DE4315906A1 - Power supply circuit - Google Patents

Power supply circuit

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DE4315906A1
DE4315906A1 DE19934315906 DE4315906A DE4315906A1 DE 4315906 A1 DE4315906 A1 DE 4315906A1 DE 19934315906 DE19934315906 DE 19934315906 DE 4315906 A DE4315906 A DE 4315906A DE 4315906 A1 DE4315906 A1 DE 4315906A1
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Wolfgang Koch
Hans-Juergen Kettschau
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Abstract

A power supply circuit is described, having an inductive storage element for storing electrical energy and a switching device for the essentially periodic supply of the power to the storage element, a rectifier arrangement for dissipating power from the storage element, a first control device for emitting a first control signal to control the rectifier arrangement synchronously with the supply of power via the switching device, a freewheeling arrangement for dissipating a current, which is not passed by the rectifier arrangement, in the storage element of a second control device for emitting a second control signal to control the freewheeling arrangement as a function of the current in the storage element. In the case of this circuit, according to the invention the occurrence of parallel-path currents and hence overloads of the components is avoided and an increase in the efficiency is achieved by an interlocking logic circuit, by means of which the rectifier arrangement and the freewheeling arrangement can be switched in opposition into a conducting and inhibited state, respectively, in such a way that a current flowing through both does not occur. <IMAGE>

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Stromversorgungs­ schaltung mit einem induktiven Speicherelement zum Speichern elektrischer Energie und einer Schaltvorrichtung zum im wesentlichen periodischen Zuführen der Energie zum Speicherelement, einer Gleichrichteranordnung zum Abführen von Energie aus dem Speicherelement, einer ersten Steuereinrichtung zum Abgeben eines ersten Steuersignals zum Steuern der Gleichrichteranordnung synchron zum Zuführen der Energie über die Schaltvorrichtung, einer Freilaufanordnung zum Ableiten eines nicht von der Gleich­ richteranordnung geführten Stromes im Speicherelement, einer zweiten Steuereinrichtung zum Abgeben eines zweiten Steuersignals zum Steuern der Freilaufanordnung in Abhängigkeit vom Strom im Speicherelement.The invention relates to a power supply circuit with an inductive storage element for Storage of electrical energy and a switching device for essentially periodically supplying the energy for Storage element, a rectifier arrangement for removal of energy from the storage element, a first one Control device for emitting a first control signal to control the rectifier arrangement in synchronism with Supplying the energy via the switching device, one Freewheel assembly for deriving one from the same rectifier arrangement led current in the storage element, a second control device for delivering a second Control signal for controlling the freewheel arrangement in Dependence on the current in the storage element.

Aus der Veröffentlichung Nr. U-103 der Firma Unitrode mit dem Titel "Bipolare Synchrongleichrichter verbessern den Wirkungsgrad von Netzteilen", insbesondere Bild 9 auf Seite A6-4 mit zugehöriger Beschreibung, ist ein Durch­ flußwandler mit einem bipolaren Synchrongleichrichter mit zwei Transistoren bekannt. Dieser Durchflußwandler weist einen Transformator auf, dessen Primärwicklung über zwei Schalttransistoren an eine Eingangsspannung angeschlossen ist. Eine Sekundärwicklung des Transformators ist durch zwei Anzapfungen in drei Abschnitte aufgeteilt. Der mittlere Abschnitt zwischen den beiden Anzapfungen liefert über einen der Synchrongleichrichter-Transistoren und eine mit diesem in Reihe geschaltete Filterdrossel einen Strom an einen angeschlossenen Verbraucher. Der Basisanschluß dieses Synchrongleichrichter-Transistors ist über einen Widerstand an einen Endanschluß der Primärwicklung ange­ schlossen und wird durch die über den Wicklungsteil der Sekundärwicklung, der zwischen dem Kollektoranschluß des Synchrongleichrichter-Transistors und dem Endanschluß der Sekundärwicklung angeordnet ist, hervorgerufene Spannung gesteuert. Die Filterdrossel ist ebenfalls als Trans­ formator mit einer Sekundärwicklung ausgebildet, deren einer Anschluß mit der zweiten Anzapfung und deren anderer Anschluß über einen Widerstand mit dem Basisanschluß eines zweiten Synchrongleichrichter-Transistors verbunden ist, dessen Emitteranschluß mit dem Emitteranschluß des (ersten) Synchrongleichrichter-Transistors und dessen Kollektoranschluß mit der zweiten Anzapfung verbunden ist. Außerdem ist vom Basisanschluß des zweiten Synchron­ gleichrichter-Transistors eine Verbindung über eine Diode an den zweiten Endanschluß der Sekundärwicklung des Trans­ formators, über den die Energie aus der Eingangsspannung zugeführt wird, geführt.From publication no. U-103 by Unitrode with entitled "Bipolar Synchronous Rectifiers Improve Efficiency of power supplies ", in particular Figure 9 Page A6-4 with the associated description is a through flow converter with a bipolar synchronous rectifier known two transistors. This flow converter has a transformer, whose primary winding over two Switching transistors connected to an input voltage is. A secondary winding of the transformer is through two taps divided into three sections. Of the middle section between the two taps provides via one of the synchronous rectifier transistors and one a current with this filter choke connected in series to a connected consumer. The basic connection this synchronous rectifier transistor is over one Resistance to one end of the primary winding closed and is by the over the winding part of the  Secondary winding between the collector connection of the Synchronous rectifier transistor and the end connection of the Secondary winding is arranged, caused voltage controlled. The filter choke is also a trans Formator formed with a secondary winding, the one connection with the second tap and the other Connection via a resistor to the base connection of a second synchronous rectifier transistor is connected, whose emitter connection with the emitter connection of the (First) synchronous rectifier transistor and its Collector connection is connected to the second tap. In addition, the base connection of the second is synchronous rectifier transistor connected via a diode to the second end connection of the secondary winding of the trans formators, through which the energy from the input voltage is fed, led.

Wie bereits in der Veröffentlichung U-103 dargelegt ist, ergeben sich beispielsweise aus den langen Sperrverzöge­ rungszeiten der Synchrongleichrichter-Transistoren Probleme, die einerseits zu unerwünschten Stromspitzen und andererseits zu erhöhten Verlustleistungen in der Schaltung führen. Andererseits muß bei einer derartigen Schaltungsanordnung mit Synchrongleichrichtern vermieden werden, daß beide Synchrongleichrichter-Transistoren gleichzeitig derart in den leitenden Zustand geraten, daß über beide ein Kurzschlußstrom durch die beiden Anzapfun­ gen der Sekundärwicklung des Transformators fließt. Ein solcher Kurzschlußstrom würde zumindest den Wirkungsgrad einer derartigen Stromversorgungsschaltung verringern, schlimmstenfalls sogar zu deren Zerstörung führen. Zwar kann, wie auch aus der Veröffentlichung U-103 zu entnehmen ist, das gleichzeitige Leiten beider Synchrongleich­ richter-Transistoren durch eine Verzögerung zwischen dem Ausschalten des einen Transistors und dem Einschalten des anderen Transistors vermieden werden, doch führt dies zu einer zusätzlichen Belastung der Schalttransistoren auf der Primärseite des Transformators. Die Schaltungsanord­ nung nach der Veröffentlichung U-103 zeigt zwar in Gestalt von primärseitig am Transformator angeordneten Gleich­ richterdioden Maßnahmen, um diesen nachteiligen Auswir­ kungen zu begegnen, jedoch müssen diese Gleichrichter­ dioden sehr kurze Sperrverzögerungszeiten aufweisen, was hohe Anforderungen an ihre Herstellung bedeutet.As already stated in publication U-103, result, for example, from the long blocking delays times of the synchronous rectifier transistors Problems that lead to undesired current peaks and on the other hand to increased power losses in the Lead circuit. On the other hand, such Circuit arrangement with synchronous rectifiers avoided that both synchronous rectifier transistors at the same time get into the conductive state that a short-circuit current through both of the taps against the secondary winding of the transformer. A such short-circuit current would at least increase efficiency reduce such a power supply circuit, in the worst case, even lead to their destruction. Though can, as can be seen from the publication U-103 is the simultaneous conducting of both synchronously richter transistors due to a delay between the Turn off one transistor and turn on the  other transistor can be avoided, but this leads to an additional load on the switching transistors the primary side of the transformer. The circuit arrangement The release after publication U-103 shows in shape of DC arranged on the primary side of the transformer richterdioden measures to this adverse impact counteracting, however, these rectifiers must diodes have very short blocking delay times, what high demands on their production means.

