DE4402094A1

DE4402094A1 - Resonance inverter for driving R or RC or RL load

Info

Publication number: DE4402094A1
Application number: DE4402094A
Authority: DE
Inventors: Matthias Dipl Ing Radecker; Horst-Lothar Prof Dr I Fiedler
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 1993-01-26
Filing date: 1994-01-25
Publication date: 1995-08-03

Abstract

A resonant inverter has an LC-oscillatory circuit, a direct voltage source, an electronic switch and a control circuit. The last-named uses capacitors in a voltage-determining circuit which responds to the voltage drop across the switch relative to a voltage reference and a parallel resistance in a current-determining circuit which responds to the current through the oscillatory circuit and/or the switch relative to a reference current. The current is determined at least during two separate time intervals in one cycle of the oscillatory current, and on the basis of the comparison of these two time intervals, the control circuit evaluates the value of the reference voltage used by the voltage-determining circuit.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen resonanten Wech selrichter mit einem Schwingkreis, einer Quelle, einer elek tronischen Schaltereinrichtung und einer Ansteuerschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 (vergleiche Deutsche Patentanmeldung P 43 02 056.9-32).The present invention relates to a resonant change inverters with a resonant circuit, a source, an elec tronic switch device and a control circuit according to the preamble of claim 1 (compare German patent application P 43 02 056.9-32).

Allgemein befaßt sich die Erfindung mit einem resonanten Wechselrichter beispielsweise in Form eines Oszillators oder eines selbsterregten Schmalband-Hochfrequenzverstärkers zum Treiben einer rein ohmischen Last, einer ohmisch-kapazitiven Last oder einer ohmisch-induktiven Last.In general, the invention is concerned with a resonant Inverters for example in the form of an oscillator or a self-excited narrowband high-frequency amplifier for Driving a purely ohmic load, an ohmic-capacitive Load or an ohmic-inductive load.

Wechselrichter bzw. Schaltnetzteile werden unabhängig davon, ob sie mit einem Resonanzkreis arbeiten oder ohne einen Re sonanzkreis auskommen, in der Regel mit bipolaren Bauelemen ten ausgeführt. Eine beispielhafte Ausführungsform eines derartigen bekannten Wechselrichters ist in folgender Fir menschrift geoffenbart: S. Lowbridge, M. Maytum, K. Rutgers: Electronic Ballasts for Flourescent Lamps using BUL 770/791 Transistors (Texas Instruments, 1992). Bei diesem Wechsel richter handelt es sich um eine selbsterregte Halbbrücken schaltung, die mit bipolaren Transistoren, Reversdioden, ei nem Serienresonanzkreis und mit einer induktiven Basisrück kopplung arbeitet. Eine solche Schaltung wird auch als Ver stärker der Klasse D eingeordnet. Wegen des verlustbehafte ten Ausräumens der Minoritätsladungsträger der bipolaren Bauelemente können derartige Schaltungen nur bis zu einer bestimmten maximalen Frequenz betrieben werden. Auch bei Verwendung von minoritätsladungsträgerfreien MOS-Transisto ren haben derartige Schaltungen den Nachteil kapazitiver Ausräumverluste, da die Schalterelemente unter Spannung ein geschaltet werden müssen. Neben den erläuterten Verlusten und frequenzmäßigen Begrenzungen bestehen weitere Nachteile derartiger Wechselrichter in dem hohen erforderlichen Bau elementeaufwand sowie darin, daß es nicht möglich ist, auf einfache Weise eine Lastregelung zu implementieren.Inverters or switching power supplies are independent of whether you work with a resonance circuit or without a re get along with the resonance circuit, usually with bipolar elements ten executed. An exemplary embodiment of a Such known inverter is in the following Fir Manuscript revealed: S. Lowbridge, M. Maytum, K. Rutgers: Electronic Ballasts for Flourescent Lamps using BUL 770/791 Transistors (Texas Instruments, 1992). With this change judge is a self-excited half-bridges circuit using bipolar transistors, reverse diodes, egg series resonance circuit and with an inductive base back coupling works. Such a circuit is also called Ver classified more in class D. Because of the lossy clearing out the minority charge carriers of the bipolar ones Such circuits can only be used up to one component certain maximum frequency. Also at Use of minority carrier-free MOS transistors ren such circuits have the disadvantage of capacitive Clearance losses because the switch elements are energized have to be switched. In addition to the losses described and frequency limitations there are other disadvantages such an inverter in the high construction required element expenditure and in that it is not possible to simple way to implement load control.

Aus der Fachveröffentlichung N.O. Sokal, A.D. Sokal: Class E - A new Class of High Efficiency Tuned Single-Ended Switching Power Amplifiers (IEEE Journal of Solid-State Circuits, Band SC-10, Nr. 3, Juni 1975) sind Hochfrequenz verstärker der sog. Klasse E bekannt, die mit nur einem ein zigen Schalter auskommen und einen hohen Wirkungsgrad haben. Derartige Verstärker werden vorwiegend als Sendeverstärker genutzt und werden mittels eines extern erzeugten Taktes bei einer Einschaltzeit betrieben, die etwa die Hälfte der Periodendauer beträgt. Bei einem derartigen Hochfrequenzver stärker erfolgt keine Lastregelung, da dieser Verstärker bei fester Frequenz und etwa konstanter Last arbeitet.From the specialist publication N.O. Sokal, A.D. Sokal: Class E - A new class of high efficiency tuned single-ended Switching Power Amplifiers (IEEE Journal of Solid-State Circuits, Volume SC-10, No. 3, June 1975) are radio frequency Class E amplifier known with only one umpteen switches and have a high efficiency. Such amplifiers are mainly used as transmit amplifiers used and are by means of an externally generated clock operated an on time that is about half the Period is. With such a high frequency ver there is no more load regulation because this amplifier fixed frequency and approximately constant load.

Zusammenfassend kann zu den bekannten Wechselrichtern fest gestellt werden, daß die eingangs beschriebenen Wechselrich ter in Form von Halbbrückenschaltungen wegen des Erforder nisses von Transistorschalterpaaren sich für eine sog. Ein- Chip-Lösung beispielsweise mit einem einzigen vertikalen DMOS-Transistor nicht eignen, keine Lastregelung zulassen, einen hohen Bauelementeaufwand erfordern und hohe Leistungs verluste zeigen. Ferner arbeiten derartige Schaltungen nur bei relativ niedrigen Frequenzen, so daß relativ große ka pazitive und induktive Bauelemente erforderlich sind. In summary, the well-known inverters can be fixed be made that the inverter described above ter in the form of half-bridge circuits because of the requirement of transistor switch pairs for a so-called input Chip solution, for example, with a single vertical DMOS transistor not suitable, do not allow load regulation, require a high cost of components and high performance show losses. Furthermore, such circuits only work at relatively low frequencies, so that relatively large ka capacitive and inductive components are required.

Der beschriebene Verstärker der Klasse E hat eine feste Frequenzvorgabe in einem engen Frequenztoleranzbereich, wobei der Takt mit einem Verhältnis der Einschaltzeit zur Periodendauer von 0,5 extern erzeugt wird, damit der Ver stärker optimal arbeiten kann.The class E amplifier described has a fixed one Frequency specification in a narrow frequency tolerance range, the clock with a ratio of the on time to Period duration of 0.5 is generated externally, so that the Ver can work more optimally.

Aus der Fig. 1 der US-A 4,413,313 ist ein resonanter Wech selrichter bekannt, der einen Schwingkreis, eine Quelle, eine elektronische Schaltereinrichtung und eine Ansteuer schaltung aufweist, wobei die Ansteuerschaltung folgende Merkmale aufweist: eine Spannungserfassungsschaltung, die auf einen Spannungswert des Spannungsabfalls über die elek tronische Schaltereinrichtung anspricht, eine Stromerfas sungsschaltung, die anspricht, wenn der durch die Schalter einrichtung fließende Strom einen bestimmten Wert über steigt, und eine der Spannungserfassungsschaltung und der Stromerfassungsschaltung nachgeschaltete Steuersignalerzeu gungsschaltung, die ein Ansteuerungssignal für die elektro nische Schaltereinrichtung erzeugt. Die Stromerfassungs schaltung erzeugt ausgangsseitig ein "hohes" Signal, sobald ein Strom durch den Widerstand in Richtung zum zweiten An schluß des Wechselrichters fließt. Der Schwellenwert dieser als Komparatorschaltung ausgeführten Schaltung ist auf Null eingestellt. Der Schwellenwert V_TH der Spannungserfassungs schaltung ist auf einen positiven Wert eingestellt. Die beiden Ausgangssignale dieser Erfassungsschaltung werden durch ein UND-Gatter miteinander verknüpft. Dies bedeutet, daß der Schalter nur dann in seinen eingeschalteten Zustand gebracht wird, wenn sowohl der Strom, der durch den Wider stand fließt, einen Wert größer Null hat, als auch der Span nungsabfall über den Schalter einen Wert erreicht, der größer als V_Th ist. Wenn entweder die Stromerfassungsschaltung oder die Spannungserfassungsschaltung oder die beide Erfas sungsschaltungen nicht ansprechen, bleibt der Schalter ge öffnet. Diese Schrift offenbart also die Verwendung eines strombegrenzenden Schalters, also eines Schalters, der in seinem eingeschalteten Zustand eine nicht-lineare Kennlinie zeigt, da anderenfalls die Spannung über diesen Schalter nicht definiert ansteigen kann.From Fig. 1 of US-A 4,413,313, a resonant inverter is known which has a resonant circuit, a source, an electronic switch device and a control circuit, the control circuit having the following features: a voltage detection circuit which is based on a voltage value of the voltage drop the electronic switch device responds, a Stromerfas solution circuit, which responds when the current flowing through the switch device exceeds a certain value, and one of the voltage detection circuit and the current detection circuit downstream control signal generation circuit which generates a drive signal for the electronic switch device. The current detection circuit generates a "high" signal on the output side as soon as a current flows through the resistor in the direction of the second connection of the inverter. The threshold value of this circuit designed as a comparator circuit is set to zero. The threshold value V _{TH of} the voltage detection circuit is set to a positive value. The two output signals of this detection circuit are linked together by an AND gate. This means that the switch is only brought into its switched-on state when both the current flowing through the resistor has a value greater than zero and the voltage drop across the switch reaches a value which is greater than V _Th is. If either the current detection circuit or the voltage detection circuit or the two detection circuits fail to respond, the switch remains open. This document thus discloses the use of a current-limiting switch, that is to say a switch which shows a non-linear characteristic curve when it is switched on, since otherwise the voltage across this switch cannot rise in a defined manner.

