DE4308913A1

DE4308913A1 - Herzdefibrillator-Ladeschaltung und Verfahren zum Laden eines Herzdefibrillators

Info

Publication number: DE4308913A1
Application number: DE4308913A
Authority: DE
Inventors: David B Cameron; Paul D Bliley
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: HP Inc
Priority date: 1992-03-27
Filing date: 1993-03-19
Publication date: 1993-09-30
Also published as: GB9304929D0; GB2265312A; US5285779A; JP3345088B2; JPH067461A; GB2265312B

Description

Die Erfindung betrifft Herzdefibrillatoren und insbesondere durch wechselnde Leistungsquellen angetriebene Defibrillatoren.

Herzdefibrillatoren erzeugen ein Hochspannungs-Ausgangssignal, das von einem Kondensator in den Körper eines Patienten entladen wird, um entweder eine Defibrillation oder synchronisierte Kardioversionen durchzuführen. Das Leben eines Patienten kann von der Zuverlässigkeit eines Defibrillators abhängen und davon, ob dieser innerhalb einer begrenzten Zeitspanne genügend Energie erzeugen kann. Eine Defibrillator-Ladeschaltung, die mit einer einzigen Leistungsquelle arbeitet, ist im Hewlett-Packard Betriebsmanual, 43100A Defibrillator/Monitor mit Rekorder, Mai 1988, Teile Nr. 43100-91909 beschrieben.

Defibrillatoren sollten unter verschiedenen Umständen arbeiten können; beispielsweise im Notraum eines Krankenhauses oder an entfernt liegenden Orten wie in einem Krankenwagen. Der Hochspannungs-Ladetransformator eines Defibrillators muß daher wirksam Leistung von Gleichstrom-Leistungsquellen mit verschiedenen Ausgangscharakteristiken empfangen und umsetzen können. Der Transformator sollte beispielsweise in der Regel Leistung von entweder einem Wechselstrom-Gleichstrom-Umsetzer (Gleichrichter), beispielsweise für eine 120 Volt Wechselstrom- Netzquelle, oder von einer Gleichstrom-Batterie aufnehmen können.

Beim Entwurf eines Defibrillators, der mit mehr als einer Leistungsquelle arbeiten können soll, treten verschiedene Schwierigkeiten auf. Beispielsweise vermindert ein Umschalt- Schaltkreis für die Leistungsversorgung, der bei hohen Strompegeln arbeitet, die Zuverlässigkeit des gesamten Defibrillatorsystems. Fehlerzustände einer der Leistungsversorgungen können die normale Ausgangscharakteristik einer zweiten Leitunsversorgung verändern. Auf Grund des hohen Stromes von der Leistungsversorgung zum Transformator muß der Umschalt-Schaltkreis auch geringe Energieverluste haben. Bauteile mit hohem Nennstrom und geringem Energieverlust sind jedoch teuer und erfordern im allgemeinen eine zusätzliche Logikschaltung. Ferner kann ein Wechselstrom- Gleichstrom-Umsetzer im allgemeinen keinen so großen Spitzenstrom liefern wie eine Batterie, so daß ein für eine Batterie optimierter Transformator für einen Wechselstrom-Gleichstrom- Umsetzer nicht optimiert ist. Dieser Unterschied kann die vom ordnungsgemäßen zum Aufladen des Speicherkondensators des Defibrillators benötigte Zeit ungünstig beeinflussen.

Es besteht daher Bedarf für einen Herzdefibrillator, der zuverlässig ist, in kürzester Zeit ein Hochspannungs- Ausgangssignal erzeugen kann und kostengünstig ist und dabei von verschiedenen Leistungsquellen mit Energie versorgt werden kann.

Eine Aufgabe der Erfindung, ist es einen Herzdefibrillator über verschiedene Leistungsquellen mit einer zuverlässigen Umschaltung zwischen den Quellen mit Energie zu versorgen.

Gemäß einer Unteraufgabe soll die Fehlertoleranz eines von verschiedenen Leistungsquellen gespeisten Herzdefibrillators erhöht werden, wenn die Spannungs- oder Strombedingungen einer der Quellen außerhalb der normalen Betriebsbereich liegt.

Ferner soll die Ladezeit eines Herzdefibrillators durch eine einzelne oder mehrere Leistungsquellen im Zusammenspiel mit den Zuständen des Leistungsversorgungs-Ausgangssignals vermindert werden.

Gemäß einer weiteren Unteraufgabe sollen schließlich Ladeausfälle oder -Versagen eines Herzdefibrillators vermindert werden, indem automatisches on-line-Nachladen durch eine Batterie vorgesehen wird.

Die Erfindung sieht einen schnell ladenden, hochzuverlässigen Herzdefibrillator vor, der zum Laden eines Hochspannungsspeichers und eines Entlade-Kondensators von mindestens zwei Gleichstrom- Leistungsquellen einen Hochspannungstransformator mit zwei primären Wicklungen verwendet. Dem Transformator wird Leistung in erster Linie durch eine Batterieversorgung zugeführt; abhängig von der Ausgangsleistung der Batterie, kann jedoch eine zweite Gleichstrom-Leistungsversorgung aktiviert werden. Die Leistungsversorgungen arbeiten getrennt voneinander oder gemeinsam, um dem Transformator Energie zuzuführen. Der Transformator arbeitet in einem Rücklaufmodus, bei dem der Strom nicht durch die sekundäre Wicklung gehen darf, bis die Leistungsquellen deaktiviert sind. Bei Deaktivierung der Leistungsquellen beginnt ein Strom durch die sekundäre Wicklung zu fließen, wobei die im Transformator gespeicherte Energie in den Hochspannungs-Speicherkondensator entladen wird. Die Energie im Speicherkondensator wird dann in den Körper eines Patienten entladen.

Der Hochspannungstransformator mit doppelter Primärwicklung nimmt die innere Batterieversorgung bei einer ersten Primärwicklung und den Ausgang eines Wechselstrom-Gleichstrom-Umsetzers bei einer zweiten Primärwicklung an. Das Vorsehen von zwei Primärwicklungen ermöglicht die individuelle Anpassung an die Ausgangscharakteristiken jeder Leistungsversorgung. Der Transformator läßt dann ein schnelles Laden mit hohem Strom von der Batterie und ein langsameres Laden mit geringerem Strom vom Wechselstrom-Gleichstrom-Umsetzer zu. Da jede Leistungsquelle getrennt von der anderen mit dem Transformator über eine primäre Wicklung verbunden ist, sind Fehlerzustände, die in einer der Leistungsversorgungen auftreten, isoliert.

Die den Wechselstrom-Gleichstrom-Umsetzer speisende Wechselstromquelle ist abtrennbar, so daß der Defibrillator auch an abgelegenen Orten betrieben werden kann. Bei abgetrenntem Umsetzer wird der Speicherkondensator nur von der internen Batterie geladen. Die Batterie darf dem Transformator keinen Strom liefern, wenn die Ausgangsspannung der Batterie unter einen Schwellwert fallen würde, der notwendig ist, um den normalen Defibrillatorbetrieb aufrecht zu erhalten. Wenn sowohl die Wechselstrom-Leistungsquelle als auch die Batterie mit dem Defibrillator verbunden sind, überwacht eine zusätzliche Schaltung der Ausgangsspannungspegel beider Leistungsversorgungen. Demgemäß ist dann, wenn die Batterie eine genügend große Ausgangsspannung aufweist, die Ausgabe vom Wechselstrom-Gleichstrom-Umsetzer für die Energieversorgung des Transformators beschränkt. Wenn die Batterie jedoch eine niedrige Ausgangsspannung aufweist, trägt die Wechselstrom-Gleichstrom-Leistungsversorgung mehr Energie zum Laden des Transformators bei. Wenn die Batterie erheblich entladen ist, wird die Leistung vom Wechselstrom-Gleichstrom-Umsetzer zum Wiederaufladen der Batterie verwendet.

