DE3637827C2

DE3637827C2 - Coplanar push-pull waveguide mixer

Info

Publication number: DE3637827C2
Application number: DE19863637827
Authority: DE
Inventors: Stefan Dipl Ing Rust
Original assignee: Daimler Benz Aerospace AG
Current assignee: Airbus Defence and Space GmbH
Priority date: 1986-11-06
Filing date: 1986-11-06
Publication date: 1996-04-18
Anticipated expiration: 2006-11-07
Also published as: DE3637827A1

Description

Die Erfindung betrifft einen Gegentakt-Hohlleiter-Mischer nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1, wie er z. B. aus "Microwave-Journal", July 1985, Seiten 131 bis 141 bekannt ist.The invention relates to a push-pull waveguide mixer according to the preamble of claim 1, as z. B. from "Microwave Journal", July 1985, pages 131 to 141 is known.

Bei den breitbandigen Gegentakt-Mischern für Hohlleiter schaltungen haben Crossbar-Mischer gemäß Fig. 1 und Finlei tungs-Mischer gemäß Fig. 2 alle anderen Mischertypen weitge hend verdrängt, da erstere in der Einfachheit des Aufbaus und der Herstellweise sowie in den elektrischen Eigen schaften den letzteren überlegen sind. Während der Finlei tungs-Mischer dem Crossbar-Mischer an Breitbandigkeit überlegen ist, ist der Crossbar-Mischer diesem im Konver sionsverlust überlegen, da die für die Breitbandigkeit maßgebende Finleitung Verluste durch die hohe Stromdich te in der Finne aufweist, welche den Konversionsverlust geringfügig verschlechtern. Die große Bandbreite des Finleitungs-Mischers ist beim Crossbar-Mischer schwer zu erreichen, da hier eine Taperung für breitbandige Signal anpassung nur durch Reduzierung der Hohlleiterhöhe möglich ist, was bei Hohlleiter-Mischern für hohe Frequenzen (z. B. W-Band) wegen der geringen Höhe des Normhohlleiters zuneh mend Probleme beim Einbau der Dioden verursacht, da deren Abmaße dieses erschweren. Da die Dioden hintereinander parallel zur Hohlleiterschmalseite auf einem Substrat in den Hohlleiter eingebracht sind, Fig. 1, sind die Streu felder, verursacht durch den großen Diodenkörper relativ zur Hohlleiteraussparung, recht groß und Störmoden im Betriebsfrequenzbereich nur schwierig zu unterdrücken. (Die Hohlleiterhöhe des Normhohlleiters im W-Band beträgt 1,27 mm, die Abmaße üblicher Diodenkörper ohne Lötfahnen ∼0,3 mm). Eine Reduzierung der Hohlleiterhöhe auf 50% der Normhohlleiterhöhe, wie sie für eine merkbare Verbes serung der Signalanpassung sinnvoll ist, stößt somit an die Grenzen der Diodenabmaße. Die Fertigung von Hohllei ter-Mischern mit so niedriger Hohlleiterhöhe ist schwierig und somit kostenaufwendig.In the broadband push-pull mixer for waveguide circuits, crossbar mixers according to FIG. 1 and finishing mixers according to FIG. 2 have largely displaced all other mixer types, since the former have the simplicity of construction and production method as well as the electrical properties are superior to the latter. While the line mixer is superior to the crossbar mixer in terms of broadband, the crossbar mixer is superior to the latter in terms of conversion loss, since the finline that is relevant for broadband performance has losses due to the high current density in the fin, which slightly worsens the conversion loss. The large bandwidth of the fin line mixer is difficult to achieve with the crossbar mixer, since tapering for broadband signal adaptation is only possible by reducing the waveguide height, which is due to waveguide mixers for high frequencies (e.g. W-band) The low height of the standard waveguide increasingly causes problems when installing the diodes, since their dimensions make this difficult. Since the diodes are serially inserted in parallel to the waveguide narrow side on a substrate into the waveguide, Fig. 1, the scattering are fields caused by the large diode body relative to the waveguide recess, quite large and difficult to suppress spurious modes in the operating frequency range. (The waveguide height of the standard waveguide in the W band is 1.27 mm, the dimensions of conventional diode bodies without soldering tags ∼0.3 mm). A reduction in the waveguide height to 50% of the standard waveguide height, as makes sense for a noticeable improvement in the signal adaptation, thus reaches the limits of the diode dimensions. The production of Hohllei ter mixers with such a low waveguide height is difficult and therefore expensive.

