DE4337857C2

DE4337857C2 - Method for evaluating the rotation of the polarization plane of a transducer

Info

Publication number: DE4337857C2
Application number: DE19934337857
Authority: DE
Inventors: Hartwig Dipl Ing Senftleben
Original assignee: Felten and Guilleaume Energietechnik AG
Current assignee: Luna Innovations Germany GmbH
Priority date: 1993-11-05
Filing date: 1993-11-05
Publication date: 1997-09-18
Anticipated expiration: 2013-11-06
Also published as: DE4337857A1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren für die Auswertung der Drehung der Polarisationsebene eines Meßwandlers nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs. Die Erfindung geht von einem Meßwandler des Typs aus, der in der Veröffentlichung "Electronic-Digital Detection System . . ." von Valente et al. (SPIe VOl. 1584 Fiber Optic and Laser Sensors IX, 1991 pp 96-102) beschrieben wurde.The invention relates to a method for evaluating the rotation of the polarization plane a transducer according to the preamble of the main claim. The invention is based on one Transducer of the type described in the publication "Electronic-Digital Detection System..." by Valente et al. (SPIe VOl. 1584 Fiber Optic and Laser Sensors IX, 1991 pp 96-102) has been described.

Solche Meßwandler arbeiten in der Regel auf der Basis des magnetooptischen und/oder elektro-optischen Effekts. In der genannten Veröffentlichung handelt es sich um einen Faraday- Stromwandler. Der Meßfühler des zitierten Meßwandlers ist ein um einen stromdurchflossenen Leiter gewundenen Lichtwellenleiter. In der polarimetrischen Anordnung mit einem Polarisator und zwei Analysatoren werden zwei optische Signale erzeugt. Diese werden gewandelt und einer Einrichtung zur Auswertung zugeführt, wo die Drehung der Polarisationsebene ermittelt wird.Such transducers usually work on the basis of magneto-optical and / or electro-optical effect. The publication mentioned is a Faraday Power converter. The sensor of the cited transducer is one around which current flows Head winding optical fiber. In the polarimetric arrangement with a polarizer and two analyzers generate two optical signals. These are changed and fed to a device for evaluation, where the rotation of the polarization plane is determined becomes.

Meßwandler nach dem Oberbegriff erzeugen ein Signal, dessen Intensität I gemäß Gesetz von Malus I = I₀ cos²(ϕ-α) vcon der zum Drehwinkel ϕ proportionalen Meßgröße abhängt. Zur Bestimmung des Meßwerts muß daher die inverse Übertragungsfunktion verwendet werden, hier also die arccos-Funktion. Die allen polarimetrischen Sensoren gemeinsame, cos-förmige Sensorcharakteristik ist allerdings für große Werte des Drehwinkels ϕ(|ϕ|<±45°) mehrdeutig.Transducers according to the preamble generate a signal, the intensity I according to the law of Malus I = I₀ cos² (ϕ-α) vcon which depends on the measurement variable proportional to the angle of rotation ϕ. For The inverse transfer function must therefore be used to determine the measured value. here is the arccos function. The cos-shaped sensors common to all polarimetric sensors However, the sensor characteristic is ambiguous for large values of the angle of rotation ϕ (| ϕ | <± 45 °).

Einen sehr einfachen Ansatz zur Lösung dieser Mehrdeutigkeit stellt das in der Patentschrift EP 0 125 329 B1 beschriebene Zählverfahren dar. Ein zur Meßgröße proportionales Ausgangssignal entsteht, indem die Halbwellen der cos-förmigen Sensorcharakteristik gezählt werden. Prinzipiell sind dazu mindestens zwei Kanäle mit unterschiedlich orientierten Analysatoren erforderlich, damit aus den resultierenden, phasenverschobenen Intensitätsverläufen die Zählrichtung bestimmt werden kann. Während dieses Verfahren zwar auf einfache Weise realisiert werden kann, besitzt es jedoch nur eine grobe Winkelauflösung. Bei dem Zählverfahren ergibt sich z. B. aus den drei Kanälen mit unterschiedlich orientierten Analysatoren eine minimale Winkelauflösung von nur ϕ_min=30°.The counting method described in patent specification EP 0 125 329 B1 represents a very simple approach to solving this ambiguity. An output signal proportional to the measured variable is produced by counting the half-waves of the cos-shaped sensor characteristic. In principle, at least two channels with differently oriented analyzers are required so that the counting direction can be determined from the resulting phase-shifted intensity profiles. While this method can be implemented in a simple manner, it only has a rough angular resolution. The counting method results in e.g. B. from the three channels with differently oriented analyzers a minimum angular resolution of only ϕ _min = 30 °.

Bei dem Verfahren von Valente et al. werden zusätzlich zu einem Zählverfahren mit einer Auflösung von 180° Zwischenwerte erzeugt. Es werden die arccos-Werte des einen Fotodetektorsignals und das Vorzeichen des zweiten Fotodetektorsignals zur Umrechung benutzt. Damit bildet das Verfahren, zu deren technischen Umsetzung auch digitale Komponenten eingesetzt werden, die arccos-Funktion mit erweitertem Wertevorrat nach.In the method of Valente et al. are used in addition to a counting method with a Resolution of 180 ° intermediate values generated. There are the arccos values of one Photodetector signal and the sign of the second photodetector signal for conversion used. The process thus also forms digital components for their technical implementation be used, the arccos function with an expanded range of values.

Da wegen der Quantisierung des Fotodetektorsignals durch die eingesetzten digitalen Komponenten zur Analog-digital-(A/D)-Wandlung (mit 8 bit) nur eine begrenzte Anzahl (256) von Werten auftreten kann, wird ein Festwertspeicher zur Realisierung der arccos-Funktion verwendet. Das Ergebnis der abschnittweisen Linearisierung steht dann am Datenausgang dieses Festwertspeichers an und bildet (unter Voraussetzung einer Dualzahlendarstellung) die niederwertigen Bit des zum Drehwinkel ϕ proportionalen Ausgangssignals, das sich hierdurch und durch den Ausgang des Zählers (höherwertige Bit) zusammensetzt.Because of the quantization of the photodetector signal by the digital components used for analog-digital (A / D) conversion (with 8 bits) only a limited number (256) of Values can occur, a read-only memory is used to implement the arccos function used. The result of the section-wise linearization is then at the data output of this read-only memory and forms (assuming a dual number representation) the least significant bit of the output signal proportional to the angle of rotation ϕ, which results from this and composed by the output of the counter (high order bit).

Bei einer linearen Sensorcharakteristik ergäbe sich theoretisch eine gleichmäßige Quantisierung dieses Signals mit einer maximalen Winkelauflösung von 0,7° (180°/2⁸). Aufgrund der cos- förmigen Sensorcharakteristik ergibt sich jedoch als Nachteil des Verfahrens nach Valente et al. eine starke Abhängigkeit der Genauigkeit vom Wert der Meßgröße sowie eine reduzierte Winkelauflösung für bestimmte Drehwinkel.A linear sensor characteristic would theoretically result in a uniform quantization this signal with a maximum angular resolution of 0.7 ° (180 ° / 2⁸). Because of the cos shaped sensor characteristic, however, arises as a disadvantage of the method according to Valente et al. a strong dependence of the accuracy on the value of the measured variable and a reduced one Angular resolution for certain angles of rotation.

Es ist Aufgabe der Erfindung, die Genauigkeit, insbesondere die Winkelauflösung des Verfahrens zu verbessern.The object of the invention is the accuracy, in particular the angular resolution, of the method to improve.

