DE3611724A1 - Brightness controller having a direct-current supply - Google Patents

Brightness controller having a direct-current supply

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BBC Brown Boveri AG Germany
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Abstract

Means for producing a periodic sequence of square-wave pulses at a specific frequency and at an adjustable duty ratio are provided in an electrical circuit arrangement for controlling a direct current, especially for brightness control of the dashboard illumination of vehicles, the frequency and duty ratio being independent of one another, and power switching means, which are driven by the square-wave pulses, are provided in a lamp circuit. In order to minimise the power loss, which occurs in circuit arrangements which control brightness, in the form of energy which is converted into heat, at a very low circuit cost, it is proposed to provide two timing stages (timers) (IC1, IC2), which are coupled via a differentiating element (Tr), as the means for producing a periodic sequence of square-wave pulses at a specific frequency and at an adjustable duty ratio, the first timing stage (IC1) being constructed as part of a freewheeling square-wave generator (III) at a specific frequency and at a specific duty ratio, whose square-wave pulses, which are converted via the differentiating element (IV) into needle-shaped pulses, trigger the second timing stage (IC2) which, for its part, supplies a periodic sequence of square-wave pulses at a specific frequency (70 Hz) and, by means of circuitry, at a duty ratio (0.2 to 0.95) which can be adjusted using a pulse-width control network (P1, P2, R8, C7), and to use a power MOS field-effect transistor (TR2) as the power switching means. <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft eine elektrische Schaltungsanord­ nung zur Steuerung eines Gleichstroms, insbesondere zur Helligkeitssteuerung der Armaturenbeleuchtung von Fahr­ zeugen nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.The invention relates to an electrical circuit arrangement voltage for controlling a direct current, in particular for Brightness control of the dashboard lighting from Fahr testify according to the preamble of claim 1.

Bekannte Schaltungsanordnungen obiger Gattung werden verwendet, um die Helligkeit von Beleuchtungseinrichtun­ gen, insbesondere Armaturenbeleuchtungen einzustellen und zwar ohne in den Lampenstromkreis eingeschaltete Potentiometer oder Rheostaten. Solche Stellwiderstände verursachen nämlich eine hohe Verlustleistung, die in Form von Joule′scher Wärme an die Umgebung abgegeben wird. Diese begrenzt somit eine kompakte integrierende Bauweise der Schaltungsanordnungen, da ansonsten sowohl die Funktion als auch die Lebensdauer elektronischer Bauelemente beeinträchtigt würde.Known circuit arrangements of the above type used to adjust the brightness of lighting equipment conditions, in particular to adjust the lighting of the fittings and that without being switched on in the lamp circuit Potentiometers or rheostats. Such variable resistors cause a high power loss, which in Form of Joule heat given off to the environment becomes. This limits a compact integrating Construction of the circuit arrangements, since otherwise both the function as well as the lifespan more electronic Components would be affected.

Deshalb haben bekannte Schaltungsanordnungen eingangs genannter Art zum Ziel, diese Joule′sche Verlustleistung herabzusetzen, indem der Laststromkreis mit einem Puls bestimmter Pulsfrequenz und einstellbarer Impulsdauer bzw. einstellbaren Tastverhältnisses gespeist wird. Das Tastverhältnis wird hierbei definiert als das Verhältnis von Impulsdauer zur Periodendauer eines Pulses (DIN 44330, Nr. 35), wobei der Puls als periodische Folge von Impulsen (DIN 44330, Nr. 22) anzusehen ist. Die Verlust­ leistung tritt dann im wesentlichen nur kurzzeitig wäh­ rend des Impulsflankenanstiegs auf, wohingegen sie wäh­ rend der Impulspause auf Null absinkt.Therefore, known circuit arrangements have initially the type mentioned, this Joule power loss belittle by the load circuit with a pulse certain pulse frequency and adjustable pulse duration  or adjustable duty cycle is fed. The Duty cycle is defined here as the ratio from pulse duration to period of a pulse (DIN 44330, No. 35), the pulse being a periodic sequence of Impulses (DIN 44330, No. 22) can be seen. The loss performance then occurs essentially only briefly on the rise of the pulse edge, whereas during decreases to zero after the pulse pause.

Die DE-OS 33 25 742, von der die Erfindung als nächst kommender Stand der Technik ausgeht, weist einen Drei­ ecksgenerator auf, welcher einen Dreieckspuls erzeugt, der mit einer einstellbaren Gleichspannung als Ver­ gleichsspannung verglichen wird. Der Vergleich erfolgt in einem begrenzenden Komparator, der einen Rechteckim­ puls abgibt, dessen Dauer von der Zeit abhängt, während der der Dreiecksimpuls die Vergleichsspannung über­ schreitet (oder umgekehrt). Da der Variationsbereich der Gleichspannung so gewählt wird, daß das höchste Poten­ tial des Dreieckpulses überschritten werden kann und das niedrigste Potential des Dreieckpulses unterschritten werden kann, läßt sich so ein Rechteckpuls mit einem von 0 bis 100% einstellbarem Tastverhältnis bilden. Die Vergleichsspannung kann dabei durch einen linearen Ein­ stellwiderstand durch Teilung der Betriebsspannung er­ zeugt werden. Die Frequenz des Dreieckpulses bestimmt auch die Frequenz des Rechteckpulses einstellbaren Tast­ verhätnisses, mit dem die Leistungsschaltmittel, insbe­ sondere Leistungstransistoren, gesteuert werden. Diese Frequenz ist unabhängig vom Tastverhältnis. Wegen dieser fehlenden zwangsläufigen Beeinflussung ist die Frequenz, mit der der Dreieckgenerator schwingt, unkritisch. Der Dreieckgenerator kann daher als freilaufender Generator ausgebildet sein. Die bekannte Schaltungsanordnung nach der DE-OS 33 25 742 erreicht bereits, daß im Vergleich zu Helligkeitsstellern mit veränderbarem Hochlast­ widerstand die Verlustleistung erheblich reduziert wird und daß das Tastverhältnis mittels eines von einem Fre­ quenzgenerator abgeleiteten Pulses von 0 auf einen Höch­ stwert in linearer Abhängigkeit von der Einstellung ei­ nes Stellwiderstands erreicht wird und daß hierbei keine Änderung der Pulsfrequenz auftritt.DE-OS 33 25 742, of which the invention as the next coming state of the art has a three corner generator, which generates a triangular pulse, with an adjustable DC voltage as Ver DC voltage is compared. The comparison is made in a limiting comparator that has a rectangle pulse, the duration of which depends on the time during that of the triangular pulse over the reference voltage steps (or vice versa). Since the range of variation of the DC voltage is chosen so that the highest potential tial of the triangular pulse can be exceeded and that the lowest potential of the triangular pulse was undershot can be a rectangular pulse with one of Form 0 to 100% adjustable duty cycle. The The reference voltage can be a linear on variable resistance by dividing the operating voltage be fathered. The frequency of the triangular pulse determines also the frequency of the rectangular pulse adjustable key ratio with which the power switching means, esp special power transistors are controlled. These Frequency is independent of the duty cycle. Because of these lack of inevitable interference is the frequency with which the triangle generator vibrates, uncritical. The Triangle generator can therefore be used as a free-running generator be trained. The known circuit arrangement according to  DE-OS 33 25 742 already achieves that in comparison to brightness controls with changeable high load resistance the power loss is significantly reduced and that the duty cycle by means of a Fre quenzgenerator derived pulse from 0 to a Höch st value in linear dependence on the setting ei nes variable resistance is reached and that no Change in pulse rate occurs.