Die US-A-5,179,511 zeigt eine Wechselrichterschaltung der Klasse E, die mit einem einzigen Schalter arbeitet und eine Stromerfassungsschaltung hat, die den Nulldurchgang des Stromes erfaßt und aufgrund des erfaßten Nulldurchganges und einer festen Zeitverzögerung, die durch ein Zeitverzöge rungsglied vorgegeben ist, den einzigen Schalter ansteuert.US-A-5,179,511 shows an inverter circuit of the Class E, which works with a single switch and one Current detection circuit has the zero crossing of the Current detected and due to the detected zero crossing and a fixed time delay caused by a time delay is specified, controls the only switch.

Ausgehend von dem oben beschriebenen Stand der Technik liegt der Erfindung nach der Hauptanmeldung daher die Aufgabe zu grunde, einen resonanten Wechselrichter der eingangs genann ten Art anzugeben, der trotz einfacher Schaltungsstruktur bei hohen Frequenzen betrieben werden kann.Based on the prior art described above the invention after the main application therefore the task reasons, a resonant inverter named above to specify the type, despite the simple circuit structure can be operated at high frequencies.

Diese Aufgabe wird nach der Hauptanmeldung gelöst durch ei nen resonanten Wechselrichter mit einem Schwingkreis, einer Quelle, einer elektronischen Schaltereinrichtung und einer Ansteuerschaltung, die folgende Merkmale aufweist:This task is solved after the main registration by ei a resonant inverter with one resonant circuit, one Source, an electronic switch device and one Control circuit which has the following features:

- A voltage detection circuit on a Voltage value of the voltage drop across the electrical switch device related to a Voltage reference responds;
- A current detection circuit based on a current value by the switch device and / or the Current flowing in relation to a resonant circuit Current reference responds, and
- One of the voltage detection circuit and the current detection circuit downstream control signaler Generation circuit for generating a control signal for the electronic switch device,

bei der
die Steuersignalerzeugungsschaltung bei Ansprechen der Spannungserfassungsschaltung die elektronische Schaltereinrichtung in einem ersten Schaltzustand und bei Ansprechen der Stromerfassungsschaltung diese in einen zweiten Schaltzustand bringt.in the
the control signal generating circuit, when the voltage detection circuit responds, brings the electronic switch device into a first switching state and, when the current detection circuit responds, into a second switching state.

Nach der Hauptanmeldung umfaßt die Ansteuerschaltung des resonanten Wechselrichters einerseits eine Spannungserfas sungsschaltung, die auf den Nulldurchgang des Spannungs abfalls über die elektrische Schaltereinrichtung nahe des Nulldurchganges anspricht, und eine Stromerfassungsschal tung, die anspricht, wenn der durch die elektrische Schal tereinrichtung bzw. durch den Schwingkreis fließende Strom einen bestimmten Wert übersteigt, sowie eine dieser Span nungserfassungsschaltung sowie dieser Stromerfassungs schaltung nachgeschaltete Steuersignalerzeugungsschaltung, die bei Ansprechen der Spannungserfassungsschaltung die elektrische Schaltereinrichtung in einem ersten Schalt zustand und bei Ansprechen der Stromerfassungsschaltung diese in einen zweiten Schaltzustand bringt.After the main application, the control circuit of the resonant inverter on the one hand detects a voltage solution circuit that points to the zero crossing of the voltage waste via the electrical switch device near the Responses zero crossing, and a current detection scarf tion that responds when through the electrical scarf tereinrichtung or current flowing through the resonant circuit exceeds a certain value, as well as one of these span voltage detection circuit and this current detection downstream control signal generation circuit, which when the voltage detection circuit responds electrical switch device in a first switching state and when the current detection circuit responds brings this into a second switching state.

Dieser resonante Wechselrichter hat eine Schaltungsstruktur, die der Schaltungsstruktur eines Verstärkers der Klasse E ähnelt. Jedoch erzwingt die Ansteuerschaltung eine Betriebs weise, bei der der Strom innerhalb der Schaltereinrichtung bzw. des Schwingkreises während der Einschaltzeit nur an steigend verläuft. Bei einer typischen Betriebsweise des erfindungsgemäßen resonanten Wechselrichters beträgt das Verhältnis der Einschaltzeit zu der Periodendauer etwa 0,25 bis 0,3.This resonant inverter has a circuit structure that of the circuit structure of a class E amplifier resembles. However, the drive circuit enforces operation way, the current inside the switch device or the resonant circuit only on during the switch-on time is increasing. In a typical mode of operation of the This is the resonant inverter according to the invention Ratio of the on time to the period about 0.25 up to 0.3.

Durch diese Ausführung der Ansteuerschaltung des resonanten Wechselrichters vereinfacht sich der Aufwand für die gesamte Wechselrichterschaltung erheblich. Ferner wird verhindert, daß die elektronische Schaltereinrichtung in einen starken Reversbetrieb kommt, so daß der erfindungsgemäße resonante Wechselrichter insbesondere bei Verwendung eines MOS-Tran sistors als elektronische Schaltereinrichtung extrem ver lustarm arbeitet.Through this implementation of the control circuit of the resonant Inverter simplifies the effort for the entire Inverter circuit considerably. It also prevents that the electronic switch device in a strong Reverse operation comes, so that the resonant invention Inverters especially when using a MOS-Tran sistors as electronic switch device extremely ver lustarm works.

Der Wechselrichter bewirkt eine Lastregelung. Die elektro nische Schaltereinrichtung des resonanten Wechselrichters wird eingeschaltet, wenn die Spannung über der elektro nischen Schaltereinrichtung nahezu Null geworden ist, und wird ausgeschaltet, wenn der Strom durch die elektronische Schaltereinrichtung bzw. durch den Schwingkreis einen vorgegebenen maximalen Wert erreicht hat. Dieses Maximum wird umso früher erreicht, je größer die Last ist, wodurch mit ansteigender Last die Einschaltbreite und die Frequenz verringert werden und die Spannung an der Last nachgeregelt wird.The inverter controls the load. The electro African switch device of the resonant inverter is switched on when the voltage across the electro African switch device has become almost zero, and is turned off when the electricity through the electronic Switch device or through the resonant circuit has reached the predetermined maximum value. This maximum the earlier the greater the load, the greater the load with increasing load the switch-on width and the frequency be reduced and the voltage on the load readjusted becomes.

Damit bewirkt der resonante Wechselrichter trotz einfacher Schaltungsstruktur innerhalb gewisser Grenzen ein verlust armes Treiben veränderlicher Lasten bei hohen Frequenzen.The resonant inverter thus works in spite of simpler Circuit structure a loss within certain limits poor driving of variable loads at high frequencies.

Dieser resonante Wechselrichter läßt sich als Ein-Chip-Lö sung z. B. in einer sog. Smart-Power-Technologie realisieren. Unter Verwendung von Hochvoltschaltern als elektronische Schaltereinrichtung ist der Betrieb an gleichgerichteter Netzspannung möglich. Die benötigte Ansteuerschaltung arbeitet insbesondere bei Verwendung eines MOS-Transistors sehr verlustarm. In diesem Fall lassen sich hohe Schalt geschwindigkeiten erzielen. Wegen der sich ergebenden hohen Frequenz kann der erfindungsgemäße resonante Wechselrichter mit kleinen kapazitiven und induktiven Bauelementen auskom men.This resonant inverter can be used as a one-chip solution solution z. B. implement in a so-called. Smart Power Technology. Using high voltage switches as electronic Switching device is the operation on rectified Mains voltage possible. The required control circuit works especially when using a MOS transistor very low loss. In this case, high switching achieve speeds. Because of the resulting high Frequency can be the resonant inverter according to the invention with small capacitive and inductive components men.

Der nachfolgend unter Bezugnahme auf die Fig. 1 bis 3 beispielhaft zu erläuternde resonante Wechselrichter verwendet nach der Hauptanmeldung mindestens eine feste Referenzspannung, die zum Abschalten der Schaltereinrichtung oder zu deren Einschalten bei bestimmten Werten von Strom und Spannung durch bzw. über dem Schalter erforderlich ist. Wie nachfolgend weiter verdeutlicht werden wird, ist es ein Ziel der in der Hauptanmeldung definierten Erfindung, den als sogenannte Klasse-E-Konverter ausgeführten Wechsel richter nach der Erfindung in einem möglichst verlustarmen Zustand zu halten. Dieses Ziel soll auch dann erreicht werden, wenn sich die Eingangsspannung oder die Last ändern.The resonant inverter to be explained below by way of example with reference to FIGS. 1 to 3 uses at least one fixed reference voltage after the main application, which is required to switch off the switch device or to switch it on at certain values of current and voltage through or above the switch. As will be clarified further below, it is an aim of the invention defined in the main application to keep the inverter designed as a so-called class E converter according to the invention in a state with as little loss as possible. This goal should also be achieved if the input voltage or the load change.

Um den Konverter beispielsweise bezüglich der Ausgangslast oder Ausgangsspannung zu regeln, kann man ihn nach gewissen Kriterien dimensionieren, ohne die Frequenz oder die Ein schaltzeit ändern zu müssen. Hierzu gibt es bereits mathe matische Anregungen (vergleiche G.H. Smith/R.E. Zulinski: "A precise Analysis of a high efficiency self-regulated Class E Power Inverter/Converter", Midwest Symposium on Circuits and Systems 1988, Proc. 31, Seiten 219 bis 222).The converter, for example, with regard to the output load or regulate output voltage, you can adjust it according to certain Dimension criteria without the frequency or the on need to change switching time. There is already math on this matical suggestions (compare G.H. Smith / R.E. Zulinski: "A precise analysis of a high efficiency self-regulated Class E Power Inverter / Converter ", Midwest Symposium on Circuits and Systems 1988, Proc. 31, pages 219 to 222).

Eine denkbare Methode der Regelung ist es weiterhin, die Spannung an der Last abzugreifen und deren Änderung durch Frequenzstellung des Verstärkers entgegenzuwirken. (Verglei che R. Redl/B. Molnar: "Design of a 1,5 MHz regulated DC/DC Power Converter", International PCI Conference on Power Conversion 1983, Proc. Seiten 74 bis 78).A conceivable method of regulation is still that Tapping voltage on the load and changing it through Counteract the frequency position of the amplifier. (Compare che R. Redl / B. Molnar: "Design of a 1.5 MHz regulated DC / DC Power Converter ", International PCI Conference on Power Conversion 1983, Proc. Pages 74 to 78).

Weiterhin ist es gleichfalls denkbar, die Eingangsspannung abzugreifen, um daraus eine Frequenzänderung zur Regelung des Verstärkers bezüglich gleicher Ausgangsleistung oder Ausgangsspannung zu erreichen.Furthermore, it is also conceivable for the input voltage to tap a frequency change for regulation of the amplifier with respect to the same output power or To reach output voltage.