Die Leistungsversorgungen werden durch ein pulsbreitenmoduliertes Signal aktiviert. Jeder Modulationszyklus erhöht die Energiemenge im Speicherkondensator. Die Anzahl der Zyklen und die Dauer jedes Zyklus werden von einer externen Defibrillator-Steuerschaltung gesteuert. Die zum Entladen des Transformators benötigte Zeit hängt von der bereits im Kondensator gespeicherten Energiemenge ab. Die Leistungsversorgungen werden daher mit einer veränderlichen Rate aktiviert, die von der für den Energieübergang vom Transformator zum Speicherkondensator benötigten Zeit abhängt. Der Pulsbreitenmodulator bekommt Parameterinformation von Überwachungsschaltungen sowohl auf der primären als auch auf der sekundären Seite des Transformators. Der Modulator wiederum blockiert die Leistungsversorgungen, wenn ein zu hoher Strom- oder Spannungspegel im Defibrillatorsystem auftreten.

Die sekundäre Wicklung des Transformators ist über eine Diode mit dem Speicherkondensator verbunden. Bei Aktivierung der Leistung auf der primären Seite des Transformators wird die Diode in Sperrichtung vorgespannt. Dies verhindert, daß Strom durch die sekundäre Wicklung fließt, so daß der Transformator Energie speichert. Beim Sperren der Leistungsversorgungen (d. h., die Leistungsversorgungen laden den Transformator nicht weiter) nimmt die Spannung der sekundären Wicklung zu, so daß die Diode vorwärts vorgespannt wird. Der Transformator entlädt dann Energie in den Speicherkondensator. Die Spannung im Speicherkondensator wird überwacht, und die Ladezyklen werden wiederholt, bis der Speicherkondensator einen voreingestellten Spannungspegel erreicht.

Dadurch schaffen der Hochspannungs-Transformator mit doppelter Primärwicklung und die zugeordnete Ladeschaltung eine kostengünstige, zuverlässige Vorrichtung zum schnellen Aufladen eines Herzdefibrillators.

Die erläuterten sowie weitere Vorteile und Merkmale der Erfindung sind im folgenden anhand einer bevorzugten Ausführungsform mit Bezug auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 Ein Blockdiagramm einer Herzdefibrillator-Ladeschaltung nach dem Stand der Technik, die durch eine einzelne Leistungsquelle gespeist wird,

Fig. 2 ein Blockdiagramm einer Herzdefibrillator-Ladeschaltung nach der Erfindung, die von einer Batterie und einer Wechselstrom/Gleichstrom-Leistungsversorgung gespeist wird,

Fig. 3 einen detaillierter Schaltplan des Transformators/Gleichrichters mit doppelter Primärwicklung, des Niederstrom-Umschalt/Umschalt- Treibers, des Hochstrom-Umschalters, der Primärstrom- Sensorschaltung und der Leistungssperrschaltung von Fig. 2,

Fig. 4 einen detaillierter Schaltplan des Transfomators von Fig. 3,

Fig. 5 eine Parameterdarstellung des Transformators von Fig. 3,

Fig. 6 einen detaillierten Schaltplan der optisch gekoppelten Kondensatorstrom-Sensorschaltung von Fig. 2,

Fig. 7 einen detaillierten Schaltplan der Kondensatorspannungs-Meßschaltung mit Differentialverstärker von Fig. 2 und

Fig. 8 einen detaillierten Schaltplan der Niederspannungs- Sensorschaltung von Fig. 2.

Fig. 1 zeigt die allgemeine Anordnung der Ladeschaltung des oben erwähnten Hewlett-Packard 43100A Defibrillator/Monitors mit Rekorder. Eine Leistungskonditionierungsschaltung 18 liegt an einer Eingangs-Leistungsversorgung. Der Ausgang der Leistungskonditionierungsschaltung 18 ist mit der primären Wicklung einer Transformator/Gleichrichter-Schaltung 32 verbunden. Eine herkömmliche Defibrillator-Steuerplatte (nicht gezeigt) liefert die folgenden Steuersignale: Sicherheitsrelais-Antrieb (SFRLYDR), Laden freigeben (CHGEN) und Laderate (CHRATE) an die Defibrillator-Ladeschaltung von Fig. 1.

Eine Sicherheitsschaltung 30 ist über einen Energiespeicherkondensator (nicht gezeigt) angeschlossen und empfängt SFRLYDR. Eine Ladesperrschaltung 20 ist am Eingang mit den SFRLYDR- und CHGEN-Signalen verbunden und hat einen Ausgang zum Abschaltpin eines Pulsbreitenmodulators (PWM) 28. Eine Laderatenrampen-Erzeugerschaltung 22 wird von einem Spannungsausgang vom PWM 28 angetrieben und weist einen mit dem Oszillator/Komperator-Eingang des PWM 28 verbundenen Ausgang auf.

Eine Laderatenschwellwert-Erzeugerschaltung 24 empfängt das CHRATE-Signal am Eingang, und ihr Ausgang ist mit dem invertierenden Komperatoreingang von PWM 28 verbunden. Eine Schwachbatterie-Sensorschaltung 26 ist mit dem Eingang der Leistungsersorgung verbunden und weist einen mit dem invertierenden Komperatoreingang des PWM 28 verbundenen Ausgang auf.

Der PWM 28 ist ein Unitrode 3524A Pulsbreitenmodulator. Der Modulator empfängt Eingangssignale von der Ladesperrschaltung 20, der Laderatenrampen-Erzeugerschaltung 22, der Laderatenschwellwert-Erzeugerschaltung 24, der Schwachbatterie- Sensorschaltung 26, einer Primärstrom-Sensorschaltung 36, einer Kondensatorstrom-Sensorschaltung 38 und einer Kondensatorspannungs-Meßschaltung 40. Der Ausgang des PWM 28 treibt einen Hochstromschalter 34 an.

Die Transformator/Gleichrichter-Schaltung 32 ist mit einem ersten Anschluß einer Primärwicklung mit dem Ausgang der Leistungskonditionierungsschaltung 18 und mit einem zweiten Anschluß der Primärwicklung mit dem Hochstromschalter 34 verbunden. Der Ausgang des Hochstromschalters 34 speist einen Primärstromsensor 36. Die Sekundärwicklung der Transformator/Gleichrichter-Schaltung 32 ist ein mit einem Energiespeicherkondensator (nicht gezeigt) gekoppelter Hochspannungsausgang, der mit der Kondensatorspannung-Meßschaltung 40 und der Kondensatorstrom-Sensorschaltung 38 gekoppelte Ausgangssignale überwacht.

Die Defibrillatorladeschaltung von Fig. 1 ist eine Gleichstrom- Gleichstrom-Hochspannungs-Rücklauf-Ladeschaltung mit variabler Frequenz, die mit einer einzelnen Leistungsversorgung arbeitet. Eine Batterie liefert eine Gleichspannung an die Leistungskonditionierungsschaltung 18. Wenn die Batterie einen großen Stromstoß erzeugt, schafft die Leistungskonditionierungsschaltung 18 einen Bypass oder Überstromweg für die Defibrillatorladeschaltung. Wenn kein Stromstoß vorhanden ist, wird die Batteriespannung direkt in die primäre Wicklung der Transformator/Gleichrichter-Schaltung 32 gespeist. Die Spannung von der Batterie wird durch den Transformator hochtransformiert und schließlich in den Energiespeicherkondensator entladen. Wenn der Energiespeicherkondensator ausreichend aufgeladen ist, wird er daraufhin über eine zusätzliche Defibrillatorsteuerschaltung (nicht gezeigt) in den Körper eines Patienten entladen.

Die sekundäre Wicklung des Transformators ist über eine Diode (innerhalb der Transformator/Gleichrichter-Schaltung 32) mit dem Speicherkondensator, sh. Fig. 3 verbunden. Die Diode bewirkt, daß der Transformator in einem Rücklaufmodus arbeitet, welcher weiter unten mit Bezug auf Fig. 3 beschrieben ist. Im Rücklaufmodus speichert der Transformator Energie, wenn die Batterie die primäre Wicklung des Transformators lädt. Wenn die Batterie aufhört zu laden, entlädt der Transformator die gespeicherte Energie in den Speicherkondensator. Nach einer Reaktivierung lädt die Batterie den Transformator wieder auf. Dieser Vorgang wird wiederholt, bis der Speicherkondensator auf einen durch die Defibrillatorsteuerplatte festgesetzten Pegel geladen ist. Die Sicherheitsschaltung 30 sieht einen schaltbaren Parallelwiderstand oder Nebenschlußwiderstand zum Entladen des Kondensators vor. Der Parallelwiderstand ist normalerweise über dem Speicherkondensator angeschlossen, wenn die Leistung von der Defibrillatorladeschaltung abgetrennt wird.

