DE4441733A1 - Light dimmer for conventionally wound transformers supplying LV halogen lamps and/or filament bulbs working on phase-control principle - Google Patents
Light dimmer for conventionally wound transformers supplying LV halogen lamps and/or filament bulbs working on phase-control principleInfo
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Abstract
Description
Die Erfindung betrifft eine Helligkeitssteuerung für kon ventionell gewickelte Transformatoren mit sekundärseitigen Niedervolthalogenlampen und Glühlampen nach dem Phasenan schnittprinzip gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.The invention relates to a brightness control for con conventionally wound transformers with secondary sides Low-voltage halogen lamps and incandescent lamps after the phase cutting principle according to the preamble of claim 1.
Zur stufenlosen Steuerung von konventionell gewickelten Transformatoren nach dem Phasenanschnittprinzip sind prin zipiell Schaltungen bekannt, die üblicherweise im Haupt stromkreis ein Halbleiterschaltelement, zum Beispiel in Form eines Triac, aufweisen. Diese Schaltungen müssen zwangs läufig mit einer Schmelzsicherung ausgerüstet sein, die im Kurzschlußfall ersetzt werden muß. Ferner sind Schaltungen bekannt, die nach Erkennen des Stromnulldurchgangs einen Zündzeitpunkt ermitteln und, entsprechend dem eingestell ten Phasenwinkel, einen angeschlossenen Triac zünden. Diese Schaltungsanordnungen können jedoch auftretende Rundsteuer impulse im Netz nur unzureichend negieren.For the stepless control of conventionally wound Transformers based on the phase gating principle are prin zipiell circuits known, usually in the main Circuit a semiconductor switching element, for example in the form of a triac. These circuits must compulsorily are usually equipped with a fuse, which in the Short circuit must be replaced. There are also circuits known, the one after detection of the zero current crossing Determine the ignition timing and, according to the set phase angle, ignite a connected triac. These Circuit arrangements can, however, ripple control Insufficiently negate impulses in the network.
Aus der DE 38 36 128 A1 ist bekannt, daß im Hauptstromkreis in Reihe mit einer Last eine MOS-FET- oder IGBT-Endstufe liegt, die im Gegensatz zur Triacendstufe jederzeit durch Anlegen der geeigneten Steuerspannung am Gate in der Sinus halbwelle abgeschaltet werden kann. Hierbei wird diese Art der Abschaltung bei Kurzschluß durch Abfühlen der Spannung über einen Strommeßwiderstand genutzt. Ferner ist die Ver wendung einer MOS-FET- bzw. IGBT-Endstufe bekannt, die nach dem Phasenanschnittprinzip arbeitet. Hierbei wird die End stufe so angesteuert, daß gemäß des eingestellten Phasen winkels ein Zündimpuls erzeugt wird, der die Endstufe in den leitenden Zustand versetzt und so den Stromfluß durch die Last gewährleistet. Nun tritt eine Selbsthaltung der Ansteuerung in Kraft, die diesen leitenden Zustand aufrecht erhält. Läuft der Strom durch die Last durch Null, wird dieses durch eine andere Schaltungsanordnung detektiert, die ihrerseits nun die Endstufe wieder ausschaltet. Dies entspricht im Schaltverhalten der Funktion eines Triac. Zum Schutz der Endstufe ist dies erforderlich, da beim Abschalten des Stromes außerhalb des Stromnulldurchgangs im angeschlossenen induktiven Verbraucher (konventionell gewickelter Transformator) eine Gegenspannung erzeugt würde, die beim kontinuierlichen Auftreten zur Zerstörung der End stufe führen könnte. Tritt aber außerhalb des normalen Be triebes ein stark überhöhter Strom oder ein Kurzschluß auf, ist man sofort in der Lage, die Endstufe abzuschalten und sie so zu schützen. Hierbei ist aber erforderlich, bei mehr maligem Auftreten dieses Überstromes, eine dauerhafte Ab schaltung durchzuführen, da sonst die Endstufe durch die auftretende Überspannung des induktiven Verbrauchers zer stört werden könnte.From DE 38 36 128 A1 it is known that in the main circuit a MOS-FET or IGBT power amplifier in series with a load which, in contrast to the triac output stage, passes through at any time Apply the appropriate control voltage to the gate in the sine half-wave can be switched off. This type switching off in the event of a short circuit by sensing the voltage used via a current measuring resistor. Furthermore, the Ver using a MOS-FET or IGBT power amplifier known after the leading edge principle works. This will be the end stage controlled so that according to the set phases angle an ignition pulse is generated, which the final stage in the conductive state and thus the current flow through the load ensures. Now there is a self-retention of the Control in place that maintains this conductive state receives. If the current runs through the load through zero, this is detected by another circuit arrangement, which in turn now turns off the power amplifier again. This corresponds to the function of a triac in switching behavior. This is necessary to protect the power amplifier, since the Switching off the current outside the current zero crossing in the connected inductive consumer (conventional wound transformer) would generate a counter voltage, which in the continuous occurrence to destroy the end level could lead. But occurs outside of normal loading caused a very excessive current or a short circuit, you are immediately able to switch off the power amplifier and to protect them like that. However, this is necessary for more Occurrence of this overcurrent, a permanent Ab circuit, otherwise the power amplifier through the occurring overvoltage of the inductive consumer zer could be disturbed.