Derartige denkbare Verfahren zur Regelung oder Arbeitspunkt einstellung von Klasse-E-Verstärkern haben den Nachteil, daß entweder eine relativ genaue Frequenz oder Einschaltzeit eingestellt werden muß, oder daß man sehr genaue Referenz spannungen benötigt, um eine bestimmte Schaltfrequenz bzw. einen verlustarmen Zustand zu treffen. Dieses ist einer der Gründe, warum die industrielle Anwendung von Klasse-E-Ver stärkern zur Zeit noch von untergeordneter Bedeutung gegen über klassischen Schaltnetzteil- und Konverter-Lösungen ist. Einer der wesentlichen Aspekte ist hierbei daß die maximale Transistorsperrspannung durch unzulässige Frequenzabweichung überschritten werden kann und ohne zusätzliche Schutzmaß nahmen zur Zerstörung des Transistors führen würde.Such conceivable methods for regulation or working point Class E amplifiers have the disadvantage that either a relatively accurate frequency or turn on time must be set, or that you have very accurate reference voltages required to achieve a certain switching frequency or to hit a low loss state. This is one of the Reasons why the industrial application of class E ver are currently of minor importance about classic switching power supply and converter solutions. One of the essential aspects here is that the maximum Transistor blocking voltage due to impermissible frequency deviation can be exceeded and without additional protection would destroy the transistor.

Ferner ist es bekannt, daß auf einem Chip integrierte Refe renzspannungsquellen und Frequenzgeneratoren eine techno logisch bedingte Ungenauigkeit aufweisen, welche nur durch externe Abgleichelemente oder Chipflächen-aufwendige, selbst abgleichende Strukturen verbessert werden kann.It is also known that Refe integrated on a chip limit voltage sources and frequency generators a techno have logical inaccuracy, which can only be caused by external alignment elements or chip area-consuming, itself matching structures can be improved.

Der Erfindung nach der vorliegenden Zusatzanmeldung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen resonanten Wechselrichter der eingangs genannten Art zu schaffen, der ohne genau definierte Referenzquellen für Strom und/oder Spannung auskommt.The invention according to the present additional application hence the task of a resonant inverter of the type mentioned at the outset without creating exactly defined reference sources for current and / or voltage gets along.

Diese Aufgabe wird durch den Gegenstand der Ansprüche 1 und 2 gelöst.This object is achieved by the subject matter of claims 1 and 2 solved.

Die Ansteuerschaltung nach den Ansprüchen 1 und 2 erreicht eine Regelung in der Weise, daß entweder der Stromverlauf durch den Schalter und/oder den Schwingkreis oder der Span nungsverlauf der Spannung über dem Schalter mit Schwellen werten verglichen wird, um zwei zueinander versetzte Zeitin tervalle pro Zyklus des Stromverlaufes bzw. Spannungsver laufes zu bilden, woraufhin die Ansteuerschaltung aufgrund des Vergleiches der Zeitintervalle miteinander ausgehend von den Zeitintervallen des Stromverlaufs den Wert der von der Spannungserfassungsschaltung verwendeten Spannungsreferenz bzw. ausgehend von den Zeitintervallen des Spannungsverlaufs den Wert der von der Stromerfassungsschaltung verwendeten Stromreferenz ermittelt.The control circuit according to claims 1 and 2 achieved a regulation in such a way that either the current flow through the switch and / or the resonant circuit or the chip voltage curve over the switch with thresholds values is compared by two staggered times intervals per cycle of the current curve or voltage ver to form a run, whereupon the control circuit due comparing the time intervals with each other from the time intervals of the current curve the value of the Voltage detection circuit used voltage reference or based on the time intervals of the voltage curve the value of that used by the current detection circuit Current reference determined.

Beim Klasse-E-Konverter mit Null-Spannungs-Schalter kann der Spannungsverlauf über dem Schalter bei der erfindungsgemäß vorgegebenen Betriebsweise besser detektiert werden als der Stromverlauf durch den Schalter. Gleiches gilt für die Null-Strom-Schaltung bezüglich des Stromverlaufs durch den Schalter. Der Grund ist ein in fast allen erforderlichen Betriebszuständen nahezu sinusförmiger Verlauf der Spannung beim Null-Spannungs-Schalter sowie die Rückkehr der Spannung nach Null, was sinngemäß für den Null-Strom-Schalter bezüg lich des Stromverlaufs gilt. Deswegen sollte beim Null-Span nungs-Schalter der Spannungsverlauf über dem Schalter durch wenigstens zwei Schwellwerte detektiert und zur Erzeugung zweier aufeinanderfolgender Zeitintervalle verwendet werden, woraus erfindungsgemäß die Referenzspannung für die Strom erfassungsschaltung berechnet wird. Solche Berechnung er folgt im einfachsten Falle durch die Entscheidung, ob die aktuelle Referenzspannung für die Stromerfassungsschaltung erhöht oder erniedrigt werden soll. Gleichermaßen kann man beispielsweise für sehr schnelle Schaltungen statt Referenz spannungen auch Referenzströme verwenden, wenn Spannungs- und Stromerfassungsschaltung statt mit Spannungskomparatoren mit Stromkomparatoren arbeiten.With the class E converter with zero voltage switch, the Voltage curve across the switch in the invention given operating mode can be detected better than the Current flow through the switch. The same applies to the Zero current circuit with respect to the current flow through the Switch. The reason is one required in almost all Operating states almost sinusoidal course of the voltage at the zero voltage switch as well as the return of the voltage to zero, which is analogous to the zero current switch The current curve applies. That is why the zero chip voltage switch the voltage curve across the switch at least two threshold values are detected and generated two successive time intervals are used, from which, according to the invention, the reference voltage for the current detection circuit is calculated. Such calculation he follows in the simplest case by deciding whether the current reference voltage for the current detection circuit should be increased or decreased. Likewise, you can for example for very fast switching instead of reference voltages also use reference currents when voltage and Current detection circuit instead of using voltage comparators work with current comparators.

Die folgenden Ausführungen am Beispiel des Null-Spannungs- Schalters gelten sinngemäß für den Null-Strom-Schalter.The following explanations using the example of the zero voltage Switches apply mutatis mutandis to the zero current switch.

Aus den physikalisch-mathematischen Eigenschaften des Klas se-E-Verstärkers ergibt sich, daß die an eine konstante Aus gangslast gelieferte Leistung nahezu konstant bleibt, wenn zeitliche Breite und maximale Amplitude des Spannungsver laufs über dem Schalter während des ausgeschalteten Zustands etwa konstant bleiben, selbst wenn sich die Eingangsspannung in weiten Grenzen ändert. Solche Änderungen können z. B. einen Stellbereich bis 1 : 4 umfassen. Weiterhin ist der po sitive Spannungsverlauf des Schalters während seines ausge schalteten Zustandes zum Amplitudenwert zeitlich nahezu sym metrisch, so daß die Information über einen der beiden zeit lichen Abschnitte vor oder nach Erreichen des Amplituden wertes zur Kenntnis des gesamten Verlaufes ausreichend ist, wenn man von vernachlässigbaren Abweichungen absieht. Die Erfindung schafft daher eine Schaltung, welche die Referenz spannung für die Stromfrequenz so einstellt, daß der zeit liche Spannungsverlauf über dem Schalter nach Zeitdauer und Amplitude konstant bleibt, indem zwei hintereinanderfolgende Zeitintervalle beispielsweise des von Null aus ansteigenden Spannungsverlaufes über dem Schalter bezüglich des Errei chens des Amplitudenwertes und eines weiteren Zwischenwertes größer als Null miteinander verglichen und in einem festen zeitlichen Verhältnis gehalten werden.From the physical-mathematical properties of the class se-e amplifier results in that the at a constant off The output delivered remains almost constant when temporal latitude and maximum amplitude of the voltage ver run over the switch while off stay about constant, even if the input voltage changes within wide limits. Such changes can e.g. B. include a setting range up to 1: 4. Furthermore, the po sitive voltage curve of the switch during its out switched state to the amplitude value almost temporally sym metric, so that the information about one of the two time sections before or after reaching the amplitudes worth knowing the entire course is sufficient, if you neglect negligible deviations. The The invention therefore creates a circuit which is the reference voltage for the current frequency so that the time voltage curve over the switch according to the duration and Amplitude remains constant by two consecutive Time intervals, for example, that increasing from zero Voltage curve over the switch regarding Errei chens the amplitude value and another intermediate value greater than zero compared to each other and in a fixed temporal relationship can be kept.

Dieselbe Methode kann Verwendung finden, um eine eingangs spannungsabhängige und somit frequenzabhängige Spannungs überhöhung an der Ausgangslast zu erzeugen. Dazu muß die Ausgangslast ohmisch-kapazitiv oder induktiv-kapazitiv oder ohmisch-induktiv-kapazitiv ausgelegt werden. Im einfachen Falle einer ohmisch-kapazitiven Last wird durch die ein gangsspannungsabhängige Frequenzänderung des geregelten Ver stärkers der Resonanzpunkt zwischen der Schwingkreisinduk tivität des Verstärkers und der kapazitiven Lastkomponente mehr oder weniger getroffen, so daß die Spannungsüberhöhung größer oder kleiner wird. Dieser Effekt läßt sich beispiels weise zum Zünden von Entladungsröhren oder zur Erzeugung von Zündfunken ausnutzen. Bei Verwendung eines Parallelresonanz kreises als Ausgangslast kann man den gleichen Effekt zur Stromüberhöhung in diesem Kreis nutzen, beispielsweise zur Erzeugung starker Magnetfelder.The same method can be used to create an entry voltage-dependent and thus frequency-dependent voltage to generate an increase in the output load. To do this, the Output load ohmic-capacitive or inductive-capacitive or ohmic-inductive-capacitive. In simple In the case of an ohmic-capacitive load, the one Frequency change of the regulated Ver the resonance point between the resonant circuit inductor activity of the amplifier and the capacitive load component hit more or less so that the voltage surge gets bigger or smaller. This effect can, for example way to ignite discharge tubes or to generate Take advantage of ignition sparks. When using a parallel resonance The same effect can be used as an output load Use excessive current in this circuit, for example for Generation of strong magnetic fields.

Die oben beschriebene erfindungsgemäße Regelung des Klas se-E-Verstärkers als Zeitintervall-Vergleichs-Regelung kann somit vorwiegend als gleichspannungsgesteuerte Wechselspan nungsquelle im Falle einer hochohmigen Last oder Konstant leistungsquelle im Falle einer niederohmigen Last Verwendung finden.The above-described regulation of the class se-E amplifier as a time interval comparison control can primarily as a DC-controlled AC chip voltage source in the case of a high-impedance load or constant power source in case of a low impedance load use Find.

