DE3526836A1 - Verfahren und vorrichtung zum verringern der verluste beim betrieb eines pulswechselrichters - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Verringern der Verluste beim Betrieb eines Pulswechselrichters, der pro Wechselrichterphase aus zwei in Reihe zwischen dem positiven und negativen Potential einer Quellspannung angeordneten schaltbaren Halbleiterelementen, insbesondere abschaltbaren Thyristoren (GTO-Thyristoren), mit antiparallelen Freilaufelementen, zusätzlichen energiespeichernden Schaltentlastungsvorrichtungen und steuerbaren Energierückspeisevorrichtungen besteht.

Ein solches Verfahren kann angewendet werden bei Pulswechselrichtern, die als schaltbare Halbleiterelemente insbesondere mit GTO-Thyristoren bzw. mit Leistungstransistoren, z. B. in MOSFET-Technologie, ausgerüstet sind. Entsprechend Wechselrichtern mit konventionellen Thyristoren, bei denen sogenannte TSE-Beschaltungen, Zwangslöschvorrichtungen u.ä. für einen zufriedenstellenden Betrieb benötigt werden, müssen auch beim Einsatz von GTO-Thyristoren bzw. Leistungstransistoren spezielle Zusatzbeschaltungen vorgesehen sein. Diese dienen dabei bevorzugt der Schaltentlastung der Halbleiterelemente, insbesondere zur Ausschaltentlastung. So würde z. B. beim Ausschalten eines der beiden GTO-Thyristoren im Zweig einer induktiv belasteten Wechselrichterphase kurzzeitig eine sehr hohe Verlustleistung im Halbleiterelement entstehen, da in diesem Fall der Laststrom erst dann auf eine antiparallele Freilaufdiode kommutieren kann, nachdem sich die Sperrspannung in Durchlaßrichtung voll am Thyristor aufgebaut hat. Da hierbei der Thyristor zerstört werden kann, ist eine Abschaltung in dieser Form unzulässig.

So müssen bevorzugt externe Ausschaltentlastungsnetzwerke dafür sorgen, daß der zu löschende Ventilstrom schneller abgebaut wird, als die wiederkehrende Sperrspannung ansteigt. Das die Verlustleistung bestimmende Produkt aus Thyristor-Anoden-Kathodenspannung und Anoden-Kathoden- Strom wird mit deren Hilfe begrenzt, und Thyristorausfälle aufgrund örtlicher, thermischer Überhitzungen in Stromeinschnürungsbereichen im Halbleiterelement werden vermieden. Solche Ausschaltentlastungsvorrichtungen sind besonders für einen sicheren Betrieb mit GTO-Thyristoren dringend erforderlich, und werden in sehr ähnlicher Ausführung auch bei Leistungstransistoren angewendet. Sie enthalten in der Regel Mittel zur Speicherung von Energie, insbesondere sogenannte Ausschaltentlastungskondensatoren.

Bei "konventionellen" Vorrichtungen dieser Art wird bei Wiedereinschalten des dazugehörigen Halbleiterelementes die von diesem vorher ferngehaltene und zwischengespeicherte Energie in Verlustwärme umgesetzt, was einem "Rücksetzen" vergleichbar ist. Erst jetzt kann die Vorrichtung bei einer folgenden Abschaltung wieder entlastend wirken. Häufig benutzte Weiterbildungen dieser Vorrichtungen leiten diese Energie mittels sogenannter steuerbarer Rückspeisevorrichtungen in den Gleichstromzwischenkreis zurück.

Die zusätzliche Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens bei solchen Pulswechselrichtern mit energiespeichernden Schaltentlastungsvorrichtungen, die wiederum insbesondere mit Energierückspeisevorrichtungen ausgerüstet sind, führt zu einer weiteren, nennenswerten Verringerung der Stromwärmeverluste bei Nennlast.

In Fig. 1 ist beispielhaft ein in der Praxis häufig angewendetes, konventionelles Ausschaltentlastungsnetzwerk II dargestellt, das unmittelbar am schaltbaren Halbleiterelement Th ₊ der positiven Hälfte eines Wechselrichterzweiges angeschlossen ist. Als Halbleiterelement dient in diesem Fall ein am positiven Potential einer Versorgungsgleichspannung angeordneter GTO-Thyristor Th ₊ mit einer antiparallelen Freilaufdiode Fd ₊. Diese Schaltung wird in der Literatur kurz als "RCD-Netzwerk" bezeichnet, und wird unverändert auch zur Ausschaltentlastung von Transistoren eingesetzt. Bei Abschalten des Thyristors kommutiert der Ventilstrom vorübergehend auf einen Entlastungszweig III, bestehend aus einem mit einer Diode D ₊ in Reihe geschalteten Entlastungskondensator C ₊, und lädt den zunächst ungeladenen Kondensator C ₊. Dadurch wird die Verlustleistung im Thyristor stark begrenzt, da die Kondensatorspannung bis zum Ende der bauelementspezifischen Stromfallzeit nur wenig ansteigt. Der Stromfluß wird schließlich unterbrochen, wenn die Kondensatorspannung den Wert der Versorgungsspannung erreicht hat. Dieses Grundprinzip findet sich in ähnlicher Weise bei vielen anderen Entlastungsschaltungen. Bei der nächsten Wiedereinschaltung des Thyristors Th ₊ wird die über die Stromzwischenkommutierung im Kondensator gespeicherte Energie in einem parallel zur Diode D ₊ angeordneten Widerstand R ₊ verbraucht. Da dieser Stromkreis sich über den Thyristor schließt, wird dieser durch den Entladestrom zusätzlich belastet.