Die Erfindung besteht in dem im Merkmal des Hauptanspruchs angegebenen Verfahren. Vorteilhafte Weiterbildungen werden in den Unteransprüchen aufgezeigt. The invention consists in the method specified in the feature of the main claim. Beneficial Further training is shown in the subclaims.

Durch die Verwendung beider Signale x und y wird gegenüber dem zitierten Verfahren von Valente et al. eine höhere Genauigkeit und damit eine feinere Winkelauflösung bei deutlich geringerer Abhängigkeit von der Meßgröße erreicht.By using both signals x and y, the method cited by Valente et al. a higher accuracy and thus a finer angular resolution at clearly less dependence on the measured variable.

Nach gängiger Technik werden zur Wandlung der optischen Signale Fotodetektoren eingesetzt, es ist aber auch denkbar, andere Elemente (nicht-elektronische) zu verwenden. Unabhängig jedoch von der Art der Wandlung werden im folgenden die gewandelten optischen Signale als Fotodetektorsignale bezeichnet. Die Erfindung kann nicht nur für Faraday- Stromwandler oder verwandte Typen angewendet werden; sie kann überall dort eingesetzt werden, wo ein optischer Effekt vorliegt, bei dem eine Meßinformation direkt in einen Polarisationsebenendrehwinkel überführt wird, oder wie beispielsweise beim Pockels-Effekt möglich, indirekt durch Überführung einer Phasenverschiebung in eine Polarisationsebenendrehung.According to common technology, photo detectors are used to convert the optical signals, however, it is also conceivable to use other elements (non-electronic). Independently however, the type of conversion below will be the converted optical Signals referred to as photodetector signals. The invention cannot only be used for Faraday Current transformers or related types are applied; it can be used anywhere where there is an optical effect in which measurement information is directly in a polarization plane rotation angle is transferred, or such as the Pockels effect possible, indirectly by converting a phase shift into a polarization plane rotation.

Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren wird bei gleichzeitig feiner Winkelauflösung der Meßgröße auch der Bereich abgedeckt, in dem zwischen Fotodetektorsignal und Meßgröße (ϕ) aufgrund der cos-förmigen Sensorcharakteristik ein mehrdeutiger Zusammenhang besteht. Darüber hinaus liefert die Erfindung Maßnahmen, welche die maximale Genauigkeit der Signalauswertung unabhängig vom Wert der Meßgröße sicherstellen.With the method according to the invention, the angular resolution of the Measured variable also covers the area between the photodetector signal and the measured variable (ϕ) there is an ambiguous connection due to the cos-shaped sensor characteristic. In addition, the invention provides measures that maximize accuracy ensure signal evaluation regardless of the value of the measured variable.

Bei einer polarimetrischen Anordnung nach der Erfindung mit zwei bezüglich der nicht gedrehten Polarisationsebene (ϕ=0°) (z. B. Strom=0) symmetrisch orientierten Analysatoren (Analysatorwinkel+α und -α) haben die Fotodetektorsignale die Form:In a polarimetric arrangement according to the invention with two with respect to the non-rotated Polarization plane (ϕ = 0 °) (e.g. current = 0) symmetrically oriented analyzers (Analyzer angle + α and -α) the photo detector signals have the form:

U₁ = γ₁SI₀cos² (ϕ-α) = ½γ₁SI₀(1+cos(2(ϕ-α)))U₁ = γ₁SI₀cos² (ϕ-α) = ½γ₁SI₀ (1 + cos (2 (ϕ-α)))

undand

U₂ = γ₂SI₀cos² (ϕ+α) = ½γ₂SI₀(1+cos(2(ϕ+α)))U₂ = γ₂SI₀cos² (ϕ + α) = ½γ₂SI₀ (1 + cos (2 (ϕ + α)))

mit I₀ als Strahlungsintensität vor den Analysatoren und den Dämpfungswerten γ₁, γ₂ der optischen Übertragungsstrecken zwischen Analysatoren und Fotodetektoren und mit der Steilheit S der Fotoverstärker.with I₀ as the radiation intensity before the analyzers and the attenuation values γ₁, γ₂ the optical transmission links between analyzers and photodetectors and with the Steepness S of the photo amplifier.

Für den Fall gleicher Dämpfung auf beiden Übertragungswegen (γ₁=γ₂=γ) lassen sich die Fotodetektorsignale U₁ und U₂ auf einfache Weise mit folgender Beziehungen zu U_1N und U_2N normieren:In the case of the same attenuation on both transmission paths (γ₁ = γ₂ = γ), the photodetector signals U₁ and U₂ can be easily standardized with the following relationships to U _1N and U _2N :

U_1N = 2U₁/(γ₁SI₀)-1 und U_2N = 2U₂/(γ₂SI₀)-1 (Gl.1)U _1N = 2U₁ / (γ₁SI₀) -1 and U _2N = 2U₂ / (γ₂SI₀) -1 (Eq. 1)

bzw. durch Benutzung der zuvor geschriebenen Beziehungen entsteht:or by using the previously written relationships:

U_1N = cos(2(ϕ-α)) und U_2N = cos(2(ϕ+α)) (Gl.2).U _1N = cos (2 (ϕ-α)) and U _2N = cos (2 (ϕ + α)) (Eq. 2).

Die normierten Signale U_1N und U_2N sind dann Wechselsignale, die zwischen den Werten 1 und -1 oszillieren.The standardized signals U _1N and U _2N are then alternating signals which oscillate between the values 1 and -1.

Für voneinander abweichende Dämpfungen der Übertragungswege (γ₁≠γ₂), mit denen bei Verwendung von Lichtwellenleiter-Übertragungsstrecken zwischen Analysatoren und Fotodetektoren zu rechnen ist, sind andere Maßnahmen zur Erzeugung der normierten Signale erforderlich.For mutually different attenuation of the transmission paths (γ₁ ≠ γ₂), with which Use of optical fiber transmission links between analyzers and photodetectors other measures for generating the standardized signals are to be expected required.

Es wird daher vorgeschlagen, die Analysatorsignale U₁ und U₂ auf ihre (positiven) Amplituden U_1S und U_2S zu normieren. Für den technisch wichtigen Fall eines sin-förmig verlaufenden Drehwinkels ϕ(t)=ϕ_Ssinωt sind die Amplitudenwerte U_1S=γ₁SI₀/k(ϕ_S) und U_2S=γ₂SI₀/k(ϕ_S), wobei ein Normierungsfaktor k(ϕ_S) auftritt. Dieser ist k(ϕ_S) = 1/cos²(ϕ_S-α) für ϕ_S<α und k(ϕ_S)=k=1 für ϕ_Sα.It is therefore proposed to normalize the analyzer signals U ₁ and U ₂ to their (positive) amplitudes U _1S and U _2S . For the technically important case of a sin-shaped rotation angle ϕ (t) = ϕ _S sinωt, the amplitude values are U _1S = γ₁SI₀ / k (ϕ _S ) and U _2S = γ₂SI₀ / k (ϕ _S ), with a normalization factor k (ϕ _S ) occurs. This is k (ϕ _S ) = 1 / cos² (ϕ _S -α) for ϕ _S <α and k (ϕ _S ) = k = 1 for ϕ _S α.