Während für die Signalfrequenz aufgrund der Serienschal tung der Dioden beim Crossbar-Mischer eine Transformation vom 2-fachen Diodenwiderstand zum Hohlleiterwellenwider stand durchgeführt werden muß, ist die Transformation für eine reflexionsfreie Anpassung am Hohlleiter für das Trägersignal (im folgenden "LO-Signal" genannt - LO = "Local Oscillator") schwieriger, da hier aufgrund der zur Masse parallelen Anordnung der Dioden nur der halbe Diodenwiderstand an die Hohllei terimpedanz angepaßt werden muß. Die Leitungslänge vom Ort der Dioden bis zum LO-Hohlleiter beträgt gewöhnlich mehre re Wellenlängen, so daß eine Bandbreitenreduktion aufgrund des "Long-Line"-Effekts hinzukommt. In hohem Maße verant wortlich für die geringe Bandbreite des LO-Signals ist die hohe Impedanz innerhalb des Signalhohlleiters, welche ein sehr großes Stehwellenverhältnis bewirkt. Die damit gegebenen hohen Feldstärken regen Störmoden im Bereich der nur hier möglichen mechanischen Schnittstelle an, welche wiederum die LO-Signalunterdrückung reduzieren. Läßt man im Bereich der LO-Leitung innerhalb des Signalhohlleiters genügend Metallisierung stehen, so daß die LO-Leitung niederohmiger und damit bessere LO-Anpassung und größere Bandbreite für die LO-Zuführung möglich sind, so muß man geringere Bandbreite für das Eingangssignal hinnehmen, da das Substrat immer mehr zur kapazitiven Blende wird.While for the signal frequency due to the series connection of the diodes in the crossbar mixer, a transformation from double the diode resistance to the waveguide impedance has to be carried out, the transformation for a reflection-free adaptation on the waveguide for the carrier signal (hereinafter referred to as "LO signal" - LO = " L ocal O scillator") more difficult, because here only half the diode resistance has to be adapted to the Hohllei terimpedanz due to the parallel arrangement of the diodes. The line length from the location of the diodes to the LO waveguide is usually several wavelengths, so that a bandwidth reduction due to the "long line" effect is added. The high impedance within the signal waveguide, which causes a very large standing wave ratio, is largely responsible for the low bandwidth of the LO signal. The resulting high field strengths stimulate disturbance modes in the area of the mechanical interface that is only possible here, which in turn reduce the LO signal suppression. If enough metallization is left in the area of the LO line within the signal waveguide, so that the LO line can have a low-impedance and therefore better LO adaptation and a larger bandwidth for the LO supply, then one has to accept less bandwidth for the input signal, since the substrate is increasingly becoming a capacitive aperture.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Mischer der eingangs genannten Art anzugeben, der bei geringen Verlusten mög lichst breitbandig ist.The object of the invention is a mixer of the beginning specified type that is possible with small losses is broadband.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 beschrieben. Die weiteren Ansprüche beinhalten vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung.The solution to this problem is in Claim 1 described. The other claims contain advantageous developments of the invention.

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Figuren näher erläutert. Fig. 3 bis 5 zeigen schematische Darstellungen von Ausführungen der Erfindung.The invention is explained in more detail below with reference to the figures. FIGS. 3 to 5 show schematic representations of embodiments of the invention.

Der erfindungsgemäße Mischer besitzt im generellen Aufbau Ähnlichkeit mit dem Crossbar-Mischer, indem ein Substrat mit den Mischerdioden quer in den Signalhohlleiter einge fügt ist, und die LO-Zuführung und ZF-Abführung über eine Streifenleitung erfolgen. Der wesentliche Unterschied ist jedoch die erfindungsgemäße Anbringung der Dioden auf einer speziell geformten Koplanarleitung, deren Außenlei ter im Verlauf den Äquipotentiallinien im Signalhohlleiter angenähert sind. Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel für diesen speziellen Verlauf der Koplanarleitung. In dünnen Linien sind ferner einige Äquipotentialverläufe für negative und positive Feldstärken des H₁₀-Mode einge zeichnet.The mixer according to the invention has a general structure similar to the crossbar mixer, in that a substrate with the mixer diodes is inserted transversely into the signal waveguide, and the LO supply and IF discharge take place via a strip line. The main difference, however, is the attachment of the diodes according to the invention on a specially shaped coplanar line, the outer lines of which are approximated in the course of the equipotential lines in the signal waveguide. Fig. 3 shows an embodiment for this special course of the coplanar line. In thin lines some equipotential curves for negative and positive field strengths of the H₁₀ mode are also drawn.

Durch die erfindungsgemäße Leitungsführung ergibt sich ein wesentlicher Unterschied im Verhalten der Leitungsströme I gegenüber dem Crossbar-Mischer. Während beim Crossbar-Mi scher, Fig. 1, der HF-Strom durch die Dioden einen Lei tungsstrom darstellt, der in der Mitte des Hohlleiters parallel zu den Schmalseiten des Signalhohlleiters fließt, ist das beim erfindungsgemäßen koplanaren Gegentakt-Hohl leiter-Mischer insofern anders, als der Signalstrom durch die Dioden sich zusammensetzt aus einem Verschiebungsstrom in der Mitte des Signalhohlleiters - da das Fehlen einer galvanischen Verbindung in der Mitte des Signalhohlleiters nur einen kapazitiven Strom zuläßt - und einem Leitungs strom, der durch die von den Schmalseiten des Hohlleiters her zu den Verbindungsstellen der Diodenanschlüsse beste henden Leitungen fließt. Für das Gesamtverhalten des Mischers bedeutet dies: Die Dioden sind vorwiegend kapazi tiv an den Hohlleiter angekoppelt. Die Kapazität von der Breitseite des Hohlleiters bis zu den Dioden ist sehr gering, so daß diese Ankopplungsart wenig Blindenergie aufnimmt, was sich in einer breitbandigen Signalanpassung zeigt.The line routing according to the invention results in a significant difference in the behavior of the line currents I compared to the crossbar mixer. While the crossbar mixer, Fig. 1, the RF current through the diodes represents a line current that flows in the middle of the waveguide parallel to the narrow sides of the signal waveguide, this is different in the coplanar push-pull waveguide mixer according to the invention , when the signal current through the diodes is composed of a displacement current in the middle of the signal waveguide - since the lack of a galvanic connection in the middle of the signal waveguide only allows a capacitive current - and a line current through the from the narrow sides of the waveguide the connection points of the diode connections existing lines flows. For the overall behavior of the mixer, this means that the diodes are mainly capacitively coupled to the waveguide. The capacitance from the broad side of the waveguide to the diodes is very small, so that this type of coupling absorbs little reactive energy, which is shown in a broadband signal adaptation.

Um die Leitungsströme in den Zuleitungen möglichst gering zu halten, sind diese möglichst weitgehend den Äquipoten tiallinien im Hohlleiter angeglichen. Fig. 3 zeigt deren Verlauf für positive und negative Signalfeldstärken im Hohlleiter, zusammen mit einer Leitungsführung, wie sie im erfindungsgemäßen koplanaren Gegentakt-Hohlleiter-Mischer gegeben ist. Würde man Leitungen, die exakt den Äquipoten tiallinien für positive als auch negative Potentiale entsprechen, in den Hohlleiter einbringen, so würden sie sich gegenseitig beeinflussen. Die daraus resultierenden Äquipotentiallinien sind etwas flacher als die ungestör ten.In order to keep the line currents in the feed lines as low as possible, these are as far as possible aligned with the equipotential lines in the waveguide. Fig. 3 shows their course for positive and negative signal field strengths in the waveguide, together with a line routing, as is given in the coplanar push-pull waveguide mixer according to the invention. If lines were introduced into the waveguide that exactly correspond to the equipotential lines for positive and negative potentials, they would influence each other. The resulting equipotential lines are somewhat flatter than the undisturbed ones.

Mit den zwischen Mitten- und Außenleitern eingebauten Dioden ergibt sich ein Ersatzschaltbild von Hohlleiter breitseite zu Hohlleitermitte von:With the built in between center and outer conductors An equivalent circuit diagram of waveguides results from diodes broadside to waveguide center from:

mit
Z_D = Diodenimpedanz
C_H = Kapazität zwischen Hohlleiter und Außenleiter
jωL_L = wirksamer induktiver Widerstand von Diodenanschluß an Außenleiter zu Verbindungsstelle des Außenlei ters mit der Hohlleiterwand. With
Z _D = diode impedance
C _H = capacitance between waveguide and outer conductor
jωL _L = effective inductive resistance of the diode connection on the outer conductor to the junction of the outer conductor with the waveguide wall.

Der zweite Term in der Klammer läßt sich durch Auslegung der Außenleiter und damit L_L in Resonanz bringen, was gleichbedeutend mit der Kompensation des Imaginärteiles von Z_D ist, so daß der reelle Widerstand R_D′ bei Resonanz übrigbleibt. Daraus ergibt sich:The second term in brackets can be resonated by designing the outer conductors and thus L _L , which is equivalent to compensating the imaginary part of Z _D , so that the real resistance R _D 'remains at resonance. This results in:

R_D′ (ω₀) ist der Resonanzwiderstand einer Diode, dessen Imaginärteil kompensiert ist. Für f₀ gleich der Betriebs frequenz würde R_D′( ) die Bandbreite des Hohlleitermi schers bestimmen. Wandelt man die Serienschaltung Z( ) in die entsprechende Parallelschaltung um, so ergibt sichR _D ′ (ω₀) is the resonance resistance of a diode, the imaginary part of which is compensated. For f₀ equal to the operating frequency, R _D ′ () would determine the bandwidth of the waveguide mixer. Converting the series connection Z () into the corresponding parallel connection results in

Aus Gl. (4) geht hervor, daß für die Transformation des reellen Diodenwiderstandes zur Hohlleiterimpedanz nur C_H variiert werden muß. Ändert man die Hohlleiterhöhe, so ändert sich das Transformationsverhältnis quadratisch mit C_H, die Hohlleiterimpedanz jedoch linear. Daraus folgt für die Dimensionierung des Signalkreises:From Eq. (4) shows that only C _{H has to be} varied for the transformation of the real diode resistance to the waveguide impedance. If you change the waveguide height, the transformation ratio changes quadratically with C _H , but the waveguide impedance changes linearly. From this follows for the dimensioning of the signal circuit:

Durch Ändern der Krümmung der Außenleiter kann die Mitten frequenz und durch Ändern der Hohlleiterhöhe die Anpassung der Hohlleiterimpedanz an den Diodenwiderstand variiert werden. Die über die Hohlleiterhöhe wirksam werdende restliche Kapazität C_P∼C_H ist sehr gering und hat ver nachlässigbaren Einfluß auf die Bandbreite des Signal kreises. Sie kann durch die Kurzschlußlänge l_S des Signal hohlleiters hinter dem Substrat kompensiert werden; vgl. Fig. 4.The center frequency can be varied by changing the curvature of the outer conductor and the adaptation of the waveguide impedance to the diode resistance can be varied by changing the waveguide height. The remaining capacitance C _P ∼C _H , which takes effect over the waveguide height, is very low and has a negligible influence on the bandwidth of the signal circuit. It can be compensated for by the short-circuit length l _{S of} the signal waveguide behind the substrate; see. Fig. 4.