Denkt man sich die gesamte Fig. 1 nach unten in Reihe durch eine identische und am Nullpotential angeschlossene Anordnung zu einer Wechselrichterphase ergänzt, so kann sich der Kondensator C ₊ bei gesperrtem Thyristor Th ₊ über eine angeschlossene Last entladen, wenn eine Reihenleistungsdiode ZD ₊ nicht vorhanden wäre. Im nicht dargestellten unteren Teil muß ebenfalls eine solche Leistungsdiode vorhanden sein.

Eine weitere Möglichkeit zur Vermeidung unerwünschter Entladungen der beiden Beschaltungskondensatoren einer Wechselrichterphase besteht, bei Vermeidung der aufwendigen Leistungsdioden, darin, in den Beschaltungsnetzwerken selbst schnellschaltende Bauelemente, z. B. Hilfsthyristoren, einzufügen. Diese unterbrechen, z. B. in Reihe zum Kondensator C ₊ angeordnet, den Entladezweig solange, bis der dazugehörige Thyristor eingeschaltet wird.

Während die in den Entlastungskondensatoren gespeicherte Energie in allen eben beschriebenen Fällen bei deren Entladung verloren geht, vermeiden spezielle Entlastungsvorrichtungen diesen Nachteil. Im Aufsatz "Universal Control Circuit for GTO-Thyristors of various performance categories" der Autoren A. Wobben, M. Schmitt und H. Weh, veröffentlicht in "PCI/MOTORCON, Sep. 1983 Proceedings, S. 688-696" ist auf S. 695 in Fig. 11 beispielhaft ein sechspulsiger Wechselrichter mit GTO-Thyristoren abgebildet, von denen jeder mit einer solchen Vorrichtung beschaltet ist.

Ein Wechselrichterzweig dieser Schaltung ist auch in Fig. 2 wiedergegeben. In der Praxis übliche zusätzliche TSE-Beschaltungen für die Freilaufdiode Fd ₊, Fd _- und/oder für die Hilfsthyristoren HTh ₊, HTh _- sind dabei der Übersichtlichkeit halber weggelassen. Die Entlastungsvorrichtungen bestehen aus je einer Reihenschaltung eines Entlastungskondensators C ₊, C _- mit einer Diode D ₊, D _-, die auf bereits beschriebene Weise die Steilheit der in Durchlaßrichtung wiederkehrenden positiven Sperrspannung U ₊, U _- begrenzen. Bei Wiedereinschalten des dazugehörigen Zweigthyristors Th ₊, Th _- wird die Kondensatorenergie über je eine steuerbare Rückspeisevorrichtung 24, 26, bestehend aus je einer Umschwinginduktivität L ₊, L _- und einem Hilfsthyristor HTh ₊, HTh _-, in den speisenden Zwischenkreis U _d rückgeführt. Hierzu ist gesondert ein sogenannter Zwischenkreismittelpunkt ZWMP herausgeführt, an den die Rückspeisevorrichtungen angeschlossen sind. Die Ladung des Entlastungskondensators schwingt jeweils über einen Stromweg, der durch den gleichzeitig mit dem GTO-Thyristor gezündeten Hilfsthyristor freigegeben wird, in die dazugehörigen Zwischenkreiskondensatoren 211, 212 um. Diese bleiben im Mittel auf dem halben Wert der speisenden Zwischenkreisspannung U _d aufgeladen, da ein kompletter Wechselrichter in der Regel aus drei Phasen für ein Drehstromsystem besteht und deren sechs Rückladevorrichtungen alle am Zwischenkreismittelpunkt ZWMP angeschlossen sind.

Eine solche Schaltung führt zwar gegenüber einfachen, konventionellen Entlastungsnetzwerken, wie z. B. dem in Fig. 1 dargestellten, bereits zu einer merklichen Reduktion der Gesamtverluste. Ferner wird der Entladestrom jedes Entlastungskondensators von den dazugehörigen Halbleiterelementen bei deren Einschaltung ferngehalten. Doch werden bei allen bisher bekannten Steuerverfahren für eine Schaltung der in Fig. 2 dargestellten Art, ohne Berücksichtigung der aktuellen Polarität des Laststroms, alternierend beide Thyristoren und die dazugehörigen Rückladeeinrichtungen angesteuert. Dies führt vor allem zu unnötigen Umladungsverlusten der Entlastungskondensatoren.

Die Erfindung hat nun die Aufgabe, insbesondere bei Pulswechselrichtern mit energiespeichernden Schaltentlastungsvorrichtungen und steuerbaren Energierückspeisevorrichtungen, durch Eingriff in die Steuerung der Rückspeisevorrichtungen die Verluste, hervorgerufen durch das modulationsbedingte Umladen der in den Schaltentlastungsvorrichtungen enthaltenen Mittel zur Energiespeicherung, auf ein bisher nicht erreichbares Maß zu vermindern.

Die Aufgabe wird getrennt für jede Wechselrichterphase auf die gleiche Weise dadurch gelöst, daß aus einer, die aktuelle Laststrompolarität kennzeichnenden elektrischen Zustandsgröße das an der Stromführung momentan nicht beteiligte Halbleiterelement erkannt wird, und daß ein, diesem zugeordnetes, Steuersignal, zur Rückspeisung der in einer Schaltentlastungsvorrichtung gespeicherten Energie in die Quelle, unterdrückt wird. Besonders vorteilhaft ist es, wenn die schaltbaren Halbleiterelemente von Leitsignalen leitend angesteuert werden, und das Leitsignal für das an der Stromführung momentan nicht beteiligte Halbleiterelement gleichzeitig mit dem Steuersignal unterdrückt wird.

In Ausgestaltung der Erfindung wird bevorzugt als elektrische Zustandsgröße die am Halbleiterelement abfallende Spannung erfaßt, und es wird mit deren Verschwinden das Steuersignal unterdrückt. Dabei ist es insbesondere für das Abklingen von Übergangsvorgängen im Stromrichter von besonderem Vorteil, wenn unmittelbar mit einem Polaritätswechsel des Laststromes das Leitsignal, und auch das Steuersignal, für das nun an der Stromführung beteiligte Halbleiterelement so freigegeben wird, daß dieses für eine Mindestzeit stromleitend ist.

