DE69120228T2

DE69120228T2 - Treiberschaltung

Info

Publication number: DE69120228T2
Application number: DE69120228T
Authority: DE
Inventors: Raymond Arthur Vos
Original assignee: Thorn Lighting Ltd
Current assignee: Thorn Lighting Ltd
Priority date: 1990-12-19
Filing date: 1991-12-03
Publication date: 1997-01-23
Anticipated expiration: 2011-12-04
Also published as: DE69120228D1; JPH0522943A; ATE139384T1; EP0491499A1; GB9027545D0; EP0491499B1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Ansteuerschaltung in Kombination mit einer Brückenschaltung, wobei die Brückenschaltung eine mit ihrem Ausgang verbundene Nutzlast aufweist, die bei der Betriebsfrequenz induktiv ist, wobei diese Anordnung bei vielen Schaltnetzteil-Anwendungen üblich ist.
Die grundsätzlichen Prinzipien zum Schalten solcher Brückenanordnungen sind bekannt. Fig. 1 zeigt beispielsweise eine Halbbrückenanordnung, bei der in Sperrichtung vorgespannte Dioden D1 und D2 an einer Reihenanordnung von Schaltern S1 und S2 liegen. Die Schalter S1 und S2 können beispielsweise zwei MOSFETS sein. Cp1 und Cp2 stellen Kapazitäten dar, die zwischen einem Schaltpunkt Vs und zwei Gleichspannungsversorgungsschienen Vhi und Vlo vorhanden sind. Während des Betriebes einer solchen Schaltung wird zu irgendeiner Zeit nur einer der Schalter S1 und S2 eingeschaltet, um zu verhindern, daß ein Brechstangen(crowbar)-Strom unmittelbar nur von Vhi zu Vlo über die Schalter S1 und S2 fließt.
Es sei beispielsweise betrachtet, daß ein Strom I von einer Last L über den eingeschalteten Schalter S1, wie in Fig. 2 dargestellt ist, fließt, wobei VS Vlo ist. Wenn S1 zur Zeit t1 abgeschaltet wird, fließt I weiter und lädt die Kondensatoren Cp1 und Cp2 bis vs vhi zur Zeit t2 ist, und - wie in Fig. 3 dargestellt ist - der Laststrom nun über D2 fließt. Fig. 4 zeigt, wie sich die Spannung Vs während dieser Schaltperiode ändert. Bei diesem Beispiel fällt der Strom 1 eventuell zur Zeit t3 auf Null, zu welcher Zeit S2 eingeschaltet werden sollte, um zu erlauben, daß sich ein Strom in umgekehrter Richtung ausbildet, was in Fig. 5 dargestellt ist. Wenn S2 abgeschaltet ist, tritt die umgekehrte Wirkung zu der oben beschriebenen ein.
Brückenschaltungen, die ähnlich wie die oben beschriebene sind, können so ausgebildet werden, daß sie mit kleinen Schaltverlusten arbeiten, sofern die Schalter-Abschaltgeschwindigkeit schnell ist und die Einschaltzeit zwischen t2 und t3 liegt.
Es gibt verschiedene Verfahren zur Steuerung des Schaltens von Brückenanordnungen, denen allgemein vier Überschriften zugeordnet werden können, nämlich Flexibilität z. B. veränderbare Impulsbreite oder Frequenz, Wirkungsgrad, Kosten der Bauteile und Leistungsaufnahme der Steuerschaltung.
Bestimmte technische Schwierigkeiten beziehen sich auf die Ausführung solcher Schaltungen. Bei vielen Anwendungen arbeitet die Brücke an einer Hochspannungs-Gleichspannungsschiene (üblicherweise 50V bis zu Spitzen-Netzspannungen von 500V+ und darüber), was zu großen Kommutierungsspannungen zwischen den Schalter-Steueranschlüssen führt, die hohe dv/dt Werte erzeugen. Die grossen Spannungen erfordern die Verwendung entweder einer Isolationsschranke oder eines Hochspannungspegel-Verschiebeverfahrens Eine Isolation verursacht oft Fortpflanzungsverzögerungen und langsame Schaltgeschwindigkeiten. Die Pegelverschiebung wird schädlich durch das große dv/dt der Kommutierungsspannung beeinflußt.