Nachteilig bei obiger Schaltungsanordnung ist jedoch, daß sie noch relativ aufwendig ist. So benötigt sie, z.B. noch vier Operationsverstärker und vier Transisto­ ren. Weiter ist nachteilig, daß die Leistungsendstufe, welche einen bipolaren Treiber-Transistor sowie einen bipolaren Leistungstransistor aufweist, nicht verlustlos angesteuert werden kann.A disadvantage of the circuit arrangement above, however, is that that it is still relatively expensive. So she needs e.g. four more operational amplifiers and four Transisto ren. Another disadvantage is that the power output stage, which has a bipolar driver transistor and one Has bipolar power transistor, not lossless can be controlled.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zu­ grunde, eine Schaltungsanordnung der im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannten Gattung so auszubilden, daß die bei helligkeitssteuernden Schaltungsanordnungen auftre­ tende Verlustleistung mit geringstem Schaltungsaufwand minimiert wird.The present invention is therefore based on the object reasons, a circuit arrangement in the preamble of Claim 1 genus trained so that the with brightness-controlling circuit arrangements power dissipation with the least amount of circuitry is minimized.

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.This task is carried out in the characterizing part of the Features specified claim 1 solved.

Erfindungsgemäß werden zwei in einem gemeinsamen Gehäuse integrierte Zeitgeberschaltungen verwendet, wobei die erste Zeitstufe durch externe Beschaltung mit einem RC- Netzwerk als freilaufender Rechteckgenerator wirkt, wel­ cher mit einer bestimmten, nur von frequenzbestimmenden Mitteln abhängigen Frequenz Rechteckimpulse aussendet. Die Rechteckimpulse werden über ein Differenzierglied in Nadelimpulse umgewandelt. Mit den am Ausgang des Diffe­ renzierglieds anstehenden Nadelimpulsen wird eine zweite Zeitstufe von außen getriggert. Diese zweite Zeitstufe liefert mittels Beschaltung mit passiven Bauelementen Rechteckimpulse mit variabler Impulsbreite (Impulsbrei­ tensteuerung), jedoch infolge der Triggerung mit der gleichen festen Frequenz, wie sie der freilaufende Rech­ teckgenerator liefert. Die Impulsbreite bzw. das Tast­ verhältnis kann somit variiert werden, ohne daß gleich­ zeitig die Frequenz beeinträchtigt wird. Es stehen somit mit einfachen Mitteln Impulse fester vom freilaufenden Rechteck-Generator gelieferter Frequenz zur Verfügung, während das für die Lampenhelligkeit maßgebliche Tast­ verhältnis frequenzunabhängig variiert werden kann. Der Effektivwert des die Lampenhelligkeit bestimmenden Last­ stromes wird in linearer Abhängigkeit durch das Impuls- Pausen-Verhältnis bzw. durch das Tastverhältnis der An­ steuerungs-Impulse bestimmt.According to the invention, two timer circuits integrated in a common housing are used, the first time stage acting through external circuitry with an RC network as a free-running square-wave generator, which transmits square-wave pulses with a certain frequency that is only dependent on frequency-determining means. The rectangular pulses are converted into needle pulses via a differentiator. A second time stage is triggered from the outside with the needle pulses present at the output of the differentiating member. This second time stage supplies by means of circuitry with passive components rectangular pulses with variable pulse width (pulse width control), but due to the triggering with the same fixed frequency as the free-running Rech teckgenerator delivers. The pulse width or the duty cycle can thus be varied without the frequency being impaired at the same time. There are thus simple means available pulses of fixed frequency supplied by the free-running square-wave generator, while the keying ratio, which is decisive for the lamp brightness, can be varied independently of the frequency. The effective value of the load current determining the lamp brightness is determined in a linear dependency by the pulse-pause ratio or by the duty cycle of the control pulses.