Eine weitere geeignete Ausgestaltung der Erfindung besteht darin, daß als elektrische Zustandsgröße der Laststrom erfaßt wird, und daß bei einer Flanke des Modulationstaktes des Wechselrichters das Steuersignal, das dem am positiven bzw. am negativen Potential der Quellspannung angeschlossenen Halbleiterelement zugeordnet ist, unterdrückt wird, wenn der Laststrom eine negative Schwelle unterschritten bzw. eine positive Schwelle überschritten hat. Dabei ist es insbesondere für das Aufrechterhalten definierter Potentialverhältnisse von besonderem Vorteil, daß die Leitsignale und die Steuersignale für die gesamte Wechselrichterphase nicht unterdrückt werden, wenn die halbe Periodendauer des Modulationstaktes größer ist als ein Grenzwert, der von der Verweilzeit des Laststromes innerhalb des durch die Schwellen gegebenen Bereiches bestimmt ist.

Eine bevorzugt angewendete Vorrichtung für die Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens mit den Halbleiterelementspannungen als elektrische Zustandsgröße, mit vorgeschalteten Verriegelungen zur Bildung der gegenüber dem Modulationstakt einschaltverzögerten Leitsignale, besteht aus je einer Einrichtung für die am positiven und negativen Potential der Quellspannung angeschlossenen Halbleiterelemente, und enthält einen Detektor zur Erfassung einer positiven Halbleiterelementspannung, ein Sperrglied zum Unterdrücken des Steuersignales und des Leitsignales, wenn der Detektor nicht angesprochen hat, einen Speicher, der ein nicht unterdrücktes Leitsignal bis zum Flankenwechsel des Modulationstaktes aufrechterhält, und eine monostabile Zeitstufe, die nach einem Polaritätswechsel des Laststromes ein nicht unterdrücktes Leitsignal für die Dauer einer vorgebbaren Mindestzeit aufrechterhält.

Eine weitere, bevorzugt angewendete Vorrichtung für die Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens mit dem Laststrom als elektrische Zustandsgröße, mit je einer vorgeschalteten Verriegelung zur Bildung der gegenüber dem Modulationstakt einschaltverzögerten Leitsignale für die am positiven und negativen Potential der Quellspannung angeschlossenen Halbleiterelemente, enthält Mittel zur Bildung eines Synchronisationspulses mit jedem dem Flankenwechsel des Modulationstaktes, je einen Komparator mit einer einstellbaren positiven bzw. negativen Schwelle, und je ein vom Synchronisationspuls gesteuertes Übertragungselement mit Mitteln zum Unterdrücken der Steuersignale und der Leitsignale in Abhängigkeit des Schaltzustandes des jeweiligen Komparators.

Bevorzugt wird die Erfindung angewendet auf Pulswechselrichter, pro Wechselrichterphase bestehend aus zwei in Reihe zwischen dem positiven und negativen Potential der Quellspannung angeordneten abschaltbaren Thyristoren (GTO-Thyristoren) mit je einer antiparallelen Freilaufdiode, und mit je einer zwischen der Anode und Kathode des Thyristors angeschlossenen Reihenschaltung aus einem Kondensator und einer Diode zu seiner Ausschaltentlastung, je einer zwischen dem Kondensator und der Diode auf der einen, und der Quellspannung auf der anderen Seite angeschlossenen Reihenschaltung aus einem Hilfsthyristor und einer Umschwinginduktivität zur Einschaltentlastung und Steuerung der Energierückspeisung.

Zur Darstellung eines repräsentativen Standes der Technik und zur näheren Erläuterung der Erfindung dienen die nachfolgend kurz angeführten Figuren. Dabei zeigt

Fig. 1 die bereits erläuterte Zweighälfte einer Wechselrichterphase mit einem GTO-Thyristor als schaltbares Halbleiterelement, welches mit der bekannten "RCD-Ausschaltentlastung" beschaltet ist,

Fig. 2 die bereits erläuterte Wechselrichterphase mit Ausschnitt aus dem Gleichstromzwischenkreis, bekannten energiespeichernden Ausschaltentlastungsvorrichtungen und bekannten steuerbaren Energierückspeisevorrichtungen für jedes schaltbare Halbleiterelement,

Fig. 3 Signale und elektrische Größen bei Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens mit den Halbleiterelementspannungen als elektrische Zustandsgröße, speziell im Falle eines Vorzeichenwechsels des Laststromes während eines aktiven Modulationssignals,

Fig. 4 entsprechend Fig. 3, jedoch speziell für einen Vorzeichenwechsel des Laststromes während eines inaktiven Modulationssignals,

Fig. 5 Signale und elektrische Größen bei Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens mit dem Laststrom als elektrische Zustandsgröße,

Fig. 6 ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der beanspruchten Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens mit den Halbleiterelementspannungen als elektrische Zustandsgröße, und

Fig. 7 ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der beanspruchten Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens mit dem Laststrom als elektrische Zustandsgröße.

Fig. 3 zeigt die wesentlichen elektrischen Größen und Signale, wie sie bei Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens mit den Halbleiterelementspannungen als elektrische Zustandsgröße auf eine Wechselrichterphase mit energiespeichernden Schaltentlastungs- und steuerbaren Rückspeisevorrichtungen auftreten. Als elektrische Zustandsgröße wird hierbei das Spannungspaar U ₊, U _- angesehen. Da eine bevorzugte angewendete Schaltung dieser Art beispielhaft bereits bei der Erläuterung des Standes der Technik in Fig. 2 dargestellt ist, sind der Einfachheit halber die Signalbezeichnungen in Fig. 3 identisch mit denen von Fig. 2 gewählt. Dies gilt auch für alle folgenden Figuren und den dazugehörigen Erläuterungen, was aber keine Einschränkung der Allgemeinheit des erfinderischen Verfahrens bedeutet. Insbesondere müssen in einer solchen Schaltung nicht immer GTO-Thyristoren als schaltbare Halbleiterelemente eingesetzt sein, und die steuerbaren Energierückspeisevorrichtungen können auf andere Art ausgeführt sein.