Für eine große Drehwinkelamplitude ϕ_Sα ist damit die Normierung durchFor a large angle of rotation amplitude ϕ _S α, the normalization is complete

U_1N = 2U_x-1 sowie U_2N = 2U_y-1 mit U_x = U₁/U_1S und U_y = U₂/U_2S (Gl. 3)U _1N = 2U _x -1 and U _2N = 2U _y -1 with U _x = U₁ / U _1S and U _y = U₂ / U _2S (Eq. 3)

auf einfache Weise realisierbar. Für kleinere Drehwinkelamplituden als die Größe des Analysatorwinkels (ϕ_S<α) ergibt sich jedoch durch die Abhängigkeit von der Drehwinkelamplitude ϕ_S eine systematische Abweichung, so daß U_1N, U_2N nach Gl. 3 nicht mehr der Bedingung der Gl. 2 gehorchen. Trotzdem erfüllen die Signale U_1N=2U_x-1 und U_2N=2U_y-1 die Forderung |U_1N|<1 bzw. |U_2N|<1. Eine Korrektur der systematischen Abweichung kann durchgeführt werden, da z. B. für ϕ(t)=0 gilt: U_x=U_y=k(ϕ_S)cos²α. Aufgrund des festen Analysatorwinkels α ergibt sich hieraus der Normierungsfaktor k(ϕ_S). Nach Zwischenspeicherung dieses Werts kann durch Division darauf normiert werden, so daß die Abhängigkeit von der Drehwinkelamplitude ϕ_S und damit die Abweichung von Gl. 2 entfällt: U_1N=2U_x/k(ϕ_S)-1 und U_2N=2U_y/k(ϕ_S)-1.easy to implement. For rotation angle amplitudes smaller than the size of the analyzer angle (ϕ _S <α), however, there is a systematic deviation due to the dependence on the rotation angle amplitude ϕ _S , so that U _1N , U _2N according to Eq. 3 no longer the condition of Eq. 2 obey. Nevertheless, the signals U _1N = 2U _x -1 and U _2N = 2U _y -1 meet the requirement | U _1N | <1 and | U _2N | <1. A correction of the systematic deviation can be carried out because e.g. B. for ϕ (t) = 0 applies: U _x = U _y = k (ϕ _S ) cos²α. Due to the fixed analyzer angle α, this results in the normalization factor k (ϕ _S ). After this value has been temporarily stored, it can be normalized by division, so that the dependence on the angle of rotation amplitude ϕ _S and thus the deviation from Eq. 2 is omitted: U _1N = 2U _x / k (ϕ _S ) -1 and U _2N = 2U _y / k (ϕ _S ) -1.

Eine schaltungstechnische Lösung wird in Fig. 1 skizziert. Das Steuersignal zur Zwischenspeicherung von k ergibt sich aus den Schnittpunkten U_x=U_y, die mit dem bei ϕ=0 vorliegenden Wert übereinstimmen. Für α<45° sind U_x=U_y größer als 0,5 und für 45°<α<90° sind U_x=U_y kleiner als 0,5. Dieser Wert k(ϕ) wird durch Einsatz eines Fensterkomparators (F-K) in Zusammenhang mit einem Sample (S) mit einem Verstärkungsfaktor v=1/cos²α bereitgestellt.A circuitry solution is outlined in FIG. 1. The control signal for the intermediate storage of k results from the intersection points U _x = U _y , which correspond to the value present at ϕ = 0. For α <45 ° U _x = U _{y are} greater than 0.5 and for 45 ° <α <90 ° U _x = U _{y are} less than 0.5. This value k (ϕ) is provided by using a window comparator (FK) in connection with a sample (S) with an amplification factor v = 1 / cos²α.

Die Erfindung wird in den Figuren näher beschrieben. Es zeigenThe invention is described in more detail in the figures. Show it

Fig. 1 eine Normierungsschaltungsanordnung, Fig. 1 is a normalizing circuit arrangement,

Fig. 2 eine Auswerteschaltungsanordnung, Fig. 2 is an evaluating circuit,

Fig. 3 den Aufbau des Logikbausteins L1 aus Fig. 2, Fig. 3 shows the structure of the logic module L1 of Fig. 2,

Fig. 4 den Impulslaufplan, Fig. 4 shows the pulse diagram,

Fig. 5 den Aufbau des Bausteins "Zeitsteuerung/Fehlerunterdrückung" und Fig. 5 shows the structure of the block "time control / error suppression" and

Fig. 6 den Signalverlauf und die Fehlerabweichung. Fig. 6 shows the waveform and the error deviation.

Eine digitale Auswerteschaltung mit abschnittweise abwechselnder Auswertung von x und y wird im Blockschaltbild der Fig. 3 beschrieben. Bei dieser Ausgestaltung werden die normierten Signale U_1N und U_2N zunächst mit A/D-Wandlern in die zeitlich diskretisierten, digitalisierten Signale x und y gewandelt. Zur optimalen Ausnutzung aller Bits der A/D- Wandler ist gegebenenfalls eine Anpassung (Verstärkung) der normierten Signale U_1N und U_2N auf den Eingangsspannungsbereich der verwendeten A/D-Wandler sinnvoll. Die Signalverarbeitung wird hierdurch jedoch nicht beeinträchtigt, weil Maximum und Minimum der digitalisierten Signale x bzw. y für die weiteren Betrachtungen als 1 bzw. -1 (= Definitionsbereich der arccos-Funktion) aufgefaßt werden und damit den Extremwerten der normierten Signale U_1N und U_2N entsprechen.A digital evaluation circuit with section-wise alternating evaluation of x and y is described in the block diagram of FIG. 3. In this embodiment, the standardized signals U _1N and U _{2N are} first converted into the time-discretized, digitized signals x and y using A / D converters. For optimal use of all bits of the A / D converter, it may be appropriate to adapt (amplify) the standardized signals U _1N and U _2N to the input voltage range of the A / D converter used. The signal processing is not affected by this, however, because the maximum and minimum of the digitized signals x and y are regarded as 1 and -1 (= range of definition of the arccos function) for the further considerations and thus the extreme values of the standardized signals U _1N and U Correspond to _2N .

Eine Logikschaltung L1 erzeugt aus den digitalen Signalen x und y im wesentlichen ein abschnittweise aufbereitetes Linearisierungssignal L sowie Steuersignale CLK (Zählimpuls) und U/D* (Zählrichtungs-Bit) für einen Zähler COU. Der dem Drehwinkel ϕ entsprechende Meßwert S setzt sich (auch entsprechend dem Verfahren von Valente et. al.) zusammen aus dem Ausgang (Zählwert Z) des Zählers COU (höherwertige Bits) und dem Linearisierungswert L (niederwertige Bits). Das entspricht bei Verwendung der Dualzahlendarstellung der Addition S=Z+L.A logic circuit L1 essentially generates a section by section from the digital signals x and y prepared linearization signal L and control signals CLK (count pulse) and U / D * (count direction bit) for a counter COU. The measured value corresponding to the angle of rotation ϕ S is composed (also in accordance with the method of Valente et. Al.) From the Output (count value Z) of the counter COU (higher order bits) and the linearization value L (least significant bits). This corresponds to the addition when using the dual number representation S = Z + L.

Die Analysatorwinkel α₁, α₂ sind in Abstimmung mit dem Auswerteverfahren frei wählbar. In jedem Fall muß jedoch der Fall α₁, α₂=±45° mi einer Phasenverschiebung von 180° zwischen den Fotodetektorsignalen ausgenommen werden, weil hierfür die Bestimmung der Zählrichtung nicht möglich ist. Die Zählrichtung ergibt sich aus der Phasenverschiebung zwischen den Taktsignalen T1 und T2 (siehe unten); für α₁,α₂ = ±45° beträgt diese Phasenverschiebung immer 180° und die Absolutwerte der Steigung der Signale sind immer gleich.The analyzer angles α₁, α₂ can be freely selected in coordination with the evaluation method. In in any case, however, the case α₁, α₂ = ± 45 ° mi with a phase shift of 180 ° between the photodetector signals are excluded because the determination of the counting direction not possible. The counting direction results from the phase shift between the Clock signals T1 and T2 (see below); for α₁, α₂ = ± 45 ° this phase shift is always 180 ° and the absolute values of the slope of the signals are always the same.