Aus der Veröffentlichung AN92-4 der Firma Siliconix über den Leistungshalbleitersatz Si9150 ist ein Regler mit zwei MOS-Feldeffekttransistoren bekannt, die mit ihren Haupt­ strompfaden in Reihe zwischen einem Versorgungsspannungs­ anschluß und einer Masseleitung geschaltet sind. Von der Verbindung zwischen den beiden Transistoren wird die Ausgangsspannung abgeleitet. Bei dieser Schaltungsanord­ nung wird ein gleichzeitiges Leiten beider Transistoren und damit ein Kurzschluß der Versorgungsquelle ebenfalls durch eine Schaltverzögerung zwischen dem Ausschalten eines der Transistoren und dem Einschalten des anderen Transistors vermieden.From the publication AN92-4 by Siliconix about the power semiconductor set Si9150 is a controller with two MOS field effect transistors known with their main current paths in series between a supply voltage connection and a ground line are connected. Of the Connection between the two transistors is the Output voltage derived. With this circuit arrangement voltage is a simultaneous conduction of both transistors and thus a short circuit of the supply source as well due to a switching delay between switching off one of the transistors and turning on the other Transistor avoided.

Die Erfindung hat die Aufgabe, eine Stromversorgungsschal­ tung der eingangs genannten Art mit geringem Schaltungs­ aufwand in der Weise zu verbessern, daß einerseits die auftretende Verlustleistung verringert, eine starke Belastung einzelner Bauteile sowie insbesondere ein Kurz­ schluß über die Synchrongleichrichter-Transistoren ver­ mieden und andererseits eine möglichst geringe Anforderung an die Kenndaten der verwendeten Bauelemente gestellt wird.The invention has the task of a power supply scarf device of the type mentioned with low circuit effort to improve in such a way that on the one hand the power loss is reduced, a strong Load of individual components and in particular a short conclusion on the synchronous rectifier transistors ver avoided and on the other hand the lowest possible requirement to the characteristics of the components used becomes.

Diese Aufgabe wird bei einer Stromversorgungsschaltung der gattungsgemäßen Art gelöst durch eine logische Verriege­ lungsschaltung, durch die die Gleichrichteranordnung und die Freilaufanordnung gegensinnig in einen leitenden bzw. gesperrten Zustand schaltbar sind, derart, daß kein beide durchfließender Strom auftritt.This task is the case of a power supply circuit generic type solved by a logical locking  tion circuit through which the rectifier arrangement and the freewheel arrangement in opposite directions in a conductive or locked state are switchable, such that neither flowing current occurs.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung hat den Vorteil, daß das gleichzeitige Leiten der Gleichrichteranordnung und der Freilaufanordnung und damit das Auftreten von Kurzschlußströmen oder Querströmen zuverlässig dadurch verhindert ist, daß die Steuersignale nicht nur gegenein­ ander verriegelt sind, sondern dadurch zusätzlich auch ohne die Anwendung gesonderter Verzögerungsglieder in den gewünschten Zeitfenstern liegen. Dadurch werden zusätzlich auch sogenannte Totzeiten vermieden, durch die, wie beim Stand der Technik beschrieben, unerwünschte Belastungen der Bauteile und Verringerungen des Wirkungsgrades der Stromversorgungsschaltung entstehen. Insgesamt wird die so erreichte Verbesserung des Wirkungsgrades mit geringem Schaltungsaufwand erreicht, der zum einen aus einer sehr geringen Zusatzbeschaltung und andererseits aus niedrigen Anforderungen an die die Lastströme und daraus resultie­ renden Ströme leitenden Bauteile besteht. Dabei müssen in der Funktionssicherheit auch in kritischen Betriebsfällen wie Hochlauf, Kurzschluß oder Leerlauf am Ausgang oder sprungartigem Wechsel der Last keinerlei Einbußen hin­ genommen werden.The circuit arrangement according to the invention has the advantage that the simultaneous conduction of the rectifier arrangement and the freewheel arrangement and thus the occurrence of Short circuit currents or cross currents reliably thereby is prevented that the control signals not only against each other are locked, but also additionally without the use of separate delay elements in the desired time slots. This will additionally also so-called dead times avoided, as with the Described prior art, undesirable loads of the components and reductions in the efficiency of the Power supply circuit arise. Overall, it will achieved improvement in efficiency with little Circuit effort achieved, on the one hand from a very low additional wiring and on the other hand from low Requirements for the load currents and resulting from them currents conductive components. Thereby in functional reliability even in critical operating cases such as run-up, short-circuit or idle at the output or sudden change of load no loss be taken.

Bei der erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltung werden bevorzugt das erste und das zweite Steuersignal von der Verriegelungsschaltung miteinander logisch verknüpft. Diese logische Verknüpfung kann bevorzugt derart ausge­ staltet sein, daß die Verriegelungsschaltung zwei Und- Gatter umfaßt mit je einem invertierenden und einem nicht invertierenden Eingang sowie je einem Ausgang, daß dem nicht invertierenden Eingang jedes der Und-Gatter je eines der Steuersignale zugeleitet und vom zugehörigen Ausgang des Und-Gatters an die Gleichrichteranordnung bzw. die Freilaufanordnung geführt wird und daß jedes Steuersignal außerdem an den invertierenden Eingang des jeweils anderen Und-Gatters geführt ist.In the power supply circuit according to the invention preferably the first and the second control signal from the Interlock circuit logically linked. This logical combination can preferably be made in this way be that the interlock circuit two and Gate includes one inverting and one not inverting input and one output each that the non-inverting input of each of the AND gates one each  of the control signals and from the associated output of the AND gate to the rectifier arrangement or Freewheel arrangement is performed and that each control signal also to the inverting input of the other And gate is performed.

An dieser Stelle sei angemerkt, daß aus einer Veröffent­ lichung der Firma Siliconix vom 01.02.1990 über die Schaltkreise Si9120 und Si9112 mit dem Titel "Synchronous Rectification with Power Mosfets" eine Schaltungsanordnung für eine Stromversorgungsschaltung mit einem Übertrager bekannt ist, dessen Primärwicklung über einen primär­ seitigen Schalttransistor Energie zugeführt wird. An die Anschlüsse einer Sekundärwicklung des Übertragers ist die Reihenschaltung zweier Synchrongleichrichter-Transistoren angeschlossen, und über einem dieser Synchrongleich­ richter-Transistoren wird eine Spannung abgegriffen und einem Ausgang zugeführt. Eine Ansteuerschaltung steuert den primärseitigen Schalttransistor über einen Widerstand und zusätzlich die beiden Synchrongleichrichter-Tran­ sistoren über je ein Und-Gatter und einen nachgeschalteten Widerstand. Dabei ist bei einem der Und-Gatter der verwendete Eingang als invertierender Eingang ausgeführt. Die jeweils zweiten Eingänge der Und-Gatter sind mit einer positiven Hilfsspannung bzw. Masse verbunden. Die Und- Gatter wirken dadurch als invertierende bzw. nicht inver­ tierende Treiberstufen für die Synchrongleichrichter- Transistoren.At this point it should be noted that from a published Siliconix company dated 01.02.1990 on the Circuits Si9120 and Si9112 entitled "Synchronous Rectification with Power Mosfets "a circuit arrangement for a power supply circuit with a transformer is known whose primary winding is primary side switching transistor energy is supplied. To the Connections of a secondary winding of the transformer is Series connection of two synchronous rectifier transistors connected, and over one of these synchronous equals a voltage is tapped and richter transistors fed to an output. A control circuit controls the primary-side switching transistor via a resistor and in addition the two synchronous rectifier trains sistors via an AND gate and a downstream one Resistance. One of the AND gates is the used input implemented as an inverting input. The second inputs of the AND gates are with one positive auxiliary voltage or ground connected. The and As a result, gates act as inverting or non-inverting driver stages for the synchronous rectifier Transistors.