Dabei ist in Fig. 3 speziell der Fall dargestellt, bei dem sich ein Vorzeichenwechsel des Laststromes i _p vom positiven auf den negativen Wert gerade während eines aktiven Zustandes des steuernden Modulationstaktes C _M ereignet. Zur besseren Übersicht ist der Abbildungsmaßstab insgesamt so groß gewählt, daß mögliche modulationsbedingte Veränderungen in der Breite der Pulse von C _M nicht zu erkennen sind. Dies gilt ebenfalls für die folgenden beiden Fig. 4 und 5.

Unter dem Modulationstakt C _M sind in Fig. 3 die daraus entstehenden, bisher üblichen, Leitsignale L _M+ bzw. L _M- für die beiden schaltbaren Halbleiterelemente, insbesondere die GTO-Thyristoren Th ₊, Th _-, einer Wechselrichterphase 22 dargestellt. Dabei kennzeichnet allgemein der Index ₊ die am positiven Potential der speisenden Zwischenkreisspannung U _d angeschlossenen Elemente der oberen Zweighälfte, und entsprechend der Index _- die am negativen Potential angeschlossene untere Zweighälfte. Das Signal L _M+ tritt dabei um eine Zeit T _v verzögert nach einer aktiven Flanke des Taktes C _M auf, und wird gleichzeitig mit diesem wieder inaktiv. Entsprechend wird L _M- um dieselbe Zeit verzögert nach Eintreten einer Pause des Taktes C _M aktiv, und verschwindet gleichzeitig mit dessen ansteigender Flanke. Die Zeit T _v ist hierbei eine Mindestverzugszeit zwischen den Leitsignalen L _M+ und L _M- für die beiden Zweighälften, wodurch hauptsächlich wegen der zu berücksichtigenden Löschverzugszeiten der Thyristoren ein Kurzschluß verhindert wird.

Wie zu erkennen ist, sind im Verlauf des dargestellten Laststromes i _p mit gestrichelten Linien Bereiche abgetrennt, die sich aus den Leitsignalen L _M+ und L _M- ergeben. Sie markieren, welcher der Zweigthyristoren Th ₊ bzw. Th _-, oder welche der Freilaufdioden Fd _- bzw. Fd ₊ jeweils den Laststrom führt. Dabei sind zur Vereinfachung der Darstellung alle Übergangsvorgänge weggelassen, welche durch die eine endliche Zeit dauernde Kommutierung des Stromes bedingt sind. Es wird angenommen, daß jeder Thyristor nur unmittelbar mit dem dazugehörigen Leitsignal L _M+ bzw. L _M- stromführend sei und die Freilaufdioden den Strom schlagartig übernehmen würden.

Man erkennt, daß sich pro Laststrompolarität tatsächlich nur jeweils zwei der vier Elemente Th ₊, Fd _-, Th _- und Fd ₊ in der Stromführung abwechseln. So fließt z. B. ein positiver Laststrom je nach Zustand des Leitsignals L _M+ entweder über den Thyristor Th ₊ der oberen Zweighälfte, oder über die Freilaufdiode Fd _- der unteren Zweighälfte. Gleichzeitig wird mit jedem Leitsignal L _M+ ein kurzes Steuersignal L _H+ der Dauer T _L erzeugt, das ein schaltbares Element aktiviert, z. B. den Hilfsthyristor HTh ₊ in Fig. 2. Dieser stellt, wie bereits ausgeführt, zusammen mit der Umschwinginduktivität L ₊ eine steuerbare Energierückspeisevorrichtung dar, wodurch die aufgrund der jeweils vorangegangenen Entlastung der Ausschaltung des Thyristors Th ₊ im Kondensator C ₊ zwischengespeicherte Energie in den Gleichspannungszwischenkreis zurückgespeist wird. Die bei positivem Laststrom unverändert mitauftretenden Signale L _M- und L′ _H- für den Thyristor Th _- und dessen Hilfsthyristor HTh _- tragen aber in diesem Fall nichts zur Funktion des Wechselrichters bei. Entsprechendes gilt bei Vorliegen eines negativen Laststromes.

Wird nun entsprechend dem erfindungsgemäßen Verfahren diejenige Zweighälfte erkannt, die wegen der aktuellen Laststrompolarität, außer über ihre Freilaufdiode, nicht direkt an der Stromführung beteiligt ist, so können die dazugehörigen Signale L _M und L′ _H für die momentan nicht benötigten Elemente sogar unterdrückt werden. Bei positivem Laststrom also die Signale L _M- und L′ _H-, bei negativem Laststrom L _M+ und L′ _H+. Für den jeweils nicht benötigten Thyristor hat dies das Einsparen der Ansteuerleistung für seine vorher unnötigen Einschaltungen zur Folge. Durch den Wegfall der Steuersignale für den dazugehörigen Hilfsthyristor dagegen behält der entsprechende Ausschaltentlastungskondensator solange seine Ladung, bis der Laststrom sein Vorzeichen wechselt. Dies bedeutet eine wesentliche Einergieeinsparung, da der momentan nicht benötigte Entlastungskondensator nicht unnötig umgeladen wird, und somit Umladungsverluste und hohe Aufladeströme vermieden werden.

