DE4212189A1 - Pulsed charging of capacitor for laser operation - has inverter driving transformer with output stage including resonator circuit capacitor for low loss operation. - Google Patents
Pulsed charging of capacitor for laser operation - has inverter driving transformer with output stage including resonator circuit capacitor for low loss operation.Info
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Abstract
Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum gepulsten Laden zumindest eines Kondensators mit einem Transformator und einem primärseitig desselben angeordneten Gleichrichter.The invention relates to a circuit arrangement for pulsed Charging at least one capacitor with a transformer and a rectifier arranged on the primary side thereof.
Bei gepulst betriebenen Lasern, wie CO2-Lasern, Excimerlasern, Nd-YAG-Lasern etc., wird die für eine Gasentladung bzw. Beset zungsinversion erforderliche Energie zunächst in einem Konden sator zwischengespeichert, um dann mittels eines impulsformen den Netzwerkes in das Lasermedium überführt zu werden. Bei spielsweise kann eine Gasentladung zwischen den Elektroden in der Entladungskammer (die im Resonator angeordnet ist) bei gleichzeitiger Entladung des Speicherkondensators durchgeführt werden. Eine derartige Zwischenspeicherung der elektrischen Energie in einem Kondensator und die impulsartige Entladung desselben wird auch als "pulsed-power"-Betrieb bezeichnet. Solche "pulsed-power"-Anwendungen sind auch in der Plasmatech nik und beim Umformen mit Impulsmagnetfeldern üblich. Dabei wird die zwischengespeicherte Energie z. B. einer Blitzlampe oder einem sogenannten Plasmatron zugeleitet.In the case of pulsed lasers, such as CO 2 lasers, excimer lasers, Nd-YAG lasers etc., the energy required for a gas discharge or occupation inversion is first temporarily stored in a capacitor and then transferred to the laser medium by means of a pulse-shaped network to become. For example, a gas discharge between the electrodes in the discharge chamber (which is arranged in the resonator) can be carried out with simultaneous discharge of the storage capacitor. Such intermediate storage of the electrical energy in a capacitor and the pulsed discharge of the same is also referred to as "pulsed power" operation. Such "pulsed-power" applications are also common in plasma technology and when shaping with pulse magnetic fields. The buffered energy z. B. a flash lamp or a so-called plasmatron.
Bei solchen Schaltungsanordnungen zum gepulsten Laden zumindest eines Kondensators besteht das Problem einer effektiven Aufla dung des Kondensators über ein Stromrichtergerät (Ladegerät) aus dem elektrischen Leitungsnetz bis zu einem vorgegebenen Sollwert. Das Netz liefert eine weitgehend konstante Wechsel spannung und das Ladegerät (Stromrichtergerät) hat beim Stand der Technik die Aufgaben der Spannungsanpassung, Gleichrich tung, Ladestrombegrenzung sowie der Beendigung des Ladevor ganges bei einer vorgegebenen Bedingung.At least in such circuit arrangements for pulsed charging a capacitor has the problem of effective charging capacitor via a converter device (charger) from the electrical supply network to a predetermined one Setpoint. The network delivers a largely constant change voltage and the charger (converter device) has at the stand the technology the tasks of voltage adjustment, rectification device, charging current limitation and completion of charging ganges at a given condition.
