DE4411218C1

DE4411218C1 - Rangefinder operating on propagation time principle

Info

Publication number: DE4411218C1
Application number: DE4411218A
Authority: DE
Inventors: Rudolf Prof Dr Ing Schwarte; Joachim Dipl Ing Olk; Anselm Schwarte
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1994-02-25
Filing date: 1994-03-31
Publication date: 1995-09-07
Anticipated expiration: 2014-04-01

Abstract

A distance measurement device, functioning on the propagation of light waves, includes at least one light transmitter (3) and a transmission pulse generator (4) modulating the amplitude of the light waves. To provide the greatest possible cross-talk damping during simultaneous measurement and reference signals conjunction, a measurement photoreceiver (5) and reference photoreceiver (6) are activated or deactivated by biasing the measurement photodiode (9) and reference photodiode (10) in either the reverse or forward direction.

Description

Die Erfindung betrifft ein Entfernungsmeßgerät nach dem Laufzeitprinzip unter Ver wendung elektromagnetischer Wellen, vorzugsweise von Lichtwellen, mit mindestens einem, eine Lichtwelle aussendenden Lichtsender, mit einem die Amplitude der Lichtwelle mittels eines Amplitudenmodulationssignals modulierenden Sendepulsge nerator, mit einem am Ende einer Meßlichtstrecke angeordneten, ein Meßsignal lie fernden Meßlichtempfänger, mit einem am Ende einer Referenzlichtstrecke angeord neten, ein Referenzsignal liefernden Referenzlichtempfänger, mit einer das Meßsignal oder das Referenzsignal verarbeitenden Verarbeitungsstrecke und mit einem das Meßsignal und das Referenzsignal im Gegentakt auf die Verarbeitungsstrecke schal tenden Umschaltgenerator, wobei der Meßlichtempfänger und der Referenzlichtemp fänger als Empfangselement eine Meßphotodiode bzw. eine Referenzphotodiode aufweisen.The invention relates to a distance measuring device according to the transit time principle under Ver application of electromagnetic waves, preferably light waves, with at least a light transmitter emitting a light wave, with a the amplitude of the Light wave by means of an amplitude modulation signal emitting pulse nerator, with a arranged at the end of a measuring light path, a measuring signal lie remote measuring light receiver, arranged at the end of a reference light path neten, a reference signal-delivering reference light receiver with a measurement signal or the processing path processing the reference signal and with a Measurement signal and the reference signal in push-pull on the processing line stale tendency switch generator, the measuring light receiver and the reference light temp catcher as a receiving element a measuring photodiode or a reference photodiode exhibit.

Entfernungsmeßgeräte basieren auf dem Prinzip, daß bei bekannter Laufzeit eines Meßsignals durch ein Medium und gleichzeitig bekannter Ausbreitungsgeschwin digkeit des Meßsignals in diesem Medium sich die Entfernung als Produkt von Lauf zeit und Ausbreitungsgeschwindigkeit ergibt. Im vorliegenden Fall wird das Meßsig nal von elektromagnetischen Wellen vorzugsweise von Lichtwellen, gebildet. Brei ten sich die Lichtwellen in einem homogenen Medium, z. B. Luft oder Wasser aus, so ist die Entfernungsbestimmung bei Kenntnis der Laufzeit ohne weiteres möglich, wenn die Ausbreitungsgeschwindigkeit von Lichtwellen in dem homogenen Medium berücksichtigt wird.Distance measuring devices are based on the principle that with a known runtime one Measurement signal through a medium and at the same time known propagation speed digkeit of the measurement signal in this medium the distance as a product of Lauf time and speed of propagation results. In the present case, the measuring sig nal formed by electromagnetic waves, preferably light waves. Porridge ten the light waves in a homogeneous medium, for. B. air or water, so the distance can be easily determined if the transit time is known, when the speed of propagation of light waves in the homogeneous medium is taken into account.

Eine wesentliche Problematik der Entfernungsmessung nach dem Laufzeitprinzip un ter Verwendung von Lichtwellen liegt in der extrem hohen Ausbreitungsgeschwin digkeit von 300 000 km/s, die eine extrem hoch aufgelöste Messung der Laufzeit er forderlich macht. Zum Beispiel ist für eine Meßgenauigkeit im mm-Bereich eine Zeit auflösung von 10^-12 s erforderlich. Um eine derart hoch aufgelöste Zeitmessung zu mindest annähernd zu erreichen, sind in der Vergangenheit verschiedene Verfahren vorgeschlagen worden. Diese Verfahren lassen sich im wesentlichen in zwei Entwick lungsrichtungen unterscheiden. Man spricht - begrifflich nicht ganz präzise - einer seits vom Dauerstrichverfahren, andererseits vom Pulsverfahren. Beim Dauerstrichver fahren wird die Amplitude der Lichtwelle mit einer Frequenz im Hochfrequenzbereich moduliert. Dabei wird die Modulationsfrequenz so gewählt, daß die Modulationswel lenlänge - also nicht die Lichtwellenlänge - in einem Bereich liegt, der zumindest größenordnungsmäßig dem Bereich der zu messenden Entfernung entspricht; da die ser häufig durch die Anwendung nicht genügend eingeschränkt werden kann, wer den regelmäßig zwei oder mehrere Modulationsfrequenzen nacheinander gewählt. Die Laufzeitbestimmung des Meßsignals erfolgt nun aus dem Phasenvergleich der Modulation der ausgesandten Lichtwelle mit der Modulation der einlaufenden Lichtwelle. Dem gegenüberzustellen ist das Pulsverfahren, bei welchem zwar auch die Amplitude der Lichtwelle moduliert wird, jedoch die Modulation pulsförmig mit anschließend längerer Unterbrechung - also wesentlich niedriger Modulationsfre quenz - erfolgt. Bei diesem Verfahren wird - bildlich gesprochen - tatsächlich die Zeit gestoppt, die zwischen dem Aussenden und dem Einlaufen des Lichtsignals ver streicht.A major problem of distance measurement based on the transit time principle using light waves is the extremely high propagation speed of 300,000 km / s, which makes an extremely high-resolution measurement of the transit time necessary. For example, a time resolution of 10 ^-12 s is required for a measuring accuracy in the mm range. Various methods have been proposed in the past in order to achieve such a high-resolution time measurement at least approximately. These processes can essentially be divided into two development directions. One speaks - conceptually not very precisely - on the one hand the continuous wave method, on the other hand the pulse method. In the continuous wave method, the amplitude of the light wave is modulated with a frequency in the high frequency range. The modulation frequency is chosen so that the modulation wavelength - that is, not the light wavelength - is in a range that at least corresponds to the range of the distance to be measured; Since this can often not be sufficiently restricted by the application, whoever regularly selects two or more modulation frequencies in succession. The runtime determination of the measurement signal is now carried out from the phase comparison of the modulation of the emitted light wave with the modulation of the incoming light wave. This is to be compared with the pulse method, in which the amplitude of the light wave is also modulated, but the modulation takes place in pulsed form with a subsequent longer interruption - that is to say a significantly lower modulation frequency. In this method - figuratively speaking - the time that elapses between the emission and the arrival of the light signal is actually stopped.

Sowohl das Dauerstrichverfahren, vgl. DE 22 29 339 A1, DE 24 20 194 C3, DE 31 20 274 C2, GB 1 585 054, US 3,522,992, US 4,403,857 und US 4,531,833, als auch das Pulsverfahren, vgl. DE 20 23 383 A1, DE 21 12 325 A1, DE 26 49 354 A1, DE 31 03 567 C2, EP 0 015 566 A1, US 3,428,815, US 3,503,680 und US 3,900,261, weisen verfahrensbedingte Vor- bzw. Nachteile auf, die zu verschiedenen Lösungs vorschlägen in den zitierten Druckschriften geführt haben.Both the continuous wave method, cf. DE 22 29 339 A1, DE 24 20 194 C3, DE 31 20 274 C2, GB 1 585 054, US 3,522,992, US 4,403,857 and US 4,531,833, as also the pulse method, cf. DE 20 23 383 A1, DE 21 12 325 A1, DE 26 49 354 A1, DE 31 03 567 C2, EP 0 015 566 A1, US 3,428,815, US 3,503,680 and US 3,900,261, have procedural advantages and disadvantages that lead to different solutions have made proposals in the cited publications.