Die Aufgabe der Erfindung besteht nun darin, eine Schal tungsanordnung in der Weise zu konzipieren, daß konven tionell gewickelte Transformatoren und Glühlampen stufen los so gesteuert werden können, daß beim Auftreten eines Kurzschlusses der Last die Anordnung nicht zerstört wird und sich so selbst schützt, ohne eine Schmelzsicherung wechseln zu müssen. Weiterhin muß der problemlose Betrieb von induktiven Lasten, das heißt von zum Beispiel nicht aus gelasteten Transformatoren jeglicher Art bis hin zum Leer lauf und von Mischlasten von Glühlampen und konventionell gewickelten Transformatoren, gewährleistet sein. Desweiteren sollen Rundsteuerimpulse negiert werden.The object of the invention is now a scarf to arrange arrangement in such a way that convents tionally wound transformers and incandescent lamps los can be controlled so that when a Short circuit of the load the arrangement is not destroyed and thus protects itself without a fuse to have to change. Furthermore, the trouble-free operation of inductive loads, that is, for example not from loaded transformers of any kind up to the empty run and of mixed loads of incandescent and conventional wound transformers. Furthermore ripple control pulses should be negated.
Das Ziel dieser Aufgabe wird durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Mittel erreicht. Eine Weiterbildung der Erfindung ist Gegenstand des Unteranspruchs 2.The aim of this task is achieved by the Claim 1 means reached. A further education the invention is the subject of dependent claim 2.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden an hand der Zeichnungsfiguren näher erläutert. Es zeigt:An embodiment of the invention will follow hand of the drawing figures explained in more detail. It shows:
Fig. 1 ein Blockschaltbild der Helligkeits steuerung; Fig. 1 is a block diagram of the brightness control;
Fig. 2 ein Prinzipschaltbild zur Verhinderung der Unsymmetrien der Helligkeitssteuerung. Fig. 2 is a block diagram to prevent the asymmetries of the brightness control.
Ein grundlegendes Problem beim Dimmen von Transformatoren ist das Entstehen von Gleichspannungsanteilen. Dies kann zur Zerstörung des Transformators und der Dimmeinrichtung führen. Gleichspannungsanteile können auf verschiedene Arten entstehen:A fundamental problem when dimming transformers is the creation of DC components. This can to destroy the transformer and the dimmer to lead. DC components can be different Types arise:
- a) Beim Einschalten ergibt sich in Abhängigkeit vom Ein schaltpunkt innerhalb der Netzhalbwelle ein mehr oder weniger hoher Gleichstrom, der mit der durch den Trans formator bestimmten Zeitkonstanten abklingt und dem sich der Wechselstrom überlagert. Zum Beispiel beträgt die Zeitkonstante für einen Transformator 500VA rund 13 Perioden, das heißt circa 0,27 Sekunden. a) When switching on, depending on on results switching point within the network half-wave one more or less high direct current, which with the by the Trans formator certain time constants decays and the the alternating current is superimposed. For example the time constant for a transformer 500VA round 13 periods, that is approximately 0.27 seconds.
- b) Ist in einem Transformator im ausgeschalteten Zustand ein hoher Restmagnetismus vorhanden, so führt das Einschalten zur Sättigung der Magnetisierungskurve (unsymmetrisch)b) Is switched off in a transformer there is a high level of residual magnetism Switch on to saturate the magnetization curve (asymmetrical)
- c) Wird bei einem Transformator zum Zeitpunkt der maximalen Induktion die Sekundärlast abgeschaltet, so kann dies zu einem bleibenden Gleichstromanteil führen (Ausfall der Halogenlampe).c) Is at a transformer at the time of the maximum Induction switched off the secondary load, this can be too lead to a permanent DC component (failure of the Halogen lamp).