Die Energieübertragung beim Aufladen von Kondensatoren sollte dabei zwecks einer gleichmäßigen und minimalen Bauelementebe lastung so sein, daß eine möglichst gleichmäßige Wirkleistungs abgabe erreicht ist. Dem steht entgegen, daß bei Ladebeginn, also bei einer Kondensatorspannung UL nahe Null, die Wirk leistung aufgrund des begrenzten Kurzschlußstromes auch nahe bei Null ist. Um eine gleichmäßigere Energieübertragung zu er reichen, wird im Stand der Technik bereits die Belastungs kennlinie des Ladegerätes so ausgelegt, daß bei kleinen Lade spannungen ein großer Strom in den Kondensator fließt, während bei zunehmender Ladespannung der Stromfluß in den Kondensator reduziert wird. Im Idealfall ist die Belastungskennlinie des Ladegerätes (bei konstanter Leistungsabgabe) eine Hyperbel. Durch Steuerschaltungen kann im Prinzip jede beliebige Form einer Belastungskennlinie erzwungen werden. Jedoch bedingt eine derartige Zwangssteuerung eine erhöhte primäre Scheinleistung, wodurch größere Verluste und/oder ein größeres Bauvolumen der Schaltung in Kauf genommen werden müssen. Eine ideale Lösung wäre deshalb eine Schaltung mit konstanter Leistungsabgabe an den aufzuladenden Kondensator bei konstanter primärer Lei stungsaufnahme. Dies Ziel wird aber nur näherungsweise er reicht. In diesem Sinne gesteuerte Schaltungen weisen die oben genannten Nachteile auf.The energy transfer when charging capacitors should be so that a uniform and minimal component loading so that the most uniform possible power output is achieved. This is contrary to the fact that at the start of charging, that is to say with a capacitor voltage U L close to zero, the active power is also close to zero due to the limited short-circuit current. In order to achieve a more uniform energy transfer, the load characteristic of the charger is already designed in the prior art so that a large current flows into the capacitor at small charging voltages, while the current flow in the capacitor is reduced with increasing charging voltage. Ideally, the load characteristic of the charger (with constant power output) is a hyperbole. In principle, any type of load characteristic can be enforced by control circuits. However, such a positive control requires an increased primary apparent power, which means that greater losses and / or a larger overall volume of the circuit must be accepted. An ideal solution would therefore be a circuit with constant power output to the capacitor to be charged with constant primary power consumption. However, this goal is only approximately achieved. Circuits controlled in this way have the disadvantages mentioned above.
Schaltungsanordnungen der hier in Rede stehenden Art müssen für extrem hohe Wiederholraten (sogenannte Repetitionsraten) geeig net sein, insbesondere bei Anwendungen in Excimerlasern, wo Wiederholraten von mehreren 100 Hertz gefordert werden. Circuit arrangements of the type in question must for extremely high repetition rates (so-called repetition rates) are suitable be net, especially for applications in excimer lasers, where Repetition rates of several 100 Hertz are required.
Für geringere Wiederholraten kennt der Stand der Technik Schal tungsanordnungen mit einem Streukerntransformator. Dies ist in Fig. 1 dargestellt. In Fig. 1 zeigt die Teilfigur (a) eine Prin zipschaltung und die Teilfigur (b) die zugehörige Belastungs kennlinie. Der aufzuladende Kondensator ist mit CL bezeichnet. Ein Streukerntransformator Tr in der Schaltung gemäß Fig. 1a bestimmt sowohl die zu erreichende Spannung am Kondensator CL als auch eine Strombegrenzung, letztere aufgrund seiner Streu induktivität. Gleichstrom wird mittels eines nachgeschalteten Gleichrichters GR erzeugt. Der Ladevorgang wird bei Erreichen der gewünschten Endspannung am Kondensator CL über einen in der Regel primärseitig angeordneten 1- oder 3-phasigen Wechsel stromschalter abgebrochen. Der Nachteil dieser Schaltungsanord nung ist eine relativ geringe höchste Repetitionsrate, eine relativ hohe Blindleistung mit stark schwankendem Pegel sowie eine relativ große Dimensionierung des Streukerntransformators bei einer üblichen Netzfrequenz von 50 oder 60 Hz. Die Fig. 1b zeigt die Belastungskennlinie der Schaltung gemäß Fig. 1, also die Abhängigkeit des Ladestromes IL von der Ladespannung UL des aufzuladenden Kondensators CL.For lower repetition rates, the prior art knows circuit arrangements with a stray core transformer. This is shown in Fig. 1. In Fig. 1, the partial figure (a) shows a principle circuit and the partial figure (b) the associated load characteristic. The capacitor to be charged is labeled C L. A scattering core transformer T r in the circuit according to FIG. 1a determines both the voltage to be achieved across the capacitor C L and a current limitation, the latter due to its stray inductance. DC current is generated by means of a downstream rectifier GR. The charging process is terminated when the desired final voltage on the capacitor C L is reached via a 1- or 3-phase alternating current switch which is generally arranged on the primary side. The disadvantage of this circuit arrangement is a relatively low highest repetition rate, a relatively high reactive power with a strongly fluctuating level as well as a relatively large dimensioning of the stray core transformer at a usual mains frequency of 50 or 60 Hz. Fig. 1b shows the load characteristic of the circuit according to Fig. 1 , ie the dependence of the charging current I L on the charging voltage U L of the capacitor C L to be charged.
Wegen der vorstehend genannten Nachteile einer Anordnung mit Streukerntransformator hat der Stand der Technik in den vergan genen Jahren zunehmend Schaltnetzteile zum Aufladen von Konden satoren eingesetzt. Fig. 2 zeigt schematisch eine derartige Schaltungsanordnung mit einem Sperrwandler (vgl. z. B. DE 32 40 759 A1). Fig. 2a zeigt das Schaltbild, Fig. 2b den zugehörigen Signalverlauf einzelner interessierender Ströme i bzw. Spannungen U, und Fig. 2c den Verlauf der zugehörigen normierten Belastungskennlinie.Because of the above-mentioned disadvantages of an arrangement with a stray core transformer, the prior art has increasingly used switched-mode power supplies for charging capacitors in the past few years. Fig. 2 shows schematically a circuit arrangement of a flyback converter (see. Eg. For example, DE 32 40 759 A1). FIG. 2a shows the circuit diagram, FIG. 2b the associated signal profile of individual currents i or voltages U of interest, and FIG. 2c the profile of the associated standardized load characteristic.
Anhand der Kennlinie der Fig. 2c ist festzustellen, daß die Ver wendung von Sperrwandlern zur Kondensatoraufladung wegen der gegebenen Kurzschlußfestigkeit gut geeignet ist. Den oben er läuterten Anforderungen wird näherungsweise entsprochen. Bei jedem Einschaltvorgang wird im Transformator (bei konstanter Einschaltdauer) eine konstante Energie zwischengespeichert, die dann in der Sperrphase auf den Speicherkondensator CL übertra gen wird. Da die Integrale der Spannung über der Zeit primär seitig und sekundärseitig des Transformators jeweils gleich sein müssen, ist die Frequenz lastabhängig, so daß der mittlere Ausgangsstrom bei einem Kurzschluß begrenzt ist. Es hat sich aber gezeigt, daß mit derartigen Sperrwandlern nur Dauerlei stungen von ca. 500 Watt unter praktikablen Bedingungen er reichbar sind, was Ladeleistungen zwischen 250 bis 400 J/s entspricht.Based on the characteristic of Fig. 2c it can be determined that the use of flyback converters for capacitor charging is well suited because of the given short-circuit strength. The requirements outlined above are approximately met. With each switch-on, a constant energy is temporarily stored in the transformer (with constant switch-on duration), which is then transferred to the storage capacitor C L in the blocking phase. Since the integrals of the voltage over time must be the same on the primary side and secondary side of the transformer, the frequency is load-dependent, so that the average output current is limited in the event of a short circuit. It has been shown, however, that with such flyback converters, only permanent power of approximately 500 watts is achievable under practical conditions, which corresponds to charging capacities between 250 and 400 J / s.
Werden höhere Ladeleistungen gefordert, so sind sogenannte Eintakt- und Gegentakt-Durchflußwandler verwendbar. Fig. 3 zeigt schematisch eine derartige Schaltungsanordnung zum gepulsten Laden eines Kondensators mittels eines Durchflußwandlers. Dabei zeigt Fig. 3a grundsätzlich das Schaltbild, Fig. 3b die zeitab hängigen Verläufe interessierender Spannungen und Ströme, und Fig. 3c normierte Belastungskennlinien.If higher charging capacities are required, so-called single-ended and push-pull flow converters can be used. Fig. 3 schematically shows a circuit arrangement for the pulsed charging of a capacitor by means of a forward converter. In this Figure 3a principle, Figure 3b shows. The circuit diagram of Fig. Zeitab the dependent gradients of interest voltages and currents, and Fig. 3c normalized load characteristics.
Bei dieser Schaltung wirkt die Streuinduktivität des Transfor mators strombegrenzend. Die Strombegrenzung kann auch durch eine primäre (oder seltener sekundäre) Zusatzinduktivität be wirkt werden. Wegen des zeitlichen Verlaufes des Sekundärstro mes und der Kennlinie des Schaltnetzteiles gemäß Fig. 3 ist der Transformator mit einer im Vergleich zur Wirkleistung beträcht lichen Scheinleistung belastet. Bei hohen Ladeleistungen wird deshalb diese Schaltungsanordnung aufgrund der Verluste und/oder der erforderlichen Baugröße der primärseitigen Schal ter und des Transformators problematisch. Durch Gegentakt schaltungen läßt sich dieses Problem nur teilweise lösen. Bei Ladeleistungen größer als 1 KW wird eine sehr starke Kühlung erforderlich, z. B. durch Lüfter und/oder Öl. Auch ist die Fer tigung von Transformatoren mit geringer Wirkungskapazität im Hochspannungsbereich sehr aufwendig. Die Leistungsgrenzen des Schaltungsprinzips gemäß Fig. 3 liegen derzeit etwa bei 3 KJ/s und hängen von der allgemeinen Entwicklung der Halbleiter ab.With this circuit, the leakage inductance of the transformer has a current-limiting effect. The current limitation can also be effected by a primary (or more rarely secondary) additional inductance. Because of the time profile of the Sekundärstro mes and the characteristic of the switching power supply of FIG. 3, the transformer is loaded with an active power in comparison to beträcht union apparent power. At high charging powers, this circuit arrangement is therefore problematic due to the losses and / or the required size of the primary-side switch and the transformer. This problem can only be partially solved by push-pull circuits. For charging capacities greater than 1 KW, very strong cooling is required, e.g. B. by fans and / or oil. The production of transformers with a low effective capacity in the high-voltage range is also very complex. The performance limits of the circuit principle of FIG. 3 are currently around 3 KJ / s and depend on the overall development of semiconductors.
Bekannt (DD 25 125) sind auch sogenannte lastgelöschte Schwing kreiswechselrichter mit Thyristoren als Schalter. Diese sind hinsichtlich ihrer Robustheit und Leistungsfähigkeit vorteil haft. Insbesondere sind derartige Schaltungsanordnungen zum ge pulsten Laden von Kondensatoren äußerst robust gegenüber elektromagnetischen Störungen, da das Schaltungsverhalten im wesentlichen durch passive Bauelemente bestimmt ist. Für einen Leistungsbereich von bis zu einigen 10 KW sind solche reihen kompensierten Schwingkreiswechselrichter einsetzbar. Allerdings sind derartige Schaltungen wegen unerwünschter Netzrückwirkun gen hinsichtlich ihrer Leistung begrenzt bis auf Werte von ca. 50 KW. Oberhalb dieser Werte werden parallelkompensierte Schwingkreiswechselrichter einsetzbar, die allerdings einen er höhten Steuerungsaufwand erfordern.So-called load-erased vibrations are also known (DD 25 125) circular inverters with thyristors as switches. These are advantage in terms of robustness and performance arrested. In particular, such circuit arrangements for ge pulsed charging of capacitors extremely robust electromagnetic interference because the circuit behavior in is essentially determined by passive components. For one Power ranges of up to a few 10 KW are such rows compensated resonant circuit inverter can be used. Indeed are such circuits because of unwanted network feedback limited in terms of their performance down to values of approx. 50 KW. Above these values, parallel compensation is made Oscillating circuit inverters can be used, but they do require high control effort.
Hinsichtlich des Steuerungsaufwandes reduzierte Varianten von Reihenschwingkreiswechselrichtern sind einsetzbar in Leistungs bereichen von 1 bis 10 KW, wobei allerdings ein noch geringerer Leistungsfaktor für das Schaltnetzteil in Kauf zu nehmen ist (vgl. z. B. DD 291 426).Reduced versions of Series resonant circuit inverters can be used in power ranges from 1 to 10 KW, although an even smaller one Power factor for the switching power supply is to be accepted (see e.g. DD 291 426).
Fig. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung mit einem derartigen Rei henschwingkreiswechselrichter, wobei Fig. 4a das Prinzipschalt bild als Halbbrücke, Fig. 4b die interessierenden Signalverläufe und Fig. 4c normierte Belastungskennlinien zeigen. Fig. 4 shows a circuit arrangement with such a series resonant circuit inverter, Fig. 4a shows the basic circuit diagram as a half-bridge, Fig. 4b the signal curves of interest and Fig. 4c show normalized load characteristics.
Aus den Kennlinien eines derartigen Schaltnetzteiles wird deut lich, daß sich ein ähnliches Verhalten wie beim Sperrwandler erreichen läßt. Grenzen sind allerdings gesetzt beim Übergang zu hohen Wechselrichterfrequenzen bei hohen Ladespannungen. Diese werden notwendig bei hohen Repetitionsraten der Konden satorentladung (also z. B. hohen Repetitionsraten des Excimer lasers) sowie bei geringen Toleranzen hinsichtlich der Lade endspannung. Ursächlich hierfür ist die Wicklungskapazität des Hochspannungstransformators. Das Umladen dieser Kapazität ver ursacht einerseits bei steigender Frequenz eine beträchtliche Blindleistung, mit der der Transformator und der Schalter be lastet werden, während andererseits die Löschbedingungen für den Thyristor schwer exakt einzuhalten sind.From the characteristics of such a switching power supply is clear Lich that there is a similar behavior to the flyback converter can be achieved. However, there are limits to the transition too high inverter frequencies with high charging voltages. These become necessary with high repetition rates of the condens sator discharge (e.g. high repetition rates of the excimer lasers) as well as with small tolerances with regard to the drawer final tension. The reason for this is the winding capacity of the High voltage transformer. Reloading this capacity ver causes a considerable one with increasing frequency Reactive power with which the transformer and the switch be be charged, while on the other hand the deletion conditions for the thyristor is difficult to follow exactly.
Angesichts dieses Standes der Technik liegt der vorliegenden Erfindung das Ziel zugrunde, eine Schaltungsanordnung zum periodischen Aufladen zumindest eines Kondensators zu schaffen, die bei geringer Baugröße eine geringe Belastung der Bauelemen te gewährleistet und dabei Verluste trotz hoher Genauigkeit der Ladespannung reduziert.In view of this prior art, the present Invention the aim of a circuit arrangement for to periodically charge at least one capacitor, with a small size, a low load on the construction elements guaranteed and losses despite high accuracy of the Charging voltage reduced.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Erreichung dieses Zieles ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet.The circuit arrangement according to the invention to achieve this The aim is characterized in claim 1.
Bevorzugte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsan ordnung sind in den abhängigen Ansprüchen beschrieben.Preferred configurations of the circuitry according to the invention order are described in the dependent claims.
Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt:An exemplary embodiment of the invention is described below the drawing explained in more detail. It shows:
Fig. 5a schematisch eine Schaltungsanordnung zum gepulsten Laden zumindest eines Kondensators; FIG. 5a schematically shows a circuit arrangement for pulsed charging at least one capacitor;
Fig. 5b zeitliche Verläufe interessierender Ströme und Spannungen bei einer Schaltungsanordnung gemäß Fig. 5a; Fig. 5b temporal profiles of interest currents and voltages in a circuit arrangement according to Fig. 5a;
Fig. 5c Belastungskennlinien bei einer Schaltung gemäß Fig. 5a einmal mit einem Schwingkreiskondensator und einmal ohne einen solchen; Fig. 5c load characteristics in a circuit according to Fig 5a once with a resonant circuit capacitor and one without such.
Fig. 5d ein Ausführungsbeispiel einer Spannungsvervielfacher schaltung gemäß Fig. 5a; und Fig. 5d an embodiment of a voltage multiplier circuit according to Fig. 5a; and
Fig. 5e ein Ausführungsbeispiel eines selbstgeführten Wechselrichters gemäß Fig. 5a; Fig. 5e an embodiment of a self-commutated inverter according to Fig. 5a;
Fig. 6a den Verlauf der Primärstromaufnahme des Transforma tors bei einer Schaltungsanordnung gemäß Fig. 5a in Abhängigkeit von der Ladespannung und Fig. 6a shows the course of the primary current consumption of the transformer tor in a circuit arrangement according to Fig. 5a depending on the charging voltage and
Fig. 6b weitere Belastungskennlinien bei einer Schaltungsan ordnung gemäß Fig. 5a. Fig. 6b further load characteristics in a circuit arrangement according to Fig. 5a.
Wie oben dargelegt ist, besteht das Ziel, mit einfachen Mitteln durch eine geeignete Schaltungsanordnung bei niedriger Ladespan nung den Ladestrom relativ zu vergrößern und bei höheren Lade spannungen entsprechend zu reduzieren, wobei der Primärstrom des Transformators nahezu unverändert bleiben soll. Mit einer solchen Schaltungsanordnung wird die übertragene Wirkleistung bei kleinen Ladespannungen des aufzuladenden Kondensators er heblich gesteigert und der Leistungsfaktor des Gerätes verbes sert.As stated above, the goal is to use simple means by means of a suitable circuit arrangement with a low charge span voltage to increase the charging current relatively and with higher charging reduce voltages accordingly, taking the primary current of the transformer should remain almost unchanged. With a such circuit arrangement becomes the transmitted active power at low charging voltages of the capacitor to be charged, he considerably increased and the power factor of the device sert.
Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 5a wird die Netzspannung zunächst mit einem Gleichrichter 1 gleichgerichtet. Die so er zeugte Gleichspannung speist einen 1-phasigen Wechselrichter 2, der mit abschaltbaren Schaltern ausgerüstet ist. Die Gleich spannung wird durch einen Kondensator 3 abgepuffert. Auf diese Weise erhält der Transformator 4 eine Wechselspannung, deren Frequenz durch den Wechselrichter 2 festgelegt ist. Ausgangs seitig ist die Sekundärwicklung des Transformators 4 mit einem Schwingkreiskondensator 5 verbunden. Parallel zum Schwing kreiskondensator 5 ist eine sogenannte Spannungsvervielfach schaltung 6 geschaltet. Die Sekundärwicklung des Transformators 4 liefert also eine Spannung an die Spannungsvervielfacher schaltung 6. In the circuit arrangement according to FIG. 5a, the mains voltage is first rectified with a rectifier 1 . The DC voltage thus generated feeds a 1-phase inverter 2 , which is equipped with switches that can be switched off. The DC voltage is buffered by a capacitor 3 . In this way, the transformer 4 receives an AC voltage, the frequency of which is determined by the inverter 2 . On the output side, the secondary winding of the transformer 4 is connected to a resonant circuit capacitor 5 . A so-called voltage multiplier circuit 6 is connected in parallel with the oscillating circuit capacitor 5 . The secondary winding of the transformer 4 thus supplies a voltage to the voltage multiplier circuit 6 .
Der Kondensator 7 ist aufzuladen. Der Ladestrom ist mit IL und die am Kondensator 7 herrschende Spannung ist mit UL bezeich net.The capacitor 7 is to be charged. The charging current is I L and the voltage prevailing at the capacitor 7 is denoted by U L.
Im sogenannten kurzschlußnahen Bereich eines Ladevorganges, also bei relativ geringen Ladespannungen am Kondensator 7, wird der Ladestrom IL im wesentlichen durch das Übersetzungsver hältnis des Transformators 4 bestimmt. Primärseitig des Trans formators 4 erfolgt eine Begrenzung des Stromes durch die Streureaktanz des Transformators oder auch alternativ (oder zusätzlich) durch eine zusätzlich angeordnete Drossel 8. Der primärseitige Transformatorstrom ist mit iT bezeichnet, während die primärseitige Transformatorspannung mit UT bezeichnet ist (vgl. auch Fig. 5b).In the so-called short-circuit-near area of a charging process, that is to say with relatively low charging voltages at the capacitor 7 , the charging current I L is essentially determined by the ratio of the transformer 4 to Ver. On the primary side of the transformer 4 , the current is limited by the leakage reactance of the transformer or alternatively (or additionally) by an additionally arranged choke 8 . The primary-side transformer current is designated i T , while the primary-side transformer voltage is designated U T (cf. also FIG. 5b).
Ohne den Schwingkreiskondensator 5 würde bei höherer Lade spannung der Ladestrom IL schnell zurückgehen und so die Lade leistung stark reduziert. Da bei einer Schaltungsanordnung ohne den in Fig. 5a gezeigten Schwingkreiskondensator 5 die primäre Scheinleistung weitgehend konstant bliebe, würde ein hoher Blindleistungsanteil den Transformator und die zugehörigen Schalter stark belasten. Die Blindleistung würde zwischen dem Pufferkondensator 3, dem Transformator 4 und der Spannungsver vielfacherschaltung 6 pendeln. Durch die erfindungsgemäße Ein fügung des Schwingkreiskondensators 5 wird aber die Blind leistung stark reduziert. Dieses Ergebnis wird in der in Fig. 5c gezeigten Belastungskennlinie deutlich. Durch den eingefügten Kondensator 5 vergrößert sich die Stromabgabe im mittleren und oberen Bereich der Ladespannung UL. Damit vergrößert sich einerseits die abgegebene Wirkleistung (Ladeleistung) der Schaltung bei gleichem Primärstrom und andererseits werden durch Resonanzüberhöhung auch höhere Ladespannungen als ohne den Kondensator 5 erreichbar. Durch eine Abstimmung der Wech selrichterfrequenz, der Transformatorstreuinduktivität, der Schwingkreiskapazität und der Kapazitäten in der Spannungs vervielfacherschaltung 6 lassen sich die Verläufe von Ladestrom und Ladeleistung in weiten Grenzen an die Erfordernisse des gerade eingesetzten Gerätes anpassen (also z. B. an die Gasent ladung des mit der Schaltungsanordnung zu betreibenden Excimer lasers).Without the resonant circuit capacitor 5 , the charging current I L would decrease rapidly at a higher charging voltage and the charging power would be greatly reduced. Since the primary apparent power would remain largely constant in a circuit arrangement without the resonant circuit capacitor 5 shown in FIG. 5a, a high reactive power component would put a heavy load on the transformer and the associated switches. The reactive power would oscillate between the buffer capacitor 3 , the transformer 4 and the voltage multiplier circuit 6 . By the inventive insertion of the resonant circuit capacitor 5 but the reactive power is greatly reduced. This result becomes clear in the load characteristic shown in FIG. 5c. The inserted capacitor 5 increases the current output in the middle and upper range of the charging voltage U L. On the one hand, this increases the active power output (charging power) of the circuit with the same primary current, and on the other hand, by increasing the resonance, higher charging voltages than can be achieved without the capacitor 5 . By coordinating the inverter frequency, the transformer leakage inductance, the resonant circuit capacitance and the capacitances in the voltage multiplier circuit 6 , the courses of the charging current and charging power can be adapted within wide limits to the requirements of the device currently being used (e.g., to the gas discharge of the Excimer lasers to be operated with the circuit arrangement).
Fig. 5d zeigt ein Ausführungsbeispiel für eine Spannungsverviel facherschaltung 6 gemäß Fig. 5a. Die eingegebene Wechselspannung ACin wird in die Schaltung eingegeben und am Ausgang HVout wird die Ladespannung für den Kondensator abgegriffen. Die Schaltung offenbart sich aufgrund der verwendeten bekannten Symbole und der angegebenen Verbindung der einzelnen Elemente von selbst, so daß eine wörtliche Beschreibung überflüssig ist. Fig. 5d shows an embodiment for a voltage multiplier circuit 6 according to Fig. 5a. The entered AC voltage AC in is entered into the circuit and the charging voltage for the capacitor is tapped at the output HV out . The circuit reveals itself due to the known symbols used and the specified connection of the individual elements, so that a literal description is superfluous.
Fig. 5e zeigt ein Ausführungsbeispiel für einen selbstgeführten Wechselrichter 2 gemäß Fig. 5a. Auch hier sind die Wechselspan nung Uac und die Gleichspannung Udc eingezeichnet und die Schaltung ergibt sich aufgrund der verwendeten Symbolik und der angegebenen Verbindung der Elemente. FIG. 5e shows an exemplary embodiment for a self-commutated inverter 2 according to FIG. 5a. Again, the AC voltage U ac and the DC voltage U dc are shown and the circuit results from the symbols used and the connection of the elements.
Fig. 6 zeigt diesbezüglich Ausführungsbeispiele. Fig. 6a zeigt auf der Ordinate die Primärstromaufnahme des Transformators 4, während auf der Abszisse die Ladespannung UL aufgetragen ist. Es ergibt sich in weiten Bereichen eine geringe Variation des Primärstromes über einem weiten Bereich von Ladespannungen. Fig. 6 shows the relative embodiments. FIG. 6a shows on the ordinate the primary current of the transformer 4, while the charge voltage U L is plotted on the abscissa. There is a slight variation in the primary current over a wide range of charging voltages over a wide range.
Fig. 6b zeigt Variationen des Kennlinienfeldes, die mit der vor stehend genannten Abstimmung erreichbar sind. Der Fall eines fehlenden Schwingkreiskondensators 5 ist mit durchgezogener Linie (C(5) = 0) schematisch dargestellt. Die anderen Kenn linien zeigen Ausführungsbeispiele mit Schwingkreiskondensator 5 und unterschiedlich abgestimmten Wechselrichterfrequenzen, Transformatorstreuinduktivitäten, Schwingkreiskapazitäten und Kapazitäten in der Spannungsvervielfacherschaltung 6. Fig. 6b shows variations of the characteristic field that can be achieved with the above-mentioned vote. The case of a missing resonant circuit capacitor 5 is shown schematically with a solid line (C (5) = 0). The other characteristic lines show exemplary embodiments with a resonant circuit capacitor 5 and differently tuned inverter frequencies, transformer leakage inductances, resonant circuit capacitances and capacitances in the voltage multiplier circuit 6 .
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