Ein grundsätzliches Problem ist jedoch beiden Verfahren gleichermaßen zu eigen. Aufgrund der extrem kurzen Laufzeiten, die es zu bestimmen gilt, spielen neben der Laufzeit der Lichtwelle ebenso die Laufzeiten der elektronischen Signale in der zu gehörigen Schaltung eine maßgebliche, die Meßgenauigkeit beeinträchtigende Rolle. Das eigentliche Problem besteht darin, daß sich die elektronischen Laufzeiten inner halb der Schaltung infolge von Temperaturschwankungen und Alterungserschei nungen verändern, - sie driften. Somit ist eine Eichung des Entfernungsmeßgerätes, welche die elektronischen Laufzeiten berücksichtigt, allein im Produktionsprozeß nicht ausreichend. Die häufig vorgeschlagene Lösung für dieses Problem besteht darin, die Lichtwellen neben ihrer Aussendung über die Meßlichtstrecke außerdem über eine Referenzlichtstrecke bekannter Länge auszusenden. Da mit der Länge der Referenzlichtstrecke ebenfalls die Laufzeit der Lichtwelle über die Referenzlicht strecke bekannt ist, kann man somit die elektronische Laufzeit errechnen und aus der Laufzeit der Lichtwelle über die Meßlichtstrecke eliminieren. Da diese "Eichung" während des Meßvorgangs mit einer Frequenz ungefähr im kHz-Bereich durchge führt wird, können so sämtliche Ungenauigkeiten durch verschiedene Drifterschei nungen vermieden werden. In Strenge ist dies jedoch nur der Fall, wenn sowohl das Meßsignal als auch das Referenzsignal in der elektronischen Schaltung exakt densel ben elektronischen Weg zurücklegen. Dies hat zur Folge, daß zur Aussendung und zum Empfang sowohl des Meßsignals als auch des Referenzsignals nur ein Lichtsen der - üblicherweise eine Leuchtdiode - und nur ein Empfangselement - üblicherweise eine Photodiode - eingesetzt werden darf. Daraus resultiert jedoch, daß die Lichtwelle abwechselnd auf die Meßlichtstrecke und die Referenzlichtstrecke umgeleitet wer den muß. Bei Verfahren, die heutzutage ein Entfernungsmeßgerät mit nur einem Lichtsender und einem Empfangselement realisieren, erfolgt das Umlegen der Licht welle von der Meßlichtstrecke auf die Referenzlichtstrecke und umgekehrt über op tomechanische Schalter. Dieses kostenaufwendige und verschleißanfällige Verfahren läßt sich bis heute nicht vermeiden, da optoelektronische Schalter bislang nicht in ausreichender Stückzahl und zu angemessenen Preisen erhältlich sind. Bei den be kannten Verfahren wird das geschilderte Problem dadurch gelöst, daß entweder ein zweiter Lichtsender oder ein zweites Empfangselement vorgesehen wird.However, a fundamental problem is inherent to both methods. Due to the extremely short terms to be determined, play next to the Running time of the light wave as well as the running times of the electronic signals in the proper circuit play a significant role that affects the accuracy of measurement. The real problem is that the electronic runtimes are internal half of the circuit due to temperature fluctuations and aging changes, - they drift. This is a calibration of the distance measuring device, which takes the electronic runtimes into account, solely in the production process unsatisfactory. The commonly suggested solution to this problem is In addition to emitting the light waves over the measuring light path emit over a reference light path of known length. Because with the length of the Reference light path also the running time of the light wave over the reference light distance is known, you can thus calculate the electronic transit time and from the Eliminate the running time of the light wave over the measuring light path. Because this "calibration" during the measurement process with a frequency approximately in the kHz range leads to all inaccuracies through different drifter shots can be avoided. However, this is only strictly the case if both Measurement signal and the reference signal in the electronic circuit exactly densel cover the electronic path. This has the consequence that for sending and only one light sensor for receiving both the measurement signal and the reference signal the - usually a light emitting diode - and only one receiving element - usually a photodiode - may be used. However, this results in the light wave who alternately redirected to the measuring light path and the reference light path that must. In methods that nowadays have a distance measuring device with only one Realize light transmitter and a receiving element, the switching of the light takes place wave from the measuring light path to the reference light path and vice versa via op tomechanical switches. This costly and wear-prone process can not be avoided to this day, since optoelectronic switches have not yet been used are available in sufficient quantities and at reasonable prices. With the be Known method, the problem described is solved by either second light transmitter or a second receiving element is provided.

Bei dem bekannten Entfernungsmeßgerät, von dem die Erfindung ausgeht, vgl. die DE 34 29 062 A1, sind zwei Empfangselemente vorgesehen. Um den Nachteil aufzu heben, daß zwei Empfangselemente natürlich auch wiederum unterschiedliche Driftei genschaften - insbesondere durch Temperaturunterschiede - aufweisen, wird die nachfolgende, der Verarbeitung des Meßsignals und des Referenzsignals dienende Schaltung von beiden Empfangselementen alternierend benutzt. Im Stand der Tech nik, von dem die Erfindung ausgeht, wird dies dadurch realisiert, daß beide Emp fangselemente, hier Photodioden, abwechselnd von jeweils einem im elektronischen Weg hinter der Photodiode angeordneten elektronischen Schalter mit der Verarbei tungsstrecke verbunden werden.In the known distance measuring device from which the invention is based, cf. the DE 34 29 062 A1, two receiving elements are provided. To make up for the disadvantage lift that two receiving elements of course also different drift egg properties - especially due to temperature differences - will subsequent, the processing of the measurement signal and the reference signal Switching used by both receiving elements alternately. In the state of the tech nik, from which the invention is based, this is realized in that both Emp trapping elements, here photodiodes, alternating from one in the electronic Electronic switch arranged behind the photodiode with the processing be connected.

Elektronische Schalter weisen nun jedoch den Nachteil auf, daß sie den Signalweg nicht wirklich vollständig unterbrechen, wie es beispielsweise bei mechanischen Schaltern der Fall ist. Die Folge daraus besteht bei der Schaltung gemäß dem Stand der Technik, von dem die Erfindung ausgeht darin, daß ein ständiges "Übersprechen" des eigentlich abgeschalteten Signals auf das eingeschaltete Signal erfolgt und somit die Meßgenauigkeit reduziert wird. Außerdem weisen die elektronischen Schalter na türlich einen temperaturabhängigen Leitwert auf; sie driften also unerwünschter weise.However, electronic switches have the disadvantage that they affect the signal path do not really interrupt completely, as is the case with mechanical Switches is the case. The consequence of this is the circuit according to the state the technology on which the invention is based in that a constant "crosstalk" of the actually switched off signal to the switched on signal and thus the measuring accuracy is reduced. In addition, the electronic switches have na naturally a temperature-dependent conductance; so they drift more undesirably wise.

Um das "Übersprechen" zu reduzieren, ist in einer Patentanmeldung mit älterem Zeitrang, die mit der DE 43 28 553 A1 veröffentlicht worden ist und deren Offenba rungsgehalt hier ausdrücklich einbezogen wird, vorgeschlagen worden, den Meß lichtempfänger und den Referenzlichtempfänger,gesteuert durch den Umschaltgene rator, durch Vorspannen der Meßphotodiode und der Referenzphotodiode in Sperr- oder Durchlaßrichtung zu aktivieren oder zu deaktivieren. Diesem Vorschlag liegt die Erkenntnis zugrunde, daß eine Photodiode einen Photostrom proportional zur emp fangenen Lichtleistung liefert, der aufgrund der extremen Hochohmigkeit des Sperr zustandes im Normalbetrieb der Photodiode für die weitere Nutzung praktisch voll ständig zur Verfügung steht. Bei einer Polung der Photodiode in Durchlaßrichtung verschwindet die für die Erzeugung eines Photostroms notwendige Sperrschicht vollständig. Beim Übergang der Photodiode vom Sperrzustand (z. B. 10 . . 20 Volt in Sperrichtung) in den Durchlaßzustand (bei z. B. 10 mA bzw. 0,8 Volt in Durchlaßrich tung), ändert sich der ohmsche Widerstand von einigen 10⁶ Ohm in den Bereich von ca. 3-5 Ohm. Damit wird die Photostromquelle praktisch kurzgeschlossen, so daß sie nach außen für die übrige Beschaltung nahezu unwirksam ist. Hierdurch wird das Übersprechen des Signals von dem deaktivierten Lichtempfänger reduziert.To reduce the "crosstalk" is in a patent application with older Seniority, which has been published with DE 43 28 553 A1 and its Offenba content is expressly included here, it has been proposed to measure light receiver and the reference light receiver, controlled by the switching genes rator, by biasing the measuring photodiode and the reference photodiode in blocking or to activate or deactivate the forward direction. This proposal is the Based on the knowledge that a photodiode has a photocurrent proportional to the emp catches light output because of the extreme high impedance of the barrier state in normal operation of the photodiode for further use practically full is always available. If the photodiode is polarized in the forward direction the barrier layer necessary for the generation of a photocurrent disappears Completely. When the photodiode changes from the blocking state (e.g. 10.. 20 volts in Blocking direction) in the on state (at e.g. 10 mA or 0.8 volts in the on state) tion), the ohmic resistance changes from a few 10⁶ ohms to the range of approx. 3-5 ohms. So that the photocurrent source is practically short-circuited so that it to the outside for the rest of the wiring is almost ineffective. This will Crosstalk of the signal from the deactivated light receiver is reduced.

Der Erfindung liegt, gemessen an dem Stand der Technik, von dem die Erfindung ausgeht, der DE 34 29 062 A1, die Aufgabe zugrunde, eine möglichst große Dämp fung des "Übersprechens" bei gleichzeitiger früher Zusammenführung des Meß- und Referenzsignals auf die Verarbeitungsstrecke zu gewährleisten, so daß die getrennten Signalwege möglichst wenige driftende Bauteile erhalten.The invention is measured against the prior art, of which the invention goes out, DE 34 29 062 A1, the task of a large damping the "crosstalk" with simultaneous earlier merging of the measurement and Ensure reference signal on the processing line, so that the separated Receive as few drifting components as possible.

