DE3536414C2

DE3536414C2 -

Info

Publication number: DE3536414C2
Application number: DE19853536414
Authority: DE
Inventors: Hartmut Dipl.-Ing. 1000 Berlin De Gruenwald
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Priority date: 1985-08-10
Filing date: 1985-10-10
Publication date: 1988-08-25
Also published as: DE3536414A1

Description

Gegenstand des Hauptpatentes 35 29 068 ist eine Anordnung zum zwangsweisen Löschen eines Thyristors mittels eines Kommutierungskreises, der aus einem dem zu löschenden Thyristor gleichsinnig parallel geschalteten, abschaltbaren Halbleiter mit einem in Reihe liegenden, aus einer über eine Drossel entkoppelten separaten ersten Spannungsquelle nachladbaren Löschkondensator für die Kommutierungsspannung besteht, bei der der durch die Kommutierungsspannung über den abschaltbaren Halbleiter erzwungene Strom den Thyristor löscht und negative Sperrspannung während der Schonzeit - bis zum Abschalten des Stromes im abschaltbaren Halbleiter - am Thyristor anliegt, wobei der Kommutierungskreis aus zwei einander ablösenden Kondensatorstufen gebildet ist, von denen der besagte Löschkondensator mit der ersten Spannungsquelle als Hauptstufe ein höheres Spannungsniveau und ein Zusatzkondensator, der entkoppelt aus einer separaten zweiten Spannungsquelle nachladbar ist, als Zusatzstufe ein niedrigeres Spannungsniveau aufweist und der Hauptstufe unterlagert ist, wobei die Hauptstufe für eine schnelle Stromübernahme in den Löschkreis und die Zusatzstufe für eine verminderte negative Sperrspannung vorgesehen ist und dabei die folgenden Bedingungen gelten: U 2 » U 1 und C 1 » C 2.The subject of main patent 35 29 068 is an arrangement for forcibly quenching a thyristor by means of a commutation circuit which consists of a semiconductor which is switched off and is connected in parallel in the same direction as the thyristor to be quenched, with an in-line quenching capacitor which can be recharged from a separate first voltage source decoupled via a choke There is a commutation voltage at which the current forced by the commutation voltage across the semiconductor that can be switched off quenches the thyristor and negative reverse voltage is present at the thyristor during the closed period - until the current in the semiconductor that can be switched off - the commutation circuit is formed from two capacitor stages that separate from one another which the said quenching capacitor with the first voltage source as the main stage has a higher voltage level and an additional capacitor, which can be recharged decoupled from a separate second voltage source, has a lower S as the additional stage voltage level and is subordinate to the main stage, whereby the main stage is intended for a quick current transfer into the quenching circuit and the additional stage for a reduced negative reverse voltage and the following conditions apply: U 2 » U 1 and C 1 » C 2 .

Bei diesem Prinzip einer zweistufigen Kommutierung eines Thyristors entlädt sich die Quelle hoher Spannung der Hauptstufe auf die untere Spannungsgrenze (die durch die Spannungsquelle) der Zusatzstufe definiert ist. Nach jedem Abschalten des Thyristors muß die Spannungsquelle der Hauptquelle schnell und verlustarm wieder auf eine hohe Spannung, die der Verkürzung der Kommutierungsvorgänge dient, gebracht werden.With this principle of a two-stage commutation of a Thyristors discharge the high voltage source of the main stage to the lower voltage limit (by the voltage source) of the additional stage is defined. Each time the thyristor is switched off, the Main source voltage source fast and low loss back to a high tension that the shortening of the Commutation processes is used.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Ladeanordnung zu schaffen, die einen geringen Leistungsbedarf hat und die bei kleiner Bauform und einfacher Auslegung mit geringen Kosten realisierbar ist.The object of the present invention is a charging arrangement to create that has a low power requirement and with the small design and simple design low cost is feasible.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung gemäß den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruches 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen entnehmbar.This object is achieved according to the invention according to the characterizing Features of claim 1 solved. Beneficial Embodiments of the invention can be found in the subclaims.

Anhand eines schematischen Ausführungsbeispieles wird die Erfindung im nachstehenden näher erläutert.Using a schematic embodiment, the Invention explained in more detail below.