Von Vorteil ist dabei zusätzlich, daß die Referenzspannung für die Stromerfassungsschaltung eine berechnete Funktion wenigstens zweier aufeinanderfolgender Zeitintervalle des Spannungsverlaufes über dem Schalter ist, ohne daß hierfür genaue Referenzspannungen zur Einstellung eines Arbeits punktes des Verstärkers erforderlich sind. Die Erzeugung der Stromfrequenz erfolgt vorzugsweise durch einen Regler mit integrierendem Verhalten, um eine Stabilität des Regelkrei ses zu gewährleisten. It is also advantageous that the reference voltage a calculated function for the current detection circuit at least two successive time intervals of the Voltage curve across the switch is without this accurate reference voltages for setting a job point of the amplifier are required. The generation of the Current frequency is preferably carried out by a controller integrating behavior to ensure stability of the control loop to ensure it.

Genaue Referenzspannungen sind deshalb nicht erforderlich, da sich der Vergleich zweier aufeinanderfolgender Zeitin tervalle schaltungstechnisch auf einem Chip gut beherrschen läßt, z. B. durch das Matching von Chipsstrukturen wie Span nungs- und Stromquellen, Widerständen und Kapazitäten, unab hängig von ihrem Absolutwert.Precise reference voltages are therefore not necessary because the comparison of two consecutive times Tervalle well in terms of circuitry on a chip lets, e.g. B. by matching chip structures such as chip voltage and current sources, resistances and capacities, independent depending on their absolute value.

Das Abgreifen von wenigstens drei Zeitpunkten des Spannungs verlaufes wird vorzugsweise dadurch durchgeführt, daß der zeitliche Beginn des Spannungsanstiegs über dem Schalter un mittelbar beim Abschalten des Schalters liegt, so daß durch das Ausschaltsignal ein erster Zeitpunkt vorgegeben ist.Tapping at least three times of tension course is preferably carried out in that the start of the voltage rise above the switch un lies indirectly when the switch is turned off, so that by the switch-off signal is predetermined at a first point in time.

Die Spannung über dem Schalter wird vorzugsweise durch einen kapazitiven Spannungsteiler abgegriffen, welcher zusätzlich bezüglich seines gleichspannungsmäßig hochohmigen Abgriffs auf einen definierten Spannungsbereich gegenüber der Schal termasse, oder wenigstens gegenüber einem der beiden Schal teranschlüsse geklemmt wird. Unter Schaltermasse wird hier der Schalteranschluß verstanden, welcher mit dem negativen Potential der Eingangsgleichspannungsquelle des Konverters verbunden ist oder diesem Potential gegenüber dem anderen Schalteranschluß am nächsten liegt. Solche Klemmung erfolgt vorzugsweise durch zwei antiparallel geschaltete elektrische Ventile mit definierten Fluß- bzw. Durchbruchspannungen größer als Null, oder durch ein elektrisches Ventil mit definierter Fluß- und Durchbruchspannung in beiden Richtungen (z. B. Zenerdiode).The voltage across the switch is preferably determined by a capacitive voltage divider tapped, which additionally with regard to its high-impedance tap to a defined voltage range compared to the scarf termasse, or at least opposite one of the two scarves ter connections is clamped. Under switch mass here understood the switch connection, which with the negative Potential of the input DC voltage source of the converter connected or this potential towards the other Switch connection is closest. Such clamping takes place preferably by two electrical connections connected in antiparallel Valves with defined flow or breakdown voltages greater than zero, or by using an electric valve defined forward and breakdown voltage in both directions (e.g. Zener diode).

In Reihe zu der beschriebenen Potential-Klemmschaltung wird vorzugsweise ein Stromsensor beispielsweise in Form eines kleinen ohmschen Widerstandes geschaltet, welcher den Ge samtstrom durch die Klemmschaltung detektiert. Zur weiteren Verarbeitung der so gewonnenen Signale aus der Spannungs erfassungsschaltung reicht es aus, daß lediglich festge stellt wird, ob ein Strom durch die Klemmschaltung fließt oder nicht. Optional wird noch die Stromrichtung festge stellt. Der Strom über die Klemmschaltung (elektrische Ven tile) beginnt zu fließen, wenn die über dem Schalter an steigende Spannung untersetzt durch das Teilverhältnis des kapazitiven Spannungsteilers die Durchbruch- oder Flußspan nung des jeweiligen Ventils erreicht hat. Dieser Strom fließt solange durch die Klemmschaltung, bis die Spannung über dem Schalter nicht weiter ansteigt, bzw. wieder ab sinkt. Bei einem ohmschen Spannungsteiler der Spannungser fassungsschaltung gilt, daß sich der Zeitpunkt des Span nungsmaximums nicht direkt erfassen läßt, sondern nur ein zu diesem Zeitpunkt symmetrisches Intervall, was in den fol genden Ausführungen nicht weiter betrachtet werden soll. Dieser Zeitpunkt der Beendigung des Stromflusses durch die Klemmschaltung ist beim kapazitiven Teiler betriebsbedingt etwa identisch mit dem Zeitpunkt der maximalen Amplitude der Schalterspannung (Spitzenwert). Damit hat man bereits drei Zeitpunkte erfaßt, wobei im wesentlichen nur der mittlere Zeitpunkt von der Fluß- oder Durchbruchspannung eines der Ventile sowie von der Größe der Teilerkapazität abhängt. Der kapazitive Spannungsteiler ist ein gegenüber der Ansteuer schaltung externes Bauteil, das mit Genauigkeiten bis zu 1% auf einfache Weise realisierbar ist. Die Genauigkeit von Fluß- bzw. Durchbruchspannungen elektrischer Ventile wie Halbleiterdioden ist physikalisch bedingt meistens auf weni ger als 5% einstellbar, auch dann, wenn diese Dioden auf einem Chip integriert werden.In series with the potential clamping circuit described preferably a current sensor, for example in the form of a small ohmic resistance switched, which the Ge total current detected by the clamp circuit. For further Processing of the signals obtained in this way from the voltage detection circuit, it is sufficient that only festge is whether a current flows through the clamping circuit or not. Optionally, the current direction is also specified poses. The current through the clamp circuit (electrical ven tile) begins to flow when the above the switch is on increasing voltage reduced by the partial ratio of the capacitive voltage divider the breakdown or flux chip has reached the respective valve. This stream flows through the clamping circuit until the voltage do not continue to rise above the switch, or decrease again sinks. In the case of an ohmic voltage divider, the voltage divider circuit holds that the time of the span maximum can not be recorded directly, but only one symmetrical interval at this time, which in the fol not to be considered further. This point in time the flow of electricity through the Clamping is operational for the capacitive divider approximately identical to the time of the maximum amplitude of the Switch voltage (peak value). So you already have three Time points recorded, essentially only the middle Time from the forward or breakdown voltage of one of the Valves and depends on the size of the divider capacity. Of the capacitive voltage divider is a compared to the control circuit external component, with accuracies up to 1% is easy to implement. The accuracy of Flow or breakdown voltages of electrical valves such as Due to physical reasons, semiconductor diodes are mostly limited adjustable less than 5%, even if these diodes are on be integrated into a chip.

Zusätzlich kann man sich noch das Matching der antiparallel geschalteten Dioden zunutze machen, indem man die Zeitin tervalle positiver als auch negativer Stromrichtung durch die Dioden vergleicht, und aus deren gewichteter Differenz eine Korrektur des Zeitpunktes, zu dem die Fluß- bzw. Durch bruchspannung über dem jeweiligen Ventil erreicht wird, vornimmt, so daß die technologische Schwankung des Absolut wertes der Fluß- bzw. Durchbruchspannung eliminiert wird.In addition, you can still match the antiparallel take advantage of switched diodes by changing the time tervalle positive as well as negative current direction compares the diodes, and their weighted difference a correction of the time at which the flow or through breaking voltage is reached across the respective valve, makes so that the technological fluctuation of the Absolute value of the forward or breakdown voltage is eliminated.

Alle diese Maßnahmen ermöglichen es, hohe Genauigkeitsan forderungen an die Spannungsreferenzen der Signalerzeu gungsschaltung zu vermeiden und sie durch physikalische Eigenschaften des Klasse-E-Verstärkers, die hauptsächlich nur durch die passiven Elemente des Verstärkers bedingt sind, sowie vorzugsweise wenigstens ein oder zwei Klemm- Elemente der Spannungserfassungsschaltung zu ersetzen.All of these measures allow high accuracy requirements for the voltage references of the signal generators avoidance circuit and by physical Characteristics of the class E amplifier, the main only due to the passive elements of the amplifier are, and preferably at least one or two clamping Replace elements of the voltage detection circuit.

Eine bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen re sonanten Wechselrichters wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigenA preferred embodiment of the re sonant inverter is referred to below explained in more detail on the accompanying drawings. Show it

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm einer ersten Ausführungsform des erfindungsgemäßen resonanten Wechselrichters nach der Hauptanmeldung; Fig. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the resonant inverter according to the invention according to the parent application;

Fig. 2 eine Ausführungsform der Ansteuerschaltung des in Fig. 1 gezeigten Wechselrichters nach der Hauptan meldung; Fig. 2 shows an embodiment of the control circuit of the inverter shown in Figure 1 after the main message.

Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm einer zweiten Ausführungs form des erfindungsgemäßen resonanten Wechsel richters nach der Hauptanmeldung, und Fig. 3 is a circuit diagram of a second embodiment of the resonant inverter according to the invention after the main application, and

Fig. 4 eine dritte Ausführungsform der Ansteuerschaltung des resonanten Wechselrichters nach der Hauptan meldung; Fig. 4 shows a third embodiment of the drive circuit of the resonant inverter after the main message;

Fig. 5 eine abgewandelte Ausführungsform des resonanten Wechselrichters nach der vorliegenden Zusatzan meldung; Fig. 5 shows a modified embodiment of the resonant inverter according to the present additional request;

Fig. 6 eine dritte Ausführungsform der Ansteuerschaltung nach der vorliegenden Zusatzanmeldung; Fig. 6 shows a third embodiment of the driving circuit according to the present application of addition;

Fig. 7 eine vierte Ausführungsform der Ansteuerschaltung nach der vorliegenden Zusatzanmeldung; und Fig. 7 shows a fourth embodiment of the driving circuit according to the present application of addition; and

Fig. 8 eine fünfte Ausführungsform der Ansteuerschaltung nach der vorliegenden Zusatzanmeldung. Fig. 8 shows a fifth embodiment of the control circuit according to the present additional application.