Das erfindungsgemäße Entfernungsmeßgerät, bei dem die zuvor aufgezeigte Aufgabe gelöst ist, ist nach einer ersten Lehre der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß der Meßlichtempfänger und der Referenzlichtempfänger gesteuert, durch den Umschalt generator, durch Vorspannen der Meßphotodiode und der Referenzphotodiode in Sperrichtung oder in Durchlaßrichtung aktiviert oder deaktiviert sind, daß die Katho den der Meßphotodiode und der Referenzphotodiode über ein frequenzselektives Netzwerk miteinander verbunden sind und daß das frequenzselektive Netzwerk über einen Mittelabgriff mit der Verarbeitungsstrecke verbunden ist.The distance measuring device according to the invention, in which the task shown above is solved, according to a first teaching of the invention, characterized in that the Measuring light receiver and the reference light receiver controlled by switching generator, by biasing the measuring photodiode and the reference photodiode in Blocking or in the forward direction are activated or deactivated that the Katho that of the measuring photodiode and the reference photodiode via a frequency selective Network are interconnected and that the frequency selective network via a center tap is connected to the processing line.

Durch die erfindungsgemäßen Maßnahmen ist erreicht, daß einerseits durch das Ak tivieren bzw. Deaktivieren der Meß- oder Referenzphotodiode eine hohe Dämpfung des "Übersprechens" gewährleistet ist und daß andererseits durch die Verbindung der Meßphotodiode und der Referenzphotodiode mit der Verarbeitungsstrecke über le diglich ein frequenzselektives Netzwerk eine sehr frühe Symmetrierung der Signal wege gewährleistet ist. Durch die frühe Symmetrierung der Signalwege schlagen sich erfindungsgemäß nur noch die unterschiedlichen Drifteigenschaften der Meßphoto diode und der Referenzphotodioden im Meßresultat nieder.The measures according to the invention ensure that, on the one hand, through the Ak tivieren or deactivate the measuring or reference photodiode high attenuation of "crosstalk" is guaranteed and that, on the other hand, by connecting the Measuring photodiode and the reference photodiode with the processing line via le diglich a frequency selective network a very early balancing of the signal is guaranteed. Due to the early balancing of the signaling pathways, according to the invention only the different drift properties of the measurement photo diode and the reference photodiodes in the measurement result.

Die Erfindung betrifft weiter ein Entfernungsmeßgerät nach dem Laufzeitprinzip un ter Verwendung elektromagnetischer Wellen, vorzugsweise von Lichtwellen, mit mindestens einem, eine Lichtwelle aussendenden Lichtsender, mit einem die Ampli tude der Lichtwelle mittels eines Amplitudenmodulationssignals modulierenden Sen depulsgenerator, mit einem am Ende einer Meßlichtstrecke angeordneten, ein Meßsi gnal liefernden Meßlichtempfänger, mit einem am Ende einer Referenzlichtstrecke angeordneten, ein Referenzsignal liefernden Referenzlichtempfänger, mit einer das Meßsignal oder das Referenzsignal verarbeitenden Verarbeitungsstrecke und mit ei nem das Meßsignal und das Referenzsignal im Gegentakt auf die Verarbeitungs strecke schaltenden Umschaltgenerator.The invention further relates to a distance measuring device based on the transit time principle ter using electromagnetic waves, preferably light waves, with at least one light transmitter emitting a light wave, with one the ampli tude of the light wave by means of an amplitude modulation signal modulating Sen Depulsgenerator, with a Meßsi arranged at the end of a measuring light path gnal delivering measuring light receiver, with one at the end of a reference light path arranged, a reference signal delivering reference light receiver, with a Measurement signal or processing line processing the reference signal and with egg nem the measurement signal and the reference signal in push-pull on the processing route switching changeover generator.

Die zuvor erläuterte Aufgabe ist nach einer zweiten Lehre der Erfindung bei dem zu vor beschriebenen Entfernungsmeßgerät dadurch gelöst, daß in der Referenzlicht strecke ein schaltbares optisches Dämpfungsglied angeordnet ist und das schaltbare optische Dämpfungsglied von dem Umschaltgenerator ansteuerbar ist. Durch das op tische Dämpfungsglied wird gewährleistet, daß bei der Messung der Laufzeit über die Meßlichtstrecke das über die Referenzlichtstrecke laufende optische Signal bereits optisch bedämpfbar ist und somit ein späteres "Übersprechen" im elektronischen Signalweg reduziert ist.The task explained above is according to a second teaching of the invention solved before described distance measuring device in that in the reference light stretch a switchable optical attenuator is arranged and the switchable Optical attenuator can be controlled by the switching generator. Through the op table attenuator ensures that when measuring the transit time over the Measuring light path already the optical signal running over the reference light path is optically dampened and thus a later "crosstalk" in the electronic Signal path is reduced.

In der Zeichnung ist ein lediglich ein Ausführungsbeispiel darstellendes erfindungs gemäßes Entfernungsmeßgerät dargestellt; es zeigen In the drawing is an invention representing only one embodiment appropriate distance measuring device shown; show it

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Entfernungsmeßgerätes, Fig. 1 is a block diagram of an embodiment of a distance according to the invention,

Fig. 2 eine erste Ausführungsform des frequenzselektiven Netzwerks des Ent fernungsmeßgerätes nach Fig. 1, Fig. 2 shows a first embodiment of the frequency selective network of unloading fernungsmeßgerätes according to Fig. 1,

Fig. 3 eine zweite Ausführungsform des frequenzselektiven Netzwerks des Entfernungsmeßgerätes nach Fig. 1, Fig. 3 shows a second embodiment of the frequency selective network of the distance according to Fig. 1,

Fig. 4 ein Schaltbild des Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Entfer nungsmeßgerätes nach Fig. 1 bis zu einem Verarbeitungsstreckenab schnitt, Fig. 4 is a circuit diagram of the embodiment of the present invention Entfer nungsmeßgerätes to a Verarbeitungsstreckenab cut according to Fig. 1,

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer alternativen Ausführungsform eines zweiten Verarbeitungsstreckenabschnitts und Fig. 5 is a block diagram of an alternative embodiment of a second processing path portion, and

Fig. 6 den Signalverlauf der Signale der in Fig. 5 dargestellten Ausführungs form des zweiten Verarbeitungsstreckenabschnittes. Fig. 6 shows the waveform of the signals of the embodiment shown in Fig. 5 form of the second processing section.

Das in Fig. 1 dargestellte Entfernungsmeßgerät 1 gemäß der ersten Lehre der Erfin dung - das Entfernungsmeßgerät 1 gemäß der zweiten Lehre der Erfindung ergibt sich nach Durchziehen der gestrichelten Verbindungslinien - arbeitet nach dem Lauf zeitprinzip unter Verwendung elektromagnetischer Wellen. Weiterhin wird - ohne daß dies als Einschränkung zu begreifen ist - immer von Lichtwellen gesprochen. Mit dem erfindungsgemäßen Entfernungsmeßgerät 1 wird die Entfernung zwischen dem Entfernungsmeßgerät 1 und einem Meßobjekt 2 mittels der Bestimmung der Laufzeit von Lichtwellen vom Entfernungsmeßgerät 1 zum Meßobjekt 2 und zurück bestimmt. Hierzu weist das Entfernungsmeßgerät 1 auf einen eine Lichtwelle aussendenden Lichtsender 3, einen die Amplitude der Lichtwelle mittels eines Amplitudenmodulati onssignals modulierenden Sendepulsgenerator 4, einen am Ende der Meßlichtstrecke angeordneten, ein Meßsignal liefernden Meßlichtempfänger 5, einen am Ende einer Referenzlichtstrecke angeordneten, ein Referenzsignal liefernden Referenzlichtemp fänger 6, eine das Meßsignal oder das Referenzsignal verarbeitende Verarbeitungs strecke 7 und einen das Meßsignal und das Referenzsignal im Gegentakt auf die Ver arbeitungsstrecke 7 schaltenden Umschaltgenerator 8. . The distance measuring according to Figure 1 shown 1 of the first teaching of the dung OF INVENTION - the distance meter 1 according to the second teaching of the invention is obtained by pulling through the dashed connection lines - works on the transit time principle of electromagnetic waves using. Furthermore - without this being understood as a restriction - light waves are always spoken of. With the inventive distance-1 the distance between the distance measuring device 1 and a test object 2 by means of the determination of the transit time of light waves from the distance-measuring object 1 to 2 and back is determined. For this purpose, the distance measuring device 1 has a light transmitter 3 emitting a light wave, a transmit pulse generator 4 modulating the amplitude of the light wave by means of an amplitude modulation signal, a measuring light receiver 5 arranged at the end of the measuring light path, delivering a measuring signal, a reference light temperature arranged at the end of a reference light path catcher 6 , a processing the measuring signal or the reference signal processing section 7 and a the measuring signal and the reference signal in push-pull on the processing path 7 switching switching generator 8th

Bei dem erfindungsgemäßen Entfernungsmeßgerät 1 ist ein am Ende einer Meßlicht strecke angeordneter, ein Meßsignal liefernder Meßlichtempfänger 5 und ein am Ende einer Referenzlichtstrecke angeordneter, ein Referenzsignal liefernder Referenzlicht empfänger 6 vorgesehen. Damit ist hier die Kombination aus einem Lichtsender 3 und zwei Lichtempfängern beschrieben und dargestellt. Denkbar ist ebenso die Kombi nation aus zwei Lichtsendern und zwei Lichtempfängern.In the distance measuring device 1 according to the invention, a measuring light receiver 5 arranged at the end of a measuring light path, providing a measuring signal, and a reference light receiver 6 arranged at the end of a reference light path, providing a reference signal, are provided. The combination of a light transmitter 3 and two light receivers is thus described and illustrated here. The combination of two light transmitters and two light receivers is also conceivable.