Strom von der Batterie fließt nur durch die primäre Wicklung des Transformators, wenn der Hochstromschalter 34 durch den PWM 28 eingeschaltet ist. Der Pulsbreitenmodulator wiederum wird von einem Laden-Sperren 20, einen Laderatenrampenerzeuger 22, einem Laderatenschwellwerterzeuger 24, einem Schwachbatteriesensor 26, einem Primärstromsensor 36, einem Kondensatorstromsensor 38 und einer Kondensatorspannungsmeßvorrichtung 40 gesteuert.

Um den Pulsbreitenmodulator anfänglich frei zu geben, steuert die externe Defibrillatorsteuerplatte CHGEN und SFRLYDR auf einen niedrigen Zustand. Dies bewirkt, daß Laden-Freigeben 20 einen hochohmigen Ausgang erzeugt und dadurch den Abschaltpin von PWM 28 aktiviert. Damit der Ausgang von PWM 28 hoch geht, muß der Abschaltpin freigegeben oder aktiviert sein, und die Ausgangsspannung des Laderatenrampenerzeugers 22 muß kleiner sein als die Ausgangsspannung des Laderatenschwellwerterzeuger 24.

Der Laderatenrampenerzeuger 22 gibt eine Ausgangsspannung an PWM 28, die über der Zeit etwa linear zunimmt. Diese Spannung wird in PWM 28 mit dem Ausgang des Laderatenschwellwerterzeuger 24 verglichen. Wenn die Ausgangsspannung des Laderatenrampenerzeugers 22 zunimmt, jedoch noch geringer ist als die Ausgangspannung des Laderatenschwellwerterzeugers, wird der Ausgang von PWM 28 hoch und schaltet den Hochstromschalter 24 ein.

Wenn der Hochstromschalter angeschaltet ist, beginnt die Batterie, den Transformator über die primäre Wicklung zu laden. Um die Zeitdauer, die PWM 28 anbleibt, zu erhöhen, wird der Spannungspegel des CHRATE-Signals durch die Defibrillatorsteuerplatte erhöht. Mit der höhren Spannung benötigt der Ausgang des Laderatenrampenerzeugers 28 mehr Zeit, um die Ausgangsspannung des Schwellwerterzeugers zu erreichen. PWM 28 bleibt also länger aktiv, so daß die Spannungsversorgung mehr Energie an die Transformator/Gleichrichter-Schaltung liefern kann. Um die Zeitdauer, die PWM 28 anbleibt, zu vermindern, wird die Spannung des CHRATE-Signals vermindert. Dies erzeugt eine niedrigere Spannung am Ausgang des Laderatenschwellwerterzeugers 24, so daß der Laderatenrampenerzeuger die Laderatenschwellwertspannung in einer kürzeren Zeit erreichen kann. Die Batterie wird dadurch für eine kürzere Zeit aktiviert, so daß sie weniger Energie in den Speicherkondensator überträgt.

Wenn der Ausgang des Laderatenrampenerzeugers 22 gleich der Ausgangsspannung des Laderatenschwellwerterzeugers 24 ist, sperrt ein Spannungskomperator innerhalb des PWM 28 den Ausgang des Modulators und setzt den Ausgang des Laderatenrampenerzeugers 22 auf 0 Volt. Der Ausgang des Laderatenrampenerzeugers 22 beginnt sofort zu steigen, wobei ein neuer Ladezyklus beginnt. Wenn keine anderen Eingänge von PWM 28 in einen Sperrzustand gelangen, wird der Ausgang des PWM 28 wieder hoch, und der Transformator wird wieder geladen.

Der Laderatenschwellwerterzeugers 24 sperrt PWM 28 auch, wenn das CHRATE-Signal 0 Volt hat (beispielsweise, wenn ein Kabel von der Defibrillatorsteuerplatte zur Defibrillatorschaltung abgetrennt ist). Wenn das CHRATE-Signal jedoch eine positive Spannung aufweist, gelangt der Ausgang des Laderatenschwellwerterzeugers 24 in einen hochohmigen Zustand und entfernt dadurch das Sperrsignal von PWM 28.

Die Ausgangsspannung des Laderatenrampenerzeugers steigt mit einer geringeren Rate bei niedrigeren Batterie-Ausgangsspannungen. Dies kompensiert teilweise ein ansonsten verlangsamtes Aufladen bei einer niedrigen Batterieausgangsspannung.

Der Kondensatorstromsensor 38 überwacht den Sekundärstrom und hält PWM 28 ausgeschaltet, wenn der Transformator Energie in den Speicherkondensator entlädt. Der Kondensatorstromsensor ermöglicht, daß der Modulator einen erneuten Ladezyklus beginnt, wenn kein Sekundärstrom mehr vom Transformator auf den Speicherkondensator übergeht. Die Defibrillatorladeschaltung arbeitet also bei variablen Frequenzen, abhängig von der Rate, mit der Energie vom Transformator zum Speicherkondensator übertragen wird.

Die Kondensatorspannungs-Meßschaltung 40 überwacht die Spannung am Speicherkondensator. Die Kondensatorspannung wird skaliert und dann zum PWM 28 zurückgeführt. Wenn die Spannung des Speicherkondensators sehr groß ist, wird PWM 28 gesperrt, um das weitere Laden des Kondensators zu verhindern.

Die skalierte Speicherkondensatorspannung wird ebenfalls zur Defribrilatorsteuerplatte zurückgeführt. Die Steuerplatte ermöglicht, daß die Ladeschaltung dem Transformator weiter Energie zuführt (hält beispielsweise CHGEN und SFRLYDR niedrig und CHRATE hoch), bis der Speicherkondensator vollständig geladen ist.

Der Schwachbatteriesensor 26 sperrt PWM 28, wenn die Batteriespannung zu niedrig ist, und der Primärstromsensor 36 sperrt PWM 28, wenn ein zu hoher Strom durch den Hochstromschalter 34 geht.

Der Hauptnachteil der Defibrillatorladeschaltung von Fig. 1 ist, daß sie nur einen Weg zum Zuführen von Leistung zum Transformator hat. Um beispielsweise Leistungsquellen zu wechseln, muß entweder die Batterie körperlich abgetrennt werden, so daß eine zweite Versorgung angeschlossen werden kann, oder es muß ein Umschaltkreis vorgesehen werden, der die Batterie abtrennt und den Ausgang einer zweiten Leistungsversorgung (beispielsweise eines Wechselstrom-Gleichstrom-Umsetzers) an die Leistungskonditionierungsschaltung 18 anschließt. Eine Schwierigkeit des letzteren Ansatzes ist es, einen zuverlässigen Umschaltkreis vorzusehen, der auch bei dem von der Transformator/Gleichrichter-Schaltung 32 gezogenen, hohen Strom einen niedrigen Energieverlust gewährleistet. Dies erfordert normalerweise ein Hochstromrelais oder einen Feldeffekttransistor mit einem sehr kleinen Drain/Source-Widerstand. Diese Teile sind beide teuer und erfordern ein zusätzliche Ansteuerlogik.

Auch kann der Wechselstrom-Gleichstrom-Umsetzer oder Gleichrichter nicht einen so hohen Spitzenstrom liefern wie die Batterie, wenn also die Transformator/Gleichrichter-Schaltung 32 für die Batterie optimiert ist, ist sie nicht für den Gleichrichter optimiert.

Die Erfindung löst beide Nachteile, indem sie einen Transformator mit zwei primären Wicklungen vorsieht. Durch Vorsehen des doppelt primären Transformators kann jede Wicklung auf ihre Stromquelle zugeschnitten werden, so daß von der Batterie schnell mit hohem Strom und vom Gleichrichter langsamer mit einem niedrigen Strom geladen werden kann. Da jede Quelle ihre eigene Primärseite hat, müssen ferner die Eingänge nicht umgeschaltet werden, und der Transformator zieht Strom von der Quelle, die gerade verfügbar ist. Der Transformator mit zwei getrennten primären Wicklungen isoliert oder trennt auch Fehler jeweils einer Leistungsversorgung. Fig. 2 zeigt allgemein die Anordnung einer bevorzugten Ausführungsform einer Defibrillatorladeschaltung mit doppelter Leistungsversorgung nach der Erfindung.

