DE3507172A1

DE3507172A1 - VOLTAGE CONVERTER

Info

Publication number: DE3507172A1
Application number: DE19853507172
Authority: DE
Inventors: Pierre Axel 7730 Villingen-Schwenningen Berland; Gerard Dr. 7731 Unterkirnach Rilly
Original assignee: Deutsche Thomson Brandt GmbH
Current assignee: Deutsche Thomson Brandt GmbH
Priority date: 1985-03-01
Filing date: 1985-03-01
Publication date: 1986-09-04
Also published as: GB2172155B; HK9490A; SG82689G; GB8605059D0; GB2172155A; FR2578365A1; JPS61269669A; FR2578365B1

Description

- 4 H 85/1- 4 H 85/1

Voltage converter

Die Erfindung betrifft einen Spannungswandler zur Umwandlung einer ersten Gleichspannung in eine höhere zweite Gleichspannung. Ein derartiger Spannungswandler wird z.B. benötigt, um einen Farbfernsehempfänger mit einem 12V-Autoakku zu betreiben. The invention relates to a voltage converter for converting a first direct voltage into a higher second direct voltage. Such a voltage converter is required, for example, to operate a color television receiver with a 12V car battery.

Zu diesem Zweck ist ein Spannungswandler bekannt (DE-OS 30 17 369), bei der der Akku eine schwingfähige Schaltung und einen durch diese gesteuerten Leistungstransistor speist, der in der Primärwicklung eines Transformators einen periodisch unterbrochenen Strom erzeugt. Von einer Sekundärwicklung des Transformators kann dann die hochtransformierte Spannung mit der gewünschten Größe abgenommen werden.For this purpose, a voltage converter is known (DE-OS 30 17 369), in which the battery has an oscillatable circuit and a feeds through this controlled power transistor, which is periodically interrupted in the primary winding of a transformer Generates electricity. The stepped-up voltage can then be transferred from a secondary winding of the transformer to the desired size can be removed.

Spannungswandler dieser Art und für den genannten Anwendungszweck übertragen eine verhältnismäßig hohe Leistung in der Größenordnung von 100 W. Deshalb sind zusätzliche Maßnahmen notwendig, die einen Schutz gegen eine Fehlfunktion bewirken und das Auftreten zu hoher Spannungen, insbesondere an dem Leistungstransistor, verhindern.Voltage converters of this type and for the purpose mentioned transfer a relatively high output in the Magnitude of 100 W. Additional measures are therefore necessary to protect against malfunction and prevent the occurrence of excessively high voltages, in particular on the power transistor.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für einen Spannungswandler der beschriebenen Art einenn vom Schaltungsaufwand her einfachen Schutz gegen Fehlfunktion und Überspannung zu schaffen.The invention is based on the object for a voltage converter of the type described to provide simple protection against malfunction and overvoltage in terms of circuit complexity.

Diese Aufgabe wird durch die in den Ansprüchen 1 und 2 angegebenen Erfindungen gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.This object is given by those in claims 1 and 2 Inventions solved. Advantageous further developments of the inventions are described in the subclaims.

Der Gleichrichter zur Erzeugung der höheren Betriebsspannung oder mehrere Gleichrichter zur Erzeugung verschieden hoher Betriebsspannungen arbeiten mit sogenannter Hinlaufgleichrichtung. Das bedeutet, daß diese Gleichrichter dann leiten undThe rectifier for generating the higher operating voltage or several rectifiers for generating different high voltages Operating voltages work with so-called trace rectification. This means that these rectifiers then conduct and

- 5- 5th

- 5 H 85/1- 5 H 85/1

den angeschlossenen Ladekondensatoren Energie zuführen, wenn auch der auf der Primärseite angordnete Leistungstransistor leitet. Schaltungen mit dieser Wirkungsweise werden auch als Flußwandler bezeichnet. Bei der Lösung gemäß Anspruch 1 wird zusätzlich zu der Hinlaufgleichrichtung eine Rücklaufgleichrichtung eingeführt, die auf denselben Ladekondensator wirkt wie die Hinlaufgleichrichtung. Das kann durch entsprechende Polung des Gleichrichters oder der den Gleichrichter speisenden Wicklung erreicht werden, Die Wicklung, die den Gleichrichter für die Rücklaufgleichrichtung speist, wirkt dabei in vorteilhafter Weise als sogenannte Entmagnetisierungswicklung und bewirkt einen Abbau der in dem Transformator gespeicherten Energie. Der Gleichrichter für die Rücklaufgleichrichtung bewirkt außerdem eine Begrenzung der Amplitude der Impulse an der diesen Gleichrichter speisenden Wicklung während des Rücklaufes, also der Sperrphase des Leistungstransistors. Dadurch wird auch die Amplitude der Impulse an den übrigen Wicklungen des Transformators begrenzt und somit auch die während der Rücklaufzeit wirksame Spannung an dem Leistungstransistor. Der genannte Betrieb in Rücklaufrichtung wird auch als Sperrwandler bezeichnet.supply energy to the connected charging capacitors, even if the power transistor located on the primary side directs. Circuits with this mode of operation are also referred to as flux converters. In the solution according to claim 1 is a return rectification in addition to the forward rectification introduced, which acts on the same charging capacitor as the trace rectification. This can be done through appropriate Polarity of the rectifier or the winding feeding the rectifier can be achieved, The winding that feeds the rectifier feeds for the return rectification, acts in an advantageous manner as a so-called demagnetizing winding and causes a reduction in the energy stored in the transformer. The rectifier for the return rectification causes in addition, a limitation of the amplitude of the pulses on the winding that feeds this rectifier during return, so the blocking phase of the power transistor. This also reduces the amplitude of the pulses on the remaining windings of the transformer and thus also the effective voltage at the power transistor during the flyback time. Of the Operation in the reverse direction is also referred to as a flyback converter.

Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung ist an den Kollektor des Leistungstransistors noch ein Kondensator angeschlossen. Dieser Kondensator begrenzt die Steilheit des Impulses am Kollektor des Leistungstransistors. Am Ende der Rücklaufzeit bewirkt dieser Kondensator zusammen mit den Induktivitäten eine Schwingung in dem Rücklaufimpuls derart, daß dieser Rücklaufimpuls am Ende der Rücklaufzeit selbsttätig den Wert null annimmt und somit beim Umsteuern des Leistungstransistors in den leitenden Zustand am Anfang der Hinlaufzeit H keine unerwünschten Ladeströme auftreten.According to a further development of the invention, a capacitor is also connected to the collector of the power transistor. This capacitor limits the steepness of the pulse at the collector of the power transistor. At the end of the return time causes this capacitor together with the inductances an oscillation in the return pulse in such a way that this return pulse at the end of the ramp-down time automatically assumes the value zero and thus when reversing the power transistor in the conductive state at the beginning of the trace time H no undesired charging currents occur.

Die primärseitige Schaltung ist durch einen Rückkopplungsweg von dem Leistungstransistor zur Treiberschaltung se lbs t schwin -*■■ gend ausgebildet. Gemäß Anspruch 2 wird dieser Rückkopplungs-The primary-side circuit is through a feedback path from the power transistor to the driver circuit se lbs t schwin - * ■■ trained. According to claim 2, this feedback

- 6- 6

- 6 H 85/1- 6 H 85/1

weg zusätzlich zur Realisierung einer Schutzschaltung ausgenutzt. Dieses wird an dem Ausführungsbeispiel noch näher beschrieben. used away in addition to the implementation of a protective circuit. This is described in more detail using the exemplary embodiment.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist der Treiberschaltung eine Startschaltung zugeordnet. Diese bewirkt, daß die Schaltung aus dem ruhenden Zustand, also z.B. bei Überlast oder Kurzschluß, selbsttätig wieder in den Arbeitszustand übergehen kann. Die Startschaltung besteht vorzugsweise aus einer selbstschwingenden Schaltung, die auch bei Abschaltung des eigentlichen Wandlers weiterschwingt.According to a further embodiment of the invention, the driver circuit is assigned a start circuit. This causes that the circuit from the resting state, e.g. in the event of an overload or short circuit, automatically returns to the Working state can pass. The starting circuit preferably consists of a self-oscillating circuit, which is also used in Shutdown of the actual converter continues to oscillate.

Die beiden Lösungen gemäß den Ansprüchen 1 und 2 sind unabhängig von einander anwendbar. Besonders vorteilhaft ist die Kombination dieser beiden Lösungen, weil dadurch ein besonders sicherer Schutz gegen Schaden durch eine Fehlfunktion geschaffen wird. Außerdem werden ein hoher Wirkungsgrad und eine erhöhte Lebensdauer des Akku erreicht.The two solutions according to claims 1 and 2 are independent applicable from each other. The combination of these two solutions is particularly advantageous because it creates a special reliable protection against damage caused by a malfunction is created. It also has high efficiency and increased Battery life reached.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindungen wird an Hand der Zeichnung erläutert. Das in der Zeichnung dargestellte Ausführungsbeispiel enthält beide Lösungen gemäß den Ansprüchen 1 und 2. In der Zeichnung zeigenAn embodiment of the inventions is explained with reference to the drawing. The embodiment shown in the drawing contains both solutions according to claims 1 and 2. Show in the drawing

Fig. 1 ein vereinfachtes Schaltbild eines erfindungsgemäßen Spannungswandlers,1 shows a simplified circuit diagram of a voltage converter according to the invention,

Fig. 2 Kurven zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 1 undFig. 2 curves to explain the operation of the circuit according to Fig. 1 and

Fig. 3 ein praktisch erprobtes Ausführungsbeispiel der Erfindung. 3 shows a practically tested embodiment of the invention.

Basic structure of the circuit

_ y_ y

- 7 H 85/1- 7 H 85/1

In Fig. 1 speist ein Autoakku G mit einer Spannung von E=+12V über eine Treiberschaltung mit dem Transistor T2, den Widerständen Rl, R2, R3, R4 sowie dem Kondensator C3 den Transistor Tl, der als Leistungstransistor ausgebildet ist. Der Transistor Tl liegt in Reihe mit der Primärwicklung P des Transformators Tr. Diese Schaltung ist durch den Rückkopplungsweg mit der Diode D4 selbstschwingend ausgebildet und schwingt mit einer Frequenz in der Größenordnung von 25 kHz. Die Sekundärwicklung Sl liefert über den Gleichrichter Dl an dem Ladekondensator C18 eine Betriebsspannung Bl von + 80 V für den Verbraucher Ro. Die Wicklungen S3 und S4 liefern über weitere Gleichrichter Betriebsspannungen B2 und B3 geringerer Größe. Diese Schaltung arbeitet in sogenannter Hinlaufgleichrichtung. Das bedueutet, daß der Gleichrichter Dl jeweils leitet, wenn auch der Transistor Tl leitet.In Fig. 1, a car battery G with a voltage of E = + 12V feeds via a driver circuit with the transistor T2, the resistors Rl, R2, R3, R4 and the capacitor C3, the transistor Tl, which is designed as a power transistor. The transistor Tl is in series with the primary winding P of the transformer Tr. This circuit is through the feedback path with of the diode D4 is designed to be self-oscillating and oscillates at a frequency of the order of 25 kHz. The secondary winding Sl supplies an operating voltage Bl of +80 V for the consumer via the rectifier Dl on the charging capacitor C18 Ro. The windings S3 and S4 supply operating voltages B2 and B3 of a smaller magnitude via further rectifiers. This circuit works in so-called forward rectification. This means that the rectifier Dl conducts when the transistor Tl also conducts.

An den Ladekondesator C18 ist zusätzlich noch der Gleichrichter D2 angeschlossen, der von der Sekundärwicklung S2 gespeist wird. Die Wicklung S2 ist gegenüber der Wicklung Sl umgepolt, so daß der Gleichrichter D2 eine sogenannte Rücklaufgleichrichtung bewirkt. Der Gleichrichter D2 leitet also jeweils dann, wenn der Transistor Tl gesperrt ist. Der Transistor T3 bildet zusammen mit dem Transistor eine Startschaltung.The rectifier is also connected to the charging capacitor C18 D2 connected, which is fed by the secondary winding S2. The polarity of the winding S2 is reversed compared to the winding Sl, so that the rectifier D2 effects a so-called flyback rectification. The rectifier D2 then conducts when the transistor Tl is blocked. The transistor T3 together with the transistor forms a starting circuit.

Demagnetization and voltage limitation

Durch die Wirkung des Gleichrichters D2 kann die Spannung am oberen Ende der Wicklung S2 die konstante Spannung Bl nicht übersteigen. Die Impulsspannung an der Wicklung S2 wird also in der Amplitude begrenzt. Dadurch werden auch alle anderen Impulsspannungen am Transformator Tr einschließlich der Spannung am Transistor Tl und den Dioden Dl und D2 in der Amplitude begrenzt, so daß keine unzulässig hohen Spannungen auftreten können. Außerdem erfolgt eine zusätzliche Energieeinspeisung in den Ladekondensator C18. Die Wicklung S2 wirkt als sogenannte Entmagnetisierungswicklung zum Abbau der im Transformator Tr gespeicherten magnetischen Energie. Die angewendete Hinlaufgleichrichtung hat den Vorteil, daß die an dem VerbraucherThrough the action of the rectifier D2, the voltage on the Do not exceed the upper end of the winding S2, the constant voltage Bl. The pulse voltage on winding S2 will be limited in amplitude. This also applies to all other pulse voltages on the transformer Tr including the voltage limited in amplitude at transistor Tl and diodes Dl and D2, so that no unacceptably high voltages occur can. In addition, energy is fed into the charging capacitor C18. The winding S2 acts as a so-called Demagnetization winding to reduce the magnetic energy stored in the transformer Tr. The forward rectification used has the advantage that the consumer

- 8- 8th

- 8 H 85/1- 8 H 85/1

wirksame Energie nicht über die Induktivität des Transformators fließt.effective energy does not flow through the inductance of the transformer.

Forming the return pulse

Wie Fig. 2a zeigt, tritt am Kollektor des Transistors Tl während der Rücklaufzeit R durch den gesperrten Transistor ein Rücklaufimpuls auf. Kondensator Cl dient zur Begrenzung der Steilheit der Flanken dieses Impulses gemäß Fig. 2a. Die ansteigende Flanke hat eine Dauer von 1 us. Am Ende der Rücklaufzeit R verursacht der Kondensator Cl zusammen den wirksamen Induktivitäten, insbesondere der Primärwicklung P, eine Schwingung, Die Abstimmung ist so gewählt, daß der Impuls gemäß ig. 2a am Ende der Rücklaufzeit etwa den Nullwert erreicht. Die abfallende Flanke, die etwa einer viertel Sinusperiode entspricht, hat eine Dauer von etwa 3-5iis. Am ^Ende der Rücklauf zeit R, wenn der Transistor Tl eingeschaltet wird und die Spannung über der Kollektor/Emitter-Strecke null werden muß, hat also durch die Schwingung am Ende der Rücklaufzeit die Spannung Vce bereits etwa den Nullwert, so daß die Spannung VA und der Strom durch die Diode D2 null werden. Wenn am Ende der ^Rücklaufzeit R die Spannung Vce nicht null wäre, sondern einen größeren Wert hätte, müßte der Kondensator Cl sehr schnell über den Transistor Tl entladen werden, wodurch eine Gefährdung des Transistors Tl entstehen kann. Der Kondensator Cl kann entweder parallel zur Kollektor/Emitter-Strecke oder auch parallel ztrPrimärwicklung P liegen. Das Windungsverhältnis der Wicklungen Sl und S2 kontrolliert das Verhältnis der Amplitude der Impulsspannung gemäß Fig. 2a zur Betriebsspannung E. Dabei istAs FIG. 2a shows, a return pulse occurs at the collector of the transistor Tl during the return time R due to the blocked transistor. Capacitor C1 serves to limit the steepness of the edges of this pulse according to FIG. 2a. The rising edge has a duration of 1 us. At the end of the flyback time R, the capacitor Cl together causes the effective inductances, in particular the primary winding P, to oscillate. The vote is chosen so that the pulse according to ig. 2a reaches approximately zero at the end of the ramp-down time. The falling edge, which corresponds to about a quarter of the sine period, has a duration of about 3-5iis. At ^E of the return walls time R when the transistor is turned on Tl and the voltage across the collector / emitter path must be zero, so by the vibration at the end of the retrace period the voltage Vce has already about the zero value, so that the voltage VA and the current through diode D2 become zero. At the end of ücklaufzeit ^R R when the voltage Vce would not be zero, but could have a larger value of the capacitor C would have to be discharged very quickly through the transistor Tl, which may arise a risk of the transistor Tl. The capacitor C1 can either be parallel to the collector / emitter path or parallel to the primary winding P. The turns ratio of the windings S1 and S2 controls the ratio of the amplitude of the pulse voltage according to FIG. 2a to the operating voltage E. It is

Vce-E _ Sl
E " S2 Vce-E _ Sl
E "S2

Self-oscillating driver circuit

Die Diode D4 bildet einen Rückkopplungsweg, durch den dieDiode D4 provides a feedback path through which the

- 9 - H 85/1- 9 - H 85/1

Schaltung selbstschwingend ausgebildet ist. Zu Beginn der Hinlaufzeit H ist die Spannung Vce praktisch null, die Diode D4 leitend und die Spannungen VA und VB ebenfalls fast.null, der Transistor T2 gesperrt und somit der Transistor Tl über den Widerstand Rl leitend. Während der Hinlaufzeit H wird der Kondensator C3 über den Widerstand R2 aufgeladen, so daß die Spannung VB in positiver Richtung zunimmt. Nach einer Zeit, die durch die Zeitkonstante R2-C3 bestimmt ist, ist die Basis des Transistors T2 so weit positiv, daß der Transistor T2 leitend wird und über die Diode D5 den Transistor Tl am Ende der Hinlaufzeit sperrt. Durch die Sperrung des Transistors Tl entsteht während der Rücklaufzeit R aufgrund der Induktivität der Primärwicklung P der sogenannte Rücklaufimpuls gemäß Fig. 2a mit der oben definierten Amplitude. Die Dauer R des Rücklaufimpulses ergibt sich im wesentlichen aus der Dauer der Hinlaufzeit H und dem Verhältnis der Windungszahlen der Wicklungen Sl und S2 nach der Gleichung:Circuit is designed to be self-oscillating. At the beginning of the trace time H, the voltage Vce is practically zero, the diode D4 conductive and the voltages VA and VB also almost zero, the transistor T2 blocked and thus the transistor Tl over the resistor Rl conductive. During the trace time H, the capacitor C3 is charged via the resistor R2, so that the voltage VB increases in the positive direction. After a time which is determined by the time constant R2-C3, the Base of the transistor T2 positive so far that the transistor T2 is conductive and the transistor Tl on the diode D5 Locks at the end of the follow-up time. By blocking the transistor Tl arises during the flyback time R due to the inductance of the primary winding P, the so-called flyback pulse according to FIG. 2a with the amplitude defined above. The duration R of the return pulse results essentially from the duration the lag time H and the ratio of the number of turns of the windings Sl and S2 according to the equation:

R=H»S2R = H »S2

Sl'Sl '

wobei H durch die Zeitkonstante C3,R2 bestimmt ist. Da der Rücklaufimpuls durch die Änderung des Stromes durch den Transistor Tl entsteht, klingt dieser Impuls, in der beschriebenen Weise durch den Kondensator Cl geformt, am Ende der Rücklaufzeit R wieder auf null ab. Dann beginnt erneut die Hinlaufzeit H, wie oben beschrieben. Auf diese Weise ist die gesamte Schaltung selbstschwingend ausgebildet.where H is determined by the time constant C3, R2. Because the flyback pulse is due to the change in the current through the transistor T1 arises, this pulse sounds, formed in the manner described by the capacitor C1, at the end of the flyback time R down to zero again. Then the trace time H begins again, as described above. That way is the whole Circuit designed to be self-oscillating.

Protective function through the feedback path

Die Spannung Vce während der Hinlaufzeit H ist proportional dem während dieser Zeit fließenden Kollektorstrom. Bei Normalbetrieb hat die Spannung nur geringe Werte, da der Transistor als Schalter arbeiten soll. Wenn der Strom durch den Transistor Tl durch eine Fehlfunktion, z.B. einen Fehler oder eineThe voltage Vce during the trace time H is proportional to the collector current flowing during this time. During normal operation the voltage has only low values because the transistor is supposed to work as a switch. When the current through the transistor Tl due to a malfunction, e.g. an error or a

- 10- 10

- 10 H 85/1- 10 H 85/1

Überlast, unzulässig hohe Werte annimmt, steigt während der Hinlaufzeit H auch die Spannung Vce unzulässig an. Dies ist in Fig. 2a durch die Linie L angedeutet. Bei diesem Betrieb kommt der Transistor aus der Sättigung heraus und arbeitet nicht mehr als reiner Schalter. An dem Transistor Tl wird dann während der Hinlaufzeit wegen der vorhandenen erhöhten Spannung eine zu große Leistung erzeugt. Dadurch kann der Transistor Tl gefährdet sein. Dieser Spannungsanstieg wird von der Diode D4 erfaßt und wirkt sich dadurch auf die Spannung VA aus, die somit ebenfalls entsprechend der Kurve L schneller als im Normalbetrieb ansteigt. Dadurch wird der Transistor T2 früher, daß heißt während der Hinlaufzeit H leitend und somit der Transistor Tl gesperrt und gegen zu hohe Leistung geschützt. Die Hinlaufzeit H wird also verkürzt und somit die Frequenz des Wandlers in erwünschter Weise erhöht. Die Diode D4 bleibt während des restlichen, verkürzten Teiles der Hinlaufzeit H nach wie vor leitend. Das Netzteil arbeitet also ansich weiter. Die Sapnnung Vce, der Rücklaufimpuls gemäß Fig. 2a und die übertragene Leistung wfrden jsdoch durch die vorzeitige Beendung der Hinlaufzeit H so begrenzt, daß keine Gefährdung der Bauteile auftreten kann.Overload, assumes impermissibly high values, the voltage Vce also increases impermissibly during the delay time H. This is indicated by the line L in FIG. 2a. In this operation, the transistor comes out of saturation and works nothing more than a switch. At the transistor Tl is then increased during the trace time because of the existing Voltage generates too much power. This can endanger the transistor T1. This increase in voltage is controlled by the Diode D4 detects and thus has an effect on the voltage VA, which is thus also faster than in the curve L according to the curve Normal operation increases. As a result, the transistor T2 becomes conductive earlier, that is to say during the trace time H, and thus the transistor Tl blocked and protected against excessive power. The trace time H is thus shortened and thus the frequency of the Converter increased in a desired manner. The diode D4 remains during the remaining, shortened part of the trace time H after as before leading. The power supply continues to work in and of itself. The voltage Vce, the return pulse according to FIG. 2a and the transmitted However, the benefit would be due to the early termination of the lead time H limited in such a way that the components cannot be endangered.

Bei einer weiteren Erhöhung der Belastung, z.B. einem Kurzschluß, werden die Dauer der Hinlaufzeit H und die Amplitude des Impulses gemäß Fig. 2a immer kleiner. Die Spannung Vce ändert sich schließlich so weit, daß die Diode D4 ständig gesperrt bleibt. Das bedeutet, daß der Rückkopplungsweg unterbrochen ist, die Schaltung nicht mehr schwingt und in dem Zustand stehenbleibt, in dem der Trransistor T2 leitend und der Transistor Tl geperrt ist. Die Schaltung ist daher auch kurzschlußfest.With a further increase in the load, e.g. a short circuit, the duration of the trace time H and the amplitude of the pulse according to Fig. 2a always smaller. The voltage Vce eventually changes to such an extent that the diode D4 remains blocked all the time. This means that the feedback path is interrupted, the circuit no longer oscillates and remains in the state in which the transistor T2 is conductive and the transistor T1 is blocked. The circuit is therefore also short-circuit proof.

Ein Vorteil der Schaltung besteht darin, daß für die Auswertung des Kollektorstromes des Transistors Tl im Emitter kein Widerstand zur Abnahme einer diesem Strom proportionalen Spannung notwendig ist. Ein solcher Widerstand würde unnütz Leistung verbrauchen. Das Maß für den im Transistor Tl fließenden stromOne advantage of the circuit is that there is no resistance in the emitter for evaluating the collector current of the transistor T1 is necessary to decrease a voltage proportional to this current. Such a resistor would consume useless power. The measure for the current flowing in the transistor T1

1111

- 11 - H 85/1- 11 - H 85/1

wird lediglich aus der Spannung Vce während der Hinlaufzeit abgeleitet.is only derived from the voltage Vce during the trace time.

Die genannte Fehlfunktion, für die die beschriebenen Schutzschaltungen vorgesehen sind, kann z.B. auftreten,The malfunction mentioned, for which the protective circuits described are provided, can occur, for example,

1. Wenn eine hohe Last eine Entsättigung des Transistors Tl hervorruft,1. If a high load desaturates the transistor Tl causes

2. wenn der Kern des Transformators Tr beschädigt ist,2. if the core of the transformer Tr is damaged,

3. wenn der Transistor Tl eine zu geringe Stromverstärkung aufweist,3. if the transistor Tl has too little current gain,

4. wenn eine der Dioden Dl,D2 durchgeschlagen ist, also einen Kurzschluß darstellt.4. if one of the diodes Dl, D2 has broken down, so one Represents short circuit.

Start circuit

Ohne zusätzliche Maßnahmen kann es vorkommen, daß z.B. nach einer Fehlfunktion die Schaltung in dem Zustand stehenbleibt, in dem der Transistor T2 leitend und der Transistor Tl gesperrt ist, und nicht wieder anspringt. Deshalb ist zusätzlich die Startschaltung mit dem Transistor T3, dem Kondensator C4 und den Widerständen R5,R6 vorgesehen. Der Transistor T3 bildet zusammen mit dem Transistor T2 eine bistabile Schaltung, die alleine auf einer Frequenz von etwa 3kHz schwingt. Wenn der Transistor T2 gesperrt ist, ist der Transistor T3 über den Widerstand R4 und den Kondensator C4 leitend gesteuert. Wenn der Transistor T2 leitend ist, ist die Spannung am Kollektor nahezu null und dadurch der Transistor T3 gesperrt. Solange der Wandler einwandfrei mit seiner Nennfrequenz arbeitet, schwingt die bistabile Schaltung mit den Transistoren T2 und T3 zwangsläufig auf der Arbeitsfrequenz des Wandlers, z.B. 25 kHz, wobei der Transistor T3 immer dann leitend ist, wenn der Transistor T2 gesperrt ist. Bei diesem Betrieb hat dieWithout additional measures it can happen that e.g. after a malfunction the circuit stops in the state in which the transistor T2 is conductive and the transistor Tl is blocked, and does not start again. Therefore is additional the starting circuit with the transistor T3, the capacitor C4 and the resistors R5, R6 are provided. The transistor T3 together with the transistor T2 forms a bistable circuit which alone oscillates at a frequency of around 3kHz. If the Transistor T2 is blocked, transistor T3 is controlled to be conductive via resistor R4 and capacitor C4. if the transistor T2 is conductive, the voltage at the collector is almost zero and thus the transistor T3 is blocked. So long the converter works perfectly at its nