lediglich durch die nachfolgenden Ansprüche festgelegt ist.

Claims

1. Hydroakustisches Entfernungsmeßsystem zum Ermitteln akustischer Entfernungen zwischen einzelnen Orten von hydroakustischen Sender-Empfängern auf einer Vielzahl von Unterwasser-Objekten, umfassend eine Vielzahl von hydroakustischen Sender-Empfängern, die an unterschiedlichen Orten an den Unterwasser-Objekten (236A-236J) befestigt sind, wobei jeder der Sender-Empfänger einen Umformer (20) für hydroakustische Energie in elektrische Energie beinhaltet, der zur Übertragung und zum Empfang von akustischen Impulsen unter Wasser geeignet ist; und das System gekennzeichnet ist durch:

ein mit dem Umformer (20) gekoppeltes elektronisches System (22-58), beinhaltend eine Einrichtung (20, 22) zum Senden und eine Einrichtung (20, 24, 30) zum Empfangen von hydroakustischer Impulsenergie innerhalb eines vorbestimmten Bereichs von Eigenschaften, beinhaltend eine Verarbeitungs einrichtung (36) zum Verarbeiten von Impulsen innerhalb des vorbestimmten Bereichs von Eigenschaften;

eine Impulserfassungseinrichtung (24, 28, 30, 40, 36) in dem elektronischen System zum Erfassen von durch den Umformer innerhalb des Bereichs von Eigenschaften empfangenen Impulsen,

eine lokale Zeittakteinrichtung (34, 36) in dem elektronischen System zum Bereitstellen einer lokalen Zeitreferenz, um denjenigen der durch den Umformer (20) empfangenen Impulse Ankunftszeiten zuzuweisen, die Eigenschaften innerhalb des vorbestimmten Bereichs haben;

eine Impuls-Synthetisiereinrichtung (36, 48, 50, 52, 54, 56) in dem elektronischen System zum Erzeugen eines Signalverlaufs der vorbestimmten Eigenschaften zur Übertragung von dem Umformer (20) zu einer Zeit, die sich von der Ankunft er faßter Impulse innerhalb des Bereichs unterscheidet;

eine Einrichtung zum Synchronisieren (59, 61, 37) der lokalen Zeittakteinrichtung (34, 36) der Vielzahl von hydroakustischen Sender-Empfängern zueinander;

eine Speichereinrichtung (36, 83) in dem elektronischen System zum Speichern eines Abfolgeplans lokaler Impulssendeund -empfangsereignisse; und

eine Abfolgeplanungseinrichtung (36, 38, 42, 44, 46) in jedem Sender-Empfänger, die mit der lokalen Zeittakteinrichtung (34, 36) und der Speichereinrichtung (36, 83) zusammenwirkt zum Planen, zeitlichen Steuern und Auslösen einer Sequenz von lokalen Impuissende- und -empfangsereignissen in Übereinstimmung mit dem in den Speichermitteln gespeicherten Ereignis-Abfolgeplan und in Antwort auf einen synchronisierenden Impuls von der Synchronisationseinrichtung (59).

2. Hydroakustisches Entfernungsmeßsystem nach Anspruch 1, bei dem die Impulserfassungseinrichtung gekennzeichnet ist durch eine Betriebsart, die simultan empfangene Impulse mit unterschiedlichen individuellen Eigenschaften innerhalb des vorbestimmten Bereichs von Eigenschaften erfaßt.

3. Entfernungsmeßsystem nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Signalverläufe innerhalb eines vorbestimmten Bereichs von Eigenschaften weiter gekennzeichnet sind durch Impulsformen (172), und bei dem die Impulserfassungseinrichtung weiter gekennzeichnet ist durch eine Formbestimmungseinrichtung (30, 32, 34, 36, 40), die in einer Digital-Abtastbetriebsart betreibbar ist zum Ermitteln der Form der empfangenen Impulse.

4. Entfernungsmeßsystem nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch empfangene hydroakustische Impulse einer vorbestimmten Trägerfrequenz oberhalb von etwa 40 kHz, und ein elektronisches Hochpaßfilter (28), welches in dem elektronischen System gekoppelt ist, um empfangenes, bei Frequenzen unterhalb von etwa 40 kHz vorhandenes hydroakuslisches Rauschen abzuschwächen.

5. Entfernungsmeßsystem nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnel durch ein System, welches das elektronische System (22-58) mit einem elektronischen System (220, 234) an einem unterschiedlichen Ort unter Wasser koppelt, und eine Einrichtung zum Ermitteln des Trennabstands zwischen den beiden Vorrichtungen durch Messen der Zeit mittels der Formel {(t1r - t1s) + (t2r - t2s)}/2, wobei der Sender-Empfänger in der ersten Vorrichtung zur Zeit t1s sendet und der Sender-Empfänger in der zweiten Vorrichtung zur Zeit t2s sendet, und der Index r die Empfangszeit der entsprechenden, zu den Zeiten t1s und t2s gesendeten Impulse identifiziert.

6. Entfernungsmeßsystem nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine Zweiwege-Entfernungsmeßeinrichtung (59) zum Bestimmen des Trennabstands zwischen zwei Sender-Empfängern (20), die sich an jeweils jedem zweier Unterwasser- Objekte befinden, durch Messen und Mitteln der Laufzeit der Impulsübertragung von jedem der beiden Sender-Empfänger zum anderen.

7. Entfernungsmeßsystem nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zum Anbinden der Position der Vorrichtung an eine geodätische Referenz (220).

8. Entfernungsmeßsystem nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch ein Abstandsberechnungssystem (59) zum Messen des räumlichen Abstands zwischen dem ersten Sender-Empfänger (20) mit begleitendem elektronischem System und einem zweiten Sender-Empfänger (20) mit begleitendem elektronischem System, welches einen Zwischen-Sender-Empfänger (20) mit begleitendem elektronischem System verwendet.

9. Verfahren zum Ermitteln akustischer Entfernungen zwischen einer Vielzahl von einzelnen Orten hydroakustischer Unterwasser-Sender-Empfänger auf einer Vielzahl von Unterwasser-Objekten (236A-236J) mit hydroakustischen Umformern (20), die zum Senden und zum Empfang von akustischen Impulsen unter Wasser geeignet sind, gekennzeichnet durch die Schritte:

Verarbeiten von hydroakustischer Impulsenergie innerhalb eines vorbestimmten Bereichs von Eigenschaften;

Erfassen hydroakustischer Impulse, die durch die Umformer (20) empfangen wurden, innerhalb des Bereichs von Eigenschaften;

Synchronisieren eines Bezugszeittakts zum Zuweisen von Impulsankunftszeiten zu durch den Umformer (20) empfangenen Impulsen mit Eigenschaften innerhalb des vorbestimmten Bereichs;

Synthetisieren und Senden, von dem Umformer (20) weg, von Impulsen des vorbestimmten Bereichs von Eigenschaften;

Synchronisieren der Funktion der Umformer (20) miteinander zum Planen von lokalen Impuissende- und -empfangsereignissen;

Speichern eines individuellen Abfolgeplans lokaler Impulssendeereignisse für jeden Umformer (20); und

Auslösen lokaler Sende- und Empfangsereignisse in Übereinstimmung mit dem Abfolgeplan gespeicherter Ereignisse.

10. Verfahren zum Ermitteln akustischer Entfernungen nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch die Schritte:

Messen des Abstands in Wasser zweier Orte von Sender- Empfängern (20) durch Registrieren der Laufzeiten der hydroakustischen Impulse von jedem Umformer zum anderen und Mitteln der beiden Laufzeiten.

11. Verfahren nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch die Schritte des digitalen Abtastens empfangener hydroakustischer Impulse zum Ermitteln des Signalverlaufs und der Ankunftszeit von Impulsen vorbestimmter Form in Bezug auf digitale Abtastzeiten.

12. Verfahren nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch den Schritt des Beziehens der Positionen der Umformer auf eine geodätische Referenz (220, 224).

13. Verfahren nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch die Schritte des Sendens der hydroakustischen Impulse mit einer vorbestimmten Trägerfrequenz größer als etwa 40 kHz und des Ausfilterns von Frequenzkomponenten unterhalb von 40 kHz aus empfangenen Impulsen zum Abschwächen empfangenen hydroakustischen Rauschens.