Die in Fig. 1 gezeigte erste Ausführungsform eines erfin dungsgemäßen resonanten Wechselrichters nach der Hauptan meldung, der in seiner Gesamtheit mit dem Bezugszeichen W bezeichnet ist, umfaßt einen Serienresonanzkreis, dessen Resonanzfrequenz im wesentlichen durch die Kapazität eines Schwingkreiskondensators C₁ und den Induktivitätswert einer Schwingkreisinduktivität L₁ festgelegt ist. Die Schwing kreisinduktivität liegt in Reihe zu einer Last R_L sowie zu einem Gleichstromsperrkondensator C, dessen Kapazitätswert größer als derjenige des Schwingkreiskondensators C₁ ist und daher die Resonanzfrequenz des so gebildeten Serienschwing kreises C, C₁, L₁ nur unwesentlich beeinflußt. Der Wechsel richter umfaßt ferner eine Spannungsquelle U₀ mit einer in Reihe zu dieser geschalteten Drossel L. Der Induktivitäts wert der Drossel L ist größer als derjenige der Schwing kreisinduktivität L₁. Parallel zu dem Serienschwingkreis C, C₁, L₁ und der Last R_L liegt einerseits ein kapazitiver Spannungsteiler, der durch den Schwingkreiskondensator C₁ und einen weiteren Spannungsteilerkondensator C₂ gebildet ist, sowie andererseits die Reihenschaltung eines elektro nischen Schalters S und eines Serienwiderstandes R_S. Wie insbesondere durch Fig. 2 verdeutlicht wird, wird bei dem gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel der elektronische Schalter S durch einen MOS-Transistor 8 gebildet.The first embodiment shown in FIG. 1 of a resonant inverter according to the invention after the main message, which is designated in its entirety by the reference symbol W, comprises a series resonant circuit, the resonance frequency of which is essentially determined by the capacitance of a resonant circuit capacitor C 1 and the inductance value of a resonant circuit inductor L 1 is. The resonant circuit inductance is in series with a load R _L and a DC blocking capacitor C, the capacitance value of which is greater than that of the resonant circuit capacitor C 1 and therefore the resonance frequency of the series resonant circuit C, C 1, L 1 thus formed is only slightly influenced. The inverter also includes a voltage source U₀ with a series connected to this inductor L. The inductance value of the inductor L is greater than that of the resonant circuit inductor L₁. Parallel to the series resonant circuit C, C₁, L₁ and the load R _L is on the one hand a capacitive voltage divider, which is formed by the resonant circuit capacitor C₁ and another voltage divider capacitor C₂, and on the other hand the series connection of an electronic switch S and a series resistor R _S. As is particularly illustrated by FIG. 2, in the preferred exemplary embodiment shown the electronic switch S is formed by a MOS transistor 8 .

Einer Ansteuerschaltung 1, deren Ausgangssignal den elektro nischen Schalter S betätigt bzw. dem Gateanschluß des MOS-Transistors zugeführt wird, werden eingangsseitig zwei Span nungssignale zugeführt. Hierbei handelt es sich einerseits um das Spannungssignal U_u am Spannungsteilerknoten und ande rerseits um das Spannungssignal U_i am gemeinsamen Knoten des elektronischen Schalters S und des Serienwiderstandes R_S.A control circuit 1 , the output signal actuates the electronic switch S or the gate of the MOS transistor is supplied, two voltage signals are supplied on the input side. This is, on the one hand, the voltage signal U _u at the voltage divider node and, on the other hand, the voltage signal U _i at the common node of the electronic switch S and the series resistor R _S.

Allgemein umfaßt die Ansteuerschaltung eine Spannungserfas sungsschaltung, die auf einen Spannungswert des Spannungs abfalls U_u über die elektronische Schaltereinrichtung S nahe des Nulldurchganges des Spannungsabfalles anspricht, sowie eine Stromerfassungsschaltung, die anspricht, wenn der durch die Schaltereinrichtung S oder der durch den Schwingkreis fließende Strom einen bestimmten Wert übersteigt. Die Strom erfassungsschaltung kann bei dem bevorzugten Ausführungsbei spiel auf den Spannungsabfall U_i über den Serienwiderstand R_S ansprechen. Gleichfalls ist es möglich, die Schwingkreis induktivität L₁ mit einem Abgriff bzw. einer Anzapfung zu versehen, um hier den Strom über eine induzierte Spannung indirekt zu messen.In general, the control circuit comprises a voltage detection circuit which responds to a voltage value of the voltage drop U _u via the electronic switch device S near the zero crossing of the voltage drop, and a current detection circuit which responds when the current flowing through the switch device S or the current flowing through the resonant circuit is one exceeds a certain value. The current detection circuit can respond in the preferred embodiment to the voltage drop U _i through the series resistor R _S. It is also possible to provide the resonant circuit inductance L 1 with a tap or a tap in order to indirectly measure the current here via an induced voltage.

Alternativ kann anstelle eines MOS-Transistors 8 (vergleiche Fig. 2) ein sog. Multi-Source-Transistor 8′ (vergleiche Fig. 3) verwendet werden, um das den Strom anzeigende Signal U_i zu gewinnen. Bei Verwendung eines derartigen Multi-Source- Transistors 9 wird eine Source-Elektrode dieses Transistors 9 direkt mit dem Bezugspotentialpunkt verbunden, während die andere Elektrode über den Serienwiderstand R_S zum Erzeugen des Spannungsabfalles U_i mit dem Bezugspotential verbunden wird. Ansonsten stimmt dieses Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3 mit demjenigen gemäß Fig. 1 überein.Alternatively, a so-called multi-source transistor 8 '(see FIG. 3) can be used instead of a MOS transistor 8 (see FIG. 2) in order to obtain the signal U _i indicating the current. When using such a multi-source transistor 9 , a source electrode of this transistor 9 is connected directly to the reference potential point, while the other electrode is connected via the series resistor R _S to generate the voltage drop U _i to the reference potential. Otherwise, this exemplary embodiment according to FIG. 3 corresponds to that according to FIG. 1.

Bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel ist die Spannungs teilerschaltung durch einen kapazitiven Spannungsteiler C₁, C₂ gebildet.In the embodiment shown, the voltage divider circuit by a capacitive voltage divider C₁, C₂ formed.

Ebenfalls kann, obwohl dies als weniger bevorzugt angesehen wird, ein ohmischer Spannungsteiler verwendet werden. In diesem Fall entfällt der Spannungsteilerkondensator C₂.Also, although this may be considered less preferred an ohmic voltage divider will be used. In this case eliminates the voltage divider capacitor C₂.

Die Ansteuerschaltung umfaßt in jedem Fall eine Steuersig nalerzeugungsschaltung 6, 7 zur Erzeugung des Ansteuersig nales für die elektronische Schaltereinrichtung S, die bei Ansprechen der Spannungserfassungsschaltung die elektroni sche Schaltereinrichtung S in einen ersten Schaltzustand bringt und bei Ansprechen der Stromerfassungsschaltung diese in einen zweiten Schaltzustand bringt. Der erste Schaltzu stand ist vorzugsweise der Durchschaltzustand oder Ein schaltzustand, während der zweite Schaltzustand vorzugsweise der geöffnete Zustand ist.The control circuit in each case comprises a control signal generating circuit 6 , 7 for generating the control signal for the electronic switch device S which, when the voltage detection circuit responds, brings the electronic switch device S into a first switching state and, when the current detection circuit responds, brings it into a second switching state. The first switching state is preferably the switching state or a switching state, while the second switching state is preferably the open state.

Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 umfaßt die Ansteuerschaltung seitens der Stromerfassungsschaltung einen ersten Komparator 4, der mit seinem nicht invertieren den Eingang mit einem Bezugspotential U_r beaufschlagt wird und an seinem invertierenden Eingang mit dem Ausgang einer Pegelschieberschaltung 3 verbunden ist, die eingangsseitig mit dem gemeinsamen Knoten der Schaltereinrichtung und des Serienwiderstandes R_S verbunden ist. Diese Pegelschieber schaltung kann beispielsweise ein dem ersten Komparator 4 vorgeschalteter Verstärker sein, welcher zur Anpassung der Bezugsspannung erforderlich sein mag.In the preferred embodiment according to FIG. 2, the control circuit on the part of the current detection circuit comprises a first comparator 4 , which is supplied with a reference potential U _r with its non-inverting input and is connected at its inverting input to the output of a level shifter circuit 3, which is connected on the input side to the common node of the switch device and the series resistor R _{S is} connected. This level shifter circuit can be, for example, an amplifier connected upstream of the first comparator 4 , which amplifier may be required to adjust the reference voltage.

Die Spannungserfassungsschaltung wird bei dem hier gezeigten Ausführungsbeispiel durch einen zweiten Komparator 5 gebil det, dessen nicht invertierender Eingang gleichfalls von dem Bezugspotential U_r beaufschlagt wird, während der invertie rende Eingang mit dem gemeinsamen Knoten der Spannungstei lerkondensatoren C₁, C₂ verbunden ist.The voltage detection circuit is formed in the embodiment shown here by a second comparator 5 , the non-inverting input of which is also acted upon by the reference potential U _r , while the inverting input is connected to the common node of the voltage dividing capacitors C 1, C 2.

Die beiden Komparatoren 4, 5 sind ausgangsseitig mit den Eingängen eines UND-Gatters 6 verbunden, welches eine Trei berschaltung 7 ansteuert, die zusammen mit dem UND-Gatter 6 die Steuersignalerzeugungsschaltung bildet. Ausgangsseitig ist die Treiberschaltung 7 mit dem Gateanschluß des MOS-Transistors 8 verbunden.The two comparators 4 , 5 are connected on the output side to the inputs of an AND gate 6 , which drives a driver circuit 7 which, together with the AND gate 6, forms the control signal generating circuit. On the output side, the driver circuit 7 is connected to the gate connection of the MOS transistor 8 .

Bei den gezeigten Ausführungsbeispielen ist der Schwingkreis als Serienschwingkreis ausgeführt. Als weniger bevorzugt kommt auch ein Parallelschwingkreis in Betracht.In the exemplary embodiments shown, the resonant circuit designed as a series resonant circuit. As less preferred a parallel resonant circuit can also be considered.

Die nachfolgend zu erläuternden Ausführungsformen des erfin dungsgemäßen resonanten Wechselrichters nach den Fig. 4 bis 7 stimmen miteinander und mit den Ausführungsformen nach den Fig. 1 bis 3 mit Ausnahme der nachfolgend erläuterten Unter schiede überein. Zum Vermeiden von Wiederholungen werden übereinstimmende Teile mit gleichen Bezugszeichen bezeich net, so daß deren nochmalige Erläuterung entbehrlich ist.The embodiments to be explained below of the resonant inverter according to the invention according to FIGS . 4 to 7 agree with one another and with the embodiments according to FIGS. 1 to 3 with the exception of the differences explained below. To avoid repetition, matching parts are designated with the same reference numerals, so that it is not necessary to explain them again.