Gemäß Unteranspruch 2 wird vorgeschlagen, eine Variation des Tastverhältnisses nur über einen Bereich von 0,2 bis 0,95 vorzunehmen. Da der Effektivstrom bzw. die Lampen­ helligkeit linear von der Einstellung des Tastverhält­ nisses abhängt, ist auch die Lampenhelligkeit nur über einen Bereich von 20 bis 95% der möglichen bei Dauer­ gleichstrom erzielbaren Maximalhelligkeit einstellbar. Grundsätzlich liegt der Einstellbereich der Lampenhel­ ligkeit bei 0 bis 99%. Jedoch würde bei voll ausge­ schöpftem Einstellbereich, wenn ein Tastverhältnis unge­ fähr gleich null bzw. ein Tastverhältnis ungefähr gleich 1 eingestellt werden sollte, die Leistungsstufe während der nurmehr kurzen Impuls-Einschaltdauern bzw. Impuls- Pausen nicht mehr voll durchgesteuert. Da Rechteckimpul­ se gemäß ihrem Fourrierspektrum hauptsächlich aus unge­ radzahligen Harmonischen bzw. Oberwellen ihrer Grundfre­ quenz bestehen, würde infolge der Verzerrung der Rech­ teckimpulse zu Nadelimpulsen der Anteil der geradzahli­ gen Oberwellen größer. Die Impulsflanken-Steilheit würde geringer. Die Nadelimpulse würden in Form des starken Oberwellenanteils einen unerwünschten Nebeneffekt, näm­ lich eine Erhöhung der Verlustleistung, liefern. Deshalb sollte - auch unter Berücksichtigung der Anwendung im Fahrzeug lt. VDE-Vorschrift 0879 - der Einstellbereich auf ca. 20 bis 95% eingeengt werden. Über einen Festwi­ derstand im Impulsbreitensteuerungsnetzwerk wird die Mindesthelligkeit und über einen Stellwiderstand (im übrigen mit vernachlässigbarer Verlustleistung) wird die maximale Impulsbreite bzw. maximale Lampenhelligkeit eingestellt.According to sub-claim 2, a variation is proposed the duty cycle only over a range of 0.2 to 0.95. Because the effective current or the lamps brightness linear from the setting of the duty cycle depends on the lamp brightness is only about a range of 20 to 95% of the possible with duration DC brightness achievable adjustable maximum brightness. Basically, the setting range of the lamp helper is at 0 to 99%. However, at full would Exhausted setting range when a duty cycle is not approximately zero or a duty cycle approximately equal 1 should be set during the power level the short pulse duty cycles or pulse Breaks no longer fully controlled. Because rectangular pulse According to their Fourier spectrum, they mainly consist of unsung  wheel harmonics or harmonics of their fundamental fre quenz exist, would result from the distortion of the Rech teckimpulse zu Nadelimpulsen the proportion of even numbers higher harmonics. The pulse edge slope would less. The needle pulses would be in the form of the strong one Harmonic content an undesirable side effect, näm Lich an increase in power loss. That's why should - also taking into account the application in Vehicle according to VDE regulation 0879 - the setting range be concentrated to about 20 to 95%. Via a festival the status in the pulse width control network becomes the Minimum brightness and via a variable resistor (in other with negligible power loss) maximum pulse width or maximum lamp brightness set.

Gemäß Unteranspruch 3 wird die an den Leistungsschalt­ transistor herangeführte Schaltfrequenz in einem frei­ laufenden Rechteck-Generator erzeugt, welcher im wesent­ lichen aus einer ersten Zeitstufe mit externer RC-Netz­ werk-Beschaltung besteht. Bei den hier erzeugten Recht­ eck-Impulsen kommt es nur auf die Frequenz, vorzugsweise f= 70 Hz, an, mit der die zweite Zeitstufe getriggert wird. Man erreicht dadurch eine Unabhängigkeit des im Impulsbreitensteuerungsnetzwerk eingestellten Tastver­ hältnisses von der Frequenz bzw. umgekehrt.According to subclaim 3, the switching frequency brought up to the power switching transistor is generated in a free-running square-wave generator which essentially consists of a first time stage with an external RC network circuit. In the case of the rectangular pulses generated here, it is only a matter of the frequency, preferably f = 70 Hz, with which the second time stage is triggered. This achieves independence of the duty cycle set in the pulse width control network from the frequency or vice versa.

Da die zweite Zeitstufe Rechteckimpulse nur dann frei gibt, wenn sie von der ersten Zeitstufe ein Auslöse­ signal empfangen hat, werden die Reckteckimpulse der ersten Zeitstufe über ein Differenzierglied in geeignete nadelförmige Trigger-Impulse verwandelt. Hierfür ist gemäß Unteranspruch 4 ein RC-Glied in Hochpaß-Schaltung vorgesehen. Since the second time stage only releases square-wave pulses if it has received a trigger signal from the first time stage, the stretching corner pulses of the first time stage are converted into suitable needle-shaped trigger pulses via a differentiator. For this purpose, an RC element in high-pass circuit is provided according to subclaim 4.

Das Differenzierglied ist gemäß Unteranspruch 5 an den Eingang der zweiten Zeitstufe angeschlossen.The differentiator is according to subclaim 5 to the Second time stage input connected.

Das Impulsbreitensteuerungsnetzwerk ist gemäß Unteran­ spruch 6 ausgestaltet. Hierbei begrenzt der Widerstand R 8 die Impulsdauer nach unten und ein Stellwiderstand P 2 nach oben; d.h. die Mindesthelligkeit ist über R 8 vorge­ geben, während die Maximalhelligkeit über P 2 eingestellt werden kann.The pulse width control network is designed according to claim 6 at. The resistor R 8 limits the pulse duration downwards and a variable resistor P 2 upwards; ie the minimum brightness is specified via R 8 , while the maximum brightness can be set via P 2 .

Mit den am Ausgang der zweiten Zeitstufe anstehenden Rechteck-Impulsen, wobei diese die feste Frequenz des Rechteck-Generators und das über die Impulsbreitensteue­ rung einstellbare Tastverhältnis aufweisen, wird gemäß Unteranspruch 7 ein Leistungs-MOS-Feldeffekttransistor angesteuert. Dieser nimmt im Gegensatz zu einer her­ kömmlichen Leistungsendstufe, welche, z.B. aus zwei bi­ polaren Treiber- bzw. Leistungstransistoren in Darling­ ton-Schaltung bestehen kann, praktisch keinen Steuer­ strom auf. Der Steuereingang ist somit sehr hochohmig. Der MOSFET kann damit praktisch leistungslos, d.h. ver­ lustlos angesteuert werden. Lediglich die Schaltübergän­ ge und der sehr geringe Durchlaßwiderstand erzeugen Ver­ lustleistung. Je geringer die Zeit ist, mit der der Schalttransistor von der Schalterstellung EIN in die Schalterstellung AUS und umgekehrt gesteuert wird, desto geringer ist auch die erzeugte Verlustleistung. Auch aus diesem Grunde strebt die Erfindung an, zur Ansteuerung nur Rechteckimpulse (d.h. Impulse mit hoher Flanken­ steilheit) zuzulassen.With the pending at the exit of the second time stage Rectangular pulses, these being the fixed frequency of the Rectangle generator and that via the pulse width control adjustable duty cycle, is according to Claim 7 a power MOS field effect transistor controlled. In contrast to one, this one comes from conventional power stage, e.g. from two bi polar driver and power transistors in Darling ton circuit can exist, virtually no tax current on. The control input is therefore very high-impedance. The MOSFET can thus be practically powerless, i.e. ver be driven listlessly. Only the switching transition ge and the very low forward resistance generate Ver pleasure. The shorter the time with which the Switching transistor from the switch position ON to Switch position OFF and vice versa, the more the power loss generated is also lower. Also from for this reason, the invention aims to control only rectangular pulses (i.e. pulses with high edges steepness).