In Fig. 2 arbeiten ein Laden-Freigabeglied 20, ein Laderatenrampenerzeuger 22, ein Laderatenschwellwerterzeuger 24, ein Hochstromschalter 34 und ein Primärstromsensor 36 im wesentlichen so wie mit Bezug auf Fig. 1 beschrieben und sind mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Eine Sicherheitsschaltung 30 arbeitet ebenfalls im wesentlichen auf dieselbe Weise wie in Fig. 1, abgesehen davon, daß sie hier von einem offenen Sicherheitsrelaissignal (OPNSFRLY) von der oben beschriebenen Defibrillatorsteuerplatte (nicht gezeigt) angesteuert wird. Das OPNSFRLY-Signal hat den invertierten Wert des Signals SFRLYDR.

Eine Leistungsperr/Konditionierungsschaltung 58 führt dieselbe Schaltungs-Bypassfunktion durch wie die Leistungskonditionierungsschaltung 18 von Fig. 1, sieht jedoch nun einen Schaltungsbypass gleichzeitig für eine Gleichstrombatterie 52 und einen Wechselstrom/Gleichstrom-Umsetzer oder Gleichrichter 50 vor. Die Leistungssperr/Konditionierungsschaltung 58 sieht auch eine zusätzliche Sperrschaltung vor, die in Fig. 3 gezeigt ist.

Eine doppelt primäre Transformator/Gleichrichter-Schaltung 62 hat zwei Primärwicklungen anstelle der in der Schaltung 32 von Fig. 1 eingesetzten einen Primärwicklung. Die erste Primärwicklung ist mit dem VDC-Ausgang von der Leistungssperr/Konditionierungsschaltung 58 verbunden. Die zweite Primärwicklung ist mit dem Vbattery-Ausgang der Leistungsperr/Konditionierungsschaltung 58 verbunden. Die Sekundärwicklung des Transformators ist mit einer optisch gekoppelten Kondensatorstrom-Sensorschaltung 64, einer Sicherheitsschaltung 30, einer Differentialverstärkten Kondensatorspannungs-Meßschaltung 66 und einem Energiespeicherkondensator 68 verbunden.

Ein Niederstromschalter in einer Niederstromschalter/Schaltertreiber-Schaltung 60 ist mit einer Niederstrom-Primärwicklung an der doppelt primären Transformator/Gleichrichter-Schaltung 62 angeschlossen. Eine Treiberschaltung der Niederstromschalter/Schaltertreiber-Schaltung 60 treibt sowohl den Niederstromschalter als auch den Hochstromschalter 34 an. Der Hochstromschalter 34 ist mit einer Hochstrom-Primärwicklung an der doppelt primären Transformator/Gleichrichter-Schaltung 62 angeschlossen. Fig. 3 zeigt ein detailliertes Schaltbild der doppelt primären Transformator/Gleichrichter-Schaltung 62, der Niederstromschalter/Schaltertreiber-Schaltung 60, des Hochstromschalters 34, des Primärstromsensors 36 und der Sperrschaltung der Leistungssperr/Konditionierungsschaltung 58.

Ein optisch gekoppelter Kondensatorstromsensor 64 hat im wesentlichen dieselbe Funktion wie der Kondensatorstromsensor 38 von Fig. 1. Wechsel zu den Schaltkreisen bringen eine optische Kopplung zwischen dem Eingang und dem Ausgang mit sich. Die Schaltung ist in Fig. 6 mit weiteren Einzelheiten gezeigt.

Die Differentialverstärker-Kondensatorspannung-Meßschaltung 66 hat im wesentlichen dieselbe Funktion wie die Kondensatorspannungs- Meßschaltung 40 von Fig. 1. Der Ausgang ist nun jedoch die skalierte Spannungsdifferenz über der Sekundärwicklung des doppelt primären Transformators. Diese Schaltung ist in Fig. 7 mit weiteren Einzelheiten gezeigt.

Eine Niederspannungs-Sensorschaltung 56 ist ähnlich dem Niederspannungssensor 26 von Fig. 1, abgesehen davon, daß die Niederspannungs-Sensorschaltung 56 jetzt ein zusätzliches Defibrillatorsteuersignal, Wechselstrom an Ladevorrichtung (ACONCH), empfängt. Das ACONCH-Signal wird hoch, wenn die Gleichstrom-Versorgungsspannung VDC an die Defibrillatorladeschaltung angeschlossen wird, und wird niedrig, wenn VDC abgetrennt wird. Der Niederspannungssensor 56 ist mit weiteren Einzelheiten in Fig. 8 gezeigt.

Fig. 3 zeigt einen detaillierten Schaltplan der Niederstrom- Umschalt-Schaltung 60A und der Schaltertreiber-Schaltung 60B, der Sperrschaltung der Leistungssperr-Konditionierungsschaltung 58, des Hochstromumschalters 34, des Primärstromsensors 36 und der doppelt primären Transformator/Gleichrichterschaltung 62 von Fig. 2.

Der gestrichelte Kasten 60B kennzeichnet die Schaltertreiber- Schaltung der Niederstromschalter/Schaltertreiber-Schaltung 60, und der gestrichelte Kasten 60A kennzeichnet den Niederstromschalter der Niederstromschalter/Schaltertreiber- Schaltung 60 (Fig. 2). Der gestrichelte Kasten 36 umgibt den Primärstromsensor von Fig. 2, und der gestrichelte Kasten 34 umgibt den Hochstrom-Umschalter von Fig. 2. Die Sperrschaltung der Leistungssperr/Konditionierungsschaltung von Fig. 2 ist von dem gestrichelten Kasten 58 umgeben, und die doppelt primäre Transformator/Gleichrichter-Schaltung von Fig. 2 ist von dem gestrichelten Kasten 62 umgeben.

Ein Eingangsanschluß 74 der Schaltung 60B ist mit dem Ausgang des PWM 28 (Fig. 2) und den jeweils ersten Anschlüssen von Widerständen 78 und 76 verbunden. Der zweite Anschluß des Widerstandes 78 ist mit dem Ausgangsanschluß 80 und über einen Widerstand 82 mit Masse verbunden. Der zweite Anschluß des Widerstandes 76 ist mit der Anode einer Diode 84 und der Basis eines Transistors 86 verbunden. Die Kathode der Diode 84 ist mit dem Emitter des Transistors 86, der Kathode einer Zenerdiode 88 und den ersten Anschlüssen von Widerständen 90 und 92 im Hochstromschalter 34 sowie mit einem Widerstand 106 in Schaltung 60A verbunden. Der Kollektor des Transformtors 86 und die Anode der Zenerdiode 88 sind mit Masse verbunden.

Im Hochstromschalter 34 ist der zweite Anschluß des Widerstandes 90 mit dem Gate eines Feldeffekttransistors (FET) 102 verbunden, und der zweite Anschluß eines Widerstandes 92 ist mit dem Gate eines FET 104 verbunden. Die Source des FET 102 ist mit der Source des FET 104 und mit dem ersten Anschluß eines Widerstandes 94 und dem ersten Anschluß eines Widerstandes 96 in der Stromsensorschaltung 36 verbunden. Der zweite Anschluß des Widerstandes 96 ist mit einem Ausgangsanschluß 100 und dem ersten Anschluß eines Kondensators 98 verbunden. Der zweite Anschluß des Widerstandes 94 und der zweite Anschluß des Kondensators 98 sind mit Masse verbunden.

Der Drain des Transistors 102 ist mit dem Drain des Transistors 104, der Kathode einer Zenerdiode 106 und dem gestrichelten Anschluß mit dem Punkt der Hochstrom-Primärwicklung 144 eines Transformators 126 in Schaltung 62 verbunden. Die Anode der Zenerdiode 106 ist mit Masse verbunden. Das Gate eines FET 110 ist mit dem zweiten Anschluß eines Widerstandes 107 verbunden, und die Source von FET 110 ist mit Masse verbunden. Die Anode einer Zenerdiode 108 ist mit Masse verbunden, und ihre Kathode mit dem Drain des Transistors 110 und mit dem Anschluß mit dem Punkt einer Siederstrom-Primärwicklung 142 des Transformators 126.