Das Verfahren zur Erzeugung dieser Signale wird nachfolgend mti den zugehörigen Schaltskizzen beispielhaft angegeben. Das Kernstück der Meßsignalauswertung bildet die genannte Logikschaltung L1 mit den Ausgängen L, CLK und U/D*. Für die Beschreibung der Abläufe wird dabei, ohne die Erfindung einzuschränken, eine symmetrische Stellung der Analysatorwinkel gewählt, wobei eine besonders günstige Stellung bei α₁=+22,5° und α₂=-22,5° liegt. Dann besteht die günstigste Phasenverschiebung (90°) zwischen den Fotodetektorsignalen. Die Fotodetektorsignale verhalten sich in diesem Fall bezüglich ihrer Steigungen komplementär, d. h. die Steigung des einen ist maximal, wenn die des anderen minimal (null) ist.The procedure for generating these signals is described below with the associated circuit diagrams given as an example. The heart of the measurement signal evaluation is the aforementioned Logic circuit L1 with the outputs L, CLK and U / D *. For the description of the processes becomes, without restricting the invention, a symmetrical position of the analyzer angle chosen, with a particularly favorable position at α₁ = + 22.5 ° and α₂ = -22.5 °. Then there is the cheapest phase shift (90 °) between the photodetector signals. In this case, the photodetector signals behave with respect to their slopes complementary, d. H. the slope of one is maximum when that of the other is minimal (zero) is.

Erfindungsgemäß wird vorzugsweise jeweils das Fotodetektorsignal mit der momentanen absoluten größeren Steigung zur Berechnung des Linearisierungssignals L benutzt.According to the invention, the photodetector signal is preferably the one with the current one absolute larger slope used to calculate the linearization signal L.

In einem Festswertspeicher EPR sind die Werte der Umkehrfunktion (hier arccos) enthalten. Die Momentanwerte der Fotodetektorsignale (oder entsprechend ihre normierten, bzw. digitalisierten Signale x und y) werden abwechselnd auf den Festwertspeicher EPR gegeben, wo die Umrechnung unter Berücksichtigung der Signale x/y* und T1 (s. u.) vorgenommen wird.The values of the inverse function (here arccos) are contained in a fixed value memory EPR. The instantaneous values of the photodetector signals (or according to their normalized or digitized signals x and y) are alternately sent to the read-only memory EPR, where the conversion is carried out taking into account the signals x / y * and T1 (see below) becomes.

Da die Steigung der cos-förmigen Signale für alle Drehwinkel ϕ bekannt ist, wird die Umschaltbedingung direkt aus den Momentanwerten jedes der Signale abgeleitet (also ohne Differentiation). Zur Erzeugung eines den Wechsel zwischen den Signalen herbeiführenden Umschaltsignals x/y* werden die Signale x und y bzw. x und -y verglichen und gemäß der Bedingungen x<y oder x<-y durch ein Exklusiv-ODER verknüpft: x/y*=(x<y) XOR (x<-y). Der Vergleich findet in Komparatoren statt, an deren Ausgängen, abhängig von den genannten Bedingungen, die Taktsignale T1, T2 und CLK anstehen. Für x/y*=1 weist das Fotodetektorsignal x die größere absolute Steigung auf, ansonsten (x/y*=0) weist y die größere absolute Steigung auf. In den Umschaltpunkten ist der Absolutbetrag der Steigungen der Fotodetektor-Signale gleich: |dx/dϕ|=|dy/dϕ|. Die Bildung von -y wird in der Dualzahlendarstellung durch bit-weise Invertierung von y vorgenommen. Aus der Bestimmung des Signals mit der momentan größeren Steigung wird eine Zählrichtung (Zählrichtungssignal U/D*) bestimmt. Der Zeitpunkt zur Erzeugung eines Zählimpulses CLK (CLK=1) wird bestimmt durch die Bedingung x=y. Ist die Bedingung nicht erfüllt, dann ist CLK=0.Since the slope of the cos-shaped signals is known for all angles of rotation ϕ, the changeover condition derived directly from the instantaneous values of each of the signals (i.e. without Differentiation). To generate a changeover between the signals Switching signal x / y * the signals x and y or x and -y are compared and according to the Conditions x <y or x <-y linked by an exclusive OR: x / y * = (x <y) XOR (x <-y). The comparison takes place in comparators, at their outputs, depending on the named Conditions that apply to clock signals T1, T2 and CLK. For x / y * = 1 that means Photodetector signal x has the larger absolute slope, otherwise (x / y * = 0) y has that greater absolute slope. In the changeover points is the absolute amount of the slopes the photodetector signals are equal to: | dx / dϕ | = | dy / dϕ |. The formation of -y is in the Dual number representation by bitwise inverting of y. From the destination of the signal with the currently larger slope becomes a counting direction (counting direction signal U / D *) determined. The point in time for generating a counting pulse CLK (CLK = 1) determined by the condition x = y. If the condition is not met, then CLK = 0.

Die Signale L, CLK und U/D* sind durch folgende Formeln bestimmt:The signals L, CLK and U / D * are determined by the following formulas:

L = ½ arcoss(x)+α für (x/y*) = 1 und (x<y) = 1
L = 90°-½ arccos(x)+α für (x/y*) = 1 und (x<y) = 0
L = ½ arccos(y) - α für (x/y*) = 0 und (x<y) = 1
L = 90°-½ arcoss(y) - α für (x/y*) = 0 und (x<y) = 0
CLK = (x≡y); U/D* = x/y*.L = ½ arcoss (x) + α for (x / y *) = 1 and (x <y) = 1
L = 90 ° -½ arccos (x) + α for (x / y *) = 1 and (x <y) = 0
L = ½ arccos (y) - α for (x / y *) = 0 and (x <y) = 1
L = 90 ° -½ arcoss (y) - α for (x / y *) = 0 and (x <y) = 0
CLK = (x≡y); U / D * = x / y *.

Diese Gleichungen gelten zunächst für α<45°. Für 45°<α′<90° finden sie nach Vertauschen von x und y und α=90°-α′ ebenfalls Verwendung. Alle Analysatorwinkel a′′<90° lassen sich auf diese Grundintervalle zurückführen.These equations initially apply to α <45 °. For 45 ° <α ′ <90 ° you will find after swapping of x and y and α = 90 ° -α ′ also used. All analyzer angles a ′ ′ <90 ° can be lead back to these basic intervals.

Der Wertevorrat des Linearisierungssignals L kann (wie schon erwähnt) durch Tabellen (vorzugsweise in einem Festwertspeicher) zur Verfügung gestellt oder mit einem schnellen Prozeßrechner berechnet werden. Bei dem digitalen Linearisierungswert L entspricht der niedrigste Wert einem Drehwinkel von 0° und der höchste Wert einem Winkel von 90°. Demnach zählt der Zähler in 90°-Schritten.The value set of the linearization signal L can (as already mentioned) by tables (preferably in a read-only memory) or with a fast one Process computers can be calculated. With the digital linearization value L corresponds to the lowest value an angle of rotation of 0 ° and the highest value an angle of 90 °. Accordingly, the counter counts in 90 ° steps.