In einer Ausbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird die Kenntnis über die Stromführung des schaltbaren Halbleiterelementes einer Zweighälfte aus der an ihm abfallenden Spannung abgeleitet. Fließt z. B. ein positiver Laststrom i _p bei ausgeschaltetem Thyristor Th ₊ über die untere Freilaufdiode Fd _-, so ist der dazugehörige Thyristor Th _- kurzgeschlossen und die Sperrspannung U _- verschwindet bereits vor der aktiven, ansteigenden Flanke des Leitsignals L _M-. Dieses kann in diesem Fall zusammen mit dem Steuersignal L′ _H- für den Hilfsthyristor HTh _- unterdrückt werden. Dagegen liegt am ausgeschalteten Thyristor Th ₊ die volle Zwischenkreisspannung U _d an, da die antiparallele Freilaufdiode Fd ₊ in Sperrichtung belastet ist, und das Leitsignal L _M+ moduliert nach Maßgabe des Taktes C _M über den Thyristor Th ₊ die Spannung U _d .

Die durch Signalunterdrückung in der beschriebenen Art und Weise aus den vier Signalen L _M+, L′ _H+, L _M-, L′ _H- hervorgehenden Signale L _T+, L _H+, L _T- und L _H-, die nun direkt zur Ansteuerung dienen, sind ebenfalls in Fig. 3 dargestellt. Man erkennt, daß links des Laststromüberganges vom positiven auf den negativen Wert nur noch die Signale L _T+ und L _H+, bzw. rechts nur L _T-und L _H- vorhanden sind. Das sich entsprechend der Schaltsignale L _T+, L _T- ergebenden "Spannungsmuster" U ₊ bzw. U _- an der oberen bzw. unteren Hälfte der Wechselrichterphase ist in Fig. 3 ganz unten ebenfalls dargestellt. Die Höhe eines einzelnen Spannungsblocks entspricht dabei der vollen Zwischenkreisspannung U _d .

Zur weiteren Verdeutlichung zeigt Fig. 4 in Ergänzung zu Fig. 3 speziell den Fall, bei dem sich der Wechsel des Laststromes i _p vom positiven auf den negativen Wert unmittelbar vor dem Auftreten eines aktiven Zustandes des modulierenden Taktes C _M ereignet.

Der Laststrom kommutiert in seinem Nullpunkt von der Freilaufdiode F _d- kurzzeitig zum Teil auf die Freidiode F _d+. Dadurch bedingt bricht die Spannung U ₊ über der oberen Zweighälfte geringfügig ein, bzw. es beginnt sich eine Spannung U _- über der negativen Zweighälfte aufzubauen. Da aber im Moment des Laststromvorzeichenwechsels noch ein aktives Leitsignal L _M- für den unteren Thyristor Th _- vorliegt, werden die Signale L _T- und L _H- sofort freigegeben. Th _- wird sofort gezündet und der Laststrom kommutiert wieder auf die untere Hälfte der Wechselrichterphase. Die Spannungen U ₊ bzw. U _- nehmen dabei erneut ihre ursprünglichen Werte U _d bzw. Null an. Das gleichzeitig freigegebene Steuersignal L _H- für den Hilfsthyristor HTh _- wird zum Entladen des Einschaltentlastungskondensators C _- benötigt. Dieser hatte wegen der vorangegangenen Signalunterdrückung bei positivem Laststrom i _p seine Ladung behalten. Er muß nun aber wegen des Stromrichtungswechsels entladen werden, damit er insbesondere die erste Abschaltung des Thyristors Th _- wieder in der vorgesehenen Weise entlasten kann.

Erfolgt diese erste Abschaltung aber bereits nach Ablauf einer sehr kurzen Zeitspanne nach dem erstmaligen Einschalten, so kann sich der Kondensator nicht vollständig entladen. Die Folge ist eine u.U. unzulässig hohe Beanspruchung des Thyristors bei der Ausschaltung. Ein solcher Fall, der zwar selten, aber doch statistisch gleichmäßig verteilt auftritt, ist speziell in Fig. 4 dargestellt. Wie zu erkennen ist, wird das Leitsignal L _M- unmittelbar nach dem Vorzeichenwechsel des Laststromes und der Einschaltung des Thyristors Th _- wieder inaktiv. Damit der Kondensator C _- dennoch ausreichend Zeit hat sich vollständig zu entladen, muß entsprechend dem erfindungsgemäßen Verfahren der Thyristor Th _- für eine Mindestzeit T _M eingeschaltet bleiben, auch wenn das Leitsignal unmittelbar nach seiner Freigabe wieder weggenommen werden müßte. Diese Mindestschaltung liegt erfahrungsgemäß in der Größenordnung von mindestens 5 Verzugszeiten T _v , und wird durch die Zeitkonstante des Entladekreises bestimmt.

In einer weiteren Ausbildung der Erfindung wird die Unterdrückung oder Freigabe der vom Modulationstakt abgeleiteten Signalpaare L _M+, L′ _H+ bzw. L _M-, L′ _H- aus dem Laststrom i _p selbst abgeleitet, der in diesem Fall als elektrische Zustandsgröße dient. In Fig. 5 ist dies wiederum am Beispiel eines Überganges des Laststromes von positive auf negative Werte ausführlich dargestellt.

Man erkennt aus den Verläufen der unmittelbar zur Ansteuerung dienenden Signalpaare L _T+, L _H+ und L _T-, L _H-, daß in einem Toleranzbereich um den Laststromnullpunkt, der im wesentlichen durch eine obere Schwelle I ₊ und eine untere Schwelle I _- bestimmt ist, alle Signale freigegeben sind. Die Signale L _M- und L′ _H- werden z. B. bei einem Stromrichtungswechsel der in Fig. 5 dargestellten Art dann freigegeben, wenn der Laststrom i _p die obere Schwelle I ₊ unterschritten hat. Entsprechend werden L _M+ und L′ _H+ erst dann wieder unterdrückt, wenn der Laststrom die untere Schwelle I _- unterschritten hat.