Zwar soll bei dieser Schaltungsanordnung ein Querstrom durch beide Synchrongleichrichter-Transistoren durch die Beschaltung mit den Und-Gattern vermieden werden. Es zeigt sich jedoch, daß dies nur dann gegeben ist, wenn der primärseitige Schalttransistor und die Synchrongleich­ richter-Transistoren sehr schnell abgeschaltet werden. In this circuit arrangement, it is true that a cross current through both synchronous rectifier transistors through the Wiring with the AND gates can be avoided. It shows however, that this is only the case if the primary-side switching transistor and the synchronous Richter transistors can be switched off very quickly.  

Dies erfordert einerseits Bauelemente mit besonders kurzen Schaltzeiten, andererseits wird einer Verringerung der Abschaltzeiten insbesondere des primärseitigen Schalttran­ sistors beispielsweise durch die Streuinduktivität des Übertragers eine Grenze gesetzt. Bei verlangsamtem Abschalten des primärseitigen Schalttransistors ist dann derjenige Synchrongleichrichter-Transistor bereits abge­ schaltet, der eine Gleichrichterdiodenfunktion übernimmt, während der zweite Synchrongleichrichter-Transistor, der eine Freilaufdiodenfunktion übernimmt, bereits einge­ schaltet ist. Über den letzteren Transistor und die bauartbedingte, parasitäre Diode des erstgenannten Synchrongleichrichter-Transistors stellt sich dann trotz­ dem noch ein Querstrom, d. h. ein Kurzschlußstrom der Sekundärwicklung des Übertragers, ein.On the one hand, this requires components with particularly short ones Switching times, on the other hand, a reduction in Switch-off times, in particular of the primary-side switching oil sistors, for example, by the leakage inductance of the Transmitter set a limit. When slowed down The primary-side switching transistor is then switched off the synchronous rectifier transistor already abge switches, which takes over a rectifier diode function, while the second synchronous rectifier transistor, the a freewheeling diode function, already switched on is switched. About the latter transistor and the design-related, parasitic diode of the former Synchronous rectifier transistor then turns despite which is still a cross flow, d. H. a short circuit current of Secondary winding of the transformer, a.

Darüber hinaus wird bei der Schaltung nach der Druck­ schrift der Firma Siliconix vom 01.02.1990 lediglich eine einzige, bezüglich des Übertragers primärseitig angeord­ nete Quelle für die Ansteuersignale sowohl des primär­ seitigen Schalttransistors als auch der Synchrongleich­ richter-Transistoren verwendet. Somit ist bei dieser Schaltungsanordnung auch keine Verriegelung der Steuer­ signale zweier unterschiedlicher Steuereinrichtungen nötig und vorhanden. Bei der erfindungsgemäßen Stromversorgungs­ schaltung wird dagegen die Freilaufanordnung von einer zweiten Steuereinrichtung und einem daraus gewonnenen zweiten Steuersignal gesteuert, wodurch sich eine verbesserte, zeitliche Abfolge der Ströme durch die Gleichrichteranordnung und die Freilaufanordnung erzielen läßt.In addition, when switching after the pressure written by Siliconix from 02/01/1990 only one only one, arranged on the primary side with respect to the transmitter nete source for the control signals of both the primary side switching transistor as well as the synchronous Richter transistors used. So with this Circuit arrangement also no locking of the tax signals from two different control devices necessary and present. In the power supply according to the invention circuit, however, the freewheel arrangement of one second control device and one obtained therefrom controlled second control signal, resulting in a improved, temporal sequence of the flows through the Rectifier assembly and the freewheel assembly achieve leaves.

Eine Verringerung von Kurzschluß- bzw. Querströmen durch beide Synchrongleichrichter-Transistoren und eine damit verbundene Verbesserung des Wirkungsgrades bei der aus der Druckschrift der Firma Siliconix vom 01.02.1990 bekannten Schaltungsanordnung durch eine Verkürzung der Schaltzeiten würde außer zu dem bereits beschriebenen, höheren Bauteileaufwand bzw. höheren Aufwand für deren Gestaltung auch zu einer Vergrößerung von Störsignalen durch steilere Schaltflanken führen. Diese enthalten in höherem Maße Signalkomponenten bei hohen Frequenzen, die durch ent­ sprechende Filtereinrichtungen oder andere Maßnahmen mit vergleichbarem Effekt unterdrückt werden müssen. Bei der Stromversorgungsschaltung nach der Erfindung treten jedoch vergleichsweise lange Schaltzeiten auf, wodurch die beschriebenen hochfrequenten Störungen von vornherein begrenzt oder vermieden werden.A reduction in short-circuit or cross currents both synchronous rectifier transistors and one with it associated improvement in efficiency when out of  Siliconix publication of February 1, 1990 known Circuit arrangement by shortening the switching times would go beyond the higher one already described Component effort or higher effort for their design also to increase interference signals due to steeper Lead switching edges. These contain to a greater extent Signal components at high frequencies caused by ent speaking filter devices or other measures comparable effect must be suppressed. In the However, power supply circuitry according to the invention occur comparatively long switching times, which makes the described high-frequency interference from the outset be limited or avoided.

Bevorzugt sind bei der erfindungsgemäßen Stromversorgungs­ schaltung die Gleichrichteranordnung und die Freilauf­ anordnung mit MOS-Feldeffekttransistoren ausgebildet. Diese haben gegenüber beispielsweise Bipolartransistoren wesentlich verringerte Steuerleistungen und bauartbedingt ohne besonderen Aufwand auch verringerte sogenannte Sperr­ verzögerungszeiten. Dadurch können die Verluste besonders niedrig gehalten werden und es kann ohne Nachteile auch eine höhere Schaltfrequenz für die Schaltvorrichtung, die Gleichrichteranordnung und die Freilaufanordnung gewählt werden. Dies wirkt sich auch günstig auf die Dimen­ sionierung beispielsweise des Speicherelements aus. Darüber hinaus können MOS-Feldeffekttransistoren als in beiden Richtungen wirkende Synchrongleichrichter derart betrieben werden, daß der Strom durch das induktive Speicherelement auch bei geringer Belastung der Strom­ versorgungsschaltung oder bei Leerlauf am Ausgang stets kontinuierlich ist. Im Gegensatz zur Verwendung herkömm­ licher Gleichrichterdioden entsteht somit kein "lückender" Betrieb, wodurch das Regelverhalten bei einer Strom­ versorgungsschaltung, bei der der Betrieb des primär­ seitigen Schalttransistors durch die Ausgangsspannung nachgesteuert wird, verbessert werden kann. Eine direkte Beeinflussung des Tastverhältnisses bei der Ansteuerung des primärseitigen Schalttransistors ist dabei unter­ bunden, unabhängig von der Last. Dadurch kann eine sogenannte Vorlast eingespart werden, was ebenfalls zur Verbesserung des Gesamtwirkungsgrades beiträgt.Preferred in the power supply according to the invention circuit the rectifier arrangement and the freewheel arrangement formed with MOS field effect transistors. Compared to, for example, bipolar transistors significantly reduced tax benefits and design-related Reduced so-called locks without any special effort delay times. This can make the losses special be kept low and it can be done without any drawbacks too a higher switching frequency for the switching device that Rectifier arrangement and the freewheel arrangement selected become. This also has a favorable effect on the dimensions Sioning of the storage element, for example. In addition, MOS field effect transistors as in synchronous rectifiers acting in both directions operated that the current through the inductive Storage element even at low power loads supply circuit or when the output is idling is continuous. In contrast to the use of conventional rectifier diodes there is no "gaping" Operation, which reduces the control behavior at a current supply circuit in which the operation of the primary  side switching transistor by the output voltage is adjusted, can be improved. A direct one Influencing the duty cycle during control of the primary-side switching transistor is below tied regardless of the load. This can cause a so-called preload can be saved, which also leads to Improves overall efficiency.

Nach einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung sind den Hauptstrompfaden der MOS-Feldeffekttransistoren Dioden parallelgeschaltet. Durch diese Dioden können die von der Gleichrichteranordnung bzw. der Freilaufanordnung aufzu­ nehmenden Ströme in den Zeitintervallen geleitet werden, in denen das Ein- bzw. Ausschalten der MOS-Feldeffekttran­ sistoren verzögert wird. Diese Dioden können bevorzugt auch durch die internen, parasitären Dioden der MOS-Feld­ effekttransistoren gebildet werden.According to an advantageous development of the invention the main current paths of the MOS field-effect transistors diodes connected in parallel. Through these diodes the of the Rectifier arrangement or the freewheel arrangement increasing currents are conducted in the time intervals, in which switching the MOS field effect on and off is delayed. These diodes can be preferred also through the internal, parasitic diodes of the MOS field effect transistors are formed.

In einer anderen Fortbildung der Erfindung wird die Ener­ gie von der Schaltvorrichtung, d. h. vorzugsweise dem primärseitigen Schalttransistor, durch einen Übertrager zum Speicherelement geführt. Durch einen derartigen Über­ trager kann einerseits ein beliebiges Spannungsverhältnis vorgegeben und andererseits vorteilhaft eine Potential­ trennung zwischen der Schaltvorrichtung und der ersten Steuereinrichtung einerseits und den übrigen Elementen der Stromversorgungsschaltung gemäß der Erfindung andererseits hergestellt werden. Im Gegensatz zu den aus dem Stand der Technik bekannten Schaltungsanordnungen läßt sich eine derartige Potentialtrennung einfach und ohne Verschlechte­ rung der Eigenschaften der Schaltungsanordnung einfügen. So müßte in den Schaltungsanordnungen, bei denen ein gleichzeitiges Leiten der Synchrongleichrichter-Tran­ sistoren, d. h. ein Querstrom, durch gezielte Schaltver­ zögerungen bewirkt wird, zumindest eine neue Abstimmung dieser Verzögerungszeiten vorgenommen werden, u. a. durch Einfügen neuer oder anderer Verzögerungseinrichtungen. Darüber hinaus bieten beispielsweise die Druckschriften AN92-4 der Firma Siliconix oder die Druckschrift dieser Firma vom 01.02.1990 keinerlei Hinweis darauf, wie unter diesen veränderten Bedingungen die zeitliche Abfolge mit zwei Steuersignalen zu bewerkstelligen ist.In another development of the invention, the Ener gie from the switching device, d. H. preferably that primary-side switching transistor, through a transformer led to the storage element. By such an over on the one hand can be any tension ratio predetermined and on the other hand advantageous a potential separation between the switching device and the first Control device on the one hand and the other elements of the Power supply circuit according to the invention on the other hand getting produced. In contrast to those from the prior art Known circuit arrangements can be a such isolation easily and without deterioration Insert the properties of the circuit arrangement. So would have in the circuit arrangements in which a simultaneous conduction of the synchronous rectifier train sistors, d. H. a cross flow, through targeted switching delays is caused, at least a new vote  these delay times are made, u. a. by Add new or different delay devices. The publications also offer, for example AN92-4 from Siliconix or the publication of this Company dated 01.02.1990 no indication of how under the chronological sequence with these changed conditions two control signals is to be accomplished.

Insgesamt ergibt sich somit für die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ein wesentlich universellerer Einsatz­ bereich.Overall, this results for the invention Circuit arrangement a much more universal use Area.

Ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungs­ anordnung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im nachfolgenden näher beschrieben. Dabei zeigtAn embodiment of the circuit according to the invention arrangement is shown in the drawing and is in described in more detail below. It shows

Fig. 1 ein schematisches Schaltbild eines als Eintakt- Durchflußwandler mit Potentialtrennung und Synchrongleich­ richtern aufgebauten Ausführungsbeispiels, von dem in Fig. 2 einige Strom- und Spannungsverläufe wiedergegeben sind. Fig. 1 is a schematic diagram of a rectifier constructed as a single-ended flow converter with potential isolation and synchronous rectifiers, of which some current and voltage profiles are shown in Fig. 2.

Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 wird einem aus zwei Anschlüssen 1, 2 gebildeten Eingang mit einer Eingangsspannung UE und einem Eingangsstrom IE Energie zugeführt, vorzugsweise aus einer gegebenenfalls pulsierenden Gleichspannungsquelle wie beispielsweise von einem Netzgleichrichter. Zwischen den Anschlüssen 1 und 2 ist ein Glättungskondensator 3 angeordnet. Parallel dazu ist die Reihenschaltung aus einer Primärwicklung eines ersten Übertragers 4, einer Primärwicklung eines zweiten Übertragers 5 und dem Hauptstrompfad eines eine Schaltvor­ richtung 6 bildenden MOS-Feldeffekttransistors angeordnet. Durch periodisches Umschalten der Schaltvorrichtung 6 zwischen ihrem leitenden und gesperrten Zustand fließt durch die Primärwicklung des zweiten Übertragers 5 ein geschalteter Strom ID.In the circuit arrangement according to FIG. 1, energy is supplied to an input formed from two connections 1 , 2 with an input voltage UE and an input current IE, preferably from a possibly pulsating DC voltage source, such as from a mains rectifier. A smoothing capacitor 3 is arranged between the connections 1 and 2 . In parallel, the series connection of a primary winding of a first transformer 4 , a primary winding of a second transformer 5 and the main current path of a device 6 forming a Schaltvor device MOS field effect transistor is arranged. By switching the switching device 6 periodically between its conducting and blocked states, a switched current ID flows through the primary winding of the second transformer 5 .

Der erste Übertrager 4 dient der Gewinnung einer Versor­ gungsspannung für eine erste Steuereinrichtung 7. Dazu ist an eine Sekundärwicklung des ersten Übertragers 4 die Reihenschaltung einer Gleichrichterdiode 8 und eines Widerstandes 9 angeschlossen, über dem die Versorgungs­ spannung für die erste Steuereinrichtung 7 gegenüber dem Anschluß 2 abgegriffen wird. Diese Versorgungsspannung bzw. ein Speisestrom I7 wird einem Versorgungsspannungs­ anschluß 10 der ersten Steuereinrichtung 7 zugeführt.The first transformer 4 is used to obtain a supply voltage for a first control device 7 . For this purpose, the series circuit of a rectifier diode 8 and a resistor 9 is connected to a secondary winding of the first transformer 4 , via which the supply voltage for the first control device 7 is tapped relative to the terminal 2 . This supply voltage or a supply current I7 is supplied to a supply voltage connection 10 of the first control device 7 .