Der rechnerische Ansatz nach Gl. (1) gilt für eine Diode. Führt man die Rechnung bei Berücksichtigung zweier Dioden durch, so ergibt sich für die Impedanz Z ein Zweikreis verhalten. Durch Dimensionierung des Abstands Innenleiter - Außenleiter und der Hohlleiterhöhe erhält der Mischer die Eigenschaften eines zweikreisigen Bandfilters mit entsprechendem Bandbreitengewinn und nahezu konstantem Phasenverlauf innerhalb dieser Bandbreite. Anders als beim Crossbar-Mischer, welcher bei optimaler Auslegung eine Hohlleiterhöhe erfordert, welche wesentlich niedriger als die des Normhohlleiters ist und im mm-Wellen-Frequenz bereich Realisierungsprobleme aufwirft, benötigt der erfindungsgemäße koplanare Gegentakt-Hohlleiter-Mischer bei optimaler Auslegung in bezug auf Bandbreite und An passung am Signaleingang eine Hohlleiterhöhe H_M, die größer als die des Normhohlleiters H_L ist. Diese größere Hohlleiterhöhe ist für die Fertigung von Vorteil. Das Mischersubstrat befindet sich zwischen zwei Mischerge häuseteilen (Fig. 4), wobei das vordere Gehäuseteil mit einer Länge l_v (λ_H = Wellenlänge im Hohlleiter bei der Betriebsfrequenz) das Verbindungsstück zwischen Sub strat und signalführendem Hohlleiter darstellt und Trans formationseigenschaften besitzt, während das Gehäuseteil auf der anderen Seite des Substrats den Abstimmteil mit der Kurzschlußlänge l_s enthält.The computational approach according to Eq. (1) applies to a diode. If the calculation is carried out taking two diodes into account, a two-circuit behavior results for the impedance Z. By dimensioning the distance between inner conductor - outer conductor and the waveguide height, the mixer receives the properties of a double-circuit band filter with a corresponding gain in bandwidth and an almost constant phase curve within this bandwidth. In contrast to the crossbar mixer, which, with an optimal design, requires a waveguide height that is significantly lower than that of the standard waveguide and that poses implementation problems in the mm-wave frequency range, the coplanar push-pull waveguide mixer according to the invention requires an optimal design with regard to bandwidth and adjustment at the signal input a waveguide height H _M , which is greater than that of the standard waveguide H _L. This larger waveguide height is advantageous for production. The mixer substrate is between two mixer housings ( Fig. 4), the front housing part with a length l _v (λ _H = wavelength in the waveguide at the operating frequency) represents the connector between the substrate and the signal-carrying waveguide and has transformation properties, while that Housing part on the other side of the substrate contains the tuning part with the short-circuit length l _s .

Für eine optimale Auslegung des Mischers können Breite und Kontur der Außenleiter der koplanaren Leiteranordnung bei gegebener Hohlleiterhöhe H_M (Fig. 3, Fig. 4) unterschied liche Werte annehmen. Mit einer entsprechenden Kontur der der Hohlleiterbreite zugewandten Seite der Außenleiter der koplanaren Leiteranordnung können Feldverzerrungen im Hohlleiter berücksichtigt werden.For an optimal design of the mixer, the width and contour of the outer conductors of the coplanar conductor arrangement can assume different values given the waveguide height H _M ( FIG. 3, FIG. 4). With a corresponding contour of the side of the outer conductor of the coplanar conductor arrangement facing the waveguide width, field distortions in the waveguide can be taken into account.

So kann die erfindungsgemäße koplanare Leiteranordnung ebenfalls zur Dimensionierung eines Rundhohlleitermischers des H₁₁-Wellentyps, Fig. 7, verwendet werden. Die Kontur des Außenleiters trägt der gegenüber dem H₁₀-Wellentyp im Rechteckhohlleiter höheren Feldstärkedichte (Fig. 6), in der Mitte des Rundhohlleiters Rechnung. Der erfindungs gemäße Rundhohlleiter-Mischer zeigt ähnliches Verhalten wie der H₁₀-Rechteckhohlleiter-Mischer. Da die Grundstruk tur gleich ist, läßt sich auch dieser Mischer zweikreisig aufbauen. Thus, the coplanar conductor arrangement according to the invention can also be used for dimensioning a circular waveguide mixer of the H 1-wave type, FIG. 7. The contour of the outer conductor takes into account the higher field strength density ( FIG. 6) in the middle of the round waveguide compared to the H 1-wave type in the rectangular waveguide. The circular waveguide mixer according to the invention shows similar behavior as the H₁₀ rectangular waveguide mixer. Since the basic structure is the same, this mixer can also be built in two circuits.