Die beim Schalten erzeugte Verlustleistung ist weiter dadurch reduzierbar, daß die Schalthäufigkeit so niedrig gehalten wird, daß die im Lastkreis nachgeschalteten Lampen gerade nicht mehr flackern. D. h., daß die feste Frequenz des freilaufenden Reckteck-Generators so ge­ wählt wird, daß das Auge die Lichtblitze gerade nicht mehr auflösen kann. Gemäß Unteranspruch 8 wird deshalb eine Frequenz f70 Hz, vorzugsweise f= 70 Hz vorge­ schlagen.The power loss generated when switching is further reducible in that the switching frequency is so low is held that the downstream in the load circuit  Lamps no longer flicker. That is, the fixed Frequency of the free-running Reckeck generator so ge is chosen that the eye is not the flashes of light can dissolve more. According to subclaim 8 is therefore a frequency f70 Hz, preferably f = 70 Hz beat.

Vorteilhafter Weise läuft gemäß Unteranspruch 9 die am Ausgang der zweiten Zeitstufe stehende Rechteck-Spannung über ein als Tiefpaß geschaltetes RC-Glied. Eine uner­ wünschte Störspannung wird hiermit unterdrückt.Advantageously, runs according to dependent claim 9, the stationary at the output of the second time stage rectangular voltage across a switched as a low pass RC -element. An undesired interference voltage is hereby suppressed.

Weiter muß verhindert werden, daß dort Netzspannungs­ spitzen den ebenfalls zur Verminderung der Verlustlei­ stung beitragenden MOSFET schädigen können. Hierzu ist in Unteranspruch 10 ein Bordnetzspannungspitzen dämpfen­ des Netzwerk aus Dioden und Zener-Dioden angegeben.It must also be prevented that mains voltage there also tip to reduce the loss loss contributing MOSFET damage. This is dampen an electrical system voltage peaks in sub-claim 10 of the network of diodes and Zener diodes.

Besonders zweckmäßig ist es, in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Schutze des Leistungs-MOSFET vor Zerstörung eine Kurzschlußsicherungs- und Anlaufschal­ tung nach Unteranspruch 11 vorzusehen. Im Gegensatz zu bekannten Schaltungen dieser Art wird nicht die Spannung am Leistungstransistor (vgl. z.B. die DE-OS 33 25 742, bei der die Sättigungsspannung des Leistungstransistors überwacht wird), sondern die Spannung an der Last er­ faßt. Hierbei wird die Emitter-Basis-Spannung von ca. 0,6 V am Transistor (TR 1) als Referenzspannung benutzt. Im normalen Betriebszustand liegt gegenüber der Be­ triebsspannung an der Basis eine um 0,6 V niedrigere Spannung; d. h. der Transistor (TR 1) ist leitend. Wenn im Kurzschluß-Störfall die Lampen kurzgeschlossen sind, sind die Emitter- und Basispotentiale etwa gleich groß; d.h. der Transistor (TR 1) sperrt. Die Ansteuerschaltung wird somit abgeschaltet. Eine einfache Anlaufschaltung verhindert jedoch, daß die Kurzschlußsicherung bereits während des Einschaltens der Lampen aktiviert ist. Wegen des geringen Lampen-Kaltwiderstandes würde nämlich wäh­ rend des Einschaltvorgangs ein Kurzschluß simuliert. Die Anlaufschaltung wirkt derart, daß ein Kondensator C 2 beim Anlegen der Betriebsspannung an die erfindungsgemä­ ße Schaltungsanordnung über den Widerstand R 3 sowie über den Transistor TR 1 und den Widerstand R 2 aufgeladen wird. Während der Kondensator-Aufladezeit schaltet der Transistor TR 1 den Steuerstrom durch und der Spannungs­ abfall an den Lampen vergrößert sich in der Folge infol­ ge Erwärmung der Glühwendel soweit, daß der Transistor im leitenden Zustand verbleibt. Damit die erforderliche Spannungsdifferenz zwischen Emitter und Basis auch bei sehr geringer Lampenhelligkeit durch nur kurzzeitige Laststromspitzen aufrecht erhalten wird, bewirkt die Diode D 2 über den Widerstand R 4 die schnelle Entladung des Kondensators C 2.It is particularly expedient to provide a short-circuit protection and start-up circuit according to subclaim 11 in the circuit arrangement according to the invention for protecting the power MOSFET against destruction. In contrast to known circuits of this type, it is not the voltage at the power transistor (cf., for example, DE-OS 33 25 742, in which the saturation voltage of the power transistor is monitored), but rather the voltage at the load. The emitter base voltage of approx. 0.6 V at the transistor (TR 1 ) is used as the reference voltage. In the normal operating state, the voltage at the base is lower by a voltage of 0.6 V; ie the transistor ( TR 1 ) is conductive. If the lamps are short-circuited in the event of a short circuit, the emitter and base potentials are approximately the same size; ie the transistor ( TR 1 ) blocks. The control circuit is thus switched off. However, a simple start-up circuit prevents the short-circuit protection from being activated when the lamps are switched on. Because of the low lamp cold resistance, a short circuit would be simulated during the switch-on process. The starting circuit acts in such a way that a capacitor C 2 is charged when the operating voltage is applied to the circuit arrangement according to the invention via the resistor R 3 and via the transistor TR 1 and the resistor R 2 . During the capacitor charging time, the transistor TR 1 switches through the control current and the voltage drop across the lamps increases as a result of the heating of the incandescent filament to such an extent that the transistor remains in the conductive state. So that the required voltage difference between emitter and base is maintained even with very low lamp brightness by only brief load current peaks, the diode D 2 effects the rapid discharge of the capacitor C 2 via the resistor R 4 .

