DE3926201C1

DE3926201C1 - Unit for demodulating binary FM signal on narrow band channel - obtains binary number by subtraction for uses as duration signal using counters

Info

Publication number: DE3926201C1
Application number: DE19893926201
Authority: DE
Inventors: Georg 8195 Egling De Dieter
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1989-08-08
Filing date: 1989-08-08
Publication date: 1990-10-31
Anticipated expiration: 2009-08-09

Abstract

The unit described is intended for demodulating a FM signal which appears with a first frequency corresponding to a binary signal '0' or a second frequency corresponding to a binary signal , differing from the first. The transfer from the first to the second frequency and from the second to the first frequency takes place in such a way that during the actual transition frequencies between the first and the second frequency appear. In this time the length of the period of the FM signals is measured, avoiding oscillations in the binary values of the signal about a constant amount. ADVANTAGE - Improvement in accuracy.

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung gemäß dem Ober begriff des Patentanspruchs 1.The invention relates to a circuit arrangement according to the Ober Concept of claim 1.

Schaltungsanordnungen der vorgenannten Art sind in der E-OS 1 75 947 angegeben.Circuit arrangements of the aforementioned type are in the E-OS 1 75 947 indicated.

Das anstehende Problem ist in folgendem zu sehen: Ein zur De modulation von binären Schmalband-FM-Signalen häufig angewende tes Prinzip besteht darin, von den Periodendauern der empfange nen Nachricht eine konstante Zeit "Ts" abzuziehen und die so erhaltenen "Differenzimpulse" in einem Tiefpaß zu integrieren und mit einer Komparatorschaltung abzutasten. Bei Schmalband-FM entstehen dabei Toleranzprobleme, da die Signalspannungen hin ter dem Tiefpaß sehr klein sind.The problem at hand can be seen in the following: A principle which is frequently used for the demodulation of binary narrowband FM signals is to subtract a constant time " Ts " from the period durations of the message received and the "differential pulses " thus obtained in one To integrate low-pass filter and scan it with a comparator circuit. Tolerance problems arise with narrow-band FM, since the signal voltages behind the low-pass filter are very small.

Das Problem wurde bisher gelöst durch Verstärkung der Ausgangs spannung hinter dem Tiefpaß bzw. Anwendung eines hochempfindli chen Komparators und Einführung einer (individuell) abgleichba ren Amplituden-Abtastschwelle. Die Ausführung erfordert in je dem Fall die Anwendung temperaturstabiler, hochkonstanter Analog-Schaltungstechnik.So far, the problem has been solved by amplifying the output voltage behind the low pass or application of a highly sensitive Chen comparator and introduction of an (individual) balancing ren amplitude sampling threshold. The execution requires in each in the case the use of temperature stable, highly constant Analog circuit technology.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsan ordnung der angegebenen Art anzugeben, bei der mit Hilfe von möglichst zuverlässigen digitalen Schaltmitteln das anstehende Problem zu lösen ist.The invention has for its object a circuit order of the specified type, with the help of digital switching devices as reliable as possible Problem to be solved.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung nach den kennzeichnenden Merkmalen des Patentanspruches 1 gelöst.This object is achieved according to the invention according to the characterizing Features of claim 1 solved.

Im Patentanspruch 2 ist eine vorteilhafte Ausgestaltung angege ben. An advantageous embodiment is specified in claim 2 ben.

Es werden also die Differenzimpulse mit Hilfe von digitaler Signalverarbeitung aus einem hochkonstanten Takt abgeleitet. Ein zweiter, mit einem aber ebenfalls hochkonstanten Takt ar beitender Zähler leitet aus den ursprünglichen Differenzimpul sen neue Differenzimpulse ab, die um einen konstanten Propor tionalitätsfaktor "F" zeitlich verlängert sind. Es ergibt sich eine Verstärkung der Ausgangsspannung um den Faktor "F".The differential pulses are therefore derived from a highly constant clock with the aid of digital signal processing. A second, with a also very constant clock ar working counter derives from the original differential pulses sen new differential pulses, which are extended in time by a constant proportionality factor " F ". The output voltage is amplified by a factor of " F ".

Anhand der Zeichenfiguren wird die Erfindung noch näher erläutert. Es zeigt in der ZeichnungBased on the drawing figures, the invention is still explained in more detail. It shows in the drawing

Fig. 1 das Blockschaltbild eines Demodulators für binäre FM, Fig. 1 is a block diagram of a demodulator for binary FM,

Fig. 2 Datensignale mit binärer Frequenzmodulation, Fig. 2 data signals with binary frequency modulation,

Fig. 2a zu übertragendes Binärsignal, FIG. 2a to be transmitted binary signal,

Fig. 2b frequenzmodulierte Schwingung, Fig. 2b frequency-modulated oscillation,

Fig. 2c begrenztes Empfangssignal, Fig. 2c limited received signal,

Fig. 2d Impulse zur Markierung der positiven Flanke, Fig. 2d pulses for marking the positive edge,

Fig. 2e das Ausgangssignal, wenn von der jeweils empfangenen Periodendauer die Zeit Ts subtrahiert wird, Fig. 2e the output signal when the period Ts is subtracted from the respective received period,

Fig. 3 Signale am Demodulator, Fig. 3 signals at the demodulator,

Fig. 3a Impulse nach Subtraktion der Zeit Ts von der Periodendauer gemäß Fig. 2e, Fig. 3a pulses after subtraction time Ts of the period shown in Fig. 2e,

Fig. 3b das Signal nach Integration der Impulse von Fig. 3a, FIG. 3b, the signal after integration of the pulses of Fig. 3a,

Fig. 3c das demodulierte Ausgangssignal nach Amplitudenab tastung von Fig. 3b, Fig. 3c the demodulated output signal by sampling Amplitudenab of Fig. 3b,

Fig. 4 Signale am Demodulator, Fig. 4 signals at the demodulator,

Fig. 4a den Systemtakt, FIG. 4a shows the system clock,

Fig. 4b das FM-Signal nach Begrenzung, FIG. 4b, the FM signal after limiting,

Fig. 4c den Stop-Impuls für Hauptzähler, Fig. 4c the stop pulse for the main counter,

Fig. 4d den Ladeimpuls für Hilfszähler, Fig. 4d the load pulse for the auxiliary counter,

Fig. 4e den Impuls für Reset des Hauptzählers und Start des Hilfszählers, Fig. 4e the pulse for reset start of the main counter and the auxiliary counter,

Fig. 4f den Impuls für den Start des Hauptzählers, Fig. 4f the impulse for the start of the main counter,

Fig. 4g den Inhalt des Hauptzählers, Fig. 4g the contents of the main counter,

Fig. 4h den Inhalt des Hilfszählers, Fig. 4h the contents of the auxiliary counter,

Fig. 4i die Differenzimpulse und Fig. 4i the differential pulses and

Fig. 5 das Blockschaltbild für eine mögliche Realisierung. Fig. 5 shows the block diagram for a possible implementation.

In Fig. 1 ist zu erkennen ein mit der Bezugsziffer 1 bezeich neter Eingang, dem ein Begrenzerverstärker 2 folgt. Nachge schaltet ist der Baustein 3, der die Subtraktion der Zeit Ts von der Periodendauer bewerkstelligt. Im nachgeschalteten Bau stein 4 ist ein Integrator (bzw. ein Tiefpaß) enthalten, dem wiederum der Baustein 5 nachgeschaltet ist. Im Baustein 5 wird eine Amplitudenabtastung vorgenommen wird. Das demodulierte Si gnal erscheint am Ausgang 6 der Schaltung. In Fig. 1 finden sich unmittelbar die Hinweise für die Zeilen a-e der Fig. 2. Erläuternd sei noch auf folgendes hingewiesen:In Fig. 1 can be seen an identified with the reference numeral 1 input, which is followed by a limiter amplifier 2 . Subsequent is the block 3 , which subtracts the time Ts from the period. In the downstream construction stone 4 , an integrator (or a low pass) is included, which in turn is the building block 5 . In block 5 , an amplitude scan is carried out. The demodulated Si signal appears at the output 6 of the circuit. In Fig. 1 there are immediately the notes for the lines ae of Fig. 2. Explanation should be made to the following:

Die Demodulation von binär frequenzmodulierten Signalen erfor dert grundsätzlich stets zwei ArbeitsgängeThe demodulation of binary frequency modulated signals always involves two work steps

- Determination of the period / frequency of the reception si gnals
- in the event of a polarity change: determination of the point in time, at which the instantaneous frequency is equal to the channel center frequency is. The latter is a prerequisite for demodulation with ge wrestle telegraphic distortions.

Die Feststellung der Periodendauer bedingt bei Schmalband-Syste men mit binärer Frequenzmodulation eine Signalverarbeitung mit sehr hoher Genauigkeit, das zeigt das folgende Beispiel (Data oder Voice System für Kartentelefon "ÖKART")
Mittenfrequenz: 41 kHz
Frequenzhub: 1 kHz
Frequenz für log. "1": 39 kHz = Periodendauer τ₁ = 25,64 µsec
Frequenz für log. "0": 41 kHz = Periodendauer τ₀ = 24,39 µsec
Differenz d. Periodendauern τ₁-τ₀ = 1,25 µsec.The determination of the period duration in narrow-band systems with binary frequency modulation requires signal processing with very high accuracy, as the following example shows (data or voice system for card telephone "ÖKART")
Center frequency: 41 kHz
Frequency deviation: 1 kHz
Frequency for log. "1": 39 kHz = period τ ₁ = 25.64 µsec
Frequency for log. "0": 41 kHz = period τ ₀ = 24.39 µsec
Difference d. Periods τ ₁- τ ₀ = 1.25 µsec.

Es treten also Periodendauern von ca. 25 µsec auf. Der Unter schied zwischen den Periodendauern, die den Zuständen log. "0" (logische Null) bzw. log. "1" (logische 1) entsprechen, beträgtPeriods of approximately 25 µsec therefore occur. The sub differentiated between the periods that lied to the states. "0" (logical zero) or log. Correspond to "1" (logical 1)

τ₁-τ₀= 1,25 µsec, τ ₁- τ ₀ = 1.25 µsec,

d. h. der zu ermittelnde Unterschied zwischen den Periodendauern ( τ₁-t₀) macht nur ca. 5% der Periodendauer aus. Wenn der Demodulator keinen wesentlichen Beitrag zur Telegrafiever zerrung des Kanals liefern soll, müssen die Periodendauern mit einer Genauigkeit, die wenigen Prozent von ( τ₁-τ₀) ent spricht, ermittelt werden. Bei Anwendung von digitaler Signal verarbeitung ist damit bei dem hier behandelten Beispiel eine zeitliche Auflösung von <100 nsec erforderlich, was Taktfre quenzen von <10 MHz entspricht.ie the difference to be determined between the periods ( τ ₁- t ₀ ) is only about 5% of the period. If the demodulator is not to make a significant contribution to the distortion of the channel, the period durations must be determined with an accuracy corresponding to a few percent of ( τ ₁- τ ₀ ) . When using digital signal processing, a temporal resolution of <100 nsec is required in the example dealt with here, which corresponds to clock frequencies of <10 MHz.

Bei einem bekannten Demodulationsverfahren wandelt man das mo dulierte Signal zunächst in ein Periodendauer bzw. der Fre quenz proportionales Basisbandsignal gemäß Fig. 1 um. Dazu wird das verstärkte Empfangssignal (Fig. 2b) zunächst be grenzt (Fig. 2c). Es sollen nur die zwischen den positiven Flanken zu messenden Periodendauern ausgewertet werden.In a known demodulation method, the modulated signal is first converted into a period or the frequency proportional baseband signal according to FIG. 1. For this purpose, the amplified received signal ( Fig. 2b) is first limited ( Fig. 2c). Only the period durations to be measured between the positive edges should be evaluated.

Da bei Schmalband-FM die modulationsbedingte Veränderung der Periodendauer sehr klein ist, subtrahiert man von der Perioden dauer T die konstante Zeit Ts und erhält so die "Differenzim pulse" gemäß Fig. 2e mit der Zeitdauer Td. Diese Impulse wer den gemäß den Fig. 1 und 3 integriert und einer Amplituden abtastung ("Amplitudendiskriminator") unterworfen. Es entsteht das demodulierte Ausgangssignal nach Fig. 4.Since in narrowband FM the modulation-related change in the period is very small, the constant time Ts is subtracted from the period T and the "difference pulse" according to FIG. 2e with the time period Td is obtained . These pulses who integrated the according to FIGS. 1 and 3 and an amplitude sampling ("amplitude discriminator") subjected. The demodulated output signal according to FIG. 4 is produced.

Für das Verhältnis "V" der Dauer der Differenzimpulse, die zu den Frequenzen
(f₀ + h) = hohe Sendefrequenz
und (f₀ - h) = niedere Sendefrequenz
(f₀ = Kanalmittenfrequenz, h = Frequenzhub) gehören, erhält manFor the ratio " V " the duration of the differential pulses related to the frequencies
(f ₀ + h) = high transmission frequency
and (f ₀ - h) = low transmission frequency
(f ₀ = channel center frequency, h = frequency deviation) belong, you get

V gibt die Empfindlichkeit des Diskriminators an; es ist die re lative Spannungsänderung hinter dem Integrator, die aus einer Frequenzänderung von f=f₀-h nach f=f₀+h folgt. Für Schmalbandsysteme (h/f₀«) gilt V indicates the sensitivity of the discriminator; it is the relative voltage change behind the integrator that follows from a frequency change from f = f ₀- h to f = f ₀ + h . For narrow band systems (h / f ₀ «) applies

Durch geeignete Wahl der Subtraktionszeit Ts kann die Zahl V sehr groß realisiert werden und dadurch die für die Demodula tion von Schmalband-FM erforderliche "Lupenwirkung" (= ver größerte Darstellung von Änderungen der Periodendauer) erzielt werden. Mit Vergrößerung des Faktors V - und damit großen Zei ten Ts - werden die Differenzimpulse (Fig. 3a) sehr schmal, so daß sich nach Integration betragsmäßig sehr kleine Signal spannungen ergeben. Überträgt man z. B. die Kanalmittenfrequenz f₀, ist die Spannung am Ausgang des Integrators Ui (f₀) wenn man die Scheitelspannung von dem Integrator mit U _d bezeichnet:By a suitable choice of the subtraction time Ts , the number V can be realized very large and the "magnifying effect" (= enlarged representation of changes in the period duration) required for the demodulation of narrowband FM can be achieved. With an increase in the factor V - and thus large times Ts - the differential pulses ( Fig. 3a) are very narrow, so that after integration, very small amounts of signal voltages result. Do you transfer z. B. the channel center frequency f ₀ is the voltage at the output of the integrator Ui (f ₀) if the peak voltage of the integrator _is denoted by U _d :

Mit [1] ergibt sich darausWith [1] this results

Da V bei Schmalbandsystemen für eine ausreichende Empfindlich keit V»1 gewählt wird, liegen die Spannungen am Ausgang des Integrators (Tiefpasses) gemäß [3] in der Größenordnung vonSince V is selected for a sufficient sensitivity V »1 in narrowband systems, the voltages at the output of the integrator (low pass) are in the order of magnitude of [3]

d. h. bei sehr kleinen Werten.
Zusammenfassend läßt sich feststellen, daß bei FM-Schmalband systemenie with very small values.
In summary, it can be said that systems with FM narrowband

a) a "magnifying glass" is necessary to make small changes to recognize the period,
b) only when using the "magnifying glass effect" (large factor V) very low voltages at the output of the integrator ver are available
c) the "magnifying effect" can only be used if the subtraction time T S is realized very precisely in the circuit.

In den Fig. 4 und 5 wird eine Schaltung mit digitaler Si gnalverarbeitung und hoher Integration-Ausgangsspannung be schrieben.In Figs. 4 and 5, a circuit is gnalverarbeitung with digital Si and high integration output voltage be described.

Nachfolgend (Fig. 4 und 5) wird ein neues, mit digitaler Si gnalverarbeitung arbeitendes Demodulationsprinzip vorgeschlagen, bei dem zur Empfindlichkeitserhöhung ebenfalls von der Perioden dauer eine Konstantzeit subtrahiert wird, aber die so gewonnenen Differenzimpulse (vgl. Fig. 2e) durch Anwendung eines Hilfs zählers in Verbindung mit einem langsameren Takt um einen kon stanten Proportionalitätsfaktor verlängert werden. Dadurch wird die mittlere Ausgangsspannung nach dem Integrator ohne Ver lust an Genauigkeit vergrößert. Digitale Verarbeitung mit sehr hoher Taktfrequenz stellt sicher, daß die Subtraktion der Zeit mit hinreichender Genauigkeit erfolgt.In the following ( FIGS. 4 and 5) a new demodulation principle working with digital signal processing is proposed, in which a constant time is also subtracted from the periods to increase the sensitivity, but the differential pulses thus obtained (see FIG. 2e) by using an auxiliary counter in conjunction with a slower clock can be extended by a constant proportionality factor. As a result, the mean output voltage after the integrator is increased without loss of accuracy. Digital processing with a very high clock frequency ensures that the time is subtracted with sufficient accuracy.

Die verstärkte Empfangsspannung (Fig. 5) gelangt über den Be grenzerverstärker "Begr." (Signal s. Fig. 4b) auf die Steuer schaltung ST, wo - unter festem Zeitbezug zu den positiven Da tenflanken - die Steuerpulse "A", "B", "C", "D" zum Laden, Rücksetzen, Stoppen, Starten der Zähler in der nachfolgend be schriebenen Demodulatorschaltung abgeleitet werden.The amplified receive voltage ( Fig. 5) passes through the limiter amplifier "Lim." (Signal see Fig. 4b) on the control circuit ST , where - with a fixed time reference to the positive Da flanks - the control pulses " A ", " B ", " C ", " D " for loading, resetting, stopping, starting the counter can be derived in the demodulator circuit described below.

Im Blockschaltbild von Fig. 5 ist der mit E-Daten bezeichnete Eingang zu erkennen, der auf eine Begrenzerschaltung D 1 geführt wird. Dieser Schaltung folgt eine Steuerschaltung ST, die für sich aus Bausteinen (Flip-Flop) FF 1-FF 7 besteht. Diese einzelnen Bausteine der Steuerschaltung ST werden über den gemeinsamen Takt T 1 mit sehr hoher Taktfrequenz angesteuert. An die Schal tungen FF 1-FF 7 sind die Gatter G 1-G 4 angeschlossen, denen ent sprechend die Pulse A-D entnommen werden können. Der Puls A und der Puls D werden den Eingängen R und S des Flip-Flops FFb zuge führt, dessen Ausgang mit Q bezeichnet ist. Am Ausgang Q er scheint ein Signal zum Starten bzw. Stoppen des Hauptzählers Z 0. Der Takt T 1 steuert ferner den Hauptzähler Z 0 und einen zum Hilfszähler ZH gehörenden Zähler Z 1 und eine Schaltung 8 mit dem Flip-Flop FF 9, dessen Ausgang Q den aus den Zählbausteinen Z 1 und Z 2 bestehenden Hilfszähler ZH startet bzw. stoppt. Der Puls C führt auf den mit "9" bezeichneten Eingang (CLEAR) des Hauptzählers Z 0. Die Ausgänge des Hauptzählers Z 0 führen auf ein ROM 10, in dem die Aufgabe "subtrahiere S 0" durchgeführt wird. Die Ausgänge des ROM′s 10 führen auf die Eingänge des zum Hilfszählers ZH gehörenden Zählbausteins. Es wird dort die Vor einstellung des Zählumfangs mit Hilfe der Eingänge "PRESET 2" ausgeführt. Wie schon erwähnt, wird der Hilfszählerbaustein Z 1 ebenfalls vom Takt T 1 gesteuert. Die Zählvolumen des Hilfs zählbausteins Z 1 wird durch die Eingänge "PRESET 1" fest vor gegeben. Sein Ausgangstakt ist mit T 2 bezeichnet und führt auf einen Hilfszählerbaustein Z 2. Der Ausgang 11 des Hilfszähler bausteins Z 2 führt auf den mit 12 bezeichneten Ausgangs-Puffer verstärker, dessen Ausgang mit 7 bezeichnet ist. Die Übernahme der an den Preset-Eingängen "PRESET 1" und "PRESET 2" anstehen den Binärziffern in die Zählerbausteine Z 1 und Z 2 erfolgt mit Hilfe des Impulses B, der auf die Parallel-Ladeeingänge von Z 1 und Z 2 wirkt. Im Blockschaltbild von Fig. 5 muß schließlich noch der mit 7 bezeichneten Ausgang entsprechend dem eingezeichneten Pfeil auf auf die Schaltungen 4 und 5 in Fig. 1 zurückgeführt werden. Mit jeder positiven Datenflanke wird der Hauptzähler Z 0, der die Periodendauer ermittelt zunächst gestoppt, vom Zählerer gebnis (= der gemessenen Periodendauer) eine konstante Zahl S 0 abgezogen und das Ergebnis in den Zähler Z 2 des aus Z 1 und Z 2 bestehenden Hilfszählers ZH geladen. Die Subtraktion der Zahl S 0 entspricht der Subtraktion der Zeit Ts gemäß Fig. 2. Der Zähler Z 2 dient zur Darstellung der Differenzimpulse gemäß Fig. 3a/4i. Dazu arbeitet der Zähler Z 2 mit dem im Vergleich zum Systemtakt T 1 wesentlich langsameren Takt T 2. Letzterer wird im Zähler Z 1 aus dem Systemtakt T 1 so abgeleitet, daß sich das Taktraster T 2 für den Zähler Z 2 ebenfalls an der positiven Flanke des Empfangssignals orientiert (Laden und Starten des Zählers Z 1 mit den Impulsen "B" und "C"). Der Zähler Z 2 ist ein Abwärtszähler, sobald sein Inhalt =0 ist, wird er bis zum Ein treffen der nächsten Signalflanke durch die dekodierte 0 aus Zählerausgang P 2 über das Flip-Flop FF 9 stillgesetzt (vgl. Fig. 5 bzw. 4h/4i). Über die Impulse gemäß Fig. 4d/4e erfolgt nach Eintreffen der nächsten positiven Datenflanke erneutes Laden und Starten von Z 1/Z 2. Die Zeit TD (Fig. 4i), während der der Zähler Z 2 (Inhalt <0) entspricht der Dauer Td der "Differenzimpulse nach Fig. 2e und kennzeichnet damit das demodulierte Signal vor dem Integrator. Sind f₁ bzw. f₂ die Frequenzen der Takte für die Zähler Z 0 bzw. Z 2 so ist durch das hier vorgeschlagene Verfahren eine "Verstärkung" des integrier ten Signals um den Faktor F In the block diagram of Fig. 5, the input labeled E-data can be seen, which is led to a limiter circuit D 1 . This circuit is followed by a control circuit ST which consists of components (flip-flop) FF 1 -FF 7 . These individual components of the control circuit ST are driven by the common clock T 1 with a very high clock frequency. At the circuits FF 1 -FF 7 , the gates G 1 -G 4 are connected, from which the pulses AD can be removed accordingly. The pulse A and the pulse D are fed to the inputs R and S of the flip-flop FFb , the output of which is labeled Q. A signal to start or stop the main counter Z 0 appears at the output Q. The clock T 1 also controls the main counter Z 0 and a counter Z 1 belonging to the auxiliary counter ZH and a circuit 8 with the flip-flop FF 9 , the output Q of which starts and stops the auxiliary counter ZH consisting of the counter components Z 1 and Z 2 . The pulse C leads to the input (" 9 ") of the main counter Z 0 . The outputs of the main counter Z 0 lead to a ROM 10 , in which the task "subtract S 0 " is carried out. The outputs of the ROM 10 lead to the inputs of the counter module belonging to the auxiliary counter ZH . There the presetting of the counting range is carried out using the inputs " PRESET 2 ". As already mentioned, the auxiliary counter module Z 1 is also controlled by the clock T 1 . The counting volume of the auxiliary counter block Z 1 is predetermined by the inputs "PRESET 1 ". Its output clock is designated T 2 and leads to an auxiliary counter module Z 2 . The output 11 of the auxiliary counter block Z 2 leads to the output buffer designated 12 , the output of which is designated 7 . The binary digits in the counter modules Z 1 and Z 2 are accepted at the preset inputs "PRESET 1 " and "PRESET 2 " with the help of pulse B , which acts on the parallel load inputs of Z 1 and Z 2 . Finally, in the block diagram of FIG. 5, the output labeled 7 must be traced back to the circuits 4 and 5 in FIG. 1 in accordance with the arrow shown. With each positive data edge, the main counter Z 0 , which first determines the period duration, is stopped, a constant number S 0 is subtracted from the counter result (= the measured period duration) and the result in the counter Z 2 of the auxiliary counter ZH consisting of Z 1 and Z 2 loaded. The subtraction of the number S 0 corresponds to the subtraction of the time Ts according to FIG. 2. The counter Z 2 serves to display the differential pulses according to FIGS . 3a / 4i. For this purpose, the counter Z 2 uses the much slower in comparison with the system clock T1 clock T 2. The latter is derived in the counter Z 1 from the system clock T 1 so that the clock grid T 2 for the counter Z 2 is also based on the positive edge of the received signal (loading and starting the counter Z 1 with the pulses "B " and " C "). The counter Z 2 is a down counter, as soon as its content = 0, it is stopped until the next signal edge is hit by the decoded 0 from counter output P 2 via the flip-flop FF 9 (see FIGS. 5 and 4h / 4i). 4e via the pulses according to Fig. 4d / after arrival of the next positive edge data reloading and starting Z 1 / Z 2,. The time TD ( Fig. 4i) during which the counter Z 2 (content <0) corresponds to the duration Td of the "differential pulses according to Fig. 2e and thus characterizes the demodulated signal in front of the integrator. Are the frequencies f ₁ and f ₂ the clocks for the counters Z 0 and Z 2 is, by the method proposed here, an "amplification" of the integrated signal by a factor of F

vorhanden.available.

Bei dem hier beschriebenen Demodulationsverfahren stellt der Tiefpaß durch seine Integrationswirkung einen kontinuierlichen Übergang zwischen den nach Ablauf jeder Periode ermittelten Werten für das demodulierte Signal her. Durch die nachfolgende Amplitudenabtastung wird ebenfalls - zumindest näherungsweise - der Zeitpunkt für den Polaritätswechsel des Datensignals rekon struiert. Dieses Verfahren ist problemlos anwendbar, wenn bei dem betroffenen FM-Übertragungssystem auf den Zeitraum für 1 Bit (= Systemeinschwingzeit) sehr viele Trägerschwingungen entfallen.In the demodulation method described here, the Low pass through its integration effect a continuous Transition between those determined after the end of each period Values for the demodulated signal. By the following Amplitude sampling is also - at least approximately - the time for the polarity change of the data signal recon structured. This procedure can be used without any problems if the affected FM transmission system for the period for 1 bit (= System settling time) very many carrier vibrations are eliminated.

Claims

1. Circuit arrangement for demodulating a binary FM signal transmitted in particular via a band-limited channel, which occurs with a first frequency corresponding to a binary signal "0" or with a second frequency corresponding to a binary signal "1", which is different from the first frequency, the transition from the first to the second frequency and the transition from the second to the first frequency take place in such a way that within the respective transition there are also frequencies between the first and the second frequency, and in the case of the binary FM signal there are first periods duration measurement is carried out, the respective duration of an oscillation train of the FM signal in question binary values are each reduced by a constant subtraction amount, characterized in that the binary number obtained by subtraction is again represented as a time period with the aid of a second counter, such that itself little perio Differences in the duration of the FM signal produce large differences in the duration of the signal from the second counter.

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the limited FM signal is supplied to a control circuit (St) consisting of shift registers and gates, the output signals of which start or stop a period counter (Z 0 ), and that the counting result of the period counter is around a constant amount is reduced with the aid of a subtraction circuit (e.g. ROM), and that a counting circuit (Z 2 , Z 1 ) is also provided which converts the subtraction result into a time period proportional thereto, and that the output signal thus obtained is a (Integrating) low-pass filter with subsequent amplitude sampling circuit is supplied, so that the demodulated binary baseband signal is produced. ( Fig. 5)