Wir haben allgemein für induktive Schaltungen gefunden, daß für eine idealisierte Ansteuercharakteristik die Einschaltgeschwindigkeit kein schwieriges Bemessungsproblem ist, sofern, wie oben beschrieben, ase Schalten zwischen t2 und t3 erfolgt. Die erforderliche Spitzenstromansteuerung ist ziemlich niedrig und kann von einer Spannungsquelle geliefert werden, die eine Reihenwiderstands-Strombegrenzung verwendet, die beispielsweise mit der Gate-Kapazität eines MOSFET zusammenarbeitet, um die relevante Zeitkonstante vorzusehen. Eine Konstruktionsschwierigkeit besteht darin, eine isolierte Ansteuerung zu dem hochspannungsseitigen Schalter S2 vorzusehen, und eine zweite Schwierigkeit besteht darin, daß Energie vorgesehen werden muß, um die Gate-Kapazität zu laden.
Im Gegensatz zu dem Einschalt-Erfordernis haben wir gefunden, daß für eine idealisierte Ansteuercharakteristik die Abschaltgeschwindigkeit sehr schnell sein muß, was das Ziehen von hohen Spitzenströmen von dem Gate-Anschluß erfordert. Bei manchen Konstruktionen fließt der Entladestrom über die Primärwicklung einer Transformatorkopplung, wofür eine sehr niedrige Streureaktanz erforderlich ist. Es gibt kein wesentliches Erfordernis, daß die Steuerschaltung einen beträchtlichen Ansteuerstrom liefern sollte, um den Gate-Anschluß zu entladen.
Ein Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung einer Ansteuerschaltung für eine Brückenschaltung mit einem Aufbau, der bestrebt ist, die technischen Schwierigkeiten bei bekannten Anordnungen zu überwinden, wobei angestrebt wird, eine preiswerte Schaltung zu schaffen, die die oben beschriebene idealisierte Ansteuercharakteristik bei niedrigem Strombedarf der Ansteuerschaltung aufweist.
Gemäß der Erfindung ist eine Ansteuerschaltung in Kombination mit einer Brückenschaltung vorgesehen, wobei die Brückenschaltung eine mit ihrem Ausgang verbundene Nutzlast aufweist, die bei der Betriebsfrequenz induktiv ist, wobei die Kombination der Ansteuerschaltung mit der Brückenschaltung eine Reihenschaltung aus einem ersten und einem zweiten Schaltelement enthält, die zwischen einer ersten und einer zweiten Gleichspannungs-Versorgungsleitung liegt, wobei die Schaltelemente entsprechende sekundäre Rückkopplungs-Wicklungen für die induktive Last haben, und wobei Schaltmittel vorgesehen sind, um abwechselnd das erste und zweite Schaltelement ein- und auszuschalten, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltmittel erste und zweite Schaltvorrichtungen, die jeweils mit einem zugeordneten Schaltelement verbunden sind, und Synchronisationsmittel umfassen, um die Schaltvorrichtungen in vorgegebenen Intervallen zu erregen, wobei die Anordnung so ausgebildet ist, daß die Erregung der Schaltvorrichtung, die einem Schaltelement zugeordnet ist, das EIN ist, das Element auf AUS schaltet, und daß das Schalten des Schaltelementes auf AUS, kraft der Nettolast induktiv zu sein, eine Kommutierungsspannung verursacht, die dazu verwendet wird, das andere Schaltelement auf EIN zu schalten.