Zweckmäßig ist es auch, gemäß Unteranspruch 12 einen Schutz gegen falsche Polung der Schaltungsanordnung vor­ zusehen. Den Verpolungsschutz übernimmt der auch als Diode wirkende Transistor TR 1. Die übliche Diode im Steuerstromkreis wird damit eingespart. Eine bei bipola­ ren Leistungsendstufen erforderliche Schutzdiode, die bei Verpolung den gesamten Laststrom führen muß, ist bereits im Leistungs-MOSFET TR 2 integriert.It is also advantageous, according to dependent claim 12 protection against reverse polarity of the circuit before watching. The reverse polarity protection is performed by the transistor TR 1 , which also acts as a diode. This saves the usual diode in the control circuit. A protective diode required for bipolar power amplifiers, which must carry the entire load current if the polarity is reversed, is already integrated in the power MOSFET TR 2 .

Da Spannungsschwankungen die Einstellwerte der Schal­ tungsanordnung und damit auch die Verlustleistung verän­ dern können sowie zu Störungen führen können, ist gemäß Unteranspruch 13 in vorteilhafter und für sich bekannter Weise zur Stabilisierung und Glättung ein Widerstand/Z­ Diode-Netzwerk mit Glättungskondensator vorgesehen, wo­ bei die stabilisierte und geglättete Betriebsspannung an den Elektroden der Z-Diode abgegriffen wird.Because voltage fluctuations the setting values of the scarf arrangement and thus also the power loss according to Subclaim 13 in an advantageous and known manner Way to stabilize and smooth a resistance / Z  Diode network provided with smoothing capacitor where at the stabilized and smoothed operating voltage the electrodes of the Z diode is tapped.

Die geringe Verlustleistung der Schaltungsanordnung er­ laubt es, gemäß Unteranspruch 14 alle Baugruppen I bis VIII in einem Gehäuse kompakt zu integrieren, wobei gro­ ßer Platzbedarf vermieden wird.The low power dissipation of the circuit arrangement Allows subassemblies 14 to I to VIII compactly integrated in a housing, whereby gro Space is avoided.

Die Erfindung soll im folgenden anhand der Zeichnung näher beschrieben werden. Es zeigt:The invention will now be described with reference to the drawing are described in more detail. It shows:

Fig. 1: Ein Schaltbild der erfindungsgemäßen Schal­ tungsanordnung, wobei diese aus 8 Baugruppen besteht. Fig. 1: A circuit diagram of the scarf arrangement according to the invention, which consists of 8 modules.

  • I. Spannungsstabilisierungs-Netzwerk mit Glättung (R 1, ZD 1, C 1)I. Voltage stabilization network with smoothing ( R 1 , ZD 1 , C 1 )
  • II. Kurzschlußsicherrungs- und Anlaufschaltung (TR 1, R 2, R 3, D 2, C 2, R 4) mit Verpolungsschutz (TR 1)II. Short-circuit protection and start-up circuit ( TR 1 , R 2 , R 3 , D 2 , C 2 , R 4 ) with reverse polarity protection ( TR 1 )
  • III. Freilaufender Rechteckgenerator mit erster Zeitstufe (IC 1) und externem Beschaltungsnetzwerk (R 5, R 6, C 3)III. Free-running square wave generator with first time stage ( IC 1 ) and external wiring network ( R 5 , R 6 , C 3 )
  • IV. RC-Differenzierglied (C 5, R 7)IV. RC differentiator ( C 5 , R 7 )
  • V. Getriggerte zweite Zeitstufe (IC 2) mit Impulsbreitensteuerungsnetzwerk (P 1, P 2, R 8, C 7) V. Triggered second time stage ( IC 2 ) with pulse width control network ( P 1 , P 2 , R 8 , C 7 )
  • VI. Tiefpaß (R 10, C 8) mit Entladewiderstand (R 11)VI. Low pass ( R 10 , C 8 ) with discharge resistor ( R 11 )
  • VII. Leistungsendstufe mit Leistungs-MOSFET (TR 2) und Spannungsspitzendämpfungsnetzwerk (ZD 2, D 3, ZD 3)VII. Power output stage with power MOSFET ( TR 2 ) and voltage peak attenuation network ( ZD 2 , D 3 , ZD 3 )
  • VIII. Zu schaltende Last (Lampen)VIII. Load to be switched (lamps)

Eine Betriebsspannung U B wird an eine Reihenschaltung aus einem PNP-Transistor Tr 1, einem Widerstand R 1 und einer Z-Diode ZD 1 angelegt. Parallel zur Z-Diode ZD 1 ist ein Glättungskondensator C 1, vorzugsweise ein Elektro­ lytkondensator, vorgesehen. An den Elektroden der Z-Di­ ode ZD 1 steht eine stabilisierte und geglättete Be­ triebsspannung für die Speisung eines freilaufenden Rechteck-Generators III zur Verfügung.An operating voltage U B is applied to a series circuit comprising a PNP transistor Tr 1 , a resistor R 1 and a Zener diode ZD 1 . In parallel with the Zener diode ZD 1 , a smoothing capacitor C 1 , preferably an electrolytic capacitor, is provided. A stabilized and smoothed operating voltage is available at the electrodes of the Zener diode ZD 1 for supplying a free-running rectangular generator III.