Die erste Steuereinrichtung 7 gibt an einem Steuersignal­ ausgang 11 ein erstes Steuersignal ab, vorzugsweise in Form einer pulsweitenmodulierten Spannung bzw. eines puls­ weitenmodulierten Stromes. Dieses erste Steuersignal wird den Eingängen 12, 13 zweier Treiberstufen 14, 15 zuge­ leitet. Die erste Treiberstufe 14 dient dabei der Formung des ersten Steuersignals zu einer Spannung UG6, die vom Ausgang 16 der ersten Treiberstufe 14 einem Steuer­ anschluß 17 der Schaltvorrichtung 6 zugeleitet wird. Der Steueranschluß 17 wird bevorzugt durch den Gate-Anschluß des die Schaltvorrichtung 6 bildenden MOS-Feldeffekt­ transistors gebildet.The first control device 7 outputs a first control signal at a control signal output 11 , preferably in the form of a pulse width modulated voltage or a pulse width modulated current. This first control signal is fed to the inputs 12 , 13 of two driver stages 14 , 15 . The first driver stage 14 is used to form the first control signal into a voltage UG6, which is fed from the output 16 of the first driver stage 14 to a control terminal 17 of the switching device 6 . The control connection 17 is preferably formed by the gate connection of the MOS field effect transistor forming the switching device 6 .

Zwischen einem Ausgang 18 der zweiten Treiberstufe 15 und dem Anschluß 2 ist die Reihenschaltung eines Blockkonden­ sators 19 und der Primärwicklung eines dritten Über­ tragers 20 angeordnet. Der dritte Übertrager 20 dient dabei der Potentialtrennung zwischen der Schaltvorrich­ tung 6 und der ersten Steuereinrichtung 7 einerseits und den mit dem zweiten Übertrager 5 sekundärseitig verbunde­ nen Schaltungsteilen. Wird eine derartige Potential­ trennung nicht benötigt, kann der dritte Übertrager 20 entfallen. Between an output 18 of the second driver stage 15 and the terminal 2 , the series connection of a block capacitor 19 and the primary winding of a third transformer 20 is arranged. The third transformer 20 is used for electrical isolation between the Schaltvorrich device 6 and the first control device 7 on the one hand and the circuit parts connected to the second transformer 5 on the secondary side. If such a potential separation is not required, the third transformer 20 can be omitted.

Der zweite Übertrager 5 weist eine Sekundärwicklung auf, die auf der Sekundärseite der vorstehend genannten Poten­ tialtrennung angeordnet ist, welche in Fig. 1 durch eine Linie 21 angedeutet ist. Parallel zu den Anschlüssen dieser Sekundärwicklung des zweiten Übertragers 5 ist die Reihenschaltung der Hauptstrompfade zweier weiterer MOS- Feldeffekttransistoren 22, 23 gelegt. Die Hauptstrompfade der MOS-Feldeffekttransistoren 22, 23 sind dabei gegen­ sinnig angeordnet. Der erste MOS-Feldeffekttransistor 22 bildet dabei eine Gleichrichteranordnung, der zweite MOS- Feldeffekttransistor 23 eine Freilaufanordnung. Gleich­ richteranordnung 22 und Freilaufanordnung 23 sind über Steueranschlüsse 24 bzw. 25 - die Gate-Anschlüsse dem MOS-Feldeffekttransistoren - steuerbar und bilden somit steuerbare Synchrongleichrichter. Den Steueranschlüssen 24 bzw. 25 werden Steuerspannungen UG (an 24) bzw. UF (an 25) zugeleitet. Parallel zu den Hauptstrompfaden der Gleich­ richteranordnung 22 bzw. der Freilaufanordnung 23 ist weiterhin je eine Schottkydiode 26 bzw. 27 geschaltet. Diese Schottkydioden 26, 27 sollen verhindern, daß beim Umschalten der Gleichrichteranordnung 22 bzw. der Freilaufanordnung 23 die internen, parasitären Dioden der MOS-Feldeffekttransistoren leitend werden. Dies ist insofern von Vorteil, weil die internen, parasitären Dioden langsamer umschalten als die Schottkydioden.The second transformer 5 has a secondary winding which is arranged on the secondary side of the above-mentioned potential separation, which is indicated in FIG. 1 by a line 21. The series connection of the main current paths of two further MOS field-effect transistors 22 , 23 is laid parallel to the connections of this secondary winding of the second transformer 5 . The main current paths of the MOS field-effect transistors 22 , 23 are arranged against sensible. The first MOS field effect transistor 22 forms a rectifier arrangement, the second MOS field effect transistor 23 a freewheel arrangement. Rectifier arrangement 22 and freewheel arrangement 23 can be controlled via control connections 24 and 25 - the gate connections to the MOS field-effect transistors - and thus form controllable synchronous rectifiers. Control voltages UG (at 24 ) and UF (at 25 ) are fed to the control connections 24 and 25 , respectively. In parallel to the main current paths of the rectifier arrangement 22 and the freewheel arrangement 23 , a Schottky diode 26 and 27 are also connected in each case. These Schottky diodes 26 , 27 are intended to prevent the internal, parasitic diodes of the MOS field-effect transistors from becoming conductive when the rectifier arrangement 22 or the freewheel arrangement 23 is switched over. This is advantageous in that the internal parasitic diodes switch more slowly than the Schottky diodes.

Parallel zur Freilaufanordnung 23 wird die Reihenschaltung aus einem induktiven Speicherelement 28 und einem Glättungskondensator 29 geschaltet. Mit den Anschlüssen des Glättungskondensators 29 sind zwei Ausgangsan­ schlüsse 30, 31 verbunden, zwischen denen eine Ausgangs­ spannung UA bzw. über die ein Ausgangsstrom IA abgegriffen werden kann. The series circuit comprising an inductive storage element 28 and a smoothing capacitor 29 is connected in parallel with the freewheel arrangement 23 . With the connections of the smoothing capacitor 29 two output connections 30 , 31 are connected, between which an output voltage UA or via which an output current IA can be tapped.

Das induktive Speicherelement 28 weist eine Sekundärwick­ lung auf, die mit einem ihrer Anschlüsse mit dem Ausgangs­ anschluß 31 und dem Verbindungspunkt der Hauptstrompfade der Gleichrichteranordnung 22 und der Freilaufanordnung 23 verbunden ist. Mit ihrem zweiten Anschluß ist die Sekundärwicklung des induktiven Speicherelements 28 an den Anodenanschluß einer Diode 32 angeschlossen, deren Kathodenanschluß über einen Widerstand 33 mit dem Ausgangsanschluß 31 verbunden ist. Die Sekundärwicklung des induktiven Speicherelements 28 bildet zusammen mit der Diode 32 und dem Widerstand 33 eine zweite Steuereinrich­ tung, die an einem Anschlußpunkt 34 - dem Verbindungspunkt zwischen der Diode 32 und dem Widerstand 33 - ein zweites Steuersignal zum Steuern der Freilaufanordnung 23 abgibt. Entsprechend zum Abgeben des ersten Steuersignals an die Gleichrichteranordnung 22 ist der dritte Übertrager 20 mit einer Sekundärwicklung versehen, mit deren Anschlüssen die Reihenschaltung aus einer weiteren Diode 35 und einem weiteren Widerstand 36 verbunden ist. Während die Verbindung zwischen dem Widerstand 36 und einem der Anschlüsse der Sekundärwicklung des dritten Übertragers 20 an den Ausgangsanschluß 31 angeschlossen ist, wird vom Verbindungspunkt zwischen der Diode 35 und dem Widerstand 36 versehen mit dem Bezugszeichen 37 - das erste Steuersignal abgegeben. Es ist als Spannung UI über dem Widerstand 36 aufgetragen. Entsprechend bildet das zweite Steuersignal eine Spannung UDR, die am Wider­ stand 33 zwischen dem Anschlußpunkt 34 und dem Ausgangs­ anschluß 31 anliegt.The inductive storage element 28 has a secondary winding, which is connected to one of its connections to the output connection 31 and the connection point of the main current paths of the rectifier arrangement 22 and the freewheel arrangement 23 . With its second connection, the secondary winding of the inductive storage element 28 is connected to the anode connection of a diode 32 , the cathode connection of which is connected to the output connection 31 via a resistor 33 . The secondary winding of the inductive storage element 28 forms together with the diode 32 and the resistor 33, a second Steuereinrich device, which outputs a second control signal for controlling the freewheel arrangement 23 at a connection point 34 - the connection point between the diode 32 and the resistor 33 . Corresponding to the output of the first control signal to the rectifier arrangement 22 , the third transformer 20 is provided with a secondary winding, with the terminals of which the series circuit comprising a further diode 35 and a further resistor 36 is connected. While the connection between the resistor 36 and one of the connections of the secondary winding of the third transformer 20 is connected to the output connection 31 , the first control signal is emitted from the connection point between the diode 35 and the resistor 36 provided with the reference symbol 37 . It is plotted as voltage UI across resistor 36 . Accordingly, the second control signal forms a voltage UDR, which was at the opposing 33 between the connection point 34 and the output terminal 31 is present.