Fig. 4 zeigt eine weitere Ausführungsform der Ansteuerschal tung 1. Der Spannungsabfall U_U wird über die beiden Dioden D1 und D2 zwischen den Potentialen ihrer Flußspannungen ge genüber Masse M festgehalten, ist jedoch in diesem Intervall variabel. Über den Serienwiderstand R_R wird das Signal der Spannungserfassungsschaltung U_R abgegriffen, welches als Eingangssignal für den Spannungskomparator 5 dient. Die Referenzspannung U_RO ist dabei eine kleine Spannung größer als Null ohne einen exakt definierten Wert. Dieser Wert hängt von den Eigenschaften des Komparators 5, wie zum Bei spiel der Ansprechschwelle (Offset), den dynamischen Eigen schaften sowie der Stabilisierung dieser Referenzspannung ab. Sie kann aber beispielsweise um 100% schwanken, ohne daß sich das detektierte Zeitintervall wesentlich ändern wird, d. h. es werden Änderungen von weniger als 1% erzielbar sein. Dies ist dadurch bedingt, daß die Ansprechschwelle des Kom parators 5 in einem sehr kurzen Zeitintervall, also fast mit einem Rechteckimpuls überschritten wird. Der reale Impuls hat etwa die Form einer Sinushalbwelle, bei der aber der An stieg im Nulldurchgang wesentlich größer als bei einer Si nusfunktion ist. Die Komparatorausgangsspannung U_D1 dient zusammen mit der Schalter-Steuerspannung U_G (hier für einen MOS-Transistor) als Berechnungsgröße für die digitale Ein stellung der Stromreferenz U_RI, welche im Beispiel als ana loges Signal über einen DA-Wandler 9 an den Stromkomparator 4 als variable Referenzspannung U_Bl weitergegeben wird. All gemein erfolgt diese Weitergabe durch einen Regler, der vor zugsweise ein Integrator ist, damit eine stabile Regelung gewährleistet wird. Gleichzeitig wird der Zeitpunkt des Wie dereinschaltens über die Zeitintervall-Vergleichsschaltung 10 in Form des Signals U_G1 erzeugt, und über eine Verknüp fung 6 zusammen mit dem Ausgang des Stromkomparators 4 zur Ansteuerung des Transistors 8 über den Treiber 7 genutzt. Fig. 4 shows a further embodiment of the device 1 Ansteuerschal. The voltage drop U _U is recorded via the two diodes D1 and D2 between the potentials of their forward voltages compared to ground M, but is variable in this interval. The signal of the voltage detection circuit U _R , which serves as an input signal for the voltage comparator 5, is tapped via the series resistor R _R. The reference voltage U _RO is a small voltage greater than zero without an exactly defined value. This value depends on the properties of the comparator 5 , such as the response threshold (offset), the dynamic properties and the stabilization of this reference voltage. However, it can fluctuate, for example, by 100% without the detected time interval changing significantly, ie changes of less than 1% can be achieved. This is due to the fact that the response threshold of the comparator 5 is exceeded in a very short time interval, that is to say almost with a rectangular pulse. The real pulse has approximately the shape of a sine half-wave, but in which the increase at the zero crossing is significantly larger than with a sinusoidal function. The comparator output voltage U _D1 together with the switch control voltage U _G (here for a MOS transistor) serves as a calculation variable for the digital setting of the current reference U _RI , which in the example as an analog signal via a DA converter 9 to the current comparator 4 is passed on as a variable reference voltage U _Bl . This transfer is generally carried out by a controller, which is preferably an integrator, so that stable control is ensured. At the same time, the time of switching on is generated via the time interval comparison circuit 10 in the form of the signal U _G1 , and is used via a link 6 together with the output of the current comparator 4 to control the transistor 8 via the driver 7 .

Fig. 5 zeigt eine Variante der Auskopplungsschaltung 2 für die Spannungserfassungsschaltung mit nur einer Diode D. Die Diode weist in einer Richtung eine Flußspannung und in die andere Richtung eine Durchbruchspannung auf. Außerdem ist ein hochohmiger Entladewiderstand R_E vom Abgriff U_U gegen Masse M geschaltet, um ein Floaten des Potentials, z. B. in einem definierten Startzustand zu vermeiden. Die zum Tran sistor antiparallel gelegene Diode D_R gewährleistet, daß der Transistor jederzeit in einen Reversbetrieb gelangen kann. In Fig. 6 ist ein modifizierter Aufbau der Ansteuerschaltung 1 mit einem Flip-Flop 11 zur Erzeugung des Signals U_G zu sehen. Weiterhin ist die Schaltung für den Zeitintervall vergleich 10 in zwei Schaltungsteile TC und TO aufgeteilt. Fig. 7 zeigt nun eine bevorzugte Variante der Schaltung 10, bei der in der Teilschaltung TC der Zeitintervallvergleich für die Regelung auf konstante Leistung vorgenommen wird. Dabei wird bei jeder periodischen Schwingung des Verstärkers das Signal U_D1 aus der Spannungserfassungsschaltung genutzt, um mit der positiven Flanke ein D-Flip-Flop 12 zu takten. Dieses Flip-Flop gibt ein berechnetes Signal U_v zum Zeit punkt des Spannungsmaximums am Schalter (Zurückschalten des Spannungskomparators) an einen VR-Zähler 13 weiter, wodurch das digitale Signal U_RI entweder erhöht oder erniedrigt wird. Die Berechnung des Regel-Vergleichssignals U_v erfolgt durch eine Zeitintervall-Vergleichsschaltung 14, die durch ein Signal U_w angesteuert wird. Dieses Signal U_w entsteht am Ausgang eines Flip-Flops 16, welches durch das negierte Sig nal U_G gesetzt, und durch das Signal U_D1 zurückgesetzt wird. Wenn der Schalter ausschaltet, wird somit der Ausgang des Flip-Flops 16 gesetzt, was den zeitlichen Beginn des Span nungsanstieges am Schalter markiert. Durch das Signal U_w wird die Stromquelle 24 (I1) eingeschaltet, und die Strom quelle 23 (I2) über die Negation 25 ausgeschaltet. Die Strom quelle 23 wird bis zu diesem Zeitpunkt über eine möglichst ideale Diode 22 kurzgeschlossen, so daß die Spannung am in vertierenden Eingang des Komparators 19 nicht negativ werden kann, sondern etwa den Wert Null hat. Von diesem Null-Wert steigt nunmehr die Spannung am invertierenden Eingang linear an, da die Kapazität 21 über die konstante Stromquelle 24 aufgeladen wird. Sobald das Signal U_w zurücksetzt, d. h., wenn der Spannungskomparator nach Erreichen der Fluß- oder Durchbruchspannung eines Ventils der Spannungserfassungs schaltung 2 zurückschaltet, wird das Flip-Flop 16 zurück gesetzt und schaltet die beiden Stromquellen 23 und 24 wie der in den Ausgangszustand. Nun wird die Kapazität 21 durch die Stromquelle 23 so lange linear entladen, bis sie wieder ihren Ausgangsspannungswert erreicht hat. Bei diesem Vorgang schaltet der Vergleichskomparator 19 zunächst bei Ansteigen des Signals am invertierenden Eingang zurück, sobald die Referenzspannung 20 (U_RO) erreicht ist. Diese Spannung ist eine kleine Referenzspannung größer als Null ohne einen fest definierten Wert. Das Zeitintervall vom Einschalten der Stromreferenz 24 bis zu deren Abschalten wird nun im Ver hältnis der Ströme I1 zu I2 verlängert, wonach der Kompa rator 19 wieder einschaltet. Dadurch entsteht zum Zeitpunkt des Wiedereinschaltens von U_D1 ein Signal U_v, welches aus wertet, ob der Klasse-E-Verstärker seine Soll-Einschaltzeit und damit die Soll-Frequenz erreicht hat. Im Falle einer vollständigen Ausregelung wäre somit das Signal U_v zum Zeitpunkt des Durchstellens über das Flip-Flop 12 gerade auf 50% zwischen den beiden digitalen Zuständen. Dieser meta stabile Zustand wird in der Praxis selten erreicht, weil die Schaltzeiten sehr klein sind. Der VR-Zähler kann zusätzlich mit einem ternären Eingang versehen werden, um einen dritten Zustand zu erfassen, bei dem keine nennenswerte Regelab weichung vorhanden ist. Ein solch großer Aufwand wird aber eingespart, wenn man das Latch 12 mit einer zusätzlichen Schaltung zur Unterdrückung oder ausreichenden Herabsetzung der Wahrscheinlichkeit einer Matastabilität ausrüstet. Ein Verzögerungsglied 32 kann dafür sorgen, daß dann zunächst ein definierter Zustand am VR-Eingang des Zählers entstanden ist, bevor der Zähler zweckmäßigerweise vom selben Signal U_D1 getaktet wird. Fig. 5 shows a variant of the decoupling circuit 2 for voltage detection circuit having only a diode D. The diode has a forward voltage in one direction and in the other direction, a breakdown voltage. In addition, a high-resistance discharge resistor R _E from the tap U _{U is connected} to ground M in order to float the potential, for. B. to avoid in a defined starting state. The diode D _R located antiparallel to the transistor ensures that the transistor can go into reverse operation at any time. In FIG. 6, 11 can be seen to produce the signal U _G, a modified construction of the drive circuit 1 with a flip-flop. Furthermore, the circuit for the time interval comparison 10 is divided into two circuit parts TC and TO. Fig. 7 now shows a preferred variant of the circuit 10, in the sub-circuit TC the time interval comparison is made for the control to a constant power at the. With each periodic oscillation of the amplifier, the signal U _D1 from the voltage detection circuit is used to clock a D flip-flop 12 with the positive edge. This flip-flop transmits a calculated signal U _v at the time of the maximum voltage at the switch (switching back the voltage comparator) to a VR counter 13 , whereby the digital signal U _{RI is} either increased or decreased. The control comparison signal U _v is calculated by a time interval comparison circuit 14 which is driven by a signal U _w . This signal U _w arises at the output of a flip-flop 16 , which is set by the negated signal U _G , and is reset by the signal U _D1 . When the switch turns off, the output of the flip-flop 16 is thus set, which marks the start of the voltage rise at the switch. Through the signal U _w , the current source 24 (I1) is switched on, and the current source 23 (I2) is switched off via the negation 25 . The current source 23 is short-circuited up to this point in time via a diode 22 which is as ideal as possible, so that the voltage at the input of the comparator 19 which is in vertizing cannot become negative, but rather has approximately the value zero. The voltage at the inverting input now rises linearly from this zero value since the capacitance 21 is charged via the constant current source 24 . As soon as the signal U _w resets, that is, when the voltage comparator switches back after reaching the forward or breakdown voltage of a valve of the voltage detection circuit 2 , the flip-flop 16 is reset and switches the two current sources 23 and 24 as in the initial state. The capacitance 21 is now linearly discharged by the current source 23 until it has reached its output voltage value again. In this process, the comparator 19 first switches back when the signal at the inverting input rises, as soon as the reference voltage 20 (U _RO ) is reached. This voltage is a small reference voltage greater than zero without a fixed value. The time interval from turning on the current reference 24 to turning it off is now extended in the ratio of the currents I1 to I2, after which the comparator 19 turns on again. This creates a signal U _v when U _{D1 is switched on again} , which evaluates whether the class E amplifier has reached its target switch-on time and thus the target frequency. In the case of a complete regulation, the signal U _v at the time of passing through the flip-flop 12 would be just 50% between the two digital states. This meta stable state is rarely achieved in practice because the switching times are very short. The VR counter can additionally be provided with a ternary input in order to detect a third state in which there is no significant control deviation. Such a great effort is saved, however, if the latch 12 is equipped with an additional circuit for suppressing or sufficiently reducing the probability of a matastability. A delay element 32 can ensure that a defined state then arises at the VR input of the counter before the counter is expediently clocked by the same signal U _D1 .