Es zeigen:Show it:

Fig. 1 die Schaltung eines Choppers mit zweistufiger Kommutierung Fig. 1 shows the circuit of a chopper with two-stage commutation

Fig. 2 ein Funktionsschema für den Umschwingvorgang Fig. 2 is a functional diagram for the swinging process

In Fig. 1 ist mit V 1 das Chopper-Hauptventil, ein Thyristor bezeichnet, der einen Laststrom i _V1 führt. Zur Löschung wird ein abschaltbarer Löschhalbleiter, z. B. ein GTO-Thyristors V 2 gezündet, wobei eine zweistufige Kommutierung erfolgt, mit einem Kondensator C 2 als Spannungsquelle der Hauptstufe und einem Kondensator C 1 als Spannungsquelle der Zusatzstufe. Die Zusatzstufe ist der Hauptstufe unterlagert. Der Zusatzstufenkondensator C 1 ist dazu mit einem Pol (-) direkt mit dem gleichnamigen Pol des Hauptstufenkondensators C 2 und mit dem anderen Pol (+) über ein Sperrventil V 3 mit dem anderen Pol (+) des Hauptstufenkondensators C 2 verbunden. Das Prinzip der zweistufigen Kommutierung beruht darauf, daß zum Abschalten des Thyristors V 1, der z. B. auf 95 V aufgeladene Hauptstufenkondensator C 2 den Laststrom i _V1 schnell vom Hauptzweig in den Löschzweig treibt. Der Hauptstufenkondensator C 2 wird dabei bis auf den Spannungswert des Zusatzstufenkondensators C 1 (hier z. B. 6 V) entladen und gibt dann den Laststrom an die 6 V-Quelle, den Kondensator C 1 ab. Es erfolgt so ein mit der Taktfrequenz des Choppers periodisches Kurzschließen des Hauptstufenkondensators C 2, das normalerweise zu strombegrenzenden Maßnahmen in der Ausgangsschaltung zwingt, was erhebliche Verluste bringt.In Fig. 1, V 1 denotes the chopper main valve, a thyristor, which carries a load current i _{V 1} . A quenchable semiconductor, e.g. B. ignited a GTO thyristor V 2 , wherein a two-stage commutation takes place, with a capacitor C 2 as a voltage source of the main stage and a capacitor C 1 as a voltage source of the additional stage. The additional level is subordinate to the main level. The additional stage capacitor C 1 is connected to one pole (-) directly to the pole of the same name of the main stage capacitor C 2 and to the other pole (+) via a check valve V 3 to the other pole (+) of the main stage capacitor C 2 . The principle of two-stage commutation is based on the fact that for switching off the thyristor V 1 , the z. B. to 95 V charged main stage capacitor C 2 quickly drives the load current i _{V 1} from the main branch into the quenching branch. The main stage capacitor C2 is thereby discharged to the voltage value of the additional stage capacitor C 1 (z here. B. 6 V), and then outputs the load current to the 6 V source, the capacitor C 1 from. This results in a short-circuiting of the main stage capacitor C 2 which is periodic with the clock frequency of the chopper and which normally forces current-limiting measures in the output circuit, which results in considerable losses.

Nach der Erfindung ist die Nachladeschaltung speziell ausgelegt. Ein Transformator T 1 mit drei getrennten Sekundärwicklungen S 1, S 2, S 3 gibt drei Spannungen U 1, U 2, U 3 ab, von denen U 2 und U 3 auf hohem Spannungsniveau (z. B. um 100 V) und U 1 auf niederem Spannungsniveau um 6 V liegen.According to the invention, the recharge circuit is specially designed. A transformer T 1 with three separate secondary windings S 1 , S 2 , S 3 outputs three voltages U 1 , U 2 , U 3 , of which U 2 and U 3 are at a high voltage level (eg around 100 V) and U 1 are at a low voltage level of around 6 V.