Die Erfindung erkennt diesen Gleichstromanteil, wie in Fig. 1 zu erkennen ist, durch eine Mittelwertbildung der Endstufenspannung 4 (Kombination R1, C1) und nutzt diese als Regelspannung für den nachfolgenden regelbaren Fenster komparator 2, der damit seine Fenstermitte bestimmt. Ferner wird diesem Fensterkomparator das gefilterte und 180° ge drehte Netzsignal aus Filter 1 zugeführt. Durchläuft das Netzsignal das Komparatorfenster, so wird der Kondensator C2 zurückgesetzt. Dadurch wird eine Rampenspannung erzeugt. Dieses Signal wird einem weiteren Komparator OP2 zugeführt. Schneidet die Rampenspannung einen dem eingestellten Dimm winkel proportionalen Gleichspannungswert, wird ein Zünd impuls erzeugt. Tritt nun aufgrund der angeführten Erschei nungen zum Beispiel eine positive Regelspannung auf, wird die Schwelle des Fensterkomparators 2 in positiver Richtung verschoben. Da nun das Netzsignal im dreistufigen Filter 1 um 180° gedreht ist, wird die Rampe in der negativen Halb welle später zurückgesetzt und damit auch später der Zünd impuls erzeugt. Damit wird der Stromfluß in der negativen Halbwelle kürzer und so der positive Gleichstromanteil aus geregelt. Versuche mit herkömmlichen Dimmern und Einsatz dieser Schaltungsanordnung haben gezeigt, daß dauernde Sättigungsspitzen nach Entfernen der Last bis zu 20A durch die Unsymmetriekorrektur auf 0,4A heruntergeregelt werden.The invention recognizes this DC component, as can be seen in FIG. 1, by averaging the output stage voltage 4 (combination R1, C1) and uses this as a control voltage for the following controllable window comparator 2 , which thus determines its window center. Furthermore, this window comparator, the filtered and 180 ° ge rotated network signal from filter 1 is supplied. If the network signal passes through the comparator window, the capacitor C2 is reset. This creates a ramp voltage. This signal is fed to a further comparator OP2. If the ramp voltage intersects a DC voltage value proportional to the set dimming angle, an ignition pulse is generated. If, for example, a positive control voltage occurs due to the above-mentioned developments, the threshold of the window comparator 2 is shifted in the positive direction. Since the network signal in the three-stage filter 1 is now rotated by 180 °, the ramp in the negative half-wave is reset later and the ignition pulse is also generated later. The current flow in the negative half-wave is thus shorter and the positive DC component is regulated. Experiments with conventional dimmers and the use of this circuit arrangement have shown that permanent saturation peaks are reduced down to 20A after the load has been removed by the asymmetry correction to 0.4A.
Aufgabengemäß bleibt die Forderung, Rundsteuersignale zu negieren. Dies wird in dem bereits angesprochenen Filter 1 in der Unsymmetrieregelung realisiert.The requirement remains to negate ripple control signals. This is implemented in the filter 1 already mentioned in the asymmetry control.
Die Unterdrückung von Rundsteuerimpulsen in Phasenanschnitt dimmern ist ein sehr lange diskutiertes Problem. Es wird durch das EVU dem Netz der 50Hz-Grundwelle ein höherfre quentes Signal überlagert. Dadurch kommt es zu Verschiebun gen der Nullpunkte der Netzspannungshalbwellen. Da der Zünd winkel aus diesen Nullpunkten hergeleitet wird, schwankt dieser ebenfalls, was sich durch Schwankungen der Beleuch tungsstärke des Leuchtmittels bemerkbar macht. Nimmt man die Ansteuerung im Zweidrahtbetrieb (Reihenschaltung Phase - Dimmer - Last - Null) zwischen Dimmer und Last ab, so lassen sich durch eine Siebung Verbesserungen erzielen, sie haben aber ihre Grenze durch noch zu vertragende Zeit konstanten der Siebung. Ein geglücktes Beispiel zeigt der herkömmliche sogenannte Drehdimmer mit seinem sich ändernden Siebfaktor in Abhängigkeit zum Stromflußwinkel. Helligkeits schwankungen durch Rundsteuerimpulse machen sich für das menschliche Auge vor allem im abgedimmten Zustand bemerk bar. Da der Drehdimmer hier aber seinen größten Siebfaktor aufweist, dämpft er die Rundsteuereinflüsse zu diesem Zeit punkt am stärksten. Bei vollelektronischen Dimmern, soge nannten Tastdimmern, kann diese Siebkette nur fest einge stellt sein und sich nach der maximalen Helligkeit richten, und so nur einen kleinen Siebfaktor aufweisen, was sich un günstig auswirkt auf die Dämpfung von Rundsteuerimpulsen. Aus diesem Grund ist bei Rundsteuerimpulsen eine Nullpunkt erkennung zur Festsetzung des Zündwinkels durch Erfassen der Spannung zwischen Phase und Null vorteilhaft, wodurch sich Ergebnisse erzielen lassen, die die des mechanisch einstell baren Dimmers übertreffen. Da bei dieser Anordnung die Zeit konstanten und damit die Phasenverschiebung durch die Sieb kette unabhängig vom Stromflußwinkel bleiben, ist es mög lich, eine sehr hohe Siebung mit einer Phasenverschiebung von 180° gegenüber den Nullstellen der Netzspannung zu wäh len. Mit