Die Leistungssperr/Konditionierungsschaltung 58 (Fig. 2) hat einen Eingangsanschluß 112, der die Versorgungsspannung VDC empfängt (den konditionierten Gleichrichterausgang), und einen Eingangsanschluß 118, der die Ausgangsspannung der Batterie Vbattery empfängt (konditionierter Batterieausgang). Die Versorgungsspannung ist über eine Diode 114 mit dem Anschluß ohne Punkt der Niederstrom-Primärwicklung 142 des Transformators 126 verbunden. Ein mit der Kathode der Diode 114 verbundener Kondensator 116 ist zum Filtern von VDC mit Masse verbunden. Der Batteriespannungseingang am Anschluß 118 ist über eine Sicherung 120 mit dem Anschluß ohne Punkt der Hochstrom-Primärwickung 144 des Transformators 126 verbunden. Kondensatoren 122 und 144 koppeln Vbattery kapazitiv mit Masse.

An die Sekundärwicklung 148 des Transformators 146 ist an dem Anschluß mit Punkt eine Diode 128 und an dem Anschluß ohne punkt eine Diode 132 angeschlossen, um den Strom vom Anschluß 72 zum Anschluß 70 einseitig gerichtet zu leiten. Eine Zenerdiode 130 ist zwischen einer Diode 128 und dem Anschluß 70 angeschlossen und sperrt den Strom, bis ihre Sperr-Lawinenspannung an der Anode überschritten ist.

Fig. 4 zeigt eine schematische Darstellung des Transformators 126 von Fig. 3 mit weiteren Einzelheiten. Die Niederstrom- Primärwicklung 142 ist an ihrem Anschluß mit Punkt (Punkt- Anschluß) mit dem Drain des FET 110 und an ihrem Anschluß ohne Punkt mit der Kathode von Diode 114 verbunden. Die Hochstrom- Primärwicklung 144 ist mit ihrem Punkt-Anschluß mit dem Drain der FET′s 102 und 104 und mit ihrem Anschluß ohne Punkt mit Vbattery verbunden. Die Sekundärwicklung des Transformators ist mit dem Punkt-Anschluß mit der Anode der Diode 128 und mit dem Anschluß ohne Punkt mit der Kathode von Diode 132 verbunden.

Die Wicklungen des Transformators 126 sind in Tabelle 1 angegeben.

Wicklung
Anzahl der Windungen
142
11
144	6
148	534

Die Wicklungsverhältnisse für die Transformation sind wie folgt:
Primärwicklung 144 zu Sekundärwicklung = 1:89
Primärwicklung 142 zu Sekundärwicklung = 1:48
Primärwicklung 144 zu Primärwicklung 142 = 1:1,8.

Fig. 5 ist eine parametrische Darstellung des Transformators 126. Die Primärwicklung 144 hat eine Eingangsimpedanz von 0,009 Ohm, eine Verlustinduktivität von 200 nH und eine Primärwicklungs- Induktivität von 8,0 µH. Die Primärwicklung 142 hat eine Eingangsimpedanz von 0,019 Ohm, eine Verlustinduktivität von 800 nH und eine Primärwicklungs-Induktivität von 26 µH. Die Sekundärwicklung hat eine Eingangsimpedanz von 35 Ohm, eine Verlustinduktivität von 3,1 mH und eine Sekundärwicklungs- Induktivität von 66 µH. Eine Kapazität von 55pF liegt zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung, und eine Kapazität von 5pF liegt parallel zur Sekundärwicklung. Die Durchbruchspannung des Transformators ist 8000 Volt.

Wieder mit Bezug auf Fig. 3, der Transformator 126 arbeitet in einem Rücklaufmodus, wobei die Diode 128 als Schwungrad dient. Die Spannung Vbattery wird über die Hochstromwicklung des Transformators 126 angelegt, wenn die FET′s 102 und 104 (A1) leiten. Die Spannung VDC wird an der Niederstrom-Primärwicklung des Transformators 126 angelegt, wenn FET 110 (Q12) leitet. Eine Spannung über einer der Primärwicklungen erzeugt eine negative Spannung an der Anode von Diode 128. Die Spannung ist ungefähr gleich groß wie die an der Primärwicklung anliegende Spannung mal dem Wicklungsverhältnis zwischen der angeregten Primärwicklung und der Sekundärwicklung. Während dieser Phase sind nur die Primärwicklungen aktiv, und der Transformator wird wie eine Reiheninduktivität behandelt. Die primäre Induktivität bewirkt als das lineare Ansteigen des Stromes in der Primärwicklung gemäß der folgenden Beziehung:

ΔI = (V_i·ΔT)/L_p

wobei V_i = die Spannung an den Primärwicklungen,
ΔT = die Zeit, während derer Spannung an der Primärwicklung anliegt, und
L_p = die Induktivität der Primärwicklung ist.

Während die Diode 126 rückwärts gespannt ist, ist die im Transformator gespeicherte Energie gleich:

E₁ = (1/2)(L_p·I_p),

wobei I_p = der gesamte durch die Primärwicklung gehende Strom.

Wenn der Hochstromschalter (FET′s 102 und 104) und der Niederstromschalter (FET 110) abschalten, bewirkt der Fluß im Kern 146 des Transformators 126, daß ein Strom in der Sekundärwicklung fließt. Die Sekundärwicklungsspannung steigt schnell an, spannt den Gleichrichter 128 genügend vorwärts und die Zenerdiode 130 genügend rückwärts, um im Sperrspannungs-Lawinenbereich zu arbeiten. Dadurch kann vom Transistor 126 Strom in den Speicherkondensator 68 (Fig. 2) übergehen. Der durch die Diode 128 hindurchgehende Anfangsstrom ist proportional dem an der Primärwicklung des Transformators eingespeisten Primärentstroms mal dem Primär/Sekundär-Wicklungsverhältnis. Da die Sekundärwicklungsinduktivität bei einer fast konstanten Spannung gehalten wird, die ungefähr gleich der Spannung des Speicherkondensators ist, nimmt der Strom rampenförmig nahezu linear über der Zeit ab.

Die Entladezeit des Transformators wird mit zunehmender Speicherkondensatorspannung kürzer. Die Verzögerungszeit zwischen jedem Ladezyklus wird dadurch entsprechend eingestellt. Am Anfang ist beispielsweise im Speicherkondensator 152 keine Energie, und zum Entladen von Energie vom Transformator in den Speicherkondensator wird eine maximale Zeit benötigt. Mit zunehmender Energie im Speicherkondensator vermindert sich die zum Entladen der Energie vom Transformator benötigte Zeit. Da die Kondensator-Sensorschaltung 64 (Fig. 2) den Modulator reaktiviert, sobald der Transformator-Entladezyklus beendet ist, nimmt die Deaktivierungszeit des Modulators zwischen Ladezyklen mit zunehmender im Speicherkondensator gespeicherter Energie ab. Die Gesamtzeit zum Laden des Speicherkondensators wird dadurch minimiert.

Ein hohes Eingangssignal vom PWM 28 am Anschluß 74 von Fig. 3 spannt die Diode 84 vor, so daß der FET 110 (Q12) und die FET′s 102, 104 (A1) einschalten. Abhängig vom Zustand von Vbattery und VDC gibt Q12 einen Strom von der Niederstrom-Primärwicklung 142 des Transformators 126 und A1 einen Strom von der Hochstrom- Primärwicklung 144 des Transformators 126 ab. Am Anfang besteht über A1 kein Spannungsabfall. Der Hochstrom-Primärwicklung 144 steht daher die gesamte Ausgangsspannung von Vbattery zur Verfügung.

Vbattery wird aufwärts transformiert und proportional zum Primär/Primär-Windungsverhältnis über der Niederstrom- Primärwicklung 142 reflektiert. Bei beispielsweise 11 Windungen für die Niederstrom-Primärwicklung 142 und 6 Windungen für die Hochstrom-Primärwicklung 144 ist die hochtransformierte Spannung an der Niederstromwicklung gleich:

Niederstrom-Primärwicklungs-Spannung = 1,8 · Vbattery.

Der Kondensator 116 in der Konditionierungsschaltung 58 wird vom hochtranstormierten Wert von Vbattery geladen. Wenn der Wert von VDC 14 Volt und die Ausgangsspannung von Vbattery 9 Volt beträgt, ist daher die Spannung an der Niederstrom-Primärwicklung etwa 16,2 Volt. Dadurch wird die Diode 114 rückwärts vorgespannt, so daß kein Batteriestrom in den Gleichrichter fließen kann. Während die Einschaltzeit von A1 andauert, nimmt der Strom zu, wodurch mehr Energie im Transformator 126 gespeichert wird. Mit zunehmenden Strom durch A1 nimmt auch die Spannung an der Hochstromwicklung ab, so daß der Kondensator 116 einen Teil seiner gespeicherten Energie durch die Niederstromwicklung in den Transformator 126 entladen kann.

Wenn der Laderatenrampenerzeuger 22 (Fig. 2) die Spannung des Laderatenschwellwerterzeugers 24 (Fig. 2) erreicht, nimmt der Ausgang von PWM 28 einen hochohmigen Zustand ein, so daß die FET- Schalter A1 und Q12 abgeschaltet werden. Die im Transformator 126 gespeicherte Energie wird dadurch zum Speicherkondensator 152 übertragen, wie oben beschrieben. Wenn der Spannungspegel der Batterie niedriger ist als die durch Vbattery erzeugte Spannung an der Niederstromwicklung 162, wird die Diode 114 vorwärts gespannt, so daß VDC zum Laden des Transformators beitragen kann. Dieser zusätzliche Enegiebeitrag von VDC ermöglicht das Laden des Speicherkondensators innerhalb sinnvoller Zeitbereiche. Die Menge des von Vbattery und VDC eingespeisten Stromes hängt dann von ihren momentanen Ausgangsspannungswerten ab.

Die Ausgangsspannung der Batterie ist sehr niedrig, VDC erzeugt eine Spannung an der Hochstrom-Primärwicklung 144, die größer als Vbattery ist. In diesem Zustand gibt VDC Strom an die Batterie ab, wodurch diese geladen wird. Dies entspricht einem Fehlerzustand, welcher mehr Zeit benötigt, als normalerweise zum Laden des Speicherkondensators notwendig ist.

Die dualen Primärwicklungen ermöglichen daher, daß jede oder beide der Leistungsversorgungen Energie an den Transformator liefert, ohne daß eine Leistungsversorgung physisch abgetrennt werden müßte, bevor die zweite Leistungsversorgung angeschlossen wird. Die dualen Primärwicklungen isolieren ferner in einer der Leistungsversorgung auftretende Fehler.

Widerstände 94 und 96 und ein Kondensator 98 bilden den Primärstromsensor 36 von Fig. 2. Die Spannung am Widerstand 94 gibt die in der primärseitigen Schaltung fließende Strommenge an. Die Spannung am Ausgangsanschluß 100 ist mit dem nicht invertierenden Sensoreingang von PWM 28 verbunden und wird mit einer Bezugsspannung verglichen. Wenn die Spannung am Widerstand 94 größer ist als die voreingestellte Bezugsspannung, wird PWM 28 gesperrt, und so A1 und Q12 abgeschaltet. Der Widerstand 96 und der Kondensator 98 filtern Streu- oder Störresonanzen auf Grund von primären/sekundären Störsignalen im Transformator 126 aus.

Die Diode 84 und ein PNP-Transistor 86 (Q9) dienen als eine aktive Pull-Down-Schaltung zum Herunterziehen der FET-Schalter A1 und Q12. Zum Sperren der Schalter A1 und Q12 wird der Ausgang von PWM 28 in einen hochohmigen Zustand gebracht. Die Pull-Down- Widerstände 78, 82 und 76 ziehen dabei Strom von der Basis des Transistors Q9 ab, während die Diode 84 den Stromfluß zwischen den FET′s und der Basis des Transistors Q9 begrenzt. Der negative Basisstrom schaltet Q9 ein, indem sie die Gate-Source-Spannung der FET-Schalter A1 und Q12 herabzieht. Dadurch werden die Schalter A1 und Q12 abgeschaltet und die Spannungsversorgungen gesperrt. Die Schalter A1 und Q12 werden angeschaltet, wenn PWM 28 eine hohe Ausgangsspannung am Eingangsanschluß 74 erzeugt. Die positive Spannung am Anschluß 74 schaltet Q9 ab und spannt die Diode 84 vorwärts vor. Wenn Transistor Q9 abschaltet, nehmen die Gate- Source-Spannungen der FET-Schalter A1 und Q12 zu. Dies wiederum schaltet die Schalter A1 und Q12 an, so daß die Spannungsversorgungen freigegeben werden.

Die durch Q9 gebildete niederohmige Verbindung zur Masse entlädt schnell die inneren Kapazitäten beider Schalter A1 und Q12. Dadurch schalten die Schalter A1 und Q12 schnell ab, so daß der Energieverlust minimiert wird. Widerstände 78 und 82 skalieren die Ausgangsspannung von PWM 28 am Anschluß 80, welche dem Kondensatorstromsensor 64 (Fig. 2) zugeführt wird.

Verschiedene Komponenten und Aufbaumerkmale wurden in der Ladeschaltung vorgesehen, um die Zuverlässigkeit des Systems zu erhöhen. Beispielsweise ist eine Diode 128 auf einer gedruckten Schaltungsplatte mit großen Kupferanschlußflecken an jedem Anschlußloch vorgesehen, die als Wärmesenke dient. Unter der Diode ist ein Schlitz ausgeschnitten, um einen größeren Kriechweg für eine bessere Kühlung zu schaffen. Zenerdioden 88, 106 und 108 schaffen eine vorübergehende Hochspannungs-Unterdrückung, die die FET-Schalter A1 und Q12 vor dem Überschreiten maximaler Drain/Source-Spannungsraten schützen. Die maximale Arbeitsspannung für Schalter A1 ist beispielsweise 72,4 Volt; die Durchbruchspannung der Zenerdiode 106 ist daher auf einen Nennwert von 82 Volt eingestellt.

An Schalter A1 ist eine Wärmesenke angebracht, um Überhitzen zu vermindern. Die folgenden Berechnungen für Wärmesenken wurde zum Vorsehen des notwendigen termischen Widerstandes durchgeführt:

R_R _sa = [(T_J - T_A)/P_D] - R_R _jc - R_R _cs (1)

wobei T_J = Übergangstemperatur des Transistors = 150°C
T_A = Umgebungstemperatur = 70°C
T_D = Verlustleistung des Transistors = 8,8 Watt
R_R _jc = termischer Widerstand vom Übergang zum Gehäuse = 0,833°C/w
R_R _cs = termischer Widerstand von Gehäuse zu Senke = 0,9°C/w
R_R _sa = termischer Widerstand von Senke zur Umgebung.

Der termische Widerstand von der Senke zur Umgebung ist R_R _sa = 7,4°C/w. Sowohl für A1 als auch für Q12 wird daher eine Thermalloy, Grafoil 7020 Conducta-Pad Wärmesenke mit einem termischen Widerstand von 9,0°C/w verwendet.

Optisch gekoppelter Kondensatorstromsensor

Fig. 6 zeigt einen Schaltplan der optisch gekoppelten Kondensatorstrom-Sensorschaltung 64 von Fig. 2. Ein Anschluß 70 der Schaltung 62 (Fig. 3) ist mit der Anode einer Zenerdiode 130 und der Kathode einer lichtemittierenden Diode (LED) 194 verbunden. Die Kathode der Zenerdiode 130 ist mit der Kathode von Diode 128 aus Schaltung 62 verbunden und über einen Widerstand 196 mit der Anode der LED 194 ohmsch gekoppelt. Die Anode von Diode 128 ist am Eingangsanschluß 197 mit dem Punkt-Anschluß der sekundären Wicklung 148 von Schaltung 62 (Fig. 3) verbunden. Die Basis eines Transistors 188 ist mit der Anode einer Fotodiode 190 verbunden und über einen Widerstand 186 ohmsch mit Masse gekoppelt. Der Emitter von Transistor 188 ist mit Masse verbunden. Eine Bezugsspannung ist an der Fotodiode 190 und am ersten Anschluß von Widerstand 184 angeschlossen. Kondensatoren 180 und 182 koppeln die Bezugsspannung kapazitiv mit Masse. Ein Eingangsanschluß 80 von Schaltung 60B (Fig. 3) ist mit dem ersten Eingang eines NOR-Gatters 178 verbunden. Der zweite Eingang des NOR-Gatters 178 ist mit dem Kollektor von Transistor 188 und dem zweiten Anschluß von Widerstand 184 verbunden. Der Ausgangsanschluß 174 ist mit dem Oszillatoreingang von PWM 28 verbunden und über einen Widerstand 176 ohmsch mit dem Ausgang des NOR-Gatters 178 gekoppelt. Der Transistor 188, die Fotodiode 190 und die LED 194 bilden die innere Schaltung eines Optokopplers 192.

Wenn auf der Sekundärseite von Transformator 126 (Fig. 2) ein Strom zu fließen beginnt, bricht die Zenerdiode 130 zusammen, und die Zehnerspannung liegt an der LED 194 und dem Widerstand 196 an. Der Widerstand 196 begrenzt den Strom durch die LED. Die Zenerdiode 130 bewirkt im Bereich der Zehner-Durchbruchsspannung, daß ein Strom durch die LED 194 fließt, wodurch der Sperr- Leckstrom in der Fotodiode 190 zunimmt. Der angewachsene Leckstrom bewirkt das Einschalten von Transistor 188, wobei die Spannung am zweiten Eingang des NOR-Gatters 178 herabgezogen wird. Wenn der skalierte PWM-Ausgang am Eingangsanschluß 80 ebenfalls niedrig ist (gesperrter Zustand), wird der Ausgang des NOR-Gatters 178 hoch und sperrt PWM 28. Dies verhindert, daß PWM einen neuen Ladezyklus beginnt, bis der Strom vom Transformator vollständig in den Speicherkondensator entladen ist.

Wenn kein Strom mehr auf der Sekundärseite des Transformators 126 fließt, geht die Spannung über der Zenerdiode 130 auf Null und sperrt die LED 194. Die gesperrte LED 194 vermindert den Sperr- Leckstrom der Fotodiode 190, so daß der Transistor 188 abschaltet. Der Widerstand 184 zieht den zweiten Eingang des NOR-Gatters 178 hoch, so daß der Ausgang des NOR-Gatters 178 ansteigt, wodurch PWM 28 ein hohes Ausgangssignal erzeugt. Das NOR-Gatter 178 weist Schmitt-getriggerte Eingänge auf, um Rauscheffekte zu vermindern und PWM schnell freizugeben, wenn kein Strom mehr in der Sekundärwicklung des Transformators fließt. Bypass-Kondensatoren 180 und 182 filtern Rauschen aus der Bezugsspannung, die das NOR- Gatter 178 aktivieren könnten.

Messung der Differentialverstärker-Kondensatorspannung

Fig. 7 zeigt einen Schaltplan der Differentialverstärker- Kondensatorspannung-Meßschaltung 66 von Fig. 2 mit weiteren Einzelheiten. Eingangsanschlüsse 70 und 72 sind über gegenüberliegende Enden des Speicherkondensators 68 (Fig. 2) angeschlossen. Der nichtinvertierende Eingang eines Operationsverstärkers (op-amp) 212 ist über einen Widerstand 210 mit dem Anschluß 70 ohmsch gekoppelt und über einen Widerstand 200 und einen Kondensator 198 ohmsch und kapazitiv mit Masse verbunden. Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 212 ist über einen Widerstand 221 mit dem Eingangsanschluß 72 ohmsch gekoppelt. Der Ausgang des Operationsverstärkers 212 ist über einen Widerstand 214 und einen Kondensator 216 zu dessen invertierenden Eingang zurückgeführt und über einen Widerstand 218 mit dem Ausgangsanschluß 220 ohmsch gekoppelt. Der Ausgangsanschluß 220 ist mit dem invertierenden Eingang von PWM 28 verbunden.

Die Kondensatorspannung-Meßschaltung skaliert die Differenz zwischen den Spannungspegeln auf beiden Seiten des Energiespeicherkondensators. Die vom Operationsverstärker 212 ausgegebene, skalierte Spannung wird durch die Werte der Widerstände 210, 200, 221 und 214 bestimmt. Beispielsweise werden die Widerstände 200 und 214 so gewählt, daß sie denselben Wert (R₁) haben, und die Widerstände 210 und 221 werden so gewählt, daß sie denselben Wert (R₂) haben. Die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 212 ist dann:

V_out = (R₂/R₁)·(V₇₀ - V₇₂)

wobei V₇₀ die Spannung am Eingangsanschluß 70 und
V₇₂ die Spannung am Eingangsanschluß 72 ist.

Die Wahl von Werten für Widerstände 200 und 214 (R₁) welche wesentlich größer sind als der Wert für Widerstände 210 und 221 (R₂), erzeugt einen skalierten Wert der Kondensatorspannung am Ausgang des Operationsverstärkers.

Der Ausgang des Operationsverstärkers 212 wird dann mit einer im PWM 28 eingestellten Bezugsspannung verglichen. Wenn der Ausgang des Operationsverstärkers die Bezugsspannung überschreitet, wird der Ausgang von PWM 28 gesperrt, wodurch weitere Ladezyklen in der Defibrillatorladeschaltung verhindert werden.

Das skalierte Ausgangsspannungssignal wird auch zur Defibrillatorsteuerplatte geschickt. Die Steuerplatte überwacht die Speicherkondensatorspannung und hält Freigabesignale für den Modulator aufrecht, wenn der Speicherkondensator die erforderliche Spannung noch nicht erreicht hat. Wenn der Speicherkondensator den gewünschten Ladepegel erreicht hat, schickt die Defibrillatorsteuerschaltung ein Sperrsignal an die Ladefreigabeschalung 20 und den Laderatenschwellwerterzeuger 24 (Fig. 2). Der Kondensator 198 filtert Rauschen vom nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 212. Der Rückführungskondensator 216 erhöht die Stabilität der Spannungsmeßschaltung durch Vermindern von Schwingungseffekten am Ausgang des Operationsverstärkers 212.

Sensor für niedrige Eingangsspannung

Fig. 8 zeigt einen Schaltplan für die Nieder-Eingangspannungs Sensorschaltung 56 von Fig. 2 mit weiteren Einzelheiten. Das Eingangssignal Vbattery am Anschluß 118 wird über einen Widerstand 226 mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 232 verbunden. Ein Widerstand 228 und ein Kondensator 230 verbinden den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers mit Masse. Ein Eingansanschluß 54 empfängt das ACONCH-Signal von der Defibrillatorsteuerplatte. Das ACONCH- Signal geht durch einen Widerstand 222 zum ersten und zum zweiten Eingang eines NOR-Gatter 224. Der Ausgang des NOR-Gatter 224 ist zum invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 232 geführt. Der Ausgang des Operationsverstärkers 232 ist mit dem invertierenden Komperatoreingang von PWM 28 verbunden.

Der Widerstand 226 und der Widerstand 228 teilen die Spannung Vbattery am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 232. Wenn VDC mit der Defibrillatorschaltung verbunden ist, ist das ACONCH-Signal am Eingangsanschluß 54 hoch, so daß der Ausgang des NOR-Gatters 224 niedrig wird. Dadurch steuert eine positive Vbattery-Spannung den Operationsverstärker 232 so an, daß dessen Ausgang hochohmig wird, so daß der Ausgang des PWM 28 hoch bleibt. Wenn VDC jedoch von der Defibrillatorschaltung abgetrennt wird, wird die Spannung am Eingangsanschluß 54 niedrig, so daß die Spannung am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 232 hochgeht. Wenn also der skalierte Batteriespannungspegel am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 232 unter den Wert der Ausgangsspannung des NOR-Gatters 224 fällt, wird der Ausgang des Operationsverstärkers 232 niedrig, so daß PWM 28 gesperrt wird. PWM 28 bleibt gesperrt bis die Batteriespannung ausreichend anwächst, um den niedrigen Ausgang vom Operationsverstärker 232 unwirksam zu machen.

Der Ausgang des Operationsverstärkers 232 fällt ab, wenn die Ausgangsspannung der Batterie zu niedrig ist, um sowohl den normalen Defibrillatorbetrieb als auch den Ladebetrieb aufrecht zu erhalten. Beispielsweise bei Beginn eines Ladezyklus wird Strom von der Batterie gezogen, wodurch sich ihre Ausgangsspannung vermindert. Wenn die Batteriespannung bereits am Anfang zu niedrig ist, zieht der zusätzlich von der Ladeschaltung gezogene Strom die Ausgangsspannung der Batterie auf einen zu niedrigen Pegel, um den normalen Defibrillatorbetrieb aufrechtzuerhalten. Dieser Zustand ist nur dann kritisch, wenn die Wechselstrom-Leistungsversorgung nicht angeschlossen ist (beispielsweise die Spannung am Eingangsanschluß 54 niedrig ist), weil das Defibrillatorsystem von VDC versorgt wird, wenn VDC an die Ladeschaltung angeschlossen ist. Sperren der Ladeschaltung während dieses Zustandes schützt auch die Batterie vor einer Beschädigung auf Grund eines zu großen Stromabzuges.