Damit wird die Gefahr vermieden, daß der Zähler in einen unerwünschten Zustand geht, und dadurch die Spitzenspannung am Schalter weit überschritten wird, nachdem eine nicht zulässige Stromreferenz eingestellt wurde. Eine sichere Me thode, dieses zu vermeiden, ist das Kopieren des jeweiligen Zählerstandes in einen zweiten Zähler. Letzterer wird zu nächst noch im letzten Zustand gehalten, während der erste weiterzählt. Danach wird die Abweichung zwischen den Zählern verglichen und annuliert, sobald sie größer als ein oder wenigstens k Bit ist, d. h. es wird der gespeicherte letzte Zustand des ersten Zählers in diesen zurückgeschrieben, so daß sich die Stromreferenz in diesem Fall nicht ändert.This avoids the risk that the counter is in one undesirable state, and thereby the peak voltage at the counter is far exceeded after one does not permissible current reference has been set. A safe me The method to avoid this is to copy the respective one Counter reading in a second counter. The latter becomes too next kept in the last state, while the first continues counting. After that, the deviation between the counters compared and canceled as soon as they are larger than one or is at least k bits, d. H. it will be the last saved State of the first counter written back in this, see above that the current reference does not change in this case.

Die Schaltung TO besitzt ebenfalls eine Zeitintervall-Ver gleichs-Schaltung 15, welche zur Berechnung des Wiederein schaltzeitpunktes des Schalters dient. Bei Ausschalten des Signals U_G wird zunächst über die Negation 34 ein Flip-Flop 35 gesetzt, welches die Stromquellen 28 (I4) und 29 (I3) um schaltet. Das Signal U_D1 setzt über ein weiteres Flip-Flop 33 das Signal U_x durch Rücksetzen des Flip-Flops 35 in den Ausgangszustand, wenn das Spannungsmaximum über dem Schalter erreicht ist. Von diesem Zeitpunkt an wird die Kapazität 26 (C_G) wieder entladen, und erreicht nach einem Zeitintervall, welches zum Zeitintervall des umgeschalteten Zustands der beiden Stromquellen 28 und 29 im Verhältnis der Ströme I3 und I4 steht, wieder ihren spannungsmäßigen Ausgangszustand. Das Zeitintervall, in welchem die beiden Stromquellen 28 und 29 umgeschaltet waren, entspricht dem Zeitintervall, in dem die Schalterspannung von Null auf ihren Maximalwert an steigt. Somit werden die beiden Ströme I3 und I4 etwa im Verhältnis 1 : 1 liegen müssen, um den Schalter über das Signal U_G1 nach Vergehen der nochmals gleichen Zeit wieder einzuschalten. Dieses Einschaltsignal wird über die Negation 31 durch den Komparator 36 erzeugt, welcher nach der glei chen Weise funktioniert wie der Komparator 19 in Schaltung 14. Somit wird auch hier nur eine wertmäßig nicht fest de finierte Referenzspannung 37 benötigt. Ein weiterer Vorteil dieser Schaltung ist ein sicheres Funktionieren auch dann, wenn die Spannung am Schalter z. B. bei dynamischen Über gängen nicht vollständig auf Null zurückkehrt. Dann wird trotzdem der Zeitpunkt des Spannungsminimums getroffen, um den Schalter noch ausreichend verlustarm einzuschalten. Eine solche Möglichkeit gäbe es nicht, wenn man den Absolutwert der Schalterspannung direkt mit einer Referenzspannung nahe Null vergleichen würde. Das Verhältnis der Ströme I3 zu I4 kann auch etwas größer als 1 : 1 sein, wenn der Schalter erst eine gewisse Zeit nach dem Erreichen des Spannungs- Nullwertes eingeschaltet werden muß. Das kann der Fall sein, wenn man den Klasse-E-Verstärker so dimensioniert hat, daß der Transistor beim Einschalten in einen schwachen Revers betrieb kommt. Dann nämlich wird eine zum Schalter antipa rallel geschaltete Diode D_R, wie in Fig. 2 dargestellt, leitend, und übernimmt den Reversstrom. Betriebsbedingt wird dieser Strom relativ schnell seine Richtung wechseln und da nach positiv durch den Schalter fließen, so daß nur ein kleines Zeitintervall als Toleranzbreite für das Wiederein schalten zur Verfügung steht. Diese Tatsache kommt dem Um stand entgegen, daß es bei der Auslegung einer realen Schal tung immer zu kleinen Abweichungen vom vorgegebenen Wert kommen wird, wodurch eine erhöhte Zuverlässigkeit des ver lustarmen Einschaltens gegeben ist.The circuit TO also has a time interval comparison circuit 15 , which is used to calculate the re-switching time of the switch. When the signal U _G is switched off, a flip-flop 35 is first set via the negation 34 , which switches the current sources 28 (I4) and 29 (I3). The signal U _D1 sets the signal U _x via a further flip-flop 33 by resetting the flip-flop 35 to the initial state when the maximum voltage across the switch has been reached. From this point in time, the capacitance 26 (C _G ) is discharged again, and after a time interval which is in the ratio of the currents I3 and I4 to the time interval of the switched state of the two current sources 28 and 29 , it returns to its initial voltage state. The time interval in which the two current sources 28 and 29 were switched over corresponds to the time interval in which the switch voltage rises from zero to its maximum value. Thus, the two currents I3 and I4 will have to be approximately 1: 1 in order to switch the switch on again via the signal U _G1 after the same time has passed again. This switch-on signal is generated via the negation 31 by the comparator 36 , which functions in the same way as the comparator 19 in circuit 14 . Thus, only a reference voltage 37 that is not permanently defined in terms of value is required here. Another advantage of this circuit is safe functioning even when the voltage at the switch z. B. does not fully return to zero at dynamic transitions. Then the point in time of the voltage minimum is still met in order to switch on the switch with sufficient loss. There would be no such possibility if the absolute value of the switch voltage were compared directly with a reference voltage close to zero. The ratio of the currents I3 to I4 can also be somewhat greater than 1: 1 if the switch only has to be switched on a certain time after the voltage zero value has been reached. This can be the case if you have dimensioned the class E amplifier so that the transistor comes into a weak reverse mode when switched on. Then, namely, a diode D _R connected in parallel with the switch, as shown in FIG. 2, becomes conductive and takes over the reverse current. For operational reasons, this current will change its direction relatively quickly and then flow positively through the switch, so that only a small time interval is available as a tolerance range for restarting. This fact complies with the fact that there will always be small deviations from the specified value when designing a real circuit, which results in an increased reliability of the low-loss switching on.

Fig. 8 zeigt eine andere Möglichkeit zur Erzeugung des Ein schaltsignals für den Schalter. Das Signal U_R aus der Span nungserfassungsschaltung wird in diesem Fall von zwei Kom paratoren ausgewertet. Der Komparator 5 erzeugt dabei wie in Fig. 7 das Signal für die Zeitintervall-Vergleichs-Regelung. Vorzugsweise erfolgt die Regelung über einen Integrator 39, der auch in diesem Beispiel als digitale Zeitintervall-Ver gleichsschaltung zusammen mit einem nachgeschalteten D/A-Wandler ausgeführt ist. Dagegen wird zur Erzeugung des Ein schaltsignals ein zweiter Komparator 40 mit einer kleinen negativen Referenzspannung 41 ohne fest definierten Wert verwendet, welcher den Stromfluß durch die antiparallel ge schalteten Ventile der Spannungserfassungsschaltung in ne gativer Richtung detektiert. Aus mathematischen Gründen wird der Ansprechzeitpunkt des Komparators 40 in einem festen zeitlichen Abstand zum erforderlichen Zeitpunkt des Wieder einschaltens liegen. Durch eine feste Zeitverzögerung 42 (TA) wird der Einschaltzeitpunkt über die Negation 43 an das Flip-Flop 11 weitergegeben. Das Zeitverzögerungsglied 42 kann bezüglich seines Wertes TA um einen Toleranzwert in Größenordnung der Breite des Zeitraumes, in welchem ein Reversstrom durch den Schalter fließt, streuen. Fig. 8 shows another way of generating the switch signal for the switch. The signal U _R from the voltage detection circuit is evaluated in this case by two comparators. The comparator 5 generates the signal for the time interval comparison control as in FIG. 7. The control is preferably carried out via an integrator 39 , which in this example is also designed as a digital time interval comparison circuit together with a downstream D / A converter. In contrast, a second comparator 40 with a small negative reference voltage 41 without a fixed value is used to generate the switch-on signal, which detects the current flow through the anti-parallel ge switched valves of the voltage detection circuit in a negative direction. For mathematical reasons, the response time of the comparator 40 will be at a fixed time interval from the required time of switching on again. The switch-on time is passed on to the flip-flop 11 via the negation 43 by a fixed time delay 42 (TA). The time delay element 42 can vary in its value TA by a tolerance value in the order of the width of the period in which a reverse current flows through the switch.

Weiterhin ist in Fig. 8 ein Zeitverzögerungsglied 38 (TI) gezeigt, welches eine annähernde Linearisierung zwischen der einzustellenden Stromfrequenz U_RI und der Einschaltzeit des Schalters ergibt, wodurch der Regelbereich des Verstärkers bezüglich seiner Eingangsspannung nochmals erweitert werden kann. Aus mathematischen Gründen kann der Strom durch den Schalter bei kleiner werdender Eingangsspannung zunächst mit einer großen Geschwindigkeit ansteigen, danach aber wesent lich flacher verlaufen, wodurch der maximale Schalterstrom zu größeren Einschaltzeiten hin nur noch wenig größer wird. Um solche starke Nichtlinearität zu umgehen, wird die vor zugsweise konstante Zeitverzögerung TI etwas kleiner als die kleinste Einschaltzeit des Schalters bei maximaler Ein gangsspannung gewählt, so daß eine sehr kleine Stromreferenz U_RI für diesen Fall eingestellt werden muß. Wird die Ein gangsspannung dagegen kleiner werden, so wirkt sich diese Zeitverzögerung nicht mehr so stark gegenüber der Einschalt zeit aus, so daß die zugehörige Stromreferenz etwa linear mit der erforderlichen Einschaltzeit verändert werden muß. Das Verzögerungsglied 38 kann auch dann vorteilhaft sein, wenn der Stromverlauf beispielsweise bei hochohmigen Lasten sein Maximum während der Einschaltzeit überschreitet und wieder abfällt. Dabei kann durch die Zeitverzögerung TI ein Referenzstrom schon vor Erreichen des Strommaximums zum Ab schalten des Schalters dienen, wodurch die Funktionsweise des Reglers bei größeren Einschaltzeiten als bei den zuerst beschriebenen Ausführungsformen und bei höherohmiger Last erhalten bleibt.Furthermore, a time delay element 38 (TI) is shown in FIG. 8, which results in an approximate linearization between the current frequency U _{RI to be set} and the switch-on time of the switch, as a result of which the control range of the amplifier can be expanded further with regard to its input voltage. For mathematical reasons, the current through the switch can initially increase at a high speed as the input voltage becomes smaller, but then run much flatter, which means that the maximum switch current becomes only slightly larger towards longer switch-on times. In order to avoid such strong non-linearity, the time delay TI, which is preferably constant, is chosen to be somewhat smaller than the smallest switch-on time of the switch at maximum input voltage, so that a very small current reference U _RI must be set for this case. On the other hand, if the input voltage becomes smaller, this time delay no longer affects the switch-on time so strongly that the associated current reference must be changed approximately linearly with the required switch-on time. The delay element 38 can also be advantageous if the current profile, for example in the case of high-resistance loads, exceeds its maximum during the switch-on time and drops again. The time delay TI enables a reference current to be used to switch off the switch before the current maximum is reached, as a result of which the mode of operation of the controller is retained with longer switch-on times than in the embodiments described first and with a higher-impedance load.