Anhand des zeitlichen Verlaufs der einzelnen Signale während einer Periode eines sin-förmigen Drehwinkels ϕ(t) veranschaulicht Fig. 4 dieses Verfahren im Detail.On the basis of the time profile of the individual signals during a period of sin-shaped rotational angle φ (t) illustrated FIG. 4 of this method in detail.

Da mit der Logikschaltung L1 oder mit einem Rechner lediglich Momentanwerte ausgewertet werden, sind keine Zwischenspeicher zur Erzeugung der Signale L, CLK bzw. U/D* erforderlich. Da außerdem eine begrenzte Anzahl von Eingangswerten auf eine ebenfalls begrenzte Anzahl von Ausgangswerten abgebildet wird, wird vorzugsweise vorgeschlagen, alle vorgenannten Verarbeitungsschritte in einem einzigen Festwertspeicher mit geeignetem Inhalt unterzubringen. Eine solche Ausgestaltung ist mit gängigen elektronischen Mitteln und Verfahren machbar; sie wird daher nicht detailliert wiedergegeben, sondern nur in Fig. 3 dadurch angedeutet, daß dort mit dem Bezugszeichen L1 die Zusammenfassung der abgebildeten Bauelemente in einem Festwertspeicher dargestellt ist.Since only instantaneous values are evaluated with the logic circuit L1 or with a computer, no buffers are required to generate the signals L, CLK or U / D *. In addition, since a limited number of input values are mapped to a likewise limited number of output values, it is preferably proposed to accommodate all of the above-mentioned processing steps in a single read-only memory with suitable content. Such an embodiment is feasible with common electronic means and methods; it is therefore not reproduced in detail, but is only indicated in FIG. 3 by the fact that the combination of the depicted components is represented in a read-only memory with the reference symbol L1.

Durch die Verwendung von Festwertspeichern mit typischerweise 16 Adreßleitungn würde sich zunächst eine beschränkte Auflösuung für die Signale x und y auf jeweils 8 bit ergeben. Ob die hieraus resultierende Winkelauflösung den Anforderungen an eine Meßsignalauswertung entspricht, wäre individuell zu prüfen. Bei der Verwendung größerer Halbleiterspeicher ist eine Verbesserung denkbar.By using read-only memories with typically 16 address lines there is initially a limited resolution for the signals x and y of 8 bits each. If the resulting angular resolution meets the requirements for a measurement signal evaluation would have to be checked individually. When using larger semiconductor memories is a Improvement conceivable.

Es sind Abweichungen des Ausgangssignals (Meßwert S) vom tatsächlichen Drehwinkel ϕ vorhanden, die durch systematische Fehler zustande kommen. Diese sind zum Teil korrigierbar. Während der Quantisierungsfehler prinzipiell auftritt, kann eine Fehlerabweichung ϕ-S erfindungsgemäß vergleichmäßigt und in symmetrische Lage zu null gebracht werden. Die Abweichung rührt her von der cos-Charakteristik; durch sie wird ein systematischer Fehler in Abhängigkeit von der Steigung erzeugt. Zur Fehlerbehebung wird bei der Berechnung des Linearisierungswerts L gemäß der folgenden Bedingung jeweils der Wert mit der geringsten Abweichung vom Drehwinkel ϕ ausgegeben: L′=f(x,y) mit |ϕ-L′|=min. (⇒|ϕ-S|=min.).There are deviations of the output signal (measured value S) from the actual angle of rotation ϕ available, which are caused by systematic errors. Some of these can be corrected. While the quantization error occurs in principle, an error deviation ϕ-S are equalized according to the invention and brought to zero in a symmetrical position. The Deviation arises from the cos characteristic; through it a systematic error in Dependence on the slope generated. To correct errors, the calculation of the Linearization value L according to the following condition, the value with the lowest Deviation from the angle of rotation ϕ output: L ′ = f (x, y) with | ϕ-L ′ | = min. (⇒ | ϕ-S | = min.).

Die Zuordnung L′=f(x, y) unterscheidet sich dabei nur geringfügig von den oben genannten Gleichungen für den Linearisierungswert L, und zwar genau um den korrigierbaren systematischen Fehler. Zur Realisierung bietet sich für diese Verfeinerung des Verfahrens ebenfalls eine Variante mit in Festwertspeicher ausgeführter Logikschaltung an. Diese Ausgestaltung basiert auf der simultanen Auswertung von x und y, d. h. es wird nicht funktional zwischen den Fotodetektorsignalen umgeschaltet.The assignment L '= f (x, y) differs only slightly from the above Equations for the linearization value L, precisely around the correctable systematic Error. This refinement of the method is also possible for implementation a variant with a logic circuit implemented in read-only memory. This configuration is based on the simultaneous evaluation of x and y, d. H. it won't be functional between the Switched photo detector signals.

Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung kann zu einer wesentlichen Vereinfachung der gesamten Auswerteschaltung durch Vereinfachung der Normierungsschaltung führen. Da sich die durch Digitalisierung von U_1N′=2U_x-1 sowie U_2N′=2U_y-1 (entspricht Gl. 3) entstehenden Wertepaare (x, y)′ für alle Drehwinkelamplituden ϕ_S - auch für ϕ_S<α - eindeutig einem Drehwinkel ϕ zuordnen lassen, kann die Korrektur der bei der Normierung auftretenden systematischen Abweichung von Gl. 2 anstatt durch die zweite Normierung ebenso durch Anpassung des Festwertspeicher-Inhalts realisiert werden. Dadurch entfällt die in Fig. 1 strichliert umrandete Schaltung L0 und es ergibt sich bei maximaler Ausnutzung der Fotodetektorsignale eine schaltungstechnische Minimalkonfiguration (bestehend aus Scheitelwertmesser, Dividierer, A/D-Wandler, Festwertespeicher und Zähler).A further advantageous embodiment can lead to a significant simplification of the entire evaluation circuit by simplifying the normalization circuit. Since the digitization of U _1N ′ = 2U _x -1 and U _2N ′ = 2U _y -1 (corresponds to Eq. 3), the value pairs (x, y) ′ for all rotation angle amplitudes ϕ _S - also for ϕ _S <α - can be clearly assigned to an angle of rotation ϕ, the correction of the systematic deviation of Eq. 2 instead of the second standardization can also be implemented by adapting the read-only memory content This eliminates the circuit L0 outlined in dashed lines in FIG. 1 and, with maximum utilization of the photodetector signals, a minimal circuit configuration results (consisting of a peak value meter, divider, A / D converter, fixed value memory and counter).

Hinsichtlich einer praktischen Realisierung der Erfindung sind noch verschiedene Randbedingungen zu beachten.With regard to a practical implementation of the invention, there are still various boundary conditions to consider.

Scheduling

Für die Steuersignale des Zählers COU gilt allgemein, daß die Information über die Zählrichtung U/D* um eine von den Spezifikationen des Zählers abhängige Zeitspanne τ eher als der Zählimpuls eintreffen muß. Dazu wird vorgeschlagen, eine Verzögerung des Zählimpuls- Signals CLK um den kleinen Betrag τ und die Zwischenspeicherung des Zählrichtungssignals U/D* bei jeder positiven Flanke des CLK-Signals vorzunehmen, so daß gilt: CLK′=CLK(t-τ) und U/D*′=U/D*(↑CLK).The general rule for the control signals of the counter COU is that the information about the counting direction U / D * by a time period τ depending on the specifications of the counter rather than the counting pulse must arrive. It is proposed to delay the count pulse Signal CLK by the small amount τ and the buffering of the counting direction signal U / D * on every positive edge of the CLK signal, so that: CLK ′ = CLK (t-τ) and U / D * ′ = U / D * (↑ CLK).

