DE3729839C2

DE3729839C2 -

Info

Publication number: DE3729839C2
Application number: DE3729839A
Authority: DE
Inventors: Kurt Dipl.-Ing. 7065 Winterbach De Baderschneider
Original assignee: FORSCHUNGSGESELLSCHAFT fur FEINGERAETE- MIKRO- und UHRENTECHNIK EV 7000 STUTTGART DE
Current assignee: FORSCHUNGSGESELLSCHAFT fur FEINGERAETE- MIKRO- und UHRENTECHNIK EV 7000 STUTTGART DE
Priority date: 1987-09-05
Filing date: 1987-09-05
Publication date: 1990-09-06
Also published as: DE3729839A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Demodulator mit linearer Kennlinie für hochfrequente Funkzeitzeichen nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.The present invention relates to a demodulator linear characteristic for high-frequency radio time signals the preamble of claim 1.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Demodulator für Funkzeitzeichen zu schaffen, der eine einfache Auswertung hochfrequenter amplitudenmodulierter Funkzeitzeichen durch überschaubare Methoden der Signalverarbeitungstheorie, auch bei extrem stark gestörtem Empfang, ermöglicht.The object of the invention is to provide a demodulator for radio time signals to create a simple evaluation high-frequency amplitude-modulated radio time signals through manageable methods of signal processing theory, even with extremely badly disturbed reception.

Die erfindungsgemäße Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Eine zweckmäßige Weiterbildung der Erfindung ergibt sich aus dem Unteranspruch.The object of the invention is characterized by the Features of claim 1 solved. A useful training the invention results from the subclaim.

Demodulatorschaltungen sind schon in vielfältiger Weise beschrieben worden. In der Arbeit von KALHÖFER (Kalhöfer, Reinhard: Die Realisierung kompakter störsicherer Funkuhren mit Mitteln der Mikroelektronik. D 17, Darmstädter Dissertation 1980, S. 43 bis 50) ist die grundsätzliche Vorgehensweise und sind verschiedene technische Realisierungsmöglichkeiten im Hinblick auf den Einsatz in funkgesteuerten Uhren beschrieben.Demodulator circuits are in many ways have been described. In the work of KALHÖFER (Kalhöfer, Reinhard: The implementation of compact, interference-free radio clocks with means of microelectronics. D 17, Darmstadt Dissertation 1980, pp. 43 to 50) is the basic one Approach and are different technical implementation options with regard to use in radio controlled Watches described.

Dabei wird die Demodulation in zwei Teile gegliedert:The demodulation is divided into two parts:

a) Generation of an analog voltage that is proportional for the envelope of the high-frequency AC voltage is.
b) Use of a comparator to convert the analog Voltage into a binary voltage curve which then can be fed directly to a microprocessor.

Der Schritt b) stellt auf dem Signalweg zum Mikroprozessor allerdings eine extreme Nichtlinearität dar. Bei der Demodulation von Hochfrequenzsignalen ist man aber bestrebt, eine möglichst lineare Übertragungsfunktion des Demodulators zu erhalten, um das zu demodulierende Signal so wenig wie möglich zusätzlich zu verfälschen.Step b) is on the signal path to the microprocessor however, an extreme non-linearity. When it comes to demodulating high-frequency signals endeavors to achieve a linear transfer function of the Demodulator to get the signal to be demodulated adulterate as little as possible.

Die Forderung nach Linearität bekommt noch mehr an Bedeutung, wenn stark gestörte bzw. stark verrauschte Signale zu demodulieren sind. Durch eine nichtlineare Demodulation erfährt der dem Nutzsignal additiv überlagerte Störprozeß eine Umverteilung, die entsprechend der Nichtlinearität des Systems beliebig kompliziert sein kann. Die Verteilung des dem demodulierten Nutzsignal überlagerten Störprozeß besitzt dann fundamental andere Eigenschaften als die Verteilung des eingangsseitigen Störprozesses. Die unangenehmste Eigenschaft allerdings ist, daß im neu entstandenen Signal sich die Störungen und das Nutzsignal gegenseitig spektral beeinflussen und daher keine statistische Unabhängigkeit mehr zwischen dem Störprozeß und dem Nutzsignal besteht. Die störmindernde analytische Behandlung des Signals, z. B. durch Mikrocomputer, wird durch die Auswirkungen eines solchen Demodulators drastisch erschwert. Mit der beschränkten Rechenleistung der in funkgesteuerten Uhren einsetzbaren Mikrocomputer aber, wird eine Störminderung im stark gestörten Fall im allgemeinen ganz unmöglich.The demand for linearity becomes even more important if there are strongly disturbed or noisy signals are to be demodulated. Through non-linear demodulation experiences the interference process superimposed on the useful signal a redistribution corresponding to the nonlinearity of the system can be as complicated as desired. The distribution of the demodulated useful signal superimposed The disturbance process then has fundamentally different properties than the distribution of the upstream disturbance process. The most unpleasant property, however, is that im new the resulting signal, the interference and the useful signal influence each other spectrally and therefore not statistical Independence between the disturbance process and the useful signal exists. The disturbing analytical treatment the signal, e.g. B. by microcomputer by the effects of such a demodulator drastically difficult. With the limited computing power of microcomputers usable in radio controlled clocks, becomes a noise reduction in the severely disturbed case in general quite impossible.

Bekannt sind Demodulatorschaltungen, insbesondere für Funkzeitzeichenempfänger auch durch die Offenlegungsschriften DE-OS 29 10 535, DE-OS 32 36 162, DE-OS 24 13 712 und DE-OS 35 31 548. Während in den drei erstgenannten Offenlegungsschriften einfache Diodengleichrichter verwendet werden, die insbesondere für die anzustrebenden kleinen HF-Signalspannungen nichtlineare Demodulationskennlinien bewirken, wird in der DE-OS 3 53 15 548 im Rahmen einer mikroprozessorkompatiblen Funkzeitzeichenempfängerschaltung einer mikroprozessorkompatiblen Funkzeitzeichenempfängerschaltung eine digitale Demodulationsschaltung vorgeschlagen, die über einen weiten Dynamikbereich auch bei kleinsten HF-Signalspannungen prinzipbedingt eine lineare Demodulation bewirkt.Demodulator circuits are known, in particular for Radio time signal receiver also through the published documents DE-OS 29 10 535, DE-OS 32 36 162, DE-OS 24 13 712 and DE-OS 35 31 548. While in the first three publications simple diode rectifier used be especially for the small ones to be aimed for RF signal voltages non-linear demodulation characteristics cause is in DE-OS 3 53 15 548 in the context of a microprocessor compatible Radio time signal receiver circuit one microprocessor compatible radio time signal receiver circuit proposed a digital demodulation circuit, over a wide dynamic range even with the smallest RF signal voltages inherently require linear demodulation causes.

Nachteilig bei den letztgenannten Lösungen ist, daß auch bei diesem Demodulationsverfahren eine Betragsbildung, also eine extreme Nichtlinearität an der Stelle "HF-Signal gleich Null" auftritt, was dann zu Schwierigkeiten durch Doppeldeutigkeiten im extrem stark gestörten Fall führt.A disadvantage of the latter solutions is that too With this demodulation method, an amount is formed an extreme non-linearity at the "RF signal zero "occurs, which then leads to difficulties Ambiguities in extremely disturbed cases.

Nachteilig bei der DE-OS 3 53 15 548 ist weiterhin, daß die Abtastrate des HF-Signals gleich der Frequenz des digitalen Ausgangssignals des Demodulators ist und somit die Abtastrate des HF-Signals mit der Signalamplitude des Nutzsignals gekoppelt ist, was zur nichtäquidistanten Abtastung des HF-Signals führt.Another disadvantage of DE-OS 3 53 15 548 is that the sampling rate of the RF signal equal to the frequency of the digital Is the output signal of the demodulator and thus the sampling rate of the RF signal with the signal amplitude of the useful signal is coupled, resulting in non-equidistant sampling of the RF signal.

Dagegen ist in der vorliegenden Erfindung eine lineare Demodulatorkennlinie realisiert, deren Grenzen je nach gewünschter Auslegung nur noch von den Versorgungsspannungen bestimmt werden. Weiterhin ist eine, in weiten Grenzen wählbare, äquidistante Abtastrate (mit einer, bei geeigneter Dimensionierung, vernachlässigbaren bekannten Unschärfe) des HF-Signals realisiert. Die Amplitude des NF-Nutzsignals wird durch das Tastverhältnis des digitalen Ausgangssignals der Demodulatorschaltung bei konstanter Frequenz dargestellt.In contrast, in the present invention is a linear demodulator characteristic realized, the limits depending on the desired Design only from the supply voltages be determined. Furthermore, one is within wide limits selectable, equidistant sampling rate (with a, if suitable Dimensioning, negligible known blur) of the RF signal. The amplitude of the NF useful signal is determined by the duty cycle of the digital output signal the demodulator circuit at constant frequency shown.

Diese Vorteile werden erzielt, indem mittels der linear steigenden/fallenden Ausgangsspannung U _INT des Integrators mit der Integrationskonstanten τ₁, ausgehend vom festen Schwellenpotential V _{S 1}, zum einen die Zeit t _A bis zum Erreichen der interessierenden HF-Signalamplitude gemessen wird, und zum anderen die Zeitdauer T* bis zum Erreichen des festen Schwellenpotentials V _{S 2} abgewartet wird, ehe die Demodulatorschaltung mit der umgeschalteten Integrationskonstanten -τ₂ wieder in den Grundzustand versetzt wird, was die Zeit t _E benötigt. Die Impulsdauer T _A ist ein Maß für die HF-Signalamplitude zu den Zeitpunkten n · (T* · t _E) + t _An, wobei eine bekannte Unschärfe um die Zeit t _A auftritt und n die n-te Periode beschreibt.These advantages are achieved by using the linearly rising / falling output voltage U _{INT of} the integrator with the integration constant τ ₁, starting from the fixed threshold potential V _{S 1} , on the one hand, the time t _A until the RF signal amplitude of interest is reached, and others the time period T * is waited until the fixed threshold potential V _{S 2} is reached before the demodulator circuit with the switched integration constant - τ ₂ is returned to the basic state, which takes the time t _E. The pulse duration T _A is a measure of the RF signal amplitude at the times n * (T * * t _E ) + t _An , a known blurring occurring around the time t _A and n describing the nth period.

Weiterhin können durch die Wahl der Integrationskonstanten τ₁ und t₂ im Integrator unterschiedliche Eigenschaften des Demodulators eingestellt werden.Furthermore, by choosing the integration constants τ ₁ and t ₂ in the integrator, different properties of the demodulator can be set.

Wählt man die Integrationskonstante τ₁ wesentlich größer als die Periodendauer des HF-Signals, bekommt die Demodulatorschaltung die Eigenschaft eines Spitzengleichrichters.If you choose the integration constant τ ₁ much larger than the period of the RF signal, the demodulator circuit gets the property of a peak rectifier.

Durch die Wahl der von den Integrationskonstanten τ₁ und τ₂ abhängigen Periodendauer T des Demodulators gleich der Periodendauer des HF-Signals bekommt die Demodulatorschaltung ähnliche Eigenschaften wie ein kohärenter Demodulator mit zusätzlich weiteren störmindernden Eigenschaften.By selecting the period T of the demodulator, which is dependent on the integration constants τ ₁ and τ ₂, equal to the period of the RF signal, the demodulator circuit has properties similar to those of a coherent demodulator with additional further noise-reducing properties.

Bei Wahl der Integrationskonstanten τ₁ wesentlich kleiner als die Periodendauer des HF-Signals und der Integrationskonstanten -τ₂ betragsmäßig ebenfalls wesentlich kleiner als die Periodendauer des HF-Signals detektiert die Demodulatorschaltung den Augenblickswert des HF-Signalverlaufs, so daß nach den bekannten Abtasttheoremen eindeutig der HF-Signalverlauf rekonstruiert werden kann. When choosing the integration constant τ ₁ much smaller than the period of the RF signal and the integration constant - τ ₂ in terms of amount also much smaller than the period of the RF signal, the demodulator circuit detects the instantaneous value of the RF signal curve, so that according to the known sampling theorems clearly RF waveform can be reconstructed.

Anhand der Fig. 1, dem Blockschaltbild, der Fig. 2, dem Spannungs-Zeit-Diagramm, und der Fig. 3, der Demodulatorkennlinie, soll im folgenden die Wirkungsweise des Systems im Detail erläutert werden: ... On the basis of Figure 1, the block diagram of Figure 2, the voltage-time diagram, and Figure 3, the demodulator, is intended in the following, the operation of the system are explained in detail:

Der Konverter besteht aus dem Integrator (1), dem Schmitt-Trigger (2), dem Komparator (3) und dem RS-Flip-Flop (4) gemäß Fig. 1. Das impedanzgewandelte Hochfrequenzsignal wird über einen Koppelkondensator zur Gleichanteilabtrennung am nichtinvertierenden Eingang des Komparators auf dem halben Betriebspotential angekoppelt.The converter consists of the integrator ( 1 ), the Schmitt trigger ( 2 ), the comparator ( 3 ) and the RS flip-flop ( 4 ) according to FIG. 1. The impedance-converted high-frequency signal is sent via a coupling capacitor for DC component separation at the non-inverting input of the comparator is coupled to half the operating potential.