Wie in Fig. 1 dargestellt, sind die jeweiligen Empfangselemente des Meßlichtempfän gers 5 und des Referenzlichtempfängers 6 als Meßphotodiode 9 bzw. als Referenz photodiode 10 ausgeführt, die vorzugsweise so ausgewählt sind, daß ihre spektrale Empfindlichkeit ein Maximum im Bereich der von dem Lichtsender 3 ausgesandten Lichtwelle aufweist. Als Lichtsender ist wegen der erforderlichen Augensicherheit beim Dauerstrichverfahren vorzugsweise eine Leuchtdiode eingesetzt. Es ist jedoch, wie beim Pulsverfahren üblich, möglich, die Leuchtdiode durch eine Laserdiode zu ersetzen. Wie hier zunächst nicht weiter dargestellt werden soll, sind der Meßlicht empfänger 5 und der Referenzlichtempfänger 6 gesteuert, durch den Umschaltgene rator 8, durch Vorspannen der Meßphotodiode 9 und der Referenzphotodiode 10 in Sperrichtung oder in Durchlaßrichtung aktiviert oder deaktiviert. Weiter sind erfin dungsgemäß die Kathoden der Meßphotodiode 9 und der Referenzphotodiode 10 über ein frequenzselektives Netzwerk 11 miteinander verbunden und ist das fre quenzselektive Netzwerk 11 über einen Mittelabgriff 12 mit der Verarbeitungs strecke 7 verbunden. Das frequenzselektive Netzwerk 11 ist hierbei Bestandteil sowohl des Meßlichtempfängers 5 als auch des Referenzlichtempfängers 6.As shown in Fig. 1, the respective receiving elements of the Meßlichtempfän gers 5 and the reference light receiver 6 are designed as measuring photodiode 9 or as reference photodiode 10 , which are preferably selected so that their spectral sensitivity is a maximum in the range emitted by the light transmitter 3 Has light wave. A light-emitting diode is preferably used as the light transmitter because of the required eye safety in the continuous wave method. However, as is customary in the pulse method, it is possible to replace the light-emitting diode with a laser diode. As will not be shown further here, the measuring light receiver 5 and the reference light receiver 6 are controlled by the Umschaltgene generator 8 , by biasing the measuring photodiode 9 and the reference photodiode 10 activated or deactivated in the reverse direction or in the forward direction. Furthermore, according to the invention, the cathodes of the measuring photodiode 9 and the reference photodiode 10 are connected to one another via a frequency-selective network 11 and the frequency-selective network 11 is connected via a center tap 12 to the processing path 7 . The frequency-selective network 11 is part of both the measurement light receiver 5 and the reference light receiver 6 .

Wie übereinstimmend in Fig. 1 und Fig. 2 dargestellt, besteht das frequenzselektive Netzwerk 11 gemäß einer ersten Alternative aus einem LC-Schwingkreis 13. Bei ei nem solchen LC-Schwingkreis 13 ist der Mittelabgriff 12 entweder einerseits zwi schen zwei identischen, in Reihe geschalteten Kapazitäten 14 oder andererseits exakt in der Mitte der Induktivität 15, wie in Fig. 2 gestrichelt angedeutet, des LC-Schwingkreises 13 angeordnet. Um eine Temperaturabhängigkeit der Induktivität 15 zu vermeiden, wird diese vorzugsweise als Luftspule ausgebildet. As coincident shown in Fig. 1 and Fig. 2, the frequency selective network 11 according to a first alternative of an LC resonant circuit 13. In such an LC resonant circuit 13 , the center tap 12 is either arranged on the one hand between two identical capacitors 14 connected in series 14 or on the other hand exactly in the middle of the inductance 15 , as indicated by dashed lines in FIG. 2, of the LC resonant circuit 13 . In order to avoid a temperature dependence of the inductance 15 , it is preferably designed as an air coil.

Gemäß der zweiten Alternative ist das frequenzselektive Netzwerk 11 als λ/4-Leitung 16 ausgeführt (vgl. Fig. 3). Hierbei ist der Mittelabgriff 12 exakt in der Mitte der λ/4-Leitung 16 angeordnet. Zur Verringerung der Belastung der λ/4-Leitung 16 und zur Gleichspannungsentkopplung ist der Mittelabgriff 12 der λ/4-Leitung 16 über eine Kopplungskapazität 17 mit der Verarbeitungsstrecke 7 verbunden. Ist eine Seite der λ/4-Leitung 16 kurzgeschlossen, so wird von der anderen Seite der λ/4-Leitung 16 im Idealfall ein Leerlauf realisiert, was zu einer entsprechend hohen Empfindlichkeit führt.According to the second alternative, the frequency-selective network 11 is designed as a λ / 4 line 16 (cf. FIG. 3). Here, the center tap 12 is arranged exactly in the middle of the λ / 4 line 16 . To reduce the load on the λ / 4 line 16 and for DC decoupling, the center tap 12 of the λ / 4 line 16 is connected to the processing path 7 via a coupling capacitance 17 . If one side of the λ / 4 line 16 is short-circuited, the other side of the λ / 4 line 16 ideally realizes an open circuit, which leads to a correspondingly high sensitivity.

Um erfindungsgemäß zu gewährleisten, daß der Meßlichtempfänger 5 und der Refe renzlichtempfänger 6, gesteuert durch den Umschaltgenerator 8, durch Vorspannen der Meßphotodiode 9 und der Referenzphotodiode 10 in Sperrichtung oder in Durchlaßrichtung aktivierbar oder deaktivierbar sind, ist die Anode der Meßphotodi ode 9 mit einem Meßnetzwerk 18 und die Anode der Referenzphotodiode 10 mit ei nem Referenznetzwerk 19 verbunden (vgl. Fig. 1). Das Meßnetzwerk 18 weist, wech selweise schaltbar über einen Meßumschalter 20, eine Meßdurchlaßstromquelle 21 und eine Meßsperrspannungsquelle 22 auf. Gleichermaßen weist das Referenznetz werk 19, wechselweise schaltbar über einen Referenzumschalter 23, eine Referenz durchlaßstromquelle 24 und eine Referenzsperrspannungsquelle 25 auf. Weiter sind die Kathode der Meßphotodiode 9 über das frequenzselektive Netzwerk 11 mit einem Meßzusatznetzwerk 26 und die Kathode der Referenzphotodiode 10 über das fre quenzselektive Netzwerk 11 mit einem Referenzzusatznetzwerk 27 verbunden. Das Meßzusatznetzwerk 26 weist eine schaltbare Referenzhochfrequenzkurzschluß strecke 28 und eine gleichzeitig schaltbare Meßzusatzsperrspannungsquelle 29 auf, und gleichermaßen weist das Referenzzusatznetzwerk 27 eine schaltbare Meßhoch frequenzkurzschlußstrecke 30 und eine gleichzeitig schaltbare Referenzzusatzsperr spannungsquelle 31 auf. Zur Aktivierung bzw. Deaktivierung der Meßphotodiode 9 und der Referenzphotodiode 10 sind der Meßumschalter 20, der Referenzumschalter 23, die Meßhochfrequenzkurzschlußstrecke 30, die Referenzhochfrequenzkurz schlußstrecke 28, die Meßzusatzsperrspannungsquelle 29 und die Referenzzusatz sperrspannungsquelle 31 durch den Umschaltgenerator 8 steuerbar. In order to ensure according to the invention that the measuring light receiver 5 and the reference light receiver 6 , controlled by the switch generator 8 , by biasing the measuring photodiode 9 and the reference photodiode 10 can be activated or deactivated in the blocking direction or in the forward direction, the anode of the measuring photodiode 9 is with a measuring network 18 and the anode of the reference photodiode 10 connected to a reference network 19 (cf. FIG. 1). The measurement network 18 has, selectively switchable via a measurement switch 20 , a measurement transmission current source 21 and a measurement blocking voltage source 22 . Likewise, the reference network 19 , alternately switchable via a reference switch 23 , a reference forward current source 24 and a reference reverse voltage source 25 . Furthermore, the cathode of the measuring photodiode 9 is connected via the frequency-selective network 11 to an auxiliary measuring network 26 and the cathode of the reference photodiode 10 via the frequency-selective network 11 to a reference additional network 27 . The auxiliary measurement network 26 has a switchable reference radio frequency short circuit 28 and a simultaneously switchable measuring auxiliary blocking voltage source 29 , and likewise the reference auxiliary network 27 has a switchable measuring high frequency short circuit 30 and a simultaneously switchable reference auxiliary blocking voltage source 31 . To activate or deactivate the measuring photodiode 9 and the reference photodiode 10 , the measuring switch 20 , the reference switch 23 , the measuring high-frequency short-circuit path 30 , the reference high-frequency short-circuit path 28 , the measuring additional blocking voltage source 29 and the reference additional blocking voltage source 31 can be controlled by the switching generator 8 .