Die Wicklungen S 2 mit Spannung U 2 dient über eine Gleichrichterbrücke G 2 und der Filtermittel wie Längsdrossel L 2 und Querwiderstand R 2 der Nachladung von Hauptstufenkondensator C 2 auf hier z. B. 95 V, wobei die Nachladung zusätzlich durch einen Reihenschwingkreis unterstützt wird, der aus einem auch der Glättung dienenden Querkondensator C 3 und einer weiteren Längsdrossel L 4 im Ladestrompfad gebildet wird. Der Reihenschwingkreis wird automatisch gebildet bei Einschaltung des GTO-Thyristors V 2 und der damit verbundenen Spannungsabsenkung an C 2 und wird wirksam bei Löschung von V 2. Der Reihenschwingkreis lädt nach Löschung des GTO-Thyristors V 2 den Hauptstufenkondensator C 2 auf die erforderliche hohe Spannung auf, wobei hier die angesetzten 95 V als Spannungsniveau der Hauptstufe spielend erreicht werden. Um die hier als Beispiel angeführten 95 V zu erreichen, kann die eigentliche Nachladespannung U 2 am Transformators T 1 und am Querkondensator C 3 auf etwa die Hälfte (hier 52 V) gesenkt werden.The windings S 2 with voltage U 2 is used via a rectifier bridge G 2 and the filter means such as series choke L 2 and shunt resistor R 2 to recharge the main stage capacitor C 2 to z. B. 95 V, the recharging is additionally supported by a series resonant circuit, which is formed from a cross capacitor C 3 also serving for smoothing and a further series inductor L 4 in the charging current path. The series resonant circuit is formed automatically when the GTO thyristor V 2 is switched on and the associated voltage drop at C 2 and becomes effective when V 2 is extinguished. After the GTO thyristor V 2 has been extinguished, the series resonant circuit charges the main stage capacitor C 2 to the required high voltage, the 95 V applied as the voltage level of the main stage being easily achieved here. In order to achieve the 95 V given here as an example, the actual recharging voltage U 2 on the transformer T 1 and on the transverse capacitor C 3 can be reduced to about half (here 52 V).

Mit U 3 ist noch die Spannung der dritten Sekundärwicklung S 3 (ausgelegt für Nennspannung hier z. B. 95 V) bezeichnet, die zusätzlich über eine Gleichrichterbrücke G 3 und eine Glättung mit Längsdrossel L 3, Querwiderstand R 3 und Querkondensator C 4 an den Hauptstufenkondensator C 2 angeschlossen ist. Ein strombegrenzender Widerstand R 4 und eine Sperrdiode V 4 sind in diesem Ladestrompfad eingefügt. Dieser zusätzliche Transformatorausgang (Wicklung S 3) kann sehr leistungsschwach gehalten werden, da er nur die Aufgabe hat, nach dem Einschalten der Betriebsspannung den Hauptstufenkondensator C 2 auf Nennspannung zu halten, wenn der Thyristor V 1 nicht taktet, sondern dauernd leitend ist. Evtl. parasitäre Entladeströme am Hauptstufenkondensator C 2 sollen ausgeglichen werden. Der Widerstand R 4 ist so hochohmig gewählt, daß sich der Ausgang der Wicklung S 2 praktisch nicht an der Nachladung von Hauptstufenkondensator C 2 während der Taktung des Choppers beteiligen kann. Weiterhin ist der Hauptstufenkondensator C 2 so bemessen, daß die Spannungsabsenkung während der Schonzeit zu vernachlässigen ist. U 3 also denotes the voltage of the third secondary winding S 3 (designed for nominal voltage here, for example, 95 V), which is additionally connected to the rectifier bridge G 3 and smoothing with a series choke L 3 , shunt resistor R 3 and shunt capacitor C 4 Main stage capacitor C 2 is connected. A current limiting resistor R 4 and a blocking diode V 4 are inserted in this charging current path. This additional transformer output (winding S 3 ) can be kept very low in power, since it only has the task of keeping the main stage capacitor C 2 at nominal voltage after the operating voltage has been switched on, if the thyristor V 1 is not clocking but is continuously conductive. Possibly. Parasitic discharge currents at the main stage capacitor C 2 are to be compensated. The resistor R 4 is chosen so high that the output of the winding S 2 can practically not participate in the recharging of the main stage capacitor C 2 during the clocking of the chopper. Furthermore, the main stage capacitor C 2 is dimensioned so that the voltage drop during the closed season is negligible.

Die mittenangezapfte Wicklung S 1 mit der Ausgangsspannung U 1 dient der ständigen Nachladung von Zusatzstufenkondensator C 1 auf hier z. B. 6 V. Die Nachladung erfolgt über Gleichrichterdioden V 6.1 und V 6.2 sowie eine Drossel L 1 und einen Querwiderstand R 1 zur Glättung.The center tapped winding S 1 with the output voltage U 1 is used for the constant recharging of additional stage capacitor C 1 on here z. B. 6 V. The recharging takes place via rectifier diodes V 6.1 and V 6.2 as well as a choke L 1 and a transverse resistor R 1 for smoothing.