Eine Sperrung oder Freigabe der entsprechenden Signalpaare erfolgt immer nur synchron mit einem Flankenwechsel des Modulationstaktes C _M . Diese Synchronisation wird dafür benötigt, um die bereits beschriebenen Mindesteinschaltzeiten zur Umladung der Entlastungskondensatoren einhalten zu können. Der Bereich dieser "synchronisierten" Signalunterdrückung bzw. Freigabe ist in Fig. 5 durch ein mit SYN bezeichnetes Signal markiert. Ferner wird mit jeder Flanke des Modulationstaktes C _M ein kurzer Synchronisationsimpuls C _s der Dauer T _s erzeugt, mit dessen Hilfe die Unterdrückung bzw. Freigabe praktisch ausgelöst werden kann.

Die sich aus der Unterdrückung bzw. Freigabe in der eben beschriebenen Weise zur direkten Ansteuerung der einzelnen Elemente ergebenden Signale L _T+, L _H+, L _T- und L _H- sind in Fig. 5 unten dargestellt, zusammen mit den Spannungen U ₊ und U _- über jede Hälfte der Wechselrichterphase. Die sich durch Freigabe aller Signale im kurzen Synchronisationsbereich ergebenden zusätzlichen Verluste sind so gering, daß sie vernachlässigt werden können.

Eine generelle Freigabe aller Signale erfolgt hier allerdings dann, wenn bei stark abgesunkener Frequenz des Modulationstaktes C _M um den Stromnullpunkt nicht mehr ausreichend Zeit zur Synchronisation vorhanden ist, d. h. relativ zur Breite der Pulse des Taktes C _M der Stromnulldurchgang zu steil erfolgt. Damit wird sichergestellt, daß auch in diesem Fall definierte Potentialverhältnisse vorliegen. Eine Grenze, ab der die Signalunterdrückung aufgehoben wird ist sicher dann erreicht, wenn der Laststrom den Bereich zwischen dem oberen und unteren Schwellwert I ₊ und I _- bei einem Polaritätswechsel in einer kürzeren Zeitspanne durchquert, als sie durch die aktuelle halbe Periodendauer des Modulationstaktes vorgegeben ist. In diesem Fall kann aber auf die Signalunterdrückung ohnehin verzichtet werden, da die Verluste proportional zur Pulsfrequenz sind, und diese hier sehr klein ist.

Die bei Anwendung der Erfindung erzielbaren Vorteile liegen also vornehmlich im Bereich der Energieeinsparung durch merkliche Verringerung der Betriebsverluste des Pulswechselrichters. Zusätzlich zu der bekannten Verringerung der Beschaltungsverluste in Schaltentlastungsvorrichtungen beim Ersatz energieverbrauchender Elemente, z. B. des Widerstands R ₊ in der RCD-Beschaltung nach Fig. 1, durch steuerbare Energierückspeisevorrichtungen, z. B. einer Reihenschaltung aus dem Hilfsthyristor HTh ₊ und der Umschwinginduktivität L ₊ gemäß Fig. 2, halbieren sich wiederum bei Anwendung der erfindungsgemäßen Unterdrückung der Steuer- und Leitsignale auf bevorzugt angewendete Pulswechselrichter, z. B. gemäß Fig. 2, die Ansteuerverluste bei Nennlast. Auch die Einschaltverluste pro GTO-Thyristor reduzieren sich, da ein unnötiges Aufladen der Entlastungskondensatoren über den Thyristor vermieden wird. Neben einer vorteilhaften Erhöhung des Gesamtwirkungsgrades der Stromrichterschaltung, wodurch sich z. B. der Kühlungsbedarf trotz u.U. kompakterer Anordnung der einzelnen Bauelemente verringert, wird auch die wirtschaftlichere Ausnutzung insbesondere der GTO- Thyristoren gefördert. Bei deren Auswahl können geringere Sicherheitsreserveleistungen berücksichtigt werden. In Fig. 6 ist ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der beanspruchten Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens mit den Halbleiterelementspannungen als elektrische Zustandsgröße dargestellt.

Je eine Verriegelung 61 bzw. 62 bildet aus dem Modulationstakt C _M einschaltverzögert die Leitsignale L _M+ und L _M- für die entsprechende Hälfte eines Wechselrichterzweiges. Je ein Zeitverzögerungsglied 612 bzw. 622 mit je einem nachgeschalteten UND-Glied 613 bzw. 623 verzögern dabei die Bildung des Signals L _M+ gegenüber einer ansteigenden Flanke des Modulationstaktes C _M um die Verzögerungszeit T _v , und entsprechend das Signal L _M- gegenüber einer abfallenden Flanke von C _M um T _v . Ferner ist zusätzlich durch die am zweiten Eingang je eines weiteren, vorgeschalteten UND-Gatters 611 bzw. 621 anliegenden Signale Z _- und Z ₊ eine sogenannte gegenseitige, adaptive Verriegelung der beiden Hälften des Wechselrichterzweiges realisiert. Das Leitsignal L _M+ für die obere Zweighälfte wird z. B. nur dann freigegeben, wenn ein aktives Zustandssignal Z _- den tatsächlichen Eintritt des stromsperrenden Schaltzustandes des schaltbaren Halbleiterelementes der unteren Zweighälfte anzeigt.

Die identischen Anordnungen 64 bzw. 65 in Fig. 6 kennzeichnen die Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens. Sie bilden aus den vom Modulationstakt abgeleiteten Signalen L _M+ und L _M- die für die einzelnen schaltbaren Halbleiterelemente und die dazugehörigen steuerbaren Energierückspeisevorrichtungen einer jeden Zweighälfte unmittelbar benötigten Signale L _T+, L _T- und L _H+, L _H-. Besonders vorteilhaft werden dabei die Steuersignale L _H+ bzw. L _H- auf einfache Weise über eine monostabile Zeitstufe 66 bzw. 67 für die Dauer T _L direkt mit einer aktiven Flanke der Schaltsignale L _T+ bzw. L _T- erzeugt. Eine gesonderte Bildung und Unterdrückung der in Fig. 3 vorhandenen Steuersignale L′ _H+ und L′ _H- kann somit entfallen.