Gemäß der Erfindung umfaßt die Stromversorgungsschaltung nach dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 weiterhin eine logische Verriegelungsschaltung 38, durch die die Gleich­ richteranordnung 22 und die Freilaufanordnung 23 gegen­ sinnig in ihren leitenden bzw. gesperrten Zustand schalt­ bar sind. Diese Verriegelungsschaltung 38 umfaßt zwei Und- Gatter 39, 40 mit je einem invertierenden Eingang 41 bzw. 42 und je einem nicht invertierenden Eingang 43 bzw. 44. In den Und-Gattern 39, 40 werden die Steuersignale von der Verriegelungsschaltung logisch derart miteinander verknüpft, daß mit Sicherheit jeweils nur entweder die Gleichrichteranordnung 22 oder die Freilaufanordnung 23 leitend ist, so daß kein beide durchfließender Strom auftritt. Dazu wird das erste Steuersignal UI vom Verbindungspunkt 37 dem nicht invertierenden Eingang 44 des zweiten Und-Gatters 40 zugeführt. Befindet sich jetzt das zweite Steuersignal UDR auf niedrigem Pegel, was gleichbedeutend mit einer Sperrung der Freilaufanord­ nung 23 ist, wird das erste Steuersignal UI von dem zweiten Und-Gatter 40 über dessen Ausgang 46 und eine nachgeschaltete Treiberstufe 48 dem Steueranschluß 24 der Gleichrichteranordnung 22 als Steuerspannung UG zugeführt. Die Gleichrichteranordnung 22 kann dadurch in ihren leitenden Zustand geschaltet werden. Ist dies der Fall, nimmt also die das erste Steuersignal repräsentierende Spannung UI einen hohen Pegel an, führt dieser gleich­ zeitig über den invertierenden Eingang 41 des ersten Und- Gatters 39 zu dessen Sperrung, so daß am Ausgang 45 des ersten Und-Gatters 39 nur ein niedriger, logischer Pegel anliegen kann. Über eine dem Ausgang 45 nachgeschaltete Treiberstufe 47 wird dieser logische Pegel als Steuer­ spannung UF dem Steueranschluß 25 der Freilaufanordnung 23 zugeführt, wobei diese Steuerspannung UF einen niedrigen Wert annimmt. Dadurch wird die Freilaufanordnung 23 gesperrt.According to the invention, the power supply circuit according to the embodiment of FIG. 1 further includes a logic latch circuit 38 through which the rectifier arrangement 22 and the freewheel arrangement 23 are switchable against sensible in their conductive or locked state bar. This latch circuit 38 comprises two AND gates 39 , 40 , each with an inverting input 41 and 42 and a non-inverting input 43 and 44, respectively. In the AND gates 39 , 40 , the control signals from the locking circuit are logically linked to one another in such a way that either only the rectifier arrangement 22 or the freewheel arrangement 23 is conductive, so that neither current flows through either. For this purpose, the first control signal UI is supplied from the connection point 37 to the non-inverting input 44 of the second AND gate 40 . The second control signal UDR is now at a low level, which is synonymous with blocking the freewheel arrangement 23 , the first control signal UI from the second AND gate 40 via its output 46 and a downstream driver stage 48 to the control terminal 24 of the rectifier arrangement 22 as Control voltage UG supplied. The rectifier arrangement 22 can thereby be switched to its conductive state. If this is the case, ie the voltage UI representing the first control signal assumes a high level, this simultaneously leads to its blocking via the inverting input 41 of the first AND gate 39 , so that only 45 at the output 45 of the first AND gate 39 a low, logic level can be present. Via a driver stage 47 connected downstream of the output 45 , this logic level is supplied as the control voltage UF to the control connection 25 of the freewheel arrangement 23 , this control voltage UF assuming a low value. As a result, the freewheel arrangement 23 is blocked.

Umgekehrt verhält es sich bei niedriger Spannung UI, ent­ sprechend einem niedrigen logischen Pegel für das erste Steuersignal. Dieser gibt über das erste Und-Gatter 39 den Signalweg für das zweite Steuersignal UDR frei, so daß die Freilaufanordnung 23 leitend geschaltet werden kann. Gleichzeitig sperrt das zweite Steuersignal bei hohem Pegel für die Spannung UDR das zweite Und-Gatter, so daß vom ersten Steuersignal UI die Gleichrichteranordnung nicht mehr betätigt werden kann.Conversely, it is at a low voltage UI, corresponding to a low logic level for the first control signal. This releases the signal path for the second control signal UDR via the first AND gate 39 , so that the freewheel arrangement 23 can be switched on. At the same time, the second control signal blocks the second AND gate at a high level for the voltage UDR, so that the rectifier arrangement can no longer be actuated by the first control signal UI.

Zum Ausregeln unterschiedlicher Belastungen an den Aus­ gangsanschlüssen 30, 31 und damit unterschiedlich hoher Ausgangsströme in der Art, daß die Ausgangsspannung UA möglichst konstant bleibt, umfaßt das Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 weiterhin eine Regelschaltung 49, über die ein der Ausgangsspannung UA entsprechendes Meßsignal auf einer Leitung 50 über eine weitere Leitung 51 der ersten-Steuer­ einrichtung 7 zugeleitet wird. Für eine Potentialtrennung kann die Regelschaltung 49 beispielsweise einen (oder mehrere) Übertrager oder Optokoppler enthalten. Über die Leitung 51 wird die Pulsweitenmodulation in der ersten Steuereinrichtung 7 den Erfordernissen einer an die Ausgangsanschlüsse 30, 31 angeschlossenen Last angepaßt.To compensate for different loads on the output terminals 30 , 31 and thus differently high output currents in such a way that the output voltage UA remains as constant as possible, the embodiment of FIG. 1 further comprises a control circuit 49 , via which a measurement signal corresponding to the output voltage UA on a Line 50 is fed to the first control device 7 via a further line 51 . For potential isolation, the control circuit 49 can contain, for example, one (or more) transmitters or optocouplers. The pulse width modulation in the first control device 7 is adapted via line 51 to the requirements of a load connected to the output connections 30 , 31 .