Darüber hinaus werden Linearisierungswert L und Zählwert Z synchronisiert, weil aus der zeitlichen Diskretisierung bzw. Quantisierung von x bzw. y beim Auftreten des Zählimpulses ein zeitlicher Versatz zwischen Linearisierungswert L und Zählwert Z auftritt, so daß der Meßwert S kurzzeitig fehlerhaft ist. Mit Hilfe des verzögerten Zählrichtungssignals CLK′ und dem üblicherweise von A/D-Wandlern zur Verfügung gestellten DR-Signal (DR=Data Ready), das die Gültigkeit der Daten anzeit, wird ein die Zwischenspeicherung des Linearisierungswerts L und des Zählwerts Z verzögernder Steuerimpuls DR′ abgeleitet:In addition, linearization value L and count value Z are synchronized because of the temporal discretization or quantization of x or y when the counting pulse occurs a time offset occurs between the linearization value L and the count value Z, so that the Measured value S is briefly incorrect. With the help of the delayed counting direction signal CLK 'and the DR signal (DR = Data Ready) usually provided by A / D converters, the date of validity of the data will be cached Linearization value L and the counting value Z delaying control pulse DR 'derived:

DR′ = (CLK′*).DR ′ = (CLK ′ *).

Error detection and suppression

Aufgrund der Sensorcharakteristik sind bei vorgegebenen Analysatorwinkeln nur bestimmte Kombinationen von x und y möglich. Tritt ein davon abweichendes Wertepaar (x, y) auf (vgl. Gl. 2), weist das auf eine Fehljustierung der Analysatoren oder eine Störung in den elektronischen Signalen hin (z. B. Rauschen). Durch Nutzung des Festwertspeicherausgangs ERR kann dieser Fehler beispielsweise angezeigt werden und/oder durch Berücksichtigung in verzögerte Steuersignale DR′ gemäß: DR′=(ERR*′*) zur Unterdrückung des Ausgangssignals benutzt werden. Dadurch bleibt der jeweils letzte (gültige) Meßwert S am Ausgang bestehen, bis das nächste gültige Wertepaar x, y auftritt. Außerdem steht es dem Anwender frei, durch die im Festwertspeicher gespeicherten Werte alle Wertepaare x, y gemäß der Abbildungsvorschrift L′=f(x, y) auf das Ausgangssignal zu geben oder nur die gültigen oder aber andere Strategien zu verfolgen. Eine in Fig. 5 skizzierte Schaltung übernimmt die beiden beschriebenen Funktionen Zeitliche Steuerung und Fehlererkennung/unterdrückung.Due to the sensor characteristics, only certain combinations of x and y are possible at given analyzer angles. If a different pair of values (x, y) occurs (see Eq. 2), this indicates a misalignment of the analyzers or a malfunction in the electronic signals (e.g. noise). By using the read-only memory output ERR, this error can be displayed, for example, and / or by taking into account delayed control signals DR 'according to: DR' = (ERR * '*) can be used to suppress the output signal. As a result, the last (valid) measured value S remains at the output until the next valid pair of values x, y occurs. In addition, the user is free to use the values stored in the read-only memory to give all pairs of values x, y to the output signal in accordance with the mapping rule L ′ = f (x, y) or to only pursue the valid or other strategies. A circuit outlined in FIG. 5 takes over the two functions described, time control and error detection / suppression.

Offset correction

Aufgrund der integrierenden Eigenschaft des in jedem Fall verwendeten Zählers ist dem Zählwert Z und damit dem Meßwert S im allgemeinen ein Offset überlagert, wenn die Meßsignalauswertung bei der Messung periodischer Größen zu einem vom Nulldurchgang abweichenden Zeitpunkt eingeschaltet wird. Maßnahmen, um diesen Offset zu eliminieren, sind dem Fachmann geläufig. Besonders effektiv ist eine Korrektur des Offsets direkt am Zähler. Dies kann einerseits durch Bestimmung des Offsets und nachträglicher Subtraktion oder andererseits durch Bestimmung des Nulldurchgangs und Rücksetzen des Zählers zu diesem Zeitpunkt geschehen. Wird darüber hinaus der Zähler aus zwei Einzelzählern Z1, Z2 gebildet, dann liefert die Summe dieser beiden Zähler Z1 und Z2 ein Offset-freies Signal, wenn der Zähler Z1 in einem Maximum und der Zähler Z2 im darauf folgenden Minimum des Signalverlaufs gestartet wird. Zur Bestimmung der Maxima bzw. Minima bieten sich die negativen bzw. positiven Flanken des Zählrichtungs-Bits U/D*′ an. Bei einem sin-förmigen Signalverlauf ϕ(t)=Φsin(ωt) gilt:Due to the integrating property of the counter used in each case, the Count value Z and thus the measured value S generally superimposed an offset when the Measurement signal evaluation when measuring periodic quantities to one from the zero crossing different time is switched on. Measures to eliminate this offset are familiar to the expert. Correcting the offset directly at the meter is particularly effective. This can be done on the one hand by determining the offset and subsequent subtraction or on the other hand, by determining the zero crossing and resetting the counter to it Time happen. If the counter is also formed from two individual counters Z1, Z2, then the sum of these two counters Z1 and Z2 provides an offset-free signal if the Counter Z1 in a maximum and the counter Z2 in the subsequent minimum of the signal curve is started. To determine the maxima or minima, the negative or positive edges of the count direction bit U / D * '. With a sin-shaped waveform ϕ (t) = Φsin (ωt) applies:

Z1(t) = Φsin(ωt) - Φ und Z2(t) = Φsin(ωt)+Φ,Z1 (t) = Φsin (ωt) - Φ and Z2 (t) = Φsin (ωt) + Φ,

so daß die Offset-Korrektur wird zu:so that the offset correction becomes:

Z(t)=(Z1(t)+Z2(t))/2=Φsin(ωt).Z (t) = (Z1 (t) + Z2 (t)) / 2 = Φsin (ωt).

In Fig. 1 wird ein Beispiel einer Normierungsschaltungsanordnung dargestellt. Mit ihr werden die aus den optischen Signalen (I1, I2) stammenden Fotodetektorsignale U1, U2 auf ihre positiven Amplituden U_1S, U_2S normiert, dazu werden die Fotodetektorsignale U1, U2 einerseits den Scheitelwertmessern SW1, SW2 bzw. direkt den Dividierern DV11, DV21 zugeführt. Der Amplitudenwert U_1S, U_2S wird jeweils als Divisor im Dividierer verwendet. Das Ergebnis sind die Signale U_x, U_y. Diese Signale U_x, U_y werden in der Schaltungsanordnung L0 weiterverarbeitet.An example of a normalization circuit arrangement is shown in FIG . It is used to normalize the photodetector signals U1, U2 originating from the optical signals (I1, I2) to their positive amplitudes U _1S , U _2S fed. The amplitude value U _1S , U _2S is used as a divisor in the divider. The result is the signals U _x , U _y . These signals U _x , U _y are further processed in the circuit arrangement L0.

Es werden die Elemente Sample S mit Verstärkungsfaktor v=1/cos²α, Fenster- Komparator F-K und zwei Dividierer DV12, DV22 eingesetzt. Nach Division durch den Normierungsfaktor k(ϕ) und Multiplikation mit 2 werden die Signale in Addierern AD1, AD2 um den Wert 1 vermindert; dann liegen die normierten Fotodetektorsignale U_1N, U_2N vor.The elements Sample S with gain factor v = 1 / cos²α, window comparator FK and two dividers DV12, DV22 are used. After division by the normalization factor k (ϕ) and multiplication by 2, the signals in adders AD1, AD2 are reduced by the value 1; then the standardized photodetector signals U _1N , U _{2N are} present.

In Fig. 2 wird eine Ausführung einer Schaltungsanordnung zur Auswertung der normierten Fotodetektorsignale U_1N, U_2N gezeigt. Diese werden zuerst in Analog-Digitalwandlern A/D in die digitalen Signale x, y gewandelt. Der Baustein L1 verarbeitet dieses Signal in der zuvor beschriebenen Weise und liefert die Signale L, CLK, U/D*, ERR. Der Zwischenspeicher LA dient als Synchronisator.In FIG. 2, an embodiment of a circuit arrangement for evaluating the normalized photodetector signals U _1N, _2N U is shown. These are first converted into digital signals x, y in analog / digital converters A / D. The block L1 processes this signal in the manner described above and supplies the signals L, CLK, U / D *, ERR. The temporary storage LA serves as a synchronizer.

U/D*′ und CLK′ sind verzögerte Signale, die in einer Zusatzschaltung ZF, die in Fig. 5 näher beschrieben wird, erzeugt werden können. DR ist das data-ready-Signal des A/D- Wandlers, bzw. DR′ das entsprechend verzögerte Signal. Die Zusatzschaltung ZF übernimmt die beiden beschriebenen Funktionen zeitliche Steuerung und Fehlerunterdrückung. Der Zählerausgang Z und das Linearisierungssignal L bilden schließlich den zum Drehwinkel ϕ proportionalen Meßwerts S.U / D * 'and CLK' are delayed signals that can be generated in an additional circuit ZF, which is described in more detail in FIG. 5. DR is the data-ready signal of the A / D converter, or DR 'the correspondingly delayed signal. The additional circuit ZF takes over the two functions described, time control and error suppression. The counter output Z and the linearization signal L finally form the measured value S proportional to the angle of rotation ϕ.

In Fig. 3 ist der Aufbau des Logikbausteins L1 aus Fig. 2 gezeigt. Dieser berechnet das Linearisierungssignal L und erzeugt die Zählimpulse CLK und das Zählrichtungs-Bit U/D* zur Ansteuerung des Zählers COU. Das digitale Signal x wird mit dem Signal y dem Komparator KO1 bzw. mit dem invertierten Signal -y dem Komparator KO2 zugeführt. Der Vergleichsvorgang dient dazu, das Signal mit der momentan absolut größeren Steigung festzustellen. Die Komparatorausgänge liefern die Taktsignale T1 bzw. T2 gemäß den Bedingungen x<y bzw. x<-y. Aus den Taktsignalen T1 und T2 wird in einem XOR- Gatter das Umschaltsignal x/y* erzeugt, welches angibt, ob das Signal x oder das Signal y die absolut größere Steigung aufweist und welches die Umschaltung zwischen x und y durch den Multiplexer MUX steuert. Es wird dann das Signal mit der absolut größeren Steigung zum Festwertspeicher EPR durchgeschaltet. Der Ausgang des Festwertspeichers EPR bildet daraus, aus dem Taktsignal T1 und aus dem Umschaltsignal x/y* das Linearisierungssignal L als niederwertigen Anteil des digitalen Meßwerts S. Das Umschaltsignal x/y* steuert gleichzeitig als Zählrichtungs-Bit U/D* den Zähler COU an. Die Zählimpulse CLK werden durch den Ausgang x=y erzeugt. Wie schon erwähnt, kann auch die Gruppe der Bauelemente in L1 durch einen Festwertspeicher ersetzt werden, der alle logischen Verknüpfungen zur Berechnung des Signals L und zur Erzeugung der Signale CLK, U/D*, ERR anhand von Tabellen vornimmt und darüber hinaus auch die Normierungsschaltung überflüssig machen kann.In Fig. 3, the structure of the logic module L1 of Fig. 2 is shown. This calculates the linearization signal L and generates the counting pulses CLK and the counting direction bit U / D * for driving the counter COU. The digital signal x is fed to the comparator KO1 with the signal y and to the comparator KO2 with the inverted signal -y. The comparison process serves to determine the signal with the currently absolutely larger slope. The comparator outputs deliver the clock signals T1 and T2 according to the conditions x <y and x <-y. From the clock signals T1 and T2, the switchover signal x / y * is generated in an XOR gate, which indicates whether the signal x or the signal y has the absolutely larger slope and which controls the switchover between x and y by the multiplexer MUX. The signal with the absolutely greater slope is then switched through to the read-only memory EPR. The output of the read-only memory EPR forms the linearization signal L as a low-value component of the digital measured value S from the clock signal T1 and the switchover signal x / y *. The switchover signal x / y * simultaneously controls the counter COU as the counting direction bit U / D * at. The counting pulses CLK are generated by the output x = y. As already mentioned, the group of components in L1 can also be replaced by a read-only memory, which performs all the logic operations for calculating the signal L and for generating the signals CLK, U / D *, ERR using tables, and also the standardization circuit can make redundant.

Fig. 4 ist eine Übersicht über die von der Auswerteanordnung erzeugten Impuls- und Signalfolgen während einer Periode eines sinusförmig verlaufenden Drehwinkels ϕ(t)=500°sin2π 50Hz · t bei symmetrischer Stellung der Analysatoren (α=22,5°). x und y sind die beiden normierten und digital gewandelten Meßsignale. Es wird das jeweils zwischen den strichliert eingezeichneten Festwerten c und -c mit c=½ befindliche Signal x oder y herangezogen, welches die absolut größere Steigung aufweist. Fig. 4 is an overview of the pulse and signal sequences generated by the evaluation arrangement during a period of a sinusoidal rotation angle ϕ (t) = 500 ° sin2π 50Hz · t with symmetrical position of the analyzers (α = 22.5 °). x and y are the two standardized and digitally converted measurement signals. The signal x or y located between the fixed values c and -c with dashed lines with c = ½ is used, which has the absolutely greater slope.

T1 und T2 sind die Taktsignale, die nach den Bedingungen x<y bzw. x<-y aus den Signalen x, y erzeugt werden. Das Zählrichtungs-Bit U/D* entsteht aus den Taktsignalen T1 und T2 und die Zählimpulse CLK entstehen aus dem Vergleich x=y. Das Linearisierungssignal L besteht stückweise aus cos-förmigen Abschnitten, die aus der arc-cos-Beziehung stammen. Z ist ein stufenförmiges Signal, welches vom Zähler COU geliefert wird. Die Addition der Signale L+Z ergibt den zum Drehwinkel ϕ proportionalen Meßwert S. T1 and T2 are the clock signals, which according to the conditions x <y and x <-y from the signals x, y are generated. The count direction bit U / D * arises from the clock signals T1 and T2 and the counting pulses CLK result from the comparison x = y. The linearization signal L consists piece by piece of cos-shaped sections, which from the arc-cos relationship come. Z is a step-shaped signal which is supplied by the counter COU. The Addition of the signals L + Z results in the measured value S proportional to the angle of rotation ϕ.