Ein aktives Signal L _M+ für die obere Zweighälfte wird z. B. dann nicht unterdrückt und initiiert die Signale L _H+ und L _T+, wenn ein als Spannungsdetektor wirkender Komparator 641 eine von Null verschiedene Spannung U ₊ an dem am positiven Zwischenkreispotential angeschlossenen, schaltbaren Halbleiterelement erkennt. Erst jetzt wird der Ausgang eines Sperrgliedes aktiv, das als logisches UND- Glied 642 ausgeführt ist und welches das Leitsignal L _M+ mit dem Komparatorausgangssignal verknüpft. Das jetzt nicht mehr unterdrückte Leitsignal L _M+ wird nun in einem Speicher aufrechterhalten, der hier aus einem RS-Flip- Flop 644 besteht und der vom Ausgang des UND-Gatters 642 an seinem Set-Eingang S angesteuert wird. Dessen Ausgangssignal schließlich ruft über ein ODER-Gatter 646 in gewünschter Weise die beiden Signale L _H+ und L _T+ für die obere Zweighälfte hervor. Sie verschwinden wiederum gleichzeitig mit dem Signal L _M+ durch Rücksetzen des von diesem über einen Inverter 643 am entsprechenden Eingang R angesteuerten RS-Flip-Flops 644, wenn auch die an der monostabilen Zeitstufe 645 eingestellte Zeit T _M abgelaufen ist. Diese Mindestzeit T _M wird bei nicht mehr unterdrücktem Leitsignal L _M+ gleichzeitig mit Freigabe der Zweigsignale L _H+ und L _T+ durch einen aktiven Ausgangszustand des UND-Gatters 642 angestoßen. Sie hält über das ODER-Gatter 646 in jedem Fall für die Dauer T _M nach einem Polaritätswechsel des Laststromes, wie bereits in Zusammenhang mit Fig. 4 beschrieben, das schaltbare Halbleiterelement der oberen Zweighälfte im stromleitenden Zustand, und löst auch sicher einen Impuls L _H+ für die Rückspeisevorrichtung aus.

In Fig. 7 ist ein ebenfalls bevorzugtes Ausführungsbeispiel der beanspruchten Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens mit dem Laststrom als elektrische Zustandsgröße dargestellt.

Die Bildung der Leitsignale L _M+, L _M- aus dem Modulationstakt C _M über die Verriegelung 71, 72 und die Erzeugung der Steuersignale L _H+, L _H- über die monostabilen Zeitstufen 76, 77 aus den Schaltsignalen L _T+, L _T- erfolgt in der gleichen Weise wie nach Fig. 6.

Die Mittel zur Unterdrückung der Leitsignale L _M+ bzw. L _M- für die obere bzw. untere Wechselrichterzweighälfte, welche hier als UND-Gatter 745 bzw. 747 ausgeführt sind, sind z. B. dann außer Funktion, wenn ein Komparator 742 bzw. 743 entsprechend seinem Schwellwert erkennt, daß der Laststrom i _p größer als eine negative, untere Grenze I _- bzw. kleiner als eine positive, obere Grenze I ₊ ist. Hierzu wird abhängig von seinem Schaltzustand ein Übertragungselement gesetzt, das als einflankengetriggertes D-Flip-Flop 744 bzw. 746 ausgeführt ist und das vom Synchronisationspuls C _S getaktet wird. Dessen Ausgangssignal gibt über das UND-Gatter 745 bzw. 747 im vorliegenden Fall die Leitsignale L _M+ bzw. L _M- frei, wodurch in gewünschter Weise die Steuersignale L _H+ bzw. L _H- und die Schaltsignale L _T+ bzw. L _T- für die obere bzw. untere Zweighälfte ausgelöst werden. Dabei kann das Übertragungs- D-Flip-Flop 744 bzw. 746 den aktuellen Ausgangszustand des jeweiligen Komparators 742 bzw. 743 immer nur mit der steigenden Flanke des Synchronisationspulses C _S an seinen Ausgang übernehmen. Dieser wird vorteilhaft mit dem in Fig. 7 dargestellten Mittel 741 erzeugt. Dabei bilden zwei parallel angeordnete monostabile Zeitstufen 7411 bzw. 7412 mit komplementären Eingängen, die beide vom Modulationstakt C _M getrieben werden und gemeinsam am ODER-Gatter 7413 angeschlossen sind, an dessen Ausgang den Synchronisationspuls C _S der Dauer T _S mit jedem Flankenwechsel von C _M .

Die Erfindung ermöglicht es, durch einige in der Praxis u.U. relativ einfache Eingriffe in bereits vorhandene Ansteuereinheiten von Pulswechselrichtern bei deren Betrieb Verlustminderungen in beachtenswerten Größenordnungen zu erreichen.