Fig. 2 zeigt verschiedene Strom- und Spannungsverläufe über der Zeit t, die in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 im Betrieb während einer Schaltperiode der Schalt­ vorrichtung 6 auftreten. In Fig. 2a) ist dabei die Spannung UG6 entsprechend dem ersten Steuersignal am Steueranschluß 17 der Schaltvorrichtung 6 dargestellt. Zum Beginn t0 der Schaltperiode für die Schaltvorrichtung 6 wechselt der Wert der Spannung UG6 von niedrigem zu hohem Pegel, entsprechend wird die Schaltvorrichtung 6 leitend geschaltet. In Fig. 2b) ist die dazu korrespondierende Spannung UDS über dem Hauptstrompfad der Schaltvorrich­ tung 6 aufgetragen, die beim Einschalten der Schaltvor­ richtung 6 auf wenigstens nahezu den Wert Null abfällt und bei gesperrter Schaltvorrichtung 6 wenigstens weitgehend den Wert der Eingangsspannung UE annimmt. Die gesamte Schaltperiode für die erste Schaltvorrichtung 6 endet zum Zeitpunkt t2; vorzugsweise ist die Zeitdifferenz zwischen den Zeitpunkten t2 und t0 für alle Belastungsfälle konstant, d. h. die Schaltvorrichtung 6 wird mit konstanter Frequenz betrieben. Durch die Pulsweitenmodulation variiert dann die Lage des Umschaltzeitpunktes t1, zu dem von der ersten Steuereinrichtung 7 das erste Steuersignal in Form der Spannung UG6 auf einen niedrigen Wert umge­ schaltet wird, so daß die erste Schaltvorrichtung 6 sperrt und die Spannung UDS wieder einen hohen Wert annimmt. Mit der Lage des Umschaltzeitpunktes t1 variiert somit das Tastverhältnis des ersten Steuersignals UG6. Fig. 2 shows various current and voltage profiles over time t, which occur in the circuit arrangement of FIG. 1 in operation during a switching period of the switching device 6 . In Fig. 2a) where the voltage UG6 corresponding to the first control signal at the control terminal 17, the switching device 6 shown. At the beginning t0 of the switching period for the switching device 6 , the value of the voltage UG6 changes from low to high level, and accordingly the switching device 6 is switched on. In Fig. 2b) that to corresponding voltage UDS is tung over the main current path of the Schaltvorrich 6 applied, the direction when turning the Schaltvor 6 drops to at least substantially zero and at least substantially adopts the value of the input voltage UE with inhibited switching device 6. The entire switching period for the first switching device 6 ends at time t2; the time difference between the times t2 and t0 is preferably constant for all load cases, ie the switching device 6 is operated at a constant frequency. By pulse width modulation then the situation varies the changeover time t1 at which the first control means 7 vice said first control signal in the form of the voltage UG6 to a low value on is such that the first switching device 6 closes and the voltage UDS again assumes a high value . The pulse duty factor of the first control signal UG6 thus varies with the position of the switchover instant t1.

Fig. 2c) zeigt den zeitlichen Verlauf des Stromes ID in der Primärwicklung des zweiten Übertragers 5 und damit im Hauptstrompfad der Schaltvorrichtung 6. Der Strom ID steigt während des Einschaltens der Schaltvorrichtung 6 rasch auf einen Anfangswert und danach bis zum Umschaltzeitpunkt t1 auf einen Endwert, von dem er beim Abschalten der Schaltvorrichtung 6 rasch wieder auf Null abfällt. Bis zum Zeitpunkt t2 fließt kein Strom ID. Fig. 2c) shows the waveform of the current ID in the primary winding of the second transformer 5 and thus the main current path of the switching device 6. The current ID increases rapidly when the switching device 6 is switched on to an initial value and then up to the switching time t1 to an end value, from which it quickly drops to zero when the switching device 6 is switched off. No current ID flows until time t2.

Fig. 2d) zeigt die Spannung UI über dem Widerstand 36, die in der gewählten Darstellung dem Verlauf der Spannung UG6 am Steueranschluß 17 entspricht. Bei genauer Betrachtung zeigt sich, daß die Ansätze der ansteigenden bzw. ab­ fallenden Flanken der Spannungen UG6 und UI zeitlich wenigstens nahezu zusammenfallen, wohingegen die Signal­ flanken bei der Spannung UI am Widerstand 36 wesentlich steiler verlaufen als diejenigen der Spannung UG6. Dies ist auch durch die Dimensionierung der Treiberstufen 14 bzw. 15 beeinflußbar. Fig. 2d) the voltage across the resistor 36 UI displays corresponding to the selected representation in the course of the voltage at the control terminal 17 UG6. A closer look reveals that the approaches of the rising and falling edges of the voltages UG6 and UI at least almost coincide in time, whereas the signal edges at the voltage UI across the resistor 36 are substantially steeper than those of the voltage UG6. This can also be influenced by the dimensioning of the driver stages 14 and 15 .

Fig. 2e) zeigt den zeitlichen Verlauf der Spannung UDR am Widerstand 33 und somit den Verlauf des zweiten Steuer­ signals. Die Spannung UDR entspricht im wesentlichen dem Inversen der Spannung UI und damit dem ersten Steuer­ signal, wobei zu den Zeitpunkten t0, t1 und t2 (usw.) geringfügige, jedoch die Funktionsweise, insbesondere den Wirkungsgrad beeinträchtigende Überlappungen zwischen den Spannungen UDR und UI auftreten können. Diese werden durch die Verriegelungsschaltung 38 beseitigt, so daß die aus den Spannungen UI und UDR resultierenden Steuer­ spannungen UG bzw. UF derartige Überlappungen nicht mehr aufweisen. Die Steuerspannung UG am Steueranschluß 24 ist in Fig. 2f), die Steuerspannung UF am Steueranschluß 25 in Fig. 2h) schematisch auf getragen. Fig. 2e) shows the time course of the voltage UDR across the resistor 33 and thus the course of the second control signal. The voltage UDR corresponds essentially to the inverse of the voltage UI and thus the first control signal, with slight overlaps between the voltages UDR and UI, however, which impair the functioning, in particular the efficiency, can occur at times t0, t1 and t2 (etc.) . These are eliminated by the latch circuit 38 so that the control voltages UG and UF resulting from the voltages UI and UDR no longer have such overlaps. The control voltage UG at the control connection 24 is shown in FIG. 2f), the control voltage UF at the control connection 25 in FIG. 2h) is shown schematically.

Getrieben durch den Strom ID in der Primärwicklung des zweiten Übertragers 5 und geschaltet durch die Steuer­ spannungen UG bzw. UF treten in der Gleichrichteranord­ nung 22 der Strom IG, in der Freilaufanordnung 23 der Strom IF sowie in den Schottkydioden 26, 27 die Ströme IGD bzw. IFD auf, wie in Fig. 1 eingezeichnet. Die Summen dieser Ströme sind mit IGS (Gleichrichteranordnung 22 und zugehörige Schottkydiode 26) bzw. IFS (Freilaufanord­ nung 23 und zugehörige Schottkydiode 27) bezeichnet. In Fig. 2g) ist der Strom IG durch die Gleichrichteranord­ nung 22 mit Vollinie aufgetragen. Beginnend zum Zeit­ punkt t0 steigt dieser Strom, mit Null beginnend, allmählich auf einen Maximalwert zum Zeitpunkt t1 an und wird dann von der nun sperrenden Gleichrichteranordnung 22 abgeschaltet. Im Zeitintervall zwischen den Zeitpunkten t1 und t2 behält der Strom IG den Wert Null. Entsprechend umgekehrt verhält es sich mit dem Strom IF durch die Freilaufanordnung 23, der im Zeitintervall t0 bis t1 den Wert Null annimmt und vom Zeitpunkt t1 an allmählich auf einen Maximalwert ansteigt, um von diesem allmählich bis zu einem niedrigeren Wert zum Zeitpunkt t2 abzufallen, von dem er zum Zeitpunkt t2 schnell auf den Wert Null zurück­ geschaltet wird. Bei genauer Analyse zeigt sich, daß die Ströme IG und IF zu den Zeitpunkten t0, t1, t2 stetige, nicht überlappende Übergänge vom bzw. zum Wert Null aufweisen.Driven by the current ID in the primary winding of the second transformer 5 and switched by the control voltages UG and UF occur in the rectifier arrangement 22 the current IG, in the freewheel arrangement 23 the current IF and in the Schottky diodes 26 , 27 the currents IGD and IFD as shown in FIG . The sums of these currents are denoted by IGS (rectifier arrangement 22 and associated Schottky diode 26 ) or IFS (Freilaufanord voltage 23 and associated Schottky diode 27 ). In Fig. 2g) the current IG is applied by the rectifier arrangement 22 with a full line. Beginning at time t0, this current gradually increases to zero at time t1 and is then switched off by the rectifier arrangement 22 which is now blocking. In the time interval between the times t1 and t2, the current IG maintains the value zero. The reverse is the case with the current IF through the freewheel arrangement 23 , which assumes the value zero in the time interval t0 to t1 and gradually increases from the time t1 to a maximum value in order to gradually decrease from this to a lower value at the time t2, from which is quickly switched back to zero at time t2. A closer analysis shows that the currents IG and IF have continuous, non-overlapping transitions from or to the value zero at times t0, t1, t2.