Über die Basis des PNP-Transistors TR 1 kann die Emit­ ter-Kollektor-Strecke leitend (während des Einschaltvor­ gangs und während des normalen Betriebszustands) oder sperrend (während eines Kurzschlußfalles) angesteuert werden. Hierbei wird die Emitter-Basis Spannung von ca. 0,6 V am Transistor TR 1 als Referenzspannung benutzt. Im Betriebszustand liegt an der Basis gegenüber der Be­ triebsspannung eine um 0,6 V niedrigere Spannung; der Transistor TR 1 ist Ieitend. Im Kurzschlußzustand sind Emitter- und Spannungspotentiale etwa gleich groß; der Transistor TR 1 sperrt. Während des Einschaltvorgangs wird über die Anlaufschaltung eine Inaktivierung der Kurzschlußsicherungsschaltung erreicht. Der über die kalten Lampen praktisch kurzgeschlossene Betriebsstrom lädt über R 3 sowie über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors TR 1 und R 2 einen Kondensator C 2, vorzugswei­ se einen Elektrolyt-Kondensator auf. Während der Aufla­ dezeit wird der Steuerstrom im leitenden Transistor TR 1 durchgeschaltet. In der Folge vergrößert sich der Span­ nungsabfall in den Lampen, so daß der Transistor TR 1 im leitenden Zustand verbleibt. Eine Freilaufdiode D 2 be­ wirkt über den Widerstand R 4 eine schnelle Entladung des Kondensators C 2. Der im Transistor TR 1 vorhandene PN- Übergang wirkt bei falscher Polung wie eine in Sperr- Richtung geschaltete Diode. Er wirkt somit gleichzeitig als Verpolungsschutz.Via the base of the PNP transistor TR 1 , the emitter-collector path can be driven in a conductive manner (during the switch-on operation and during the normal operating state) or in a blocking manner (during a short-circuit case). The emitter-base voltage of approximately 0.6 V at the transistor TR 1 is used as the reference voltage. In the operating state there is a voltage lower by 0.6 V than the operating voltage; the transistor TR 1 is conductive. In the short-circuit state, the emitter and voltage potentials are approximately the same; the transistor TR 1 blocks. During the switch-on process, the short-circuit protection circuit is deactivated via the start-up circuit. The operating current which is virtually short-circuited via the cold lamps charges a capacitor C 2 , preferably an electrolytic capacitor, via R 3 and the base-emitter path of the transistor TR 1 and R 2 . During the Aufla dezeit the control current in the conductive transistor TR 1 is turned on . As a result, the voltage drop in the lamps increases, so that the transistor TR 1 remains in the conductive state. A freewheeling diode D 2 acts via the resistor R 4 to quickly discharge the capacitor C 2 . If the polarity is incorrect, the PN junction in transistor TR 1 acts like a diode switched in the reverse direction. It also acts as a reverse polarity protection.

Als erste Zeitstufe (IC 1) wird ein integrierter Baustein verwendet, der an die stabilisierte und geglättete Be­ triebsspannung angeschlossen ist. Seine Eingänge werden mit Potentialen beaufschlagt, die an dem als Spannungs­ teiler wirkenden Reihennetzwerk (R 5, R 6, C 3) zwischen R 5 und R 6 bzw. R 6 und C 3 abgegriffen werden. Die als Recht­ eck-Generator wirkende Schaltungsanordnung liefert Reck­ teckimpulse fester Frequenz.An integrated module, which is connected to the stabilized and smoothed operating voltage, is used as the first time stage (IC 1 ). Its inputs are acted upon by potentials which are tapped on the series network acting as a voltage divider ( R 5 , R 6 , C 3 ) between R 5 and R 6 or R 6 and C 3 . The circuit arrangement, which acts as a right-angle generator, provides fixed-frequency stretching pulses.

Die Rechteckimpulse fester Frequenz werden über das als Hochpaß geschaltete RC-Glied (C 5, R 7) differenziert, d. h. in Nadelimpulse umgewandelt.The square-wave pulses of a fixed frequency are differentiated via the RC element ( C 5 , R 7 ) switched as a high-pass filter, ie converted into needle pulses.

Die Nadelimpulse triggern die zweite Zeitstufe (IC 2). Über ein an der Betriebsspannung liegendes Impulsbrei­ tensteuerungsnetzwerk (P 1, P 2, R 8, C 7) ist ein definier­ tes Tastverhältnis von 0,2 bis 0,95 einstellbar. Die beiden Potentiometer P 1, P 2 sind parallel geschaltet. In Reihe dazu ist ein Widerstand (R 8) und ein Kondensator (C 7) geschaltet. Über den Widerstand (R 8) ist die dem unteren Wert des Tastverhältnisses entsprechende Min­ desthelligkeit fest vorgegeben. Über das Potentiometer (P 2) ist das Tastverhältnis bis 0,95 bzw. die Maximal­ helligkeit bis 95% einstellbar. Der für einen Eingang der zweiten Zeitstufe (IC 2) maßgebliche Potentialabgriff wird zwischen dem Widerstand (R 8) und dem Kondensator (C 7) vorgenommen. Der Ausgang der zweiten Zeitstufe (IC 2) wird über ein als Tiefpaß geschaltetes RC-Glied (R 10, C 8) geführt, um Funktstörspannungen zu unterdrück­ en. Parallel zum Kondensator (C 8) ist ein Entladewider­ stand (R 11) vorgesehen. Das zwischen dem Widerstand (R 10) und dem Kondensator (C 8) anstehende Rechteckpoten­ tial steuert nunmehr das Tor (Gate) eines Leistungs-MOS- FET (TR 2). Hierbei muß gewährleistet sein, daß im Bord­ netz entstehende Spannungspitzen den MOSFET nicht schä­ digen können. Dies geschieht dadurch, daß parallel zur Gate- und Drain-Elektrode des MOSFET (TR 2) die Reihen­ schaltung einer Diode (D 3) und einer Zener-Diode (ZD 2), sowie parallel zur Gate- und Source-Elektrode des MOSFET (TR 2) eine Zener-Diode (ZD 3) liegt, wobei die Zener-Di­ ode (ZD 3) sowie die Diode (D 3) mit ihrer Kathode an der Gate-Elektrode bzw. die Zener-Diode (ZD 2) mit ihrer Kat­ hode an der Drain-Elektrode angeschlossen sind.The needle pulses trigger the second time stage (IC 2 ). A defined duty cycle of 0.2 to 0.95 can be set via a pulse width control network connected to the operating voltage ( P 1 , P 2 , R 8 , C 7 ). The two potentiometers P 1 , P 2 are connected in parallel. A resistor ( R 8 ) and a capacitor ( C 7 ) are connected in series. The minimum brightness corresponding to the lower value of the duty cycle is fixed via the resistor ( R 8 ). The pulse duty factor can be set to 0.95 or the maximum brightness to 95% using the potentiometer ( P 2 ). The potential tap relevant for an input of the second time stage (IC 2 ) is made between the resistor ( R 8 ) and the capacitor ( C 7 ). The output of the second time stage (IC 2 ) is passed through an RC element ( R 10 , C 8 ) connected as a low-pass filter in order to suppress radio interference voltages. In parallel to the capacitor ( C 8 ), a discharge resistor ( R 11 ) is provided. The pending rectangle potential between the resistor ( R 10 ) and the capacitor ( C 8 ) now controls the gate of a power MOSFET (TR 2 ). It must be ensured that voltage peaks occurring in the on-board network cannot damage the MOSFET. This happens because parallel to the gate and drain electrode of the MOSFET (TR 2 ) the series connection of a diode ( D 3 ) and a Zener diode (ZD 2 ), and parallel to the gate and source electrode of the MOSFET ( TR 2 ) is a Zener diode (ZD 3 ), the Zener diode (ZD 3 ) and the diode ( D 3 ) with their cathode on the gate electrode and the Zener diode (ZD 2 ) with their Kat hode are connected to the drain electrode.