Claims (9)

1. Verfahren zum Verringern der Verluste beim Betrieb eines Pulswechselrichters, der pro Wechselrichterphase (22) aus zwei in Reihe zwischen dem positiven und negativen Potential einer Quellspannung (U _d ) angeordneten schaltbaren Halbleiterelementen (Th ₊, Th _-), insbesondere abschaltbaren Thyristoren (GTO-Thyristoren), mit antiparallelen Freilaufelementen (Fd ₊, Fd _-), zusätzlichen energiespeichernden Schaltentlastungsvorrichtungen (23, 25) und steuerbaren Energierückspeisevorrichtungen (24, 26) besteht, dadurch gekennzeichnet, daß aus einer, die aktuelle Laststrompolarität kennzeichnenden elektrischen Zustandsgröße das an der Stromführung momentan nicht beteiligte Halbleiterelement erkannt wird, und daß ein, diesem zugeordnetes, Steuersignal (L′ _H+, L′ _H-), zur Rückspeisung der in einer Schaltentlastungsvorrichtung (23, 25) gespeicherten Energie in die Quelle (U _d ), unterdrückt wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die schaltbaren Halbleiterelemente von Leitsignalen (L _M+, L _M-) leitend angesteuert werden, und das Leitsignal für das an der Stromführung momentan nicht beteiligte Halbleiterelement gleichzeitig mit dem Steuersignal (L′ _H+, L′ _H-) unterdrückt wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß als elektrische Zustandsgröße die am Halbleiterelement abfallende Spannung (U ₊, U _-) erfaßt wird, und daß mit deren Verschwinden das Steuersignal (L′ _H+, L′ _H-) unterdrückt wird.

4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß unmittelbar mit einem Polaritätswechsel des Laststromes (i _p ) das Leitsignal (L _M+, L _M-), und auch das Steuersignal (L′ _H+, L′ _H-), für das nun an der Stromführung beteiligte Halbleiterelement so freigegeben wird, daß dieses für eine Mindestzeit (T _M ) stromleitend ist.

5. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß als elektrische Zustandsgröße der Laststrom (i _P ) erfaßt wird, und daß bei einer Flanke des Modulationstaktes (C _M ) des Wechselrichters das Steuersignal (L′ _H+, L′ _H-), das dem am positiven bzw. negativen Potential der Quellspannung (U _d ) angeschlossenen Halbleiterelement zugeordnet ist, unterdrückt wird, wenn der Laststrom (i _P ) eine negative Schwelle (I _-) unterschritten bzw. eine positive Schwelle (I ₊) überschritten hat.

6. Verfahren nach Anspruch 2 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Leitsignale (L _M+, L _M-) und die Steuersignale (L′ _H+, L′ _H-) für die gesamte Wechselrichterphase (22) nicht unterdrückt werden, wenn die halbe Periodendauer des Modulationstaktes (C _M ) größer ist als ein Grenzwert, der von der Verweilzeit des Laststromes innerhalb des durch die Schwellen gegebenen Bereiches (≦ΧεθβαθI ₊≦Χεθβαθ + ≦ΧεθβαθI _-≦Χεθβαθ) bestimmt ist.

7. Vorichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 4, mit vorgeschalteten Verriegelungen (61, 62) zur Bildung der gegenüber dem Modulationsakt (C _M ) einschaltverzögerten (um T _V ) Leitsignale (L _M+, L _M-), gekennzeichnet durch je eine Einrichtung (64, 65) für die am positiven und negativen Potential der Quellspannung (U _d ) angeschlossenen Halbleiterelemente (Th ₊, HTh ₊ bzw. Th _-, HTh _-) enthaltend a) einen Detektor (641, 651) zur Erfassung einer positiven Halbleiterelementspannung (U ₊, U _-),
b) ein Sperrglied (642, 652) zum Unterdrücken des Steuersignales (L′ _H+, L′ _H-) und des Leitsignals (L _M+, L _M-), wenn der Detektor nicht angesprochen hat,
c) einen Speicher (644, 654), der ein nicht unterdrücktes Leitsignal (L _M+, L _M-) bis zum Flankenwechsel des Modulationstaktes (C _M ) aufrechterhält, und
d) eine monostabile Zeitstufe (645, 655), die nach einem Polaritätswechsel des Laststromes (i _P ) ein nicht unterdrücktes Leitsignal (L _M+, L _M-) für die Dauer einer vorgebbaren Mindestzeit (T _M ) aufrechterhält.

8. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1, 2, 5 und 6, mit je einer vorgeschalteten Verriegelung (71, 72) zur Bildung der gegenüber dem Modulationstakt (C _M ) einschaltverzögerten (um T _v ) Leitsignale (L _M+, L _M-) für die am positiven und negativen Potential der Quellspannung (U _d ) angeschlossenen Halbleiterelemente, gekennzeichnet durch
a) Mittel (741) zur Bildung eines Synchronisationspulses (C _s ) mit jedem Flankenwechsel des Modulationstaktes (C _M ),
b) je einen Komparator (742, 743) mit einer einstellbaren positiven bzw. negativen Schwelle (I ₊, I _-), und c) je ein vom Synchronisationspuls (C _s ) gesteuertes Übertragungselement (744, 746) mit Mitteln (745, 747) zum Unterdrücken der Steuersignale (L′ _H+, L′ _H-) und der Leitsignale (L _M+, L _M-) in Abhängigkeit des Schaltzustandes des jeweiligen Komparators (742, 743).

9. Anwendung des Verfahrens nach Anspruch 1 oder 2 auf Pulswechselrichter, pro Wechselrichterphase (22) bestehend aus zwei in Reihe zwischen dem positiven und negativen Potential der Quellspannung (U _d ) angeordneten abschaltbaren Thyristoren (GTO-Thyristoren) mit je einer antiparallelen Freilaufdiode (F _d+, F _d-), und mit
a) je einer zwischen der Anode und Kathode des Thyristors angeschlossenen Reihenschaltung aus einem Kondensator (C ₊, C _-) und einer Diode (D ₊, D _-) zu seiner Ausschaltentlastung (23, 25), und
b) je einer zwischen dem Kondensator (C ₊, C _-) und der Diode (D ₊, D _-) auf der einen, und der Quellspannung (211, 212) auf der anderen Seite angeschlossenen Reihenschaltung aus einem Hilfsthyristor (HTh ₊, HTh _-) und einer Umschwinginduktivität (L ₊, L _-) zur Einschaltentlastung und Steuerung der Energierückspeisung (24, 26).