In Fig. 2g) ist außerdem mit punktierter Linie der Summen­ strom IGS durch die Kombination der Gleichrichteranord­ nung 22 und der zugehörigen Schottkydiode 26 aufgetragen, und in Fig. 2i) findet sich entsprechend in punktierter Linie der Summenstrom IFS als Summe der Ströme IF durch die Freilaufanordnung 23 und IFD durch die zugehörige Schottkydiode 27. Der Strom IGD durch die Schottkydiode 26 steigt zum Zeitpunkt t0 rasch an und behält dann bis zum Zeitpunkt t1 einen im wesentlichen konstanten Wert, der durch die Dimensionierung der Gleichrichteranordnung 22 beeinflußt, d. h. verringert werden kann. Die Schottky­ diode 26 führt insbesondere zum Zeitpunkt t0, wenn die Gleichrichteranordnung 22 eingeschaltet wird, kurzzeitig einen Strom, im Verlauf des restlichen Zeitintervalls bis zum Umschaltzeitpunkt t1 kann dieser Strom jedoch eher unbedeutend oder Null sein. Entsprechend stellt sich beim Einschalten der Freilaufanordnung 23 in der ihr parallel­ geschalteten Schottkydiode 27 ein Strom IFS ein, der zunächst rasch auf einen Maximalwert ansteigt, im weiteren Verlauf bis zum Ende t2 der Schaltperiode der Schaltvor­ richtung 6 wieder auf Null abfällt. Dabei treten auch in den Summenströmen IGS und IFS keine Überlappungen auf, die zu einem Kurzschluß der Sekundärwicklung des zweiten Über­ tragers 5 führen können.In Fig. 2g) is also the dotted line of the total current IGS by the combination of the rectifier arrangement 22 and the associated Schottky diode 26 plotted, and in Fig. 2i) there is a dotted line of the total current IFS as the sum of the currents IF through the Freewheel arrangement 23 and IFD by the associated Schottky diode 27 . The current IGD through the Schottky diode 26 increases rapidly at the time t0 and then maintains an essentially constant value until the time t1, which can be influenced, ie reduced, by the dimensioning of the rectifier arrangement 22 . The Schottky diode 26 carries a current for a short time, in particular at the time t0 when the rectifier arrangement 22 is switched on, but in the course of the remaining time interval up to the switching time t1, this current can be rather insignificant or zero. Correspondingly, when the freewheel arrangement 23 is switched on, a current IFS is set in the Schottky diode 27 connected in parallel, which current initially rises rapidly to a maximum value and then falls again to zero by the end t2 of the switching period of the switching device 6 . There are also no overlaps in the total currents IGS and IFS, which can lead to a short circuit in the secondary winding of the second transformer 5 .

Claims (9)

1. Stromversorgungsschaltung mit
  • - einem induktiven Speicherelement zum Speichern elektrischer Energie und einer Schaltvorrichtung zum im wesentlichen periodischen Zuführen der Energie zum Speicherelement,
  • - einer Gleichrichteranordnung zum Abführen von Energie aus dem Speicherelement,
  • - einer ersten Steuereinrichtung zum Abgeben eines ersten Steuersignals zum Steuern der Gleichrichteranordnung synchron zum Zufuhren der Energie über die Schaltvor­ richtung,
  • - einer Freilaufanordnung zum Ableiten eines nicht von der Gleichrichteranordnung geführten Stromes im Speicherelement,
  • - einer zweiten Steuereinrichtung zum Abgeben eines zweiten Steuersignals zum Steuern der Freilaufanordnung in Abhängigkeit vom Strom im Speicherelement,
1. Power supply circuit with
  • an inductive storage element for storing electrical energy and a switching device for essentially periodically supplying the energy to the storage element,
  • a rectifier arrangement for dissipating energy from the storage element,
  • a first control device for emitting a first control signal for controlling the rectifier arrangement in synchronism with the supply of energy via the switching device,
  • a freewheel arrangement for deriving a current in the storage element that is not conducted by the rectifier arrangement,
  • a second control device for emitting a second control signal for controlling the freewheel arrangement as a function of the current in the storage element,
gekennzeichnet durch eine logische Verriegelungsschaltung, durch die die Gleichrichteranordnung und die Freilauf­ anordnung gegensinnig in einen leitenden bzw. gesperrten Zustand schaltbar sind, derart, daß kein beide durch­ fließender Strom auftritt. characterized by a logic locking circuit through which the rectifier arrangement and the freewheel arrangement can be switched in opposite directions to a conductive or blocked state, such that neither occurs due to the current flowing. 2. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und das zweite Steuersignal von der Verriegelungsschaltung miteinander logisch verknüpft werden.2. Power supply circuit according to claim 1, characterized in that the first and the second Control signal from the interlock circuit with each other logically linked. 3. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Verriegelungsschaltung zwei Und-Gatter umfaßt mit je einem invertierenden und einem nicht invertierenden Eingang sowie je einem Ausgang, daß dem nicht invertierenden Eingang jedes der Und-Gatter je eines der Steuersignale zugeleitet und vom zugehörigen Ausgang des Und-Gatters an die Gleichrichteranordnung bzw. die Freilaufanordnung geführt wird und daß jedes Steuer­ signal außerdem an den invertierenden Eingang des jeweils anderen Und-Gatters geführt ist.3. Power supply circuit according to claim 2, characterized in that the latch circuit two AND gates, each with an inverting and one non-inverting input and one output each,  that the non-inverting input of each of the AND gates one of the control signals is supplied and from the associated one Output of the AND gate to the rectifier arrangement or the freewheel assembly is guided and that each tax signal also to the inverting input of the other AND gate is performed. 4. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, gekennzeichnet durch einen Aufbau als Durchflußwandler.4. Power supply circuit according to claim 1, 2 or 3, characterized by a design as a flow converter. 5. Stromversorgungsschaltung nach einem der vorher­ gehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichrichteranordnung und die Freilaufanordnung mit MOS-Feldeffekttransistoren ausgebildet sind.5. Power supply circuit according to one of the previously claims, characterized in that the rectifier arrangement and the freewheel arrangement with MOS field effect transistors are trained. 6. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß den Hauptstrompfaden der MOS- Feldeffekttransistoren Dioden parallelgeschaltet sind.6. Power supply circuit according to claim 5, characterized in that the main current paths of the MOS Field effect transistors diodes are connected in parallel. 7. Stromversorgungsschaltung nach einem der vorher­ gehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Energie von der Schaltvor­ richtung durch einen Übertrager zum Speicherelement geführt wird.7. Power supply circuit according to one of the previously claims, characterized in that the energy from the Schaltvor direction through a transformer to the storage element to be led. 8. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch eine Potentialtrennung zwischen der Schaltvorrichtung und der ersten Steuereinrichtung einer­ seits und den übrigen Elementen der Stromversorgungs­ schaltung andererseits.8. Power supply circuit according to claim 7, characterized by a potential separation between the Switching device and the first control device on the part and the other elements of the power supply circuit on the other hand.
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