Die genauere Funktion der Schaltung wird anhand des Funktionsschemas der Fig. 2 aufgezeigt, das nur die für den Umschwingvorgang wesentlichen Komponenten der Schaltung beinhaltet. Jeder Kommutierungsvorgang des Thyristors V 1 besteht aus einem Zünden und Löschen des GTO-Thyristors V 2 sowie einer nachfolgenden Wiederaufladung des Hauptstufenkondensators C 2 und man kann diesen Vorgang in vier Zeitabschnitte aufteilen.The more precise function of the circuit is shown on the basis of the functional diagram of FIG. 2, which only contains the components of the circuit that are essential for the reversal process. Each commutation process of the thyristor V 1 consists of an ignition and extinction of the GTO thyristor V 2 and a subsequent recharging of the main stage capacitor C 2 and this process can be divided into four time periods.

1. 0 = ≦ωτt = ≦ωτt ₁ 1. 0 = ≦ ωτ t = ≦ ωτ t ₁

V 2 zündet und C 2 (95 V) entlädt sich (i ₅ = i ₂). Solange wie die Spannung an V in Sperrichtung anliegt, ist i ₃ = 0. Der Zeitpunkt t ₁ ist erreicht, wenn V 5 in Durchlaßrichtung gepolt ist. V 2 ignites and C 2 (95 V) discharges ( i ₅ = i ₂ ). As long as the voltage is applied to V in the reverse direction, i ₃ = 0. The time t ₁ is reached when V 5 is polarized in the forward direction.

2. t ₁ = ≦ωτt = ≦ωτt ₂ 2. t ₁ = ≦ ωτ t = ≦ ωτ t ₂

C 2 entlädt sich weiter, bis die Spannung von C 1 (6 V) erreicht ist. Dann übernimmt C 1 mit i ₁ im wesentlichen den Strom. Gleichzeitig steigt i ₃ an (i ₅ = i ₁ + i ₃), d. h. i ₁ springt im wesentlichen auf den Wert i ₅. Der Zeitpunkt t ₂ ist erreicht, wenn die Spannung an C 2 6 V beträgt. C 2 continues to discharge until the voltage of C 1 (6 V) is reached. Then C 1 with i ₁ essentially takes over the current. At the same time, i ₃ increases ( i ₅ = i ₁ + i ₃ ), ie i ₁ essentially jumps to the value i ₅ . The time t ₂ is reached when the voltage at C 2 is 6 V.

3. t ₂ = ≦ωτt = ≦ωτt ₃ 3. t ₂ = ≦ ωτ t = ≦ ωτ t ₃

Die 6 V-Quelle C 1 liefert den Strom i ₅ für die Schonzeit des Thyristors V 1, wobei feststeht, daß der Zeitraum 0 = ≦ωτt = ≦ωτt ₃ 60 µs nicht überschreiten darf. t ₃ ist also eine fest vorgegebene Zeit. i ₁ steigt wieder an.The 6 V source C 1 supplies the current i ₅ for the closed period of the thyristor V 1 , it being certain that the time period 0 = ≦ ωτ t = ≦ ωτ t ₃ must not exceed 60 µs. t ₃ is therefore a fixed time. i ₁ rises again.

4. t ₃ = ≦ωτt = ≦ωτt ₄ 4. t ₃ = ≦ ωτ t = ≦ ωτ t ₄

Im Zeitpunkt t ₃ öffnet V 2. i ₅ wird 0; i ₁ wird 0. i ₃ geht vom Reihenschwingkreis C 3/L 4 getrieben in den Kondensatorzweig nach C 2, wodurch die Überladung eingeleitet wird. Der Zeitpunkt t ₄ ergibt sich, wenn der Strom i ₃ umschwingen will, das Sperrventil V 5 aber eine Stromrichtungsumkehr verhindert.At time t ₃ V 2 opens. i ₅ becomes 0; i ₁ becomes 0. i ₃ goes from the series resonant circuit C 3 / L 4 driven into the capacitor branch to C 2 , whereby the overload is initiated. The time t ₄ arises when the current i ₃ wants to swing around, but the check valve V 5 prevents a reversal of the current direction.