Der MOSFET (TR 2) schaltet nunmehr den Lampenstrom im Takt des an seinem Tor (Gate) anstehenden Rechteck-Sig­ nals. The MOSFET (TR 2 ) now switches the lamp current in time with the rectangular signal pending at its gate.

  • Bezugszeichenliste I. Spannungsstabilisierungsnetzwerk mit Glättung (R 1, ZD 1, C 1)
    II. Kurzschlußsicherrungs- und Anlaufschaltung (TR 1, R 2, R 3, D 2, C 2, R 4) mit Verpolungsschutz (TR 1)
    III. Freilaufender Rechteckgenerator mit erster Zeitstufe (IC 1) und externem Beschaltungsnetzwerk (R 6, C 3)
    IV. RC-Differenzierglied (C 5, R 7)
    V. Getriggerte zweite Zeitstufe (IC 2) mit Impulsbreitensteuerungsnetzwerk (P 1, P 2, R 8, C 7)
    VI. Tiefpaß (R 10, C 8) mit Entladewiderstand (R 11)
    VII. Leistungsstufe mit Leistungs-MOSFET (TR 2) und Spannungsspitzendämpfungsnetzwerk (ZD 2, D 3, ZD 3)
    VIII. Zu schaltende Last (Lampen)    REFERENCE SIGNS LIST I. Voltage stabilization network with smoothing ( R 1 , ZD 1 , C 1 )
    II. Short-circuit protection and start-up circuit ( TR 1 , R 2 , R 3 , D 2 , C 2 , R 4 ) with reverse polarity protection ( TR 1 )
    III. Free-running square wave generator with first time stage ( IC 1 ) and external wiring network ( R 6 , C 3 )
    IV. RC differentiator ( C 5 , R 7 )
    V. Triggered second time stage ( IC 2 ) with pulse width control network ( P 1 , P 2 , R 8 , C 7 )
    VI. Low pass ( R 10 , C 8 ) with discharge resistor ( R 11 )
    VII. Power level with power MOSFET ( TR 2 ) and voltage peak attenuation network ( ZD 2 , D 3 , ZD 3 )
    VIII. Load to be switched (lamps)

Claims (14)