Die in Fig. 1 gezeigten Schalterstellungen ergeben einen der beiden möglichen Meß zustände, hier Referenzlichtempfänger 6 aktiviert und Meßlichtempfänger 5 deakti viert. Die folgenden Erläuterungen treffen natürlich umgekehrt für den Fall zu, daß der Meßlichtempfänger 5 aktiviert und der Referenzlichtempfänger 6 deaktiviert ist. Die Referenzphotodiode 10 wird dadurch aktiviert, daß ihre Anode mit der Referenz sperrspannungsquelle 25 und ihre Kathode über das frequenzselektive Netzwerk 11 mit der Referenzzusatzsperrspannungsquelle 31 verbunden ist. Gleichzeitig ist nun die Meßphotodiode 9 dadurch aktiviert, daß ihre Anode mit der Meßdurchlaßstrom quelle 21 und ihre Kathode gleichstrommäßig mit der Referenzzusatzsperrspannungs quelle 31 und hochfrequenzmäßig über die Meßhochfrequenzkurzschlußstrecke 30 mit Masse verbunden ist.The switch positions shown in FIG. 1 result in one of the two possible measurement states, here reference light receiver 6 activated and measurement light receiver 5 deactivated. The following explanations, of course, apply in reverse for the case in which the measurement light receiver 5 is activated and the reference light receiver 6 is deactivated. The reference photodiode 10 is activated in that its anode is connected to the reference blocking voltage source 25 and its cathode is connected to the reference additional blocking voltage source 31 via the frequency-selective network 11 . At the same time, the measurement photodiode 9 is now activated in that its anode is connected to the measurement forward current source 21 and its cathode is connected to the reference auxiliary blocking voltage source 31 and is connected to ground via the measurement high-frequency short-circuit path 30 .

Die erfindungsgemäße Unterdrückung des "Übersprechens" eines Restsignals der Meßphotodiode 9 auf das Signal der Referenzphotodiode 10 wird in drei Schritten erreicht:The inventive suppression of the "crosstalk" of a residual signal from the measuring photodiode 9 to the signal from the reference photodiode 10 is achieved in three steps:

a) First, the measuring photodiode 9 takes a very small ohmic resistance of a few ohms by a current of several milliamps by means of the measuring pass current source 21 , so that the photocurrent of the measuring photodiode 9 is practically short-circuited.
b) Second, the residual signal at the anode of the measuring photodiode 9 is short-circuited to the ground by a short circuit with the aid of the measuring high-frequency short-circuit path 30 .
c) Thirdly, the fact that the forward current of the measuring photodiode 9 is supplied by a measuring forward current source 21 with an ideally infinitely high internal resistance, the residual signal at the measuring photodiode 9 is passed on only in the ratio of the impedances connected to the anode and cathode, which means that practically the residual signal of the measuring photodiode 9 only occurs at the measuring current source 21 .

Insgesamt bedeutet dies eine Trennung beider Signale mit hoher Selektivität, so daß in einem Meßzustand nur das Referenzsignal zur weiteren Verarbeitung zum gemein samen frequenzselektiven Netzwerk 11 mit Mittelabgriff 12 gelangt, während im an deren Meßzustand nur das Meßsignal am Mittelabgriff 12 des frequenzselektiven Netzwerks 11 erscheint.Overall, this means a separation of the two signals with high selectivity, so that in one measuring state only the reference signal for further processing reaches the common frequency-selective network 11 with center tap 12 , while in its measuring state only the measuring signal appears at center tap 12 of the frequency-selective network 11 .

Durch die Verbindung der Kathoden der Meßphotodiode 9 und der Referenzphoto diode 10 lediglich über das frequenzselektive Netzwerk 11 wird eine frühestmögliche Symmetrierung gewährleistet. Die einzigen driftempfindlichen Bauelemente, die ge trennt im Meßlichtempfänger 5 und im Referenzlichtempfänger 6 angeordnet sind, sind - unvermeidlich - die Meßphotodiode 9 und die Referenzphotodiode 10. Eine Temperaturdrift des frequenzselektiven Netzwerkes 11 kann nahezu vernachlässigt werden. Somit sind zeitabhängige, einer Drift unterworfene Laufzeitdifferenzen zwi schen dem elektronischen Signalweg im Meßlichtempfänger 5 und im Referenzlicht empfänger 6 soweit als möglich eliminiert.By connecting the cathodes of the measuring photodiode 9 and the reference photodiode 10 only via the frequency-selective network 11 , the earliest possible balancing is ensured. The only drift-sensitive components, which are arranged separately in the measurement light receiver 5 and in the reference light receiver 6 , are - inevitable - the measurement photodiode 9 and the reference photodiode 10 . A temperature drift of the frequency-selective network 11 can almost be neglected. Thus, time-dependent, a drift-subjected transit time differences between the electronic signal path in the measuring light receiver 5 and in the reference light receiver 6 are eliminated as far as possible.

Die Funktionsweise des erfindungsgemäßen Entfernungsmeßgerätes 1 soll nun im weiteren anhand des in Fig. 4 dargestellten konkreten Schaltbildes näher beschrieben werden.The mode of operation of the distance measuring device 1 according to the invention will now be described in more detail with reference to the specific circuit diagram shown in FIG. 4.

Fig. 1 zeigt, daß an einem Ausgang des Umschaltgenerators 8 das Gegentaktsignal Q, am anderen Ausgang das Gegentaktsignal Q ansteht. Von dem insgesamt mit Q bzw. mit Q bezeichneten Gegentaktsignal ist natürlich immer nur der Signal pegel oder der Signalpegel Q (am ersten Ausgang) bzw. der Signalpegel Q oder der Signalpegel (am zweiten Ausgang) vorhanden. Fig. 1 shows that the push-pull signal Q, at the other output is present, the push-pull signal Q at an output of Umschaltgenerators. 8 Of the total of Q and Q designated push-pull signal, of course, only the signal level or the signal level Q (at the first output) or the signal level Q or the signal level (at the second output) is available.

In Fig. 4 liegt das erste Gegentaktsignal Q des Umschaltgenerators 8 am ersten Umschaltkontakt 32, das zweite Gegentaktsignal Q am zweiten Umschaltkontakt 33. Dabei beträgt der Signalpegel Q = -10 V und der Signalpegel = +7 V. Es soll hier nur der Meßzustand betrachtet werden, daß am ersten Umschaltkontakt 32 der Signalpegel und am zweiten Umschaltkontakt 33 der Signalpegel Q anliegt. In die sem Meßzustand ist der Meßlichtempfänger 5 deaktiviert, während der Referenzlicht empfänger 6 aktiviert ist. In dem beschriebenen Meßzustand führen zwei Transisto ren 34, 35 etwa den gleichen Strom von einigen hundert Mikroampere, der über die Basis des Transistors 35 in den auf negativem Potential von -10 V liegenden zweiten Umschaltkontakt 33 fließt. Die Größe dieses Stroms wird durch die Basisansteuerung des am ersten Umschaltkontakt 32 liegenden Potentials von 7 V über Widerstände 36, 37, 38, 39 bewirkt. Der Widerstand 39 führt auf eine positive äußere Versor gungsspannung UB. Ein Kondensator 40 dient der Unterdrückung von Störspan nungen. Durch die beschriebene Widerstandskombination und die anliegenden Si gnalpegel wird der Strom des Transistors 34 auf einige hundert Mikroampere be grenzt, während der Transistor 35 aufgrund des überhöhten Basisstroms in Sättigung betrieben wird. Auf diese Weise stellt der Transistor 35 zusammen mit einem gegen Masse geschalteten Kondensator 62 kollektorseitig für die Referenzphotodiode 10 die Referenzsperrspannungsquelle dar. Das Anodenpotential der Referenzphotodi ode 10 liegt etwa auf dem Signalpegel Q = -10 V abzüglich des Spannungsabfalls an einem Widerstand 42 und abzüglich der Kollektorrestspannung des gesättigten Transistors 35. Zwei dem ersten Umschaltkontakt 32 bzw. dem zweiten Umschalt kontakt 33 vorgeschaltete Widerstände 36 bzw. 42 begrenzen die Umschaltstrom spitzen während des Umschaltvorgangs.In FIG. 4, the first push-pull signal is the Q Umschaltgenerators 8 on the first change-over contact 32, the second push-pull signal Q at the second changeover 33rd The signal level is Q = -10 V and the signal level = +7 V. Only the measurement state is considered here that the signal level is present at the first changeover contact 32 and the signal level Q is present at the second changeover contact 33 . In this measuring state, the measuring light receiver 5 is deactivated, while the reference light receiver 6 is activated. In the measuring state described, two transistors 34 , 35 carry approximately the same current of a few hundred microamperes, which flows via the base of the transistor 35 into the second changeover contact 33 lying at a negative potential of -10 V. The magnitude of this current is brought about by the basic control of the 7 V potential at the first changeover contact 32 via resistors 36 , 37 , 38 , 39 . The resistor 39 leads to a positive external supply voltage UB. A capacitor 40 is used to suppress interference voltages. Due to the described combination of resistors and the applied signal level, the current of the transistor 34 is limited to a few hundred microamps, while the transistor 35 is operated in saturation due to the excessive base current. In this manner, the transistor 35 together with a connected to ground capacitor 62 the collector side for the reference photodiode 10, the reference voltage source. The anode potential of the Referenzphotodi ode 10 is at about the signal level Q = -10 V minus the voltage drop across a resistor 42 and less Residual collector voltage of the saturated transistor 35 . Two resistors 36 and 42 connected upstream of the first changeover contact 32 and the second changeover contact 33 limit the changeover current peaks during the changeover process.