Gegenüber der Schaltungsauslegung beim Crossbar-Mischer sind beim erfindungsgemäßen Mischer die Voraussetzungen für eine gute Anpassung des LO-Signals an die Mischer dioden viel günstiger. Die den Äquipotentiallinien im Signalhohlleiter entsprechend ausgebildeten Leiterbahnen ergeben für das LO-Signal einen niederohmigen Wellenwider stand, welcher zudem noch durch die Krümmung die Wirkung eines Tapers besitzt.Compared to the circuit design for the crossbar mixer are the prerequisites for the mixer according to the invention for a good adaptation of the LO signal to the mixer diodes much cheaper. The the equipotential lines in Signal waveguide appropriately trained conductor tracks result in a low-impedance wave resistance for the LO signal stood, which also the effect by the curvature owns a taper.

Fig. 5 zeigt weitere Ausführungsbeispiele des erfindungs gemäßen Mischers. Die Außenleiter der Koplanarleitung sind teilweise gestrichelt dargestellt, womit angedeutet werden soll, daß sie in diesen Bereichen auf der Rückseite des Substrats geführt werden können. Fig. 5 shows further embodiments of the mixer according to the Invention. The outer conductors of the coplanar line are partially shown in dashed lines, which is to indicate that they can be routed in these areas on the back of the substrate.

An den Stellen A sind Maßnahmen für eine breitbandige Unterdrückung des LO-Signals in Richtung des ZF-Filters eingefügt. Bei der Auslegung der Mischerschaltung ohne zusätzliche Maßnahmen (A = durchgehende Leitung) ist eine hochohmige Impedanz bei der LO-Frequenz am Ort der Dioden in Richtung des ZF-Filters weitgehend von der Impedanz der koplanaren Leitung innerhalb des Signalhohlleiters gege ben, da die Eingangsimpedanz des ZF-Filters bei der LO- Frequenz sehr niederohmig ist und als Kurzschluß angenom men werden kann. Zur Erhöhung der Impedanz weist die Schaltung an den Stellen A entweder Serienkapazitäten in den Außenleitern oder Koppler mit entsprechend dimensio nierbaren Koppelfaktoren auf. Durch diese Maßnahmen wird das elektromagnetische Feld des Eingangssignals nur ge ringfügig verzerrt. Wenn die Signalströme in den Außenlei tern vernachlässigbar sind, können als dritte alternative Möglichkeit die Außenleiter an den Stellen A enden.At points A there are measures for a broadband Suppression of the LO signal in the direction of the IF filter inserted. When designing the mixer circuit without additional measures (A = continuous line) is one high impedance at the LO frequency at the location of the diodes towards the IF filter largely from the impedance of the coplanar line within the signal waveguide because the input impedance of the IF filter is Frequency is very low and accepted as a short circuit men can be. To increase the impedance, the Circuit at points A either in series capacities the outer conductors or couplers with corresponding dimensions connectable coupling factors. Through these measures the electromagnetic field of the input signal only ge slightly distorted. If the signal currents in the external line ters are negligible as a third alternative Possibility of ending the outer conductors at points A.

Claims

1. Push-pull waveguide mixer with a stripe conductor substrate which is inserted transversely into a signal waveguide and is connected to two diodes which are arranged one behind the other and parallel to the narrow side of the signal waveguide, with the supply of the carrier signal and the stripe conductor The intermediate frequency signal is discharged, characterized by the following features:

- The stripline is formed as a coplanar line, the narrow outer conductor is curved and the course of the equipotential lines in the signal hollow conductor are approximated;
- The diodes are switched between an outer conductor and the inner conductor of the coplanar line.

2. Mixer according to claim 1, characterized in that the signal waveguide is a rectangular waveguide.

3. Mixer according to claim 1, characterized in that the signal waveguide is a round waveguide.

4. Mixer according to claim 1, characterized in that the outer conductors in the area of the signal waveguide in the ver course of the coplanar cable routing different Have width.

5. Mixer according to claim 1, characterized in that towards the outer conductor a connected one ZF filter series capacities are inserted.

6. Mixer according to claim 1, characterized in that into the outer conductor towards the IF filter coupler are inserted.

7. Mixer according to claim 1, characterized in that the outer conductors towards the IF filter behind the Diodes end after a certain distance.