Die Erfindung wurde an Hand eines bevorzugten Ausführungsbeispieles beschrieben und gezeigt, sie kann jedoch in ihrer Anordnung und in ihren Einzelheiten abgeändert werden, ohne die technische Lehre der Erfindung zu verlassen. Sämtliche Modifikationen, Variationen und Unterkombinationen im Bereich der folgenden Ansprüche seien mit eingeschlossen.

Claims

1. Herzdefibrillator-Ladeschaltung zum Laden eines Kondensators durch mehrere Leistungsversorgungen, mit
einer Batterie (52),
einer Gleichspannungsversorgung (50),
einem Hochspannungs-Speicher- und Entladekondensators (68),
einem Transformator (126) mit einer ersten Primärwicklung (144), einer zweiten Primärwicklung (142) und einer Sekundärwicklung (148), wobei die Sekundärwicklung (148) über dem Kondensator (68) angeschlossen ist, und
einer Schaltvorrichtung (34, 60) zum Verbinden der Batterie (52) mit der ersten Primärwicklung (144) und zum Verbinden der Gleichspannungsversorgung (50) mit der zweiten Primarwicklung (142).

2. Herzdefibrillator-Ladeschaltung nach Anspruch 1, mit einer Anpassungsvorrichtung (58) zum Anpassen der Ausgangscharakteristik der Batterie (52) an die erste Primärwicklung (144) und zum Anpassen der Ausgangscharakteristik der Gleichspannungsversorgung (50) an die zweite Primärwicklung (142) des Transformators (126).

3. Herzdefibrillator-Ladeschaltung nach Anspruch 2, bei der die Anpassungsvorrichtung ein Windungsverhältnis der ersten Primärwicklung (144) zur zweiten Primärwicklung (142) zum Maximieren der Ausgangskapazität sowohl der Batterie (52) als auch der Gleichspannungsversorgung (50) aufweist.

4. Herzdefibrillator-Ladeschaltung nach Anspruch 2 oder 3, bei der die Anpassungsvorrichtung so aufgebaut ist, daß die Gleichspannungsversorgung (50) und die Batterie (52) den Kondensator (68) mit verschiedenen Raten laden.

5. Herzdefibrillator-Ladeschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei die erste Primärwicklung (144) und die zweite Primärwicklung (142) zum Isolieren von Fehlern elektromagnetisch getrennt sind.

6. Herzdefibrillator-Ladeschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Schaltvorrichtung (34, 60) die Batterie (52) mit der ersten Primärwicklung (144) und die Gleichspannungsversorgung (50) mit der zweiten Primärwicklung (142) verbindet.

7. Herzdefibrillator-Ladeschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Schaltvorrichtung (34, 60) und die erste Primärwicklung (144) und die zweite Primärwicklung (142) die Ausgänge von der Batterie (52) und der Gleichspannungsversorgung (50) logisch ODER-verknüpfen.

8. Herzdefibrillator-Ladeschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Schaltvorrichtung (34, 60) die Gleichspannungsversorgung (50) mit der Batterie (52) verbindet, wenn die Gleichspannungsversorgung (50) eine Spannung an der ersten Primärwicklung (144) erzeugt, die größer als die Batteriespannung ist.

9. Herzdefibrillator-Ladeschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, mit einer Entlade-Steuerschaltung (132, 128, 130) zum Verbinden der Sekundärwicklung (148) des Transformators (126) mit dem Kondensator (68), wobei der Kondensator (68) über die Entladesteuerschaltung (132, 128, 130) parallel zur Sekundärwicklung (148) angeschlossen ist.

10. Herzdefibrillator-Ladeschaltung nach Anspruch 9, bei der die Entladesteuerschaltung (132, 128, 130) eine Vorrichtung zum Trennen der Sekundärwicklung (148) vom Kondensator (68) aufweist, wenn die Schaltvorrichtung (34, 60) entweder die Batterie (52) mit der ersten Primärwicklung (144) oder die Gleichspannungsversorgung (50) mit der zweiten Primärwicklung (142) verbindet.

11. Herzdefibrillator-Ladeschaltung nach Anspruch 9 oder 10, bei der die Entladesteuerschaltung (132, 128, 130) eine Vorrichtung zum Verbinden der Sekundärwicklung (126) mit dem Kondensator (68) aufweist, wenn Energie vom Transformator (132) in den Kondensator (68) entladen wird, und zum Abtrennen der Sekundärwicklung (148) vom Kondensator (68), wenn das Entladen der Energie in den Kondensator (68) beendet ist.

12. Herzdefibrillator-Ladeschaltung nach Anspruch 10 oder 11, mit einer Vorrichtung zum Verändern der Frequenz, mit der die Schaltvorrichtung (34, 60) die Batterie (52) mit der ersten Primärwicklung (144) und die Gleichspannungsversorgung (50) mit der zweiten Primärwicklung (142) verbindet.

13. Herzdefibrillator-Ladeschaltung nach Anspruch 12, bei der die Frequenz-Veränderungsvorrichtung auf das Abtrennen des Kondensators (68) von der Sekundärwicklung (148) des Transformators (126) anspricht.

14. Verfahren zum Laden eines Hochspannungs-Speicher- und Entladekondensators in einem Herzdefibrillator, mit den folgenden Verfahrensschritten:
Vorsehen eines Transformators (126) mit einer ersten und einer zweiten Primärwicklung (144, 142) und einer Sekundärwicklung (148)
Anschließen der Sekundärwicklung (148) parallel zum Kondensator (68),
Verbinden einer ersten Gleichstrom-Leistungsversorgung (52) mit der ersten Primärwicklung (144) des Transformators (126) und einer zweiten Gleichstrom-Leistungsversorgung (50) mit der zweiten Primärwicklung (142) des Transformators (126),
Transformieren der Energie von mindestens einer der ersten und zweiten Versorgungen (52, 50) zu einen einzigen Hochausgangsspannung und
Entladen der transformierten Energie in den Kondensator (126, 128, 132, 130).

15. Verfahren nach Anspruch 14, bei dem ferner die Ausgangseigenschaften der ersten und der zweiten Leistungsversorgung (52, 50) an die erste bzw. die zweite Primärwicklung (144, 142) des Transformators (126) angepaßt wird.

16. Verfahren nach Anspruch 14 oder 15, bei dem Fehler in der ersten Primärwicklung (144), der zweiten Primärwicklung (142) und der Sekundärwicklung (148) isoliert werden, indem jede der Wicklungen elektromagnetisch getrennt mit dem Transformator (126) gekoppelt ist.

17. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 16, bei dem die erste und die zweite Leistungsversorgung (52, 50) von der ersten bzw. der zweiten Primärwicklung (144, 142) getrennt werden, wenn der Transformator (126) Energie in den Kondensator entlädt.

18. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 17, bei dem der Transformator gleichzeitig über die erste Primärwicklung (144) durch die erste Gleichstrom-Leistungsversorgung (144) und über die zweite Primärwicklung (142) durch die zweite Gleichstrom- Leistungsversorgung (50) geladen wird.

19. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 17, bei dem beim Laden des Transformators selektiv von einer der ersten und der zweiten Leistungsversorgung (52, 50) geladen wird, wenn der Ausgang der nicht ausgewählten Gleichstrom-Leistungsversorgung unter einem vorgegebenen Spannungswert liegt.

20. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 19, bei dem die erste Gleichstrom-Leistungsversorgung (52) eine Batterie ist, die zweite Gleichstrom-Leistungsversorgung (50) ein Wechselstrom-Gleichstrom-Umsetzer ist und bei dem die Batterie durch den Wechselstrom-Gleichstrom-Umsetzer aufgeladen wird, wenn die Ausgangsspannung der Batterie unter einem vorgegebenen Spannungswert liegt.