Das Potential der Kathode der Referenzphotodiode 10 wird bestimmt durch das Po tential der Kathode der in diesem Meßzustand deaktivierten Meßphotodiode 9, die über die Induktivität 15 auf gleichem Gleichspannungspotential liegt. Eine mit ihrer Anode mit der Kathode der Referenzphotodiode 10 verbundene Schaltdiode 44 hat auf das Referenzsignal der Referenzphotodiode 10 praktisch kaum einen Einfluß, da die Schaltdiode 44 über einen Widerstand 45 mit der positiven äußeren Versorgungs spannung UB verbunden ist und somit durch eine hinreichend hohe positive Span nung an deren Kathode in Sperrichtung gepolt ist. Ein Transistor 46 wird durch das an dem zweiten Umschaltkontakt 33 anliegende negative Potential von -10 V über einen Spannungsteiler, bestehend aus einem Widerstand 47 und einer Diode 48, de ren Anode an Masse und deren Kathodenpotential die Basisvorspannung des Transi stors 46 auf etwa -0,7 V festlegt, in Sperrichtung betrieben.The potential of the cathode of the reference photodiode 10 is determined by the potential of the cathode of the measuring photodiode 9 deactivated in this measuring state, which is at the same DC potential via the inductor 15 . A with its anode connected to the cathode of the reference photodiode 10 switching diode 44 has practically no influence on the reference signal of the reference photodiode 10 , since the switching diode 44 is connected via a resistor 45 to the positive external supply voltage UB and thus by a sufficiently high positive span voltage on the cathode is polarized in the reverse direction. A transistor 46 is by the applied to the second changeover contact 33 negative potential of -10 V via a voltage divider consisting of a resistor 47 and a diode 48 , de ren anode to ground and its cathode potential, the base bias of the transistor 46 to about -0 , 7 V specifies, operated in the reverse direction.

Das aus der Meßhochfrequenzkurzschlußstrecke 30 und der Referenzzusatzsperr spannungsquelle 31 gebildete Referenzzusatznetzwerk 27 wird in dem in Fig. 4 dar gestellten Ausführungsbeispiel in dem beschriebenen Meßzustand, d. h. mit deakti vierter, in Durchlaßrichtung betriebener Meßphotodiode 9, durch einen mittels des an dem ersten Umschaltkontakt 32 anliegenden Potentials von 7 V über einen Wider stand 49 und eine Diode 50 eingeschalteten Transistor 51 gebildet. Dieses Referenz zusatznetzwerk 27 wird ergänzt durch einen Widerstand 52, an dem ein Spannungs abfall entsprechend dem Durchlaßstrom der deaktivierten Meßphotodiode 9 und ei ner Schaltdiode 53 besteht und der somit erfindungsgemäß die Sperrspannung der aktiven Referenzphotodiode 10 über die Induktivität 15 erhöht. Dieser Durchlaß strom in Höhe von etlichen Milliampere wird durch das erhöhte Aussteuern eines Transistors 54, als Folge des an dem zweiten Umschaltkontakt 33 anliegenden nega tiven Potentials von -10 V über Widerstände 42, 55, 56 und einen mit der positiven äußeren Versorgungsspannung UB verbundenen Widerstand 57, unter Berücksichti gung einer Diode 58, die das negative Potential an ihrer Kathode auf etwa -0,7 V be grenzt, bestimmt. Dieser Durchlaßstrom steuert einen Transistor 59 emitterseitig an, so daß sich der Transistor 59 wie eine Basisstufe verhält. Die Basis des Transistors 59 liegt über den Widerstand 36 gleichspannungsmäßig etwa auf dem positiven Poten tial von 7 V des ersten Umschallontakts 32 und über den Kondensator 41 hochfre quenzmäßig auf Massepotential. Damit realisiert der Transistor 59 näherungsweise die in Fig. 1 dargestellte Meßdurchlaßstromquelle 21. Durch diesen Durchlaßstrom wird die Meßphotodiode 9 niederohmig im Bereich von einigen Ohm. Der Photostrom der Meßphotodiode 9 wird damit nahezu kurzgeschlossen und verursacht somit ein um den Faktor von mindestens 1000 gedämpftes Meßsignal am Mittelabgriff 12 zwi schen den Kapazitäten 14. Zur Unterdrückung des Restsignals der Meßphotodiode 9 dient weiterhin die Schaltdiode 53, die bei gleichem Durchlaßstrom bessere Kurz schlußeigenschaften als eine in Durchlaßrichtung betriebene Photodiode besitzt. Der hochfrequenzmäßige Kurzschluß gegen Masse über die Schaltdiode 53 und einen Kondensator 60 wird hierbei vorzugsweise induktivitätsarm ausgeführt. Die dritte Maßnahme zur Unterdrückung des Restsignals der Meßphotodiode 9 besteht in der Verwendung einer Stromquelle zur Ansteuerung der Meßphotodiode 9. Um nähe rungsweise ideale Stromquelleneigenschaften zu erhalten, wird für den Transistor 59 vorzugsweise ein kapazitätsarmer HF-Transistor und eine kapazitätsarme Schaltungs auslegung verwendet.The reference additional network 27 formed from the measuring high-frequency short-circuit path 30 and the reference additional blocking voltage source 31 is shown in the exemplary embodiment shown in FIG. 4 in the measuring state described, ie with deactivated fourth measuring photodiode 9 operated in the forward direction, by means of a potential applied to the first switch contact 32 of 7 V through a counter stood 49 and a diode 50 turned on transistor 51 is formed. This additional reference network 27 is supplemented by a resistor 52 , across which a voltage drop corresponding to the forward current of the deactivated measuring photodiode 9 and egg ner switching diode 53 and which thus according to the invention increases the reverse voltage of the active reference photodiode 10 via the inductor 15 . This passageway current amounting to several milliamps is the increased Aussteuern of a transistor 54, as a result of to the second change-over contact 33 adjacent nega tive potential of -10 V via resistors 42, 55, 56 and an output connected to the positive external power supply voltage UB resistance 57 , taking into account a diode 58 , which limits the negative potential at its cathode to approximately -0.7 V, determined. This forward current drives a transistor 59 on the emitter side, so that the transistor 59 behaves like a base stage. The base of the transistor 59 is on the resistor 36 DC voltage approximately on the positive potential of 7 V of the first Umschallontakts 32 and high frequency on the capacitor 41 to ground potential. The transistor 59 thus realizes approximately the measuring forward current source 21 shown in FIG. 1. This forward current makes the measuring photodiode 9 low-ohmic in the range of a few ohms. The photocurrent of the measuring photodiode 9 is thus almost short-circuited and thus causes a measuring signal attenuated by a factor of at least 1000 at the center tap 12 between the capacitors 14 . To suppress the residual signal of the measuring photodiode 9 also serves the switching diode 53 , which has better short-circuit properties than a forward-operating photodiode with the same forward current. The high-frequency short circuit to ground via the switching diode 53 and a capacitor 60 is preferably carried out with low inductance. The third measure for suppressing the residual signal of the measuring photodiode 9 is to use a current source to control the measuring photodiode 9 . In order to obtain approximately ideal current source properties, a low-capacitance RF transistor and a low-capacitance circuit design are preferably used for the transistor 59 .