In Fig. 5 wird der Aufbau des Bausteins ZF aus Fig. 2 mit den dort benutzten Signalbezeichnungen in einer besonderen Ausgestaltung dargestellt. Der Baustein ZF dient der zeitlichen Steuerung im Sinne einer Verzögerung und der Fehlerunterdrückung. Das Zählimpulssignal CLK gelangt sowohl auf die Verzögerungseinheit τ als auch an das Flip-Flop FF. Hinter der Verzögerungseinheit τ steht das verzögerte Zählimpulssignal CLK′ an. In Fig. 6 ist die Fehlerabweichung ϕ-L zwischen dem Drehwinkel ϕ und dem in der Auswerteschaltung berechneten Linearisierungssignal L in Abhängigkeit von ϕ dargestellt. Der korrigierbare systematische Fehler wurde hierbei bereits abgezogen, so daß sich ein vom Drehwinkel ϕ und damit von den Steigungen der Signale x bzw. y unabhängiger und nahezu zu null symmetrischer Verlauf der Fehlerabweichung ϕ-L ergibt. Die Schwankungen (Linearitätsfehler) um die Null-Linie resultieren aus dem stufenartig verlaufenden digitalen Linearisierungssignal L gegenüber dem kontinuierlich verlaufenden Drehwinkel ϕ. Beim Verfahren von Valente et al. bewegt sich die Differenz ϕ-L im Intervall -3,5° bis +3,5°. In Fig. 6 ist weiterhin die cos-förmige Sensorcharakteristik durch die Größen dargestellt.In FIG. 5, the structure of the device ZF from FIG. 2 is shown with the signal names used there in a particular embodiment. The ZF block is used for time control in the sense of a delay and error suppression. The counting pulse signal CLK reaches both the delay unit τ and the flip-flop FF. Behind the delay unit τ is the delayed count signal CLK '. In FIG. 6, the error deviation φ is φ-L between the rotation angle calculated and displayed in the evaluation circuit linearization signal L as a function of φ the. The correctable systematic error has already been subtracted, so that the error deviation ϕ-L, which is independent of the angle of rotation ϕ and thus of the gradients of the signals x and y, is almost symmetrical. The fluctuations (linearity errors) around the zero line result from the step-like digital linearization signal L compared to the continuously rotating angle of rotation ϕ. In the Valente et al. the difference ϕ-L ranges from -3.5 ° to + 3.5 °. In Fig. 6, the cos-shaped sensor characteristic is further represented by the sizes.

Claims

1. A method for evaluating the rotation of the polarization plane of a transducer on the basis of an optical effect which effects the rotation of the polarization plane, with generation of two optical signals I1, I2 from a measurement beam in a polarimetric arrangement consisting of two analyzers, with conversion of the optical signals I1, I2 and with a device (L1) for evaluating the converted optical signals U1, U2 and determination of the rotation of the polarization plane, whereby to determine the angle of rotation φ of the polarization plane from the converted optical signals U1, U2 is the inverse transfer function is used, characterized that both converted optical signals (photodetector signals U1, U2) are converted with the inverse transfer function.

2. Measured value evaluation method according to claim 1, characterized in that the optical Signals I1, I2 with a symmetrical angular position of the analyzers with respect to the polarizer angle (ϕ = 0) can be obtained.

3. Measured value evaluation method according to claim 2, characterized in that the optical Signals I1, I2 at an angular position of the analyzers of α₁ = + 22.5 ° and α₂ = -22.5 ° be won.

4. Measured value evaluation method according to one of the preceding claims, characterized in that that attenuation-loaded photodetector signals U1, U2 damping adjusted and / or standardized.

5. Measured value evaluation method according to claim 4, characterized in that the photodetector signals U1, U2 are normalized to their amplitudes U1S, U2S, from which signals U _x , U _y arise.

6. Measured value evaluation method according to claim 5, characterized in that a further normalization of the signals U _x , U _y by division by a value k is carried out with k = U _x / cos²α or k = U _y / cos²α at the point ϕ = 0 ° and / or in places of the integer multiple of ϕ = 180 °, so that the dependence on the amplitude of the measured variable (angle of rotation ϕ) is eliminated.

7. Measurement value evaluation method according to one of the preceding claims, characterized in that a buffering of a linearization value L and a count value Z is carried out by a time which is greater than the delay for the arrival of a counting pulse CLK until linearization value L, counting pulse CLK and count direction bit U / D * are determined by the following formulas: L = ½ arccos (x) + α for (x / y *) = 1 and (x <y) = 1
L = 90 ° -½ arccos (x) + α for (x / y *) = 1 and (x <y) = 0
L = ½ arccos (y) - α for (x / y *) = 0 and (x <y) = 1
L = 90 ° -½ arccos (y) - α for (x / y *) = 0 and (x <y) = 0CLK = (x≡y), U / D * = x / y *, x, y: Temporally discretized, digitized signals, and the value set of the linearization value L is made available by tables.

8. Measured value evaluation method according to one of the preceding claims, characterized in that when a pair of values occurs, the standardized signals U _1N , U _2N , which have been converted into temporally discretized, digitized signals x, y, do not have the condition x = cos (2 (ϕ-α)), y = cos (2 (ϕ + α)) is fulfilled, the output of the current measured value S is suppressed and the previous measured value is output instead.

9. Measured value evaluation method according to one of claims 7 or 8, characterized in that an offset of the temporally discretized, digitized signals x, y is determined and by subtraction or is corrected by resetting the counter value Z.

10. Measured value evaluation method according to one of the preceding claims, characterized in that that sections only alternately one of the photodetector signals U1, U2 with the inverse transfer function is converted, with the analyzer angle at one position after the condition | α₁ - α₂ | ≠ 90 ° the section change takes place so that each Photodetector signal U1, U2 with the absolutely greater change over time is used.

11. Measured value evaluation method according to claim 10, characterized in that both processed Signals x, y are continuously fed to a comparator (KO1, KO2) that the Comparator (KO1, KO2) that of the processed signals x, y with that currently absolute major time change selects that the comparator (KO1, KO2) with a clock signal T1 the condition x <y and a second clock signal T2 with the condition x <-y form that two clock signals T1, T2 with a XOR operation, a switching signal x / y * for control a switch (MUX) that one of the arguments [2 (ϕ-a) or 2 (ϕ + a)] of the photo detector signal (x or y) selected by the switching signal x / y * via the Reverse function is calculated and divided by 2 and the condition of the first clock signal T1 equals zero, the argument thus converted is inverted as an intermediate result and at 90 ° is added that by adding or subtracting the analyzer angle α depending A linearization value L arises from the switchover signal x / y *, that in the condition count direction bit U / D * = 1 and x = y a counter (COU) incremented by 1 and on condition Count direction bit U / D * = 0 and x = y a counter (COU) is decreased by 1 and that the Measured value S is formed from the addition of linearization value L and count value Z.

12. Measured value evaluation method according to one of the preceding claims 1 to 9, characterized characterized in that the functional values of the linearization value in a read-only memory L, the counting pulses CLK and the counting direction pulses U / D * for all combinations of the processed Signals x, y are stored that in the condition count direction bit U / D * = 1 and CLK = 1 a counter (COU) incremented by 1 and with the condition count direction bit U / D * = 0 and CLK = 1 a counter (COU) is reduced by 1 and the measured value S from the addition of linearization value L and count value Z is formed.

13. Measured value evaluation method according to claim 12, characterized in that instead of Temporally discretized, digitized signals x, y by digitizing the peak values standardized photodetector signals formed signals x ', y' for addressing the read-only memory to be used.