Claims

1. Resonant inverter with an oscillating circuit (C, C₁, L₁), a source (U₀), an electronic switch device (S) and a control circuit ( 1 ), which has the following features:

- A voltage detection circuit (C₁, C₂, 5 ) which responds to a voltage value of the voltage drop across the electrical switch device (S) with respect to a voltage reference;
- A current detection circuit (R _S , 3, 4 ) which responds to a current value of the current flowing through the switch device (S) and / or the resonant circuit (C, C₁, L₁) in relation to a current reference, and
- One of the voltage detection circuit (C₁, C₂, 5 ) and the current detection circuit (R _S , 3, 4 ) downstream control signal generation circuit ( 6 , 7 ) for generating a control signal for the electronic switch device (S),

wherein the control signal generating circuit ( 6 , 7 ) upon response of the voltage detection circuit (C₁, C₂, 5 ) the electronic switch device (S) in a first switching state and upon response of the current detection circuit (R _S , 3, 4 ) this (S) in a two brings switching status, according to German patent application P 43 20 056.9-32,
characterized,
that the current detection circuit (R _S , 4 ) detects at least two offset time intervals per cycle of the current profile of the current flowing through the switch device (S) and / or through the resonant circuit (C, C₁, L₁), and
that the control circuit ( 1 ) determines the value of the voltage reference used by the voltage detection circuit (C ₁ , C₂, 5 ) based on the comparison of these time intervals.

2. Resonant inverter with a resonant circuit (C, C₁, L₁), a source (U₀), an electronic switch device (S) and a control circuit ( 1 ), which has the following features:

wherein the control signal generating circuit ( 6 , 7 ) upon response of the voltage detection circuit (C₁, C₂, 5 ) the electronic switch device (S) in a first switching state and upon response of the current detection circuit (R _S , 3, 4 ) this (S) in a two brings switching status, according to German patent application P 43 20 056.9-32,
characterized,
that the voltage detection circuit (C₁, C₂, 5 ) detects at least two staggered time intervals per cycle of the voltage curve of the voltage drop across the switch device ( 5 ), and
that the control circuit ( 1 ) based on the comparison of these time intervals with each other determines the value of the current detection circuit used by the current detection circuit (R _S , 4 ) reference.

3. Resonant inverter according to claim 1 or 2, characterized in that the control circuit ( 1 ) adjusts a reference voltage serving as a current reference such that the temporal voltage profile of the voltage drop across the switch device (S) remains essentially constant over time and amplitude , by two successive time intervals of the rising from zero voltage curve via the switch device (S) with respect to reaching the amplitude value and an intermediate value that is greater than zero, compared with each other and kept in a fixed temporal relationship.

4. Resonant inverter according to claim 1 or 2, because characterized by that the two time intervals by tapping three Points in time of the voltage curve are defined where at a first point in time by a switch-off signal is given, the switch device is switched off (S) sets, and being the other two times determined by threshold values of the voltage curve become.

5. Resonant inverter according to one of claims 1 to 4, characterized in that the voltage across the switch device (S) is gripped by a capacitive voltage divider (C₁, C₂; C _r1 , C _r2 ), which has a high-impedance tap with respect to its DC voltage is clamped by means of a clamping device (D₁, D₂; D).

6. Resonant inverter according to claim 5, characterized ge features that the clamping device by two antiparallel ge switched electrical valves (D1, D2) is formed, which a given breakdown voltage greater than zero to have.

7. Resonant inverter according to claim 5, characterized ge features that the clamping device by an electric valve (D) with a predetermined breakdown voltage in is formed in both directions.

8. Resonant inverter according to claim 7, characterized ge features that the electric valve through a Zener diode (D) ge forms is.

9. Resonant inverter according to one of claims 1 to 8, characterized by a time interval comparison device ( 10 ) which comprises a D flip-flop, which at the time of the maximum voltage at the switch device (S) a signal (U _v ) on forwards a counter ( 13 ) to increase or decrease the current reference (U _Bl ).

10. Resonant inverter according to one of claims 1 to 9, characterized by a reclosure device ( 10 , 11 ) which comprises a D flip-flop ( 11 ) by a generator circuit for reclosing (TO) of the switch device (S) via a Reconnection signal (U _G1 ) is set, and which is reset to switch off the switch device (S).

11. Resonant inverter according to one of claims 1 to 10, characterized in that the generator circuit (TO) for the restart signal (U _G1 ) is a time interval comparison circuit ( 15 , 33 , 34 , 35 ), which is the time interval between switching off the switch device ( S) and reaching the maximum voltage across the switch device (S) essentially doubled, in order to thereby determine the point in time of the restart.

12. Resonant inverter according to one of claims 1 to 10, characterized in that the generator circuit (TO) for the reclosing signal (U _G1 ) uses a third comparator ( 40 ) in the voltage detection circuit to the output signal via a time delay ( 42nd ) to generate the reclosing signal (U _G1 ), the inverting input of the comparator ( 40 ) being connected to the voltage divider node of the voltage divider (C _r1 , C _r2 ; C₁, C₂) and the non-inverting input being connected to a reference voltage source (U _RN ).

13. Resonant inverter according to one of claims 1 to 12, characterized in that between the current detection circuit (R _S , 4) and the signal generator circuit ( 6 ; 11 ) for the switch-off signal (U _G ), a time delay element ( 38 ) is connected, which with respect to its Value (TI) is chosen so that it contributes to the linearization of the ratio of the reference voltage of the current detection circuit (U _BI ) and the duty cycle of the switch device (S).

14. Resonant inverter according to one of claims 1 to 13, characterized in that the time interval comparison device ( 10 ) contains integra gate circuits ( 14 ; 15 ), which by control signals (U _w ; U _x ) integrator signals (U _ST ; U _SE ) form, by switching a comparator ( 19 ; 36 ) one of the temporal duration of the respective control signal proportional generation of the comparator output signal gene, and that such proportionality factor by the ratio of two current sources ( 23 , 24 ; 28 , 29 ) or by the ratio two resistors is generated.

15. Resonant inverter according to one of claims 1 to 14, characterized in
that the source comprises a voltage source (U₀) with a choke (L) connected in series therewith,
that the resonant circuit is a series resonant circuit (C, C₁, L₁), and
that the switch device was in its first Schaltzu closed and ge opens in its second switching state.

16. Resonant inverter according to one of claims 1 to 15, characterized in that the control circuit ( 1 ) controls the electronic switching device (S) such that the ratio (D) of the switch-on time to the period is less than 0.5.

17. Resonant inverter according to one of claims 1 to 16, characterized in that the control circuit ( 1 ) controls the electronic switch device (S) such that the ratio (D) of the switch-on time to the period between 0.1 and 0.4 is.

18. Resonant inverter according to one of claims 1 to 17, characterized in that the control circuit ( 1 ) controls the electronic switching device (S) such that the ratio (D) of the switch-on time to the period between 0.25 and 0.30 is.

19. Resonant inverter according to one of claims 1 to 18, characterized in that the current detection circuit has a resistor (R _S ) connected in series with the switch device ( _S ) and a first comparator ( 4 ) detecting the voltage drop across this resistor (R _S ). having.

20. Resonant inverter according to claim 19, characterized in
that a level shifter circuit ( 3 ) between the common node of the switch device ( _S ) and the counter (R _S ) and the inverting input of the first comparator ( 4 ) is connected, and
that the non-inverting input of the first comparator ( 4 ) is acted upon by a reference voltage (U _Bl , U _r ).

21. Resonant inverter according to claim 19 or 20, characterized in that the voltage detection circuit has a voltage divider (C₁, C₂) in parallel with the series circuit of the resistor (R _S ) and the switch device (S).

22. Resonant inverter according to claim 21, characterized ge features that the voltage divider is a capacitive voltage divider (C₁, C₂).

23. Resonant inverter according to claim 21, characterized ge features that the voltage divider is a resistive voltage divider is.

24. Resonant inverter according to one of claims 1 to 23, characterized in that the voltage detection circuit further comprises a second comparator ( 5 ) whose inverting input with the voltage divider node of the voltage divider (C₁, C₂) and its non-inverting input with a reference voltage source ( U _RD , U _r ) is connected.

25. Resonant inverter according to one of claims 1 to 14, characterized in that the series resonant circuit (C, C₁, L₁) in series with an ohmic load to be driven (R _L ) or in series with an ohmic-capacitive load or in series an ohmic-inductive load.

26. Resonant inverter according to one of claims 1 to 25, characterized in that the switch device has a single transistor switch ( 8 ).

27. Resonant inverter according to one of claims 1 to 26, characterized in that the switch device has a field effect transistor ( 9 ) with at least two source electrodes.

28. Resonant inverter according to claim 27, characterized in that the current detection circuit is connected to one of the source electrodes of the field effect transistor ( 9 ), which resistor (R _S ) and a voltage drop across this resistor (R _S ) detecting the first comparator ( 4 ).

29. Resonant inverter according to one of claims 1 to 28, characterized in that
that the voltage detection circuit (C₁, C₂, 5 ) speaks to when the voltage value of the voltage drop across the electrical switch device (S) takes a given voltage value close to the zero crossing, and
that the current detection circuit (R _S , 3, 4 ) responds when the current value of the current flowing through the switch device (S) and / or the resonant circuit (C, C₁, L₁) current exceeds a predetermined current value.

30. Resonant inverter according to one of claims 1 to 29, characterized in that a diode (D _R ) is connected antiparallel to the switch device (S), which takes over the reverse current of the switch device (S).