Im Meßzustand mit aktivierter Meßphotodiode 9 und deaktivierter Referenzphotodi ode 10 gilt die Beschreibung entsprechend, wobei zu dem Kondensator 40 ein Kon densator 61, dem Kondensator 41 ein Kondensator 62, der Diode 58 eine Diode 63, dem Kondensator 60 ein Kondensator 64 und dem Widerstand 45 ein Widerstand 65 korrespondiert und alle für diesen komplementären Meßzustand verantwortlichen Spannungen und Ströme zu vertauschen sind. In the measuring state with activated measuring photodiode 9 and deactivated reference photodiode 10 , the description applies accordingly, with capacitor 40 being a capacitor 61 , capacitor 41 being a capacitor 62 , diode 58 being a diode 63 , capacitor 60 being a capacitor 64 and resistor 45 a resistor 65 corresponds and all voltages and currents responsible for this complementary measurement state must be exchanged.

Wie in Fig. 1 dargestellt, ist das erste aktive Element der Verarbeitungsstrecke 7 ein durch einen Rückkopplungswiderstand 66 an das frequenzselektive Netzwerk 11 anpaßbarer Transimpedanzverstärker 67. Mit Hilfe dieses Transimpedanzverstärkers 67 wird das Meßsignal bzw. das Referenzsignal besonders rauscharm verstärkt.As shown in FIG. 1, the first active element of the processing path 7 is a transimpedance amplifier 67 that can be adapted to the frequency-selective network 11 by means of a feedback resistor 66 . With the help of this transimpedance amplifier 67 , the measurement signal or the reference signal is amplified with particularly little noise.

In der in Fig. 4 dargestellten Schaltung wird als Verstärkertransistor 68 ein Dual-Gate-MOSFET verwendet, dessen erstes Gate über einen Widerstand 69 auf Masse und dessen zweites Gate auf eine geeignete äußere Versorgungsspannung UG gelegt ist. Im Drainzweig des Verstärkertransistors 68 liegt ein auf die Resonanzfrequenz des frequenzselektiven Netzwerks 11 abgestimmter Parallelschwingkreis mit einem Kon densator 70, einem Widerstand 71 und einer Induktivität 72. Die Ausgangsspannung des Verstärkertransistors 68 wird über einen Kondensator 73 und den Rückkopp lungswiderstand 66 auf das erste Gate des Verstärkertransistors 68 zurückgekoppelt. Durch die Wahl der Verstärkung und die Größe des Verstärkertransistors 68 wird das frequenzselektive Netzwerk 11 gezielt gemäß der gewünschten Schwingkreisgüte bedämpft und der Koppelfaktor so ausgelegt, daß diese Verstärkungsschaltung mit dem frequenzselektiven Netzwerk 11 und dem Parallelschwingkreis ein zweikreisiges Bandfilter bildet.In the circuit shown in FIG. 4, a dual-gate MOSFET is used as amplifier transistor 68 , the first gate of which is connected to ground via a resistor 69 and the second gate of which is connected to a suitable external supply voltage UG. In the drain branch of the amplifier transistor 68 is a tuned to the resonance frequency of the frequency-selective network 11 parallel resonant circuit with a capacitor 70 , a resistor 71 and an inductor 72nd The output voltage of the amplifier transistor 68 is fed back via a capacitor 73 and the feedback resistor 66 to the first gate of the amplifier transistor 68 . Through the choice of the gain and the size of the amplifier transistor 68 , the frequency-selective network 11 is damped in a targeted manner in accordance with the desired resonant circuit quality and the coupling factor is designed such that this amplification circuit forms a dual-circuit band filter with the frequency-selective network 11 and the parallel resonant circuit.

In Fig. 1 ist weiter dargestellt ein zweiter Verarbeitungsstreckenabschnitt 74 mit ei nem Schmalbandverstärker 75 und einem Begrenzerverstärker 76. Zur Erläuterung der Funktionsweise dieses zweiten Verarbeitungsstreckenabschnittes 74 und insbe sondere der Ausgestaltung dieses zweiten Verarbeitungsstreckenabschnittes 74 durch einen die Leistung des jeweiligen Lichtsenders 3 beeinflussenden Regler und durch einen Mischsignalgenerator und zwei Mischer wird auf die DE 43 28 553 A1 verwiesen. Das Ausgangssignal des zweiten Verarbeitungsstreckenabschnitts 74 wird ebenso wie das Amplitudenmodulationssignal des Sendepulsgenerators 4 an einen Phasendifferenzdetektor 77 weitergeleitet, der die Phasendifferenz zwischen dem Meßsignal oder dem Referenzsignal und dem Amplitudenmodulationssignal be stimmt und diese Phasendifferenz an eine ein Ausgangssignal zur Verfügung stel lende Auswerteeinheit 78 weitergibt. In Fig. 1 is further illustrated a second processing path portion 74 with egg nem narrow-band amplifier 75 and a limiter 76th To explain the operation of this second processing section 74 and in particular the design of this second processing section 74 by a controller influencing the performance of the respective light transmitter 3 and by a mixed signal generator and two mixers, reference is made to DE 43 28 553 A1. The output signal of the second processing section 74 , like the amplitude modulation signal of the transmission pulse generator 4 , is forwarded to a phase difference detector 77 , which determines the phase difference between the measurement signal or the reference signal and the amplitude modulation signal and transmits this phase difference to an evaluation unit 78 providing an output signal.

Alternativ zu der beschriebenen Ausgestaltung des zweiten Verarbeitungsstrecken abschnitts 74 weist dieser Abschnitt der Verarbeitungsstrecke 7 einen den n-ten Nulldurchgang des Ausgangssignals 79 des Transimpedanzverstärkers 67 detektie renden Nulldurchgangskomparator 80 auf (vgl. Fig. 5 und 6). Eine solche Ausgestal tung des zweiten Verarbeitungsstreckenabschnittes 74 ist jedoch nur geeignet, wenn das Entfernungsmeßgerät 1 nach dem Pulsverfahren betrieben wird; in diesem Fall liegt am Ausgang des frequenzselektiven Netzwerks 11 als Folge eines empfangenen Lichtsignals ein Stromimpuls 81 an. Der Nulldurchgangskomparator 80 wird durch einen Bereitschaftsimpuls 82 einer Bereitschaftsschaltung 83 aktiviert. Die Bereit schaftsschaltung 83 liefert den Bereitschaftsimpuls 82 mit einer definierten Zeitver zögerung Δt nach dem m-ten (m < n) Nulldurchgang des durch den Rückkopp lungswiderstand 66 des Transimpedanzverstärkers 67 gedämpften Ausgangssignals 79 des Transimpedanzverstärkers 67 bzw. des Parallelschwingkreises. Vorzugsweise wird der Bereitschaftsimpuls 82 von der Bereitschaftsschaltung 83 mit einer definier ten Zeitverzögerung Δt nach dem ersten Nulldurchgang des Ausgangssignals 79 so geliefert, daß der Nulldurchgangskomparator 80 den Zeitpunkt des dritten Null durchgangs des Ausgangssignals 74 bestimmt. Auf diese Weise werden abwechselnd die Laufzeiten des Meßsignals bzw. des Referenzsignals bestimmt und diese - bezo gen auf die Phase des Amplitudenmodulationssignals des Sendepulsgenerators 4 - im Phasendetektor 77 detektiert, gespeichert und aufeinander bezogen. Die so be stimmte Phasendifferenz liefert von den üblichen Drifterscheinungen bereinigte Ent fernungswerte, da die Meßsignale und die Referenzsignale die gesamte Verarbei tungsstrecke 7, einschließlich eines dem Nulldurchgangskomparator 80 und der Be reitschaftsschaltung 83 vorgeschalteten Schmalbandverstärkers 84, bis zum Eingang des Phasendifferenzdetektors 77 gleichermaßen durchlaufen.As an alternative to the described configuration of the second processing section 74 , this section of the processing section 7 has a zero crossing comparator 80 which detects the nth zero crossing of the output signal 79 of the transimpedance amplifier 67 (cf. FIGS . 5 and 6). Such a configuration of the second processing section 74 is, however, only suitable if the distance measuring device 1 is operated according to the pulse method; in this case, a current pulse 81 is present at the output of the frequency-selective network 11 as a result of a received light signal. The zero crossing comparator 80 is activated by a standby pulse 82 of a standby circuit 83 . The standby circuit 83 supplies the standby pulse 82 with a defined time delay Δt after the mth (m <n) zero crossing of the output signal 79 of the transimpedance amplifier 67 or the parallel resonant circuit damped by the feedback resistor 66 of the transimpedance amplifier 67 . The standby pulse 82 is preferably supplied by the standby circuit 83 with a defined time delay Δt after the first zero crossing of the output signal 79 so that the zero crossing comparator 80 determines the time of the third zero crossing of the output signal 74 . In this way, the transit times of the measurement signal or the reference signal are alternately determined and these - based on the phase of the amplitude modulation signal of the transmit pulse generator 4 - are detected, stored and related to one another in the phase detector 77 . The phase difference determined in this way supplies distance values corrected for the usual drift phenomena, since the measurement signals and the reference signals pass through the entire processing path 7 , including a narrowband amplifier 84 connected upstream of the zero crossing comparator 80 and the standby circuit 83 , up to the input of the phase difference detector 77 .