Bei einer Ausführungsform ist wenigstens eine der Schaltvorrichtungen unmittelbar mit den Schalt-Steueranschlüssen ihres zugeordneten Schaltelements verbunden, wobei die Schaltvorrichtung durch ein Signal mit niedriger Leistung aktiviert wird, um eine Direktentladung der Schaltmittel mit niedriger Impedanz vorzusehen.
Vorteilhafterweise werden Schaltungsmittel verwendet, wobei die verwendete Energie zum Einschalten der Schaltelement unmittelbar von der Nettolast abgeleitet wird, so daß der gesamte Energiebedarf von der Steuerschaltung minimal ist. Bei einer Ausführungsform umfaßt jede der Schaltvorrichtungen einen Transistor, der mit einem zugeordneten gewickelten induktiven Bauteil verbunden ist, wobei die gewickelten induktiven Bauteile zusammen einen Transformator bilden.
Zweckmäßigerweise ist wenigstens eines der Schaltelemente ein MOSFET, und vorzugsweise sind beide Schaltelemente MOSFETS. Bei anderen Ausführungsformen können ein oder beide Schaltelemente aus einem Thyristor oder einem bipolaren Transistor bestehen.
Bei einer Ausführungsform der Erfindung bildet die Ansteuerund Brückenschaltungs-Anordnung Teil einer Schaltung zum Zünden und Speisen einer Gasentladungslampe, wobei die Schaltungsanordnung als ein Gleichstrom/Wechselstrom-Wandler dient, der einer die Lampe und ein geeignetes Vorschaltgerät enthaltenden Lastschaltung Wechselstromsignale zuführt.
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend nur beispielsweise unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert. In den Zeichnungen stellen dar:
Fig. 1: eine übliche Halbbrücken-Schaltanordnung;
Fig. 2 und 3: die Halbbrücken-Schaltanordnung von Fig. 1 mit einer induktiven Last, wobei jeweils der Stromfluß während des Schließens und öffnen des Schalters S1 gezeigt ist;
Fig. 4 und 5: typische Spannungs- und Stromänderungen bei den Schaltungen von Fig. 2 und 3;
Fig. 6: ein Schaltbild einer Ansteuerschaltung in Kombination mit einer Brückenanschaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 7 und 8: der Schaltung von Fig. 6 zugeordnete Wellenformen.
Als Beispiel bezieht sich die folgende Beschreibung auf Fig. 6.
Eine Gleichspannung von 340 Volt wird an eine Reihenschaltung aus zwei Schaltelementen Tr1, Tr2 angelegt, wie in Fig.6 dargestellt. Tr1 und Tr2 sind MOSFETS (vom Typ IRF830), und Widerstände R1 und R2 (150kΩ) verhindern, daß entweder MOSFET Tr1 oder Tr2 aufgrund des Anlegens der Gleichspannungsversorgung, die eine Anstiegszeit von weniger als 3KV pro ms hat, eingeschaltet wird.
Ein RUN-Signal (bejaht auf 7 Volt und negiert auf 0 Volt) wird von einer Steuerschaltung 2 übertragen, wobei das RUN-Signal den Brücken-Inverter stoppt und startet. Die Steuerschaltung 2 führt eine Verzögerung ein, bei diesem Ausführungsbeispiel looms, um sicherzustellen, daß die Widerstände R9 und R10 (1MΩ) die Spannung Vc auf etwa die Hälfte der Gleichspannung geladen haben, bevor der Inverter gestartet wird. Dies stellt sicher, daß ausreichend gespeicherte kapazitive Energie verfügbar ist, um mit dieser die primäre Induktivität eines Transformators T1 (vom Typ RM12) zu magnetisieren, so daß die Rücklauf-Kommutierung wie unten beschrieben erfolgt.
Nach der Bejahung des RUN-Signals wird ein positiv verlaufender Impuls durch ein Tor G3 (ein 3-Eingangs-UND-Tor) ausgegeben, wobei dieser Impuls mit einer vollständigen negativ verlaufenden Halbperiode eines Oszillators 4 synchronisiert wird. Ein Transistor Trs (vom Typ BCX38B) wird durch die Inversion des RUN- Signals durch ein Tor G2 (ein logischer Inverter) abgeschaltet. Diese Wellenformen sind in Fig. 7 dargestellt.
Fig. 8 veranschaulicht in größeren Einzelheiten den Betrieb des Inverters, der nachfolgend beschrieben wird.
Der von dem Tor G3 ausgegebene Impuls schaltet den MOSFET Tr1 ein, wobei eine Spannung an den Transformator T1 angelegt wird, und diese Spannung wird durch die Wicklungen W1 und W2 des Transformators T1 transformiert.
Der Transformator T1 kann aus einem RM12-Kern aus N27-Material aufgebaut sein, wobei die Primärwicklung 90 Windungen hat und isolierte Wicklungen W1 und W2 mit sieben Windungen vorgesehen sind, die eng mit der Primärwicklung gekoppelt sind. W1 und W2 sind phasenmäßig verbunden, was durch die Punktdarstellung in dem Schaltungsbild angegeben ist, und der Kern ist mit einem Luftspalt versehen, so daß die primäre Induktivität 2,5mh beträgt.
Strom baut sich in der Primärwicklung des Transformators T1 bis zur nächsten positiv verlaufenden Flanke des Oszillators 4 auf, die das Fließen eines Ladungsimpulses über einen Widerstand R8 (1KΩ) und einen Kondensator C3 (100pF) verursacht, wodurch die Basis eines Transistors Tr3 (vom Typ BCX38B) erregt wird. Eine Rückwärtsspannung von etwa gleicher Größe wie die Basis-Emitter- Spannung des Transistors Tr3 wird über Basis und Emitter eines Transistors Tr4 (vom Typ BCX38B) durch die gegenphasige Kopplung eines Transformators T2 (vom Typ EF12.6) angelegt.
Der Transformator T2 kann aus einem EF12.6-Kern aus N27-Material ohne Luftspalt unter Verwendung einer geteilten Spule aufgebaut sein, wobei jede Wicklung 20 Windungen aufweist. Wiederum ist die phasenmäßige Verbindung durch die Punktdarstellung in dem Schaltbild angegeben.
Der Transistor Tr3 wird für eine kurze Dauer eingeschaltet, während der das Gate von Tr1 entladen wird, und irgendeine positive, durch W1 zugeführte Spannung fällt an einer Diode D1 und einem Widerstand R3 (470 Ω) ab.
Der MOSFET Tr1 schaltet ab und zwingt den im Transformator T1 fließenden Strom durch die in Sperrichtung vorgespannte Diode des Tr2-MOSFET zu fließen. Dies bewirkt eine Umkehr der Spannungsrichtung an T1, wodurch eine positive Spannung von W2 erzeugt wird, die ausreicht, um Tr2 über eine Diode D2 und einen Widerstand R4 einzuschalten.
Die maximale positive Spannung, die den Gate-Source Elektroden von Tr2 zugeführt wird, ist durch die Klemmwirkung einer Zener Diode ZD2 (eine 10v-Zener-Diode) mit dem Widerstand R4 (470Ω) begrenzt. Die Diode D2 (vom Typ IN4148) ist einbezogen, so daß bei einem Abfall der Ausgangsspannung von W2 Tr2 eingeschaltet gehalten wird, bis eine Auschaltung durch den Transistor Tr4 erfolgt. Die Diode D2 bewirkt auch, daß eine negative Spannung an den Transistor Tr4 und die Zener-Diode ZD2 angelegt wird, wenn die Ausgangsspannung von W2 negativ ist.
Der Stromfluß in der Primärwicklung des Transformators T1 wird durch die an ihr liegende Rückwärtsgleichspannung auf Null reduziert. Der Strom steigt dann in der entgegengesetzten Richtung in T1 an und fließt von der Gleichstromschiene über Tr2. Der negative übergang des Ausgangs des Oszillators 4 bewirkt, daß ein Ladungsimpuls über den Widerstand R8 und den Kondensator C3 fließt, wodurch die Basis des Transistors Tr4 über die gegenphasige Kopplung des Transformators T2 erregt wird. Eine Rückwärtsspannung, die etwa gleich so groß wie die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Tr4 ist, wird an die Basis-Emitter-Elektroden des Transistors Tr3 durch die gegenphasige Kopplung des Transformators T2 angelegt.
Der Transistor Tr4 wird eine kurze Zeitdauer eingeschaltet, während der das Gate von Tr2 entladen wird, und jede durch W2 zugeführte positive Spannung fällt über der Diode D2 und dem Widerstand R4 ab.
Der MOSFET Tr2 schaltet ab und erzwingt, daß der Strom im Transformator T1 durch die in Gegenrichtung vorgespannte Diode des Tr1-MOSFET fließt. Dies bewirkt eine Umkehr der Spannungsrichtung an dem Transformator T1, wodurch eine positive Spannung von W1 erzeugt wird, die ausreicht, um Tr1 über die Diode D1 und den Widerstand R3 einzuschalten.
Auf diese Weise wird die Inverter-Ansteuerung erzeugt. Eine Kommutation erfolgt nach jedem Übergang des Oszillatorausgangs.
D1 (vom Typ 1N4148), R3 und ZD1 (eine 10v Zener-Diode) "ben die gleichen Funktionen auf die Trl Gate-Ansteuerung aus wie D2, R4 und ZD2 auf die Tr2 Gate-Ansteuerung.
Ein Widerstand R5 (1,5KΩ) ist vorgesehen, um den mit einem Blindwiderstand behafteten Kreis, der aus dem Kondensator C3, der Primärwicklung und Streumduktivitäten des Transformators T2 gebildet wird, zu dämpfen, so daß nur der Transistor Tr3 nach einem positiven Oszillatorübergang eingeschaltet wird und nur der Transistor Tr4 nach einem negativen Oszillatorübergang eingeschaltet wird.
Sobald das RUN-Signal negiert wird, wird der Transistor Tr5 eingeschaltet, wobei Tr1 ausgeschaltet gehalten wird. Der Oszillator bleibt wirksam und schaltet nacheinander die Transistoren Tr3 und Tr4 ein, wodurch folglich die beiden Transistoren Tr1 und Tr2 abgeschaltet werden und der Inverter gehalten wird. Es kann auch von Vorteil sein, wenn die Einschaltung des Transistors Tr5 mit einem positiven Oszillator-Zyklus synchronisiert wird, so daß Tr5 in das Gate von Tr1 schaltet, wenn bereits eine Entladung erfolgt ist.
Beim Start des Inverters liefern zwei Flip-Flops FF1 und FF2 (durch positive Flanke getriggerte Flip-Flops vom D-Typ) einen Oszillator-Halbzyklus, in dem der Transistor Tr5 abgeschaltet wird, bevor der Impuls Tr1 durch G3 zugeführt wird.
Da der Kondensator C3 klein ist, ist der erforderliche Ansteuerstrom für die Steuerschaltung niedrig. Wenn beispielsweise C3 von 7 Volt bei einer Oszillatorfrequenz von 50KHz geladen wird, ist der Oszillator-Ansteuerstromverbrauch etwa 35A.
Es wird gezeigt, daß die oben beschriebene Ausführung der Erfindung einen unabhängigen Einschalt- und Abschaltmechanismus wie folgt vorsieht:

Abschalten

Eine sekundäre Schaltstufe, die eine Vielzahl von Formen annehmen kann, wird unmittelbar über der Gate-Source-Verbindung der MOSFET-Vorrichtung angebracht. Diese zweite Schaltstufe wird durch die Steuerschaltung 2 aktiviert, beispielsweise über den kleinen Impulstransformator T2.
Die zweite Schaltstufe kann beispielsweise wie oben beschrieben, ein bipolarer Darlington-Transistor sein. Stattdessen kann ein Thyristor oder ein kleiner MOSFET verwendet werden.
Durch diese Anordnung werden mehrfache Vorteile gewonnen. Der Gate-Entladungsweg kann eine sehr niedrige Impedanz bei vernachlässigbaren Streu- und parasitären Induktivitäten haben, was zu einer äußerst guten Abschaltfunktion führt. Da das aktivierende Signal sehr klein sein kann, werden Signalausbreitungsverzögerungen stark vermindert, wobei die zweite Schaltstufe auch als eine den Übergang beschleunigende Vorrichtung wirkt. Da die MOSFET- Steueranschlüsse einfach kurzgeschlossen werden, ist der einzige Ansteuerstrombedarf für die Steuerschaltung 2 abgesehen von dem vom Gate G3 abgegebenen Impuls die Aktivierung der zweiten Schaltstufe, was wegen des Stromgewinns dieser Stufe niedrig ist.

Einschaltung

Dies ist ein unmittelbares Ergebnis des Abschalt-Kommutierungsvorgangs. Wie oben beschrieben wurde, kommutiert immer, wenn ein erster Schalter abgeschaltet wird, die Spannung am Schaltpunkt dieses Zweiges automatisch aufgrund des induktiven Stroms, der in den ersten Schalter geflossen war. Durch die Verbindung eines gewickelten induktiven Bauteils, z. B. des Transformators T2 mit dem Schaltpunkt ist es einfach, eine isolierte Wicklung zu erzeugen, die die kommutierende Spannung reflektiert, wobei diese Wicklung verwendet werden kann, den zweiten Schalter in dem Brükkenzweig einzuschalten.
Der Vorteil dieses Einschaltmechanismus besteht darin, daß er automatisch mit dem beschriebenen Abschaltmechanismus synchronisiert und keinen Strom von der Steuerschaltung verbraucht. Die in dem obigen Ausführungsbeispiel beschriebene Kombination von Einschalt- und Abschaltmechanismus führt zu einem äußerst niedrigen Stromverbrauch der Steuerschaltung.
Der niedrige Widerstan und die niedrige Induktivität des Gate- Entladungsweges sorgen für eine sehr gute Abschaltfunktion bei hohem Schalt-Wirkungsgrad.
Die Isolationsschranke, die oft eine Hauptkostenkomponente ist, kann unter Verwendung eines Transformators mit zwei Wicklungen auf einer geteilten Spule mit relativ niedrigen Kosten gegenüber anderen Brückenansteuer-Techniken ausgeführt werden. Frequenz und Tastverhältnis sind voll variabel von der Steuerschaltung, sofern eine induktive Nutzlast aufrechterhalten wird.
Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel sind übliche Bauteiltypen und -werte nur beispielsweise vorgeschlagen worden. Die angegebenen Bauteile sollten ermöglichen, daß die Schaltung innerhalb eines Frequenzbereichs von 20KHz bis 80 KHz betrieben wird.
Es ist für den Fachmann erkennbar, daß dieses Ansteuerschaltungsbeispiel leicht angepaßt werden kann, um mit einer Vielzahl anderer Schaltungen zusammenzuwirken. Dies ist jedoch nicht beansprucht.

Claims

1.) Ansteuerschaltung in Kombination mit einer Brückenschaltung, wobei die Brückenschaltung eine mit ihrem Ausgang verbundene Nutzlast aufweist, die bei der Betriebsfrequenz induktiv ist, wobei die Kombination der Ansteuerschaltung mit der Brückenschaltung eine Reihenschaltung aus einem ersten und einem zweiten Schaltelement enthält, die zwischen einer ersten und einer zweiten Gleichspannungs-Versorgungsleitung liegt, wobei die Schaltelemente entsprechende sekundäre Rückkopplungs-Wicklungen für die induktive Last haben, und wobei Schaltmittel vorgesehen sind, um abwechselnd das erste und zweite Schaltelement ein- und auszuschalten, dadurch gekennzeichnet daß die Schaltmittel erste und zweite Schaltvorrichtungen, die jeweils mit einem zugeordneten Schaltelement verbunden sind, und Synchronisationsmittel umfassen, um die Schaltvorrichtungen in vorgegebenen Intervallen zu erregen, wobei die Anordnung so ausgebildet ist, daß die Erregung der Schaltvorrichtung, die einem Schaltelement zugeordnet ist, das EIN ist, das Element auf AUS schaltet, und daß das Schalten des Schaltelements auf AUS, kraft der Nettolast induktiv zu sein, eine Kommutierungsspannung verursacht, die dazu verwendet wird, das andere Schaltelement auf EIN zu schalten.

2.) Ansteuerschaltung in Kombination mit einer Brückenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens eine der Schaltvorrichtungen unmittelbar mit den Schalt-Steueranschlüssen ihres zugeordneten Schaltelements verbunden ist.

3.) Ansteuerschaltung in Kombination mit einer Brückenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens eine der Schaltvorrichtungen ein bipolarer Darlington-Transistor ist.

4.) Ansteuerschaltung in Kombination mit einer Brückenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens eine der Schaltvorrichtungen ein Thyristor ist.

5.) Ansteuerschaltung in Verbindung mit einer Brückenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens eine der Schaltvorrichtungen ein MOSFET ist.

6.) Ansteuerschaltung in Kombination mit einer Brückenschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Schaltungsmittel, durch die die Energie, die zum Einschalten der Schaltelemente verwendet wird, unmittelbar von der Nutzlast derart abgeleitet wird, daß das Gesamt-Energieerfordernis von der Steuerschaltung minimal ist.

7.) Ansteuerschaltung in Kombination mit einer Brückenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jede der Schaltvorrichtungen einen Transistor umfaßt, der mit einer zugeordneten Komponente der Sekundär-Rückkopplungswicklungen verbunden ist, wobei die zugeordneten Komponenten zusammen einen Transformator bilden.

8.) Ansteuerschaltung in Kombination mit einer Brückenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens eines der Schaltelemente ein MOSFET ist.

9.) Ansteuerschaltung in Kombination mit einer Brückenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens eines der Schaltelemente ein bipolarer Transistor ist.

10.) Ansteuerschaltung in Kombination mit einer Brückenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Nutzlast eine externe Last enthält.

11.) Ansteuerschaltung in Kombination mit einer Brückenschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die externe Last eine Gasentladungslampe ist.

12.) Kombination einer Gasentladungslampe und einer Schaltung zur Zündung und Speisung der Lampe, wobei die Kombination eine Ansteuerschaltung in Kombination mit einer Brückenschaltung enthält, wobei die Brückenschaltung eine mit ihrem Ausgang verbundene Nutzlast hat, die bei der Betriebsfrequenz induktiv ist, wobei die Kombination der Ansteuerschaltung mit der Brückenschaltung eine Reihenschaltung aus einem ersten und einem zweiten Schaltelement enthält, die zwischen einer ersten und einer zweiten Gleichspannungs-Versorgungsleitung liegt, wobei die Schaltelemente entsprechende sekundäre Rückkopplungswicklungen für die induktive Last haben, und wobei Schaltmittel vorgesehen sind, um abwechselnd das erste und zweite Schaltelement ein- und auszuschalten, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltmittel erste und zweite Schaltvorrichtungen, die jeweils mit einem zugeordneten Schaltelement verbunden sind, und Synchronisationsmittel umfassen, um die Schaltvorrichtungen in vorgegebenen Intervallen zu erregen, wobei die Anordnung so ausgebildet ist, daß die Erregung der Schaltvorrichtung, die einem Schaltelement zugeordnet ist, das EIN ist, das Element auf AUS schaltet, und daß das Schalten des Schaltelements auf AUS, kraft der Nettolast induktiv zu sein, eine Kommutierungsspannung verursacht, die dazu verwendet wird, das andere Schaltelement auf EIN zu schalten.