Ausgehend vom unteren Schwellpotential V _S₁ gemäß Fig. 2 wird mit der IntegrationskonstantenStarting from the lower threshold potential V _S ₁ shown in FIG. 2 with the integration constant

τ₁ = n · R _C · C (1) τ ₁ = n · R _C · C (1)

die Rampenspannung U _INT generiert. Dabei wurde beim Start der Rampenspannung U _INT durch die positive Flanke des Pulses U _ST das RS-Flip-Flop (4) auf V _DD geschaltet. Beim erstmaligen Übereinstimmen der Rampenspannung mit der Signalamplitude S₀(t) nach der Zeitthe ramp voltage U _{INT is} generated. At the start of the ramp voltage U _INT, the RS flip-flop ( 4 ) was switched to V _DD by the positive edge of the pulse U _ST . The first time the ramp voltage matches the signal amplitude S ₀ (t) over time

setzt der Ausgang des Komparators (3) durch die dadurch entstehende positive Flanke das RS-Flip-Flop (4) zurück. Die Dauer t _A des entstandenen Impulses ist proportional zur Amplitude des Signals S₀(t).the output of the comparator ( 3 ) resets the RS flip-flop ( 4 ) due to the resulting positive edge. The duration t _{A of} the resulting pulse is proportional to the amplitude of the signal S ₀ (t) .

Die Rampenspannung U _INT steigt weiter mit der Konstanten gemäß Gleichung (1), bis nach der ZeitThe ramp voltage U _INT continues to increase with the constant according to equation (1) until after the time

das Schwellpotential V _S₂ erreicht wird. Zu diesem Zeit punkt wird die Integrationskonstantethe threshold potential V _S ₂ is reached. At this point the integration constant becomes

t₂ = -R _C · C (4) t ₂ = - R _C · C (4)

am Integrator (1) aktiviert, und die Ausgangsspannung U _INT fällt bis zur Erreichung der Potentialschwelle V _S₁, was die Zeitactivated on the integrator ( 1 ), and the output voltage U _INT falls until the potential threshold V _S ₁ is reached, which is the time

benötigt. Damit ist eine Periode des Demodulatorausgangssignals abgelaufen, und der Vorgang beginnt von neuem. Die von der Signalamplitude S₀(t) unabhängige Periodendauer des Demodulators istneeded. A period of the demodulator output signal has thus expired and the process begins again. The period of the demodulator is independent of the signal amplitude S ₀ (t)

Das folgende Rechenbeispiel verdeutlicht die enorme Dynamik des linearen Bereichs der Demodulatorschaltung: In der Gebrauchsfunkuhrtechnik ist die mittlere Versorgungsspannung V _DD-V _CC = 1,3 V. Wird die Nennamplitude z. B. bei S₀ = 1 mV festgelegt, so ergibt sich eine Dynamikreserve von ca. ±56 dB bei hoher Linearität (Fig. 3).The following calculation example illustrates the enormous dynamics of the linear range of the demodulator circuit: In commercial radio clock technology, the mean supply voltage V _DD - V _CC = 1.3 V. If the nominal amplitude is e.g. B. at S ₀ = 1 mV, there is a dynamic reserve of approximately ± 56 dB with high linearity ( Fig. 3).

Claims

1. Demodulator with a linear characteristic for high-frequency amplitude-modulated radio time signals, consisting of an integrator ( 1 ), a Schmitt trigger ( 2 ), a comparator ( 3 ) and an RS flip-flop ( 4 ), characterized in that the integrator ( 1 ) with two switchable integration constants ( τ ₁ or - τ ₂) different signs that an input of the comparator ( 3 ) with the line ( 5 ) for the high-frequency amplitude-modulated radio time signal and the other input of the comparator ( 3 ) simultaneously with the output of the integrator ( 1 ) with switchable integration constants and the input of the Schmitt trigger ( 2 ), the output of the Schmitt trigger ( 2 ) with the control input of the integrator ( 1 ) with switchable integration constants and an input of the RS flip-flop ( 4 ) and the output of the comparator ( 3 ) is connected to the other input of the RS flip-flop ( 4 ) and that the output line ( 6 ) of the RS flip -Flops ( 4 ) delivers the high-frequency amplitude-modulated radio time signals as a pulse sequence with constant and low-frequency repetition rate, consisting of pulses whose length is linearly proportional to the amplitude of the envelope of the high-frequency amplitude-modulated radio time signals.

2. According to claim 1, characterized in that the choice of integration constants in the integrator ( 1 ) with switchable integration constants can be used to set different demodulator properties.