1. Elektrische Schaltungsanordnung zur Steuerung eines Gleichstroms, insbesondere zur Helligkeitssteue­ rung der Armaturenbeleuchtung von Fahrzeugen, mit Mit­ teln zur Erzeugung einer periodischen Folge von Recht­ eckimpulsen bestimmter Frequenz und einstellbaren Tast­ verhältnisses sowie mit Leistungsschaltmitteln in einem Lampenstromkreis, wobei die Leistungsschaltmittel durch die erzeugten Rechteckimpulse ansteuerbar sind und wobei die Frequenz der Rechteckimpulse vom Tastverhältnis un­ abhängig ist, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung der periodischen Folge von Rechteckimpulsen bestimmter Frequenz und einstellbaren Tastverhältnisses zwei über ein Differenzierglied (IV) gekoppelte Zeitstufen (IC 1), IC 2) vorgesehen sind, wobei die erste Zeitstufe (IC 1) als Teil eines freilaufenden Rechteckgenerators (III) bestimmter Frequenz und bestimmten Tastverhältnisses ausgebildet ist, dessen über das Differenzierglied (IV) in Nadelimpulse umgewandelte Rechteckimpulse die mit einem Impulsbreitensteuerungs-Netzwerk (P 1, P 2, R 8, C 7) beschaltete zweite Zeitstufe (IC 2) triggern, welche ih­ rerseits eine periodische Folge von Rechteckimpulsen be­ stimmter Frequenz und einstellbaren Tastverhältnisses liefert und daß als Leistungsschaltmittel ein Lei­ stungs-MOS-Feldeffekttransistor (Tr 2) vorgesehen ist.1.Electrical circuit arrangement for controlling a direct current, in particular for brightness control of the dashboard lighting of vehicles, with means for generating a periodic sequence of square-wave pulses of a specific frequency and adjustable duty cycle, and with power switching means in a lamp circuit, the power switching means being controllable by the square-wave pulses generated are and the frequency of the rectangular pulses is dependent on the duty cycle un, characterized in that two time stages (IC 1 ), IC 2 ) are provided for generating the periodic sequence of rectangular pulses of a specific frequency and adjustable duty cycle, whereby the first time stage (IC 1 ) is designed as part of a free-running square wave generator (III) of certain frequency and certain duty cycle, the square wave pulses converted into needle pulses via the differentiator (IV) which with one pulse width control network ( P 1 , P 2 , R 8 , C 7 ) connected second time stage (IC 2 ) trigger, which in turn delivers a periodic sequence of square-wave pulses at a certain frequency and adjustable duty cycle and that as a power switching means a power MOS- Field effect transistor (Tr 2 ) is provided. 2. Elektrische Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das über das Impulsbrei­ tensteuerungs-Netzwerk (P 1, P 2, R 8, C 7) einstellbare Tast­ verhältnis von 0,2 bis 0,95 variiert wird, wobei ein Festwiderstand (R 8) die Impulsbreiteneinstellung nach unten und ein Stellwiderstand (P 2) die Impulsbreitenein­ stellung nach oben begrenzt. 2. Electrical circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the via the impulse control network ( P 1 , P 2 , R 8 , C 7 ) adjustable duty cycle is varied from 0.2 to 0.95, with a fixed resistor ( R 8 ) the pulse width setting down and a variable resistor ( P 2 ) limits the pulse width setting up. 3. Elektrische Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der frei­ laufende Rechteckgenerator (III) im wesentlichen aus einer ersten Zeitstufe (IC 1) besteht, die mit einem RC- Reihennetzwerk (R 5, R 6, C 3) extern beschaltet ist, wobei der Spannungsabgriff zwischen dem Widerstand (R 5) und dem Widerstand (R 6) einerseits und dem Widerstand (R 6) und dem Kondensator (C 3) andererseits liegt.3. Electrical circuit arrangement according to claim 1 or claim 2, characterized in that the free-running square wave generator (III) consists essentially of a first time stage (IC 1 ) which with an RC series network ( R 5 , R 6 , C 3 ) is connected externally, the voltage tap between the resistor ( R 5 ) and the resistor ( R 6 ) on the one hand and the resistor ( R 6 ) and the capacitor ( C 3 ) on the other. 4. Elektrische Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß am Ausgang der ersten Zeitstufe (IC 1) ein RC-Glied (R 7, C 5) als Differenzierglied (IV) angekoppelt ist.4. Electrical circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that an RC element ( R 7 , C 5 ) is coupled as a differentiating element (IV) at the output of the first time stage (IC 1 ). 5. Elektrische Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Differenziergliedes (IV) am Eingang der zweiten Zeitstufe (IC 2) angeschlossen ist.5. Electrical circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the output of the differentiator (IV) is connected to the input of the second time stage (IC 2 ). 6. Elektrische Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Eingang der zweiten Zeitstufe (IC 2) mit einem Rei­ hennetzwerk aus zwei parallel geschalteten Potentiome­ tern (P 1, P 2) einem Widerstand (R 8) sowie einem Kondensa­ tor (C 7) beschaltet ist, wobei der Potentialabgriff zwi­ schen dem Widerstand (R 8) und dem Kondensator (C 7) er­ folgt.6. Electrical circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that an input of the second time stage (IC 2 ) with a row network of two potentiometers connected in parallel ( P 1 , P 2 ), a resistor ( R 8 ) and a capacitor gate ( C 7 ) is connected, the potential tap between the resistor ( R 8 ) and the capacitor ( C 7 ) it follows. 7. Elektrische Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungs-MOS-Feldeffekttransistor (TR 2) vom Ausgang der zweiten Zeitstufe (IC 2) angesteuert wird. 7. Electrical circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the power MOS field effect transistor (TR 2 ) from the output of the second time stage (IC 2 ) is driven. 8. Elektrische Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichet, daß die bestimmte Frequenz des freilaufenden Rechteckgenerators (III) bzw. die Schaltfrequenz des Leistungs-MOS-Feldef­ fekttransistors (TR 2) f=70 Hz, vorzugsweise f=70 Hz, beträgt.8. Electrical circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the specific frequency of the free-running rectangular generator (III) or the switching frequency of the power MOS field effect transistor (TR 2 ) f = 70 Hz, preferably f = 70 Hz . 9. Elektrische Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die am Ausgang der zweiten Zeitstufe (IC 2) anstehende Rechteckspannung über ein als Tiefpaß wirkendes RC-Glied (R 10, C 8) läuft.9. Electrical circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the square-wave voltage present at the output of the second time stage (IC 2 ) runs via an RC element ( R 10 , C 8 ) acting as a low-pass filter. 10. Elektrische Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zur Gate- und Drain-Elektrode des Leistungs- MOSFET (TR 2) die Reihenschaltung einer Diode (D 3) und einer Zener-Diode (ZD 2), sowie parallel zur Gate- und Source-Elektrode des Leistungs-MOSFET (TR 2) eine Zener- Diode (ZD 3) liegt, wobei die Zener-Diode (ZD 3) sowie die Diode (D 3) mit ihrer Kathode an der Gate-Elektrode bzw. die Zener-Diode (ZD 2) mit ihrer Kathode an der Drain- Elektrode angeschlossen sind.10. Electrical circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that parallel to the gate and drain electrode of the power MOSFET (TR 2 ), the series circuit of a diode ( D 3 ) and a Zener diode (ZD 2 ), and in parallel to the gate and source electrode of the power MOSFET (TR 2 ) is a Zener diode (ZD 3 ), the Zener diode (ZD 3 ) and the diode ( D 3 ) with their cathode on the gate electrode and the Zener diode (ZD 2 ) is connected with its cathode to the drain electrode. 11. Elektrische Schaltungsanordnung nach einem der vorherstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß als Kurzschlußsicherungs- und Anlaufschaltung (II) im Strompfad der Betriebsspannung an die Reihenschaltung der Emitter-Basis-Strecke eines PNP-Transistors (TR 1) und eines Widerstands (R 2) eine Parallelschaltung von zwei seriengeschalteten Widerständen (R 3, R 4) und eines Kondensators (C 2) angeschlossen ist, wobei parallel zum Widerstand (R 3) eine Diode (D 2) in Durchlaßrichtung liegt. 11. Electrical circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that as a short-circuit protection and start-up circuit (II) in the current path of the operating voltage to the series circuit of the emitter-base path of a PNP transistor (TR 1 ) and a resistor ( R 2 ) a parallel connection of two series-connected resistors ( R 3 , R 4 ) and a capacitor ( C 2 ) is connected, with a diode ( D 2 ) lying parallel to the resistor ( R 3 ) in the forward direction. 12. Elektrische Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß als Verpolungsschutz der Transistor (TR 1) der Kurz­ schlußsicherungs- und Anlaufschaltung (II) verwendet wird.12. Electrical circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the short-circuit protection and start-up circuit (II) is used as reverse polarity protection of the transistor (TR 1 ). 13. Elektrische Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das an der Betriebsspannung liegende Spannungsstabili­ sierungs-Netzwerk (I) aus einem Widerstand (R 1) und ei­ ner hierzu in Reihe geschalteten Zener-Diode (ZD 1) be­ steht, wobei parallel zur Zener-Diode (ZD 1) ein Glät­ tungskondensator (C 1) angeschlossen ist.13. Electrical circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the voltage stabilization network lying on the operating voltage (I) consists of a resistor ( R 1 ) and egg ner connected in series Zener diode (ZD 1 ) be, wherein parallel to the Zener diode (ZD 1 ) a smoothing capacitor ( C 1 ) is connected. 14. Elektrische Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie mit der Kurzschlußsicherungs- und Anlaufschaltung (II) sowie mit dem mittels PNP-Transistor (TR 1) bewirk­ ten Verpolungsschutz in einem Gehäuse integriert ist.14. Electrical circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that it with the short-circuit protection and start-up circuit (II) and with the means of PNP transistor (TR 1 ) effect th reverse polarity protection is integrated in a housing.
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