Gemäß einer zweiten unabhängigen Lehre der Erfindung ist ein erfindungsgemäßes Entfernungsmeßgerät insbesondere dadurch ausgestaltet, daß in der Referenzlicht strecke, die in Fig. 1 als eine aufgewickelte Glasfaser 85 ausgeführt ist, ein schaltbares optisches Dämpfungsglied 86 angeordnet ist. Insbesondere wird das schaltbare opti sche Dämpfungsglied 86 als Flüssigkristallzelle ausgebildet, vorzugsweise als eine fer roelektrische LCD-Zelle oder als mehrere in Reihe geschaltete ferroelektrische LCD-Zellen. Dadurch, daß das schaltbare optische Dämpfungsglied 86 von dem Umschalt generator 8 ansteuerbar ist, wird eine zusätzliche Verringerung des "Übersprechens" bei deaktivierter Referenzphotodiode 10 dadurch erreicht, daß der Umschaltgenera tor 8 in diesem Meßzustand das optische Dämpfungsglied 86 für maximale Dämpfung beeinflußt.According to a second independent teaching of the invention, a distance measuring device according to the invention is designed in particular in that a switchable optical attenuator 86 is arranged in the reference light path, which is designed as a wound glass fiber 85 in FIG. 1. In particular, the switchable optical attenuator 86 is designed as a liquid crystal cell, preferably as a ferroelectric LCD cell or as a plurality of ferroelectric LCD cells connected in series. Characterized in that the switchable optical attenuator 86 can be controlled by the switch generator 8 , an additional reduction in "crosstalk" is achieved when the reference photodiode 10 is deactivated in that the Umschaltgenera 8 influences the optical attenuator 86 in this measurement state for maximum attenuation.

In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird mit Hilfe eines Reglers 87 das optische Dämpfungsglied 86 - anstelle der Leistung des Lichtsenders nach Maßgabe der Meßsignalamplitude, wie in der DE 43 28 553 A1 ausgeführt - nach Maßgabe der Meßsignalamplitude beeinflußt. Erfindungsgemäß wird die Dämpfung des optischen Dämpfungsgliedes 86 durch den Regler 87 so beeinflußt, daß die Referenzamplitude der Meßsignalamplitude in tolerierbaren Grenzen nachgeführt wird. Auf diese Weise werden sowohl Übersprechen als auch Laufzeitunterschiede zwischen Meß- und Re ferenzsignal bei großen Schwankungen des vom Zielobjekt reflektierten Meßlicht signals vermieden.In a further embodiment of the invention, with the aid of a controller 87, the optical attenuator 86 - instead of the power of the light transmitter according to the measurement signal amplitude, as stated in DE 43 28 553 A1 - is influenced according to the measurement signal amplitude. According to the invention, the attenuation of the optical attenuator 86 is influenced by the controller 87 such that the reference amplitude of the measurement signal amplitude is tracked within tolerable limits. In this way, both crosstalk and transit time differences between the measurement and re reference signal are avoided in the event of large fluctuations in the measurement light reflected from the target object.

Claims

1. Distance measuring device according to the transit time principle using electromagnetic waves, preferably of light waves, with at least one light transmitter ( 3 ) emitting a light wave, with a transmit pulse generator ( 4 ) modulating the amplitude of the light wave by means of an amplitude modulation signal, with one arranged at the end of a measuring light path , Measuring light sensor delivering a measuring signal ( 5 ), with a reference light receiver ( 6 ) arranged at the end of a reference light path, providing a reference signal, with a processing path ( 7 ) processing the measuring signal or the reference signal and with a the measuring signal and the reference signal in push-pull the switching path ( 7 ) switching changeover generator ( 8 ), the measuring light receiver ( 5 ) and the reference light receiver ( 6 ) as a receiving element having a measuring photodiode ( 9 ) or a reference photodiode ( 10 ), characterized in that the measuring light receiver ( 5 ) and the reference light receiver ( 6 ), controlled by the switching generator ( 8 ), by biasing the measuring photodiode ( 9 ) and the reference photodiode ( 10 ) in the blocking direction or in the forward direction are activated or deactivated that the cathodes of the measuring photodiode ( 9 ) and the reference photodiode ( 10 ) are connected to one another via a frequency-selective network ( 11 ) and that the frequency-selective network ( 11 ) is connected to the processing path ( 7 ) via a center tap ( 12 ).

2. Distance measuring device according to claim 1, characterized in that the frequency-selective network ( 11 ) is designed as an LC resonant circuit ( 13 ).

3. Distance measuring device according to claim 2, characterized in that the center tap ( 12 ) is arranged between two identical capacitors ( 14 ) of the LC resonant circuit ( 13 ) connected in series.

4. Distance measuring device according to claim 2, characterized in that the center tap ( 12 ) is arranged exactly in the middle of the inductance ( 15 ) of the LC resonant circuit ( 13 ).

5. Distance measuring device according to claim 1, characterized in that the frequency-selective network ( 11 ) is designed as a λ / 4 line ( 16 ).

6. Distance measuring device according to claim 5, characterized in that the center tap ( 12 ) is arranged exactly in the middle of the λ / 4 line ( 16 ).

7. Distance measuring device according to claim 6, characterized in that the With telabgriff ( 12 ) of the λ / 4 line ( 16 ) via a coupling capacity ( 17 ) with the processing line ( 7 ) is connected.

8. Distance measuring device according to one of claims 1 to 7, characterized in that the anode of the measuring photodiode ( 9 ) with a measuring network ( 18 ) and the anode of the reference photodiode ( 10 ) are connected to a reference network ( 19 ).

9. Distance measuring device according to claim 8, characterized in that the measuring network ( 18 ) alternately switchable via a measuring switch ( 20 ) a measuring pass current source ( 21 ) and a measuring blocking voltage source ( 22 ) and the reference network ( 19 ) alternately switchable via a reference switch ( 23 ) have a reference leakage current source ( 24 ) and a reference reverse voltage source ( 25 ).

10. Distance measuring device according to claim 9, characterized in that the Ka method of the measuring photodiode ( 9 ) via the frequency-selective network ( 11 ) with a measuring auxiliary network ( 26 ) and the cathode of the reference photodiode ( 10 ) via the frequency-selective network ( 11 ) with a reference additional network ( 27 ) are connected.

11. Distance measuring device according to claim 10, characterized in that the measuring additional network ( 26 ) has a switchable reference high-frequency short-circuit path ( 28 ) and a simultaneously switchable measuring additional blocking voltage source ( 29 ) and the reference reference additional network ( 27 ) has a switching measuring high-frequency short-circuit path ( 30 ) and a simultaneously switchable reference additional blocking voltage source ( 31 ).

12. Distance measuring device according to claim 11, characterized in that the measuring switch ( 20 ), the reference switch ( 23 ), the reference high-frequency short-circuit path ( 28 ), the high-frequency short-circuit path ( 30 ), the measuring additional blocking voltage source ( 29 ) and the reference additional blocking voltage source ( 31 ) via the Switching generator ( 8 ) are controllable.

13. Distance measuring device according to one of claims 1 to 12, characterized in that the first active element of the processing section ( 7 ) by a feedback resistor ( 66 ) to the frequency-selective network ( 11 ) adaptable trans impedance amplifier ( 67 ).

14. Distance measuring device according to claim 13, characterized in that the processing line ( 7 ) has an n-th zero crossing of the output signal ( 79 ) of the transimpedance amplifier ( 67 ) detecting zero crossing comparator ( 80 ).

15. Distance measuring device according to claim 14, characterized in that the processing path ( 7 ) has a standby circuit ( 83 ) which provides a standby pulse ( 82 ) to the zero crossing comparator ( 80 ).

16. Distance measuring device according to claim 15, characterized in that the standby circuit ( 83 ) the standby pulse ( 82 ) with a defined time delay (Δt) after the m-th (m <n) zero crossing of the output signal ( 79 ) of the transimpedance amplifier ( 67 ) delivers.

17. Distance measuring device according to the transit time principle using electromagnetic waves, preferably light waves, with at least one light transmitter ( 3 ) emitting a light wave, with a transmit pulse generator ( 4 ) modulating the amplitude of the light wave by means of an amplitude modulation signal, with one at the end Measuring light path arranged, a measuring signal providing measuring light receiver ( 5 ), with a arranged at the end of a reference light path, a reference signal providing reference light receiver ( 6 ), with a processing path processing the measuring signal or the reference signal ( 7 ) and with a measuring signal and the reference signal in Push-pull on the processing section ( 7 ) switching switching generator ( 8 ), in particular according to one of claims 1 to 16, characterized in that a switchable optical attenuator ( 86 ) is arranged in the reference light path and the switchable optical attenuator ( 86 ) can be controlled by the switchover generator ( 8 ).

18. Distance measuring device according to claim 17, characterized in that the switchable optical attenuator ( 86 ) is designed as a liquid crystal cell.

19. Distance measuring device according to one of claims 17 or 18, characterized in that the attenuation of the optical attenuator ( 86 ) by a controller ( 87 ) is controllable.

20. Distance measuring device according to claim 19, characterized in that the reference amplitude by the optical attenuator ( 86 ) of the measurement signal amplitude can be tracked.