Durch die Erfindung werden mit einfachen Mitteln wesentliche Vorteile hinsichtlich kleinerer Baugröße und geringerem Leistungsbedarf gegenüber herkömmlichen Nachladeeinrichtungen erreicht. So erhöht sich das Übersetzungsverhältnis U _prim/U 2 des Transformators T 1, womit die Induktivität L 2 weniger Spannungs-Zeitfläche aufnehmen muß, was bei diesem Leistungsausgang zu einer erheblich kleineren Bauform führt. Weiterhin benötigt man keine aktive Strombegrenzungen mehr, die den Wirkungsgrad absenken.By means of the invention, essential advantages in terms of smaller size and lower power requirements compared to conventional reloading devices are achieved with simple means. Thus, the transformation ratio U _prim / U 2 of the transformer T 1 increases , which means that the inductance L 2 has to take up less voltage-time area, which leads to a considerably smaller design with this power output. Furthermore, there is no longer any need for active current limits that reduce efficiency.

Zum Zeitpunkt maximaler Spannung am Hauptstufenkondensator C 2 ist der Strom über L 4 0, d. h. die Energie in Längsdrossel L 4 ist Null und braucht nicht abgeleitet zu werden (Erhöhung des Wirkungsgrades). Auch der Kondensator C 3 ist von kleinerer Baugröße.At the time of maximum voltage at the main stage capacitor C 2 , the current over L 4 is 0, ie the energy in the series choke L 4 is zero and does not need to be derived (increase in efficiency). The capacitor C 3 is also of smaller size.

Claims

1. Arrangement for forcibly deleting a thyristor (V 1 ) by means of a commutation circuit which consists of a semiconductor (V 2 ) which is switched off and is connected in parallel in the same direction as the thyristor to be deleted, with a series-connected one which is decoupled via a choke (L 2 ) first voltage source (U 2 ) rechargeable quenching capacitor (C 2 ) for the commutation voltage, in which the current forced by the commutation voltage across the semiconductor that can be switched off quenches the thyristor and negative reverse voltage during the closed period - until the current in the semiconductor that can be switched off - at the thyristor is present, the commutation circuit being formed from two capacitor stages which replace one another, of which said quenching capacitor (C 2 ) with the first voltage source (U 2 ) as main stage (II) has a higher voltage level and an additional capacitor (C 1 ) which decouples from one separate second voltage source (U 1 ) can be recharged, as an additive stage (I) has a lower voltage level and is subordinate to the main stage (II), the main stage (II) being intended for rapid current transfer into the quenching circuit and the additional stage (I) for a reduced negative reverse voltage and the following conditions apply: U 2 » U 1 and C 1 » C 2 , according to patent 35 29 068, characterized in that the charging of the capacitors ( C 2 and C 1 ) of the main and additional stage via separate secondary windings ( S 1 to S 3 ) of a transformer ( T 1 ) takes place, the charging of the main stage capacitor ( C 2 ) to the higher voltage level being supported by a series resonant circuit ( C 3 / L 4 ) located in the charging circuit.

2. Arrangement according to claim 1, characterized in that the charging of the main stage capacitor ( C 2 ) via a rectifier bridge ( G 2 ) with downstream smoothing means, such as a series reactor ( L 2 ), a transverse resistor ( R 2 ) and a transverse capacitor ( C 3 ) takes place, the latter with a further series choke ( L 4 ), which is connected to one pole (+) of the main stage capacitor ( C 2 ), forms the series resonant circuit which becomes effective when the quenching semiconductor ( V 2 ) is switched off.

3. Arrangement according to claim 1 or 2, characterized in that between the one pole in the return path of the charging circuit (-) of the main stage capacitor (C 2) and (3 C), a check valve (V 5) is arranged to the free pole of the cross-capacitor.

4. Arrangement according to claims 1 to 3, characterized in that a high-impedance recharge circuit fixes the main stage capacitor ( C 2 ) in non-clocking operation of the thyristor ( V 1 ) at the high voltage level.

5. Arrangement according to claim 4, characterized in that the recharging circuit consists of the transformer secondary winding ( S 3 ) with connected rectifier bridge ( G 3 ) and smoothing agent with a series choke ( L 3 ), a transverse resistor ( R 3 ) and a transverse capacitor ( C 4 ) is additionally connected to the main stage capacitor ( C 2 ), a high-resistance resistor ( R 4 ) and a blocking diode ( V 4 ) being switched on in the longitudinal path.

6. Arrangement according to claim 1, characterized in that the charging of the additional stage capacitor ( C 1 ) via a secondary path rectification ( V 6.1 / V 6.2 ) fed by the secondary winding ( S 1 ) in the center circuit, which is a series choke ( L 1 ) and a Cross resistance ( R 1 ) is connected downstream for smoothing.