zum Beispiel dreistufigen RC-Gliedern im Filter 1 werden Einflüsse durch Rundsteuerimpulse sehr stark verrin gert und für das menschliche Auge durch Helligkeitsschwan kungen des Lichtes fast kaum erkennbar.The suppression of ripple control pulses in leading edge dimmers is a problem that has been discussed for a very long time. A higher-frequency signal is superimposed on the network of the 50 Hz fundamental wave by the power supply company. This leads to shifts in the zero points of the mains voltage half-waves. Since the ignition angle is derived from these zero points, this also fluctuates, which is noticeable by fluctuations in the illuminance of the illuminant. If you take control in two-wire operation (series connection phase - dimmer - load - zero) between dimmer and load, you can achieve improvements with a sieving, but they have their limit due to the time of the sieving. A successful example is shown by the conventional so-called rotary dimmer with its changing sieve factor depending on the current flow angle. Fluctuations in brightness caused by ripple control impulses are noticeable to the human eye, especially when dimmed down. However, since the rotary dimmer has its largest sieve factor here, it dampens the ripple control influences the most at this point. With fully electronic dimmers, so-called touch dimmers, this sieve chain can only be fixed and based on the maximum brightness, and thus only have a small sieve factor, which has an unfavorable effect on the damping of ripple control pulses. For this reason, with ripple control pulses, a zero point detection for fixing the ignition angle by detecting the voltage between phase and zero is advantageous, as a result of which results can be achieved which exceed those of the mechanically adjustable dimmer. Since in this arrangement the time constant and thus the phase shift through the sieve chain remain independent of the current flow angle, it is possible to select a very high sieving with a phase shift of 180 ° relative to the zero points of the mains voltage. With, for example, three-stage RC elements in filter 1 , the effects of ripple control pulses are very much reduced and almost unrecognizable to the human eye due to fluctuations in the brightness of the light.
Ein weiterer neuer Schaltungsgedanke wird aber trotz dieser Regelung erforderlich (Fig. 2): Steuert man eine induktive Last (zum Beispiel einen leerlaufenden Transformator), ent steht eine Phasenverschiebung von bis zu 90°. Da der Zünd impuls aber immer von N auf L bezogen ist und so keine Phasenverschiebung aufweist, kann man nur Phasenwinkel von 90° bis 180° einstellen. Jeder Phasenwinkel <90° hat einen Stromfluß von 180° zur Folge. Da man von 0° bis 90° keinen anderen Stromflußwinkel als 180° erreichen kann, muß man dafür Sorge tragen, daß Phasenwinkel in diesem Bereich auf Dauerstromfluß umgeschaltet werden. Dies läßt sich wie in Fig. 2 erreichen. Ue1 ist das High-Signal, das beim Schnei den des Mittelwertes durch die Rampenspannung beginnt und mit dem Entladeimpuls endet. Ue2 ist ein High-Impuls, der aus der Beendigung des Stromflusses über die Endstufe 4 gewonnen wird. Über C3, R4 wird die Spannung Ue1 differen ziert. Am Eingang des OP1 sind nun zwei Spannungskriterien zu unterscheiden. Während einer zu wählenden Zeit ist bei einem positiven C3-Impuls die Spannung an R5 so hoch, daß Ue2 nicht in der Lage ist, den Ausgang von OP1 auf Low zu setzen. Nach dieser Zeit kann die Selbsthaltung des OP1 über R7 und R5 jederzeit durch einen Impuls Ue2 zurückge setzt werden. Die Zeit für die "Zwangshaltung" wird sinn vollerweise mit 0,5 Halbwelle, also 5ms, gewählt.Another new circuit concept is required despite this regulation ( Fig. 2): If you control an inductive load (for example an idling transformer), there is a phase shift of up to 90 °. Since the ignition pulse is always related from N to L and thus has no phase shift, you can only set phase angles from 90 ° to 180 °. Every phase angle <90 ° results in a current flow of 180 °. Since a current flow angle other than 180 ° cannot be reached from 0 ° to 90 °, care must be taken that phase angles in this area are switched to continuous current flow. This can be achieved as in Fig. 2. Ue1 is the high signal that begins when the average is cut by the ramp voltage and ends with the discharge pulse. Ue2 is a high pulse that is obtained from the termination of the current flow through the output stage 4 . The voltage Ue1 is differentiated via C3, R4. Two voltage criteria can now be distinguished at the input of the OP1. During a time to be selected, the voltage at R5 is so high with a positive C3 pulse that Ue2 is unable to set the output of OP1 to low. After this time, the latching of the OP1 via R7 and R5 can be reset at any time by a pulse Ue2. The time for the "forced posture" is sensibly chosen with 0.5 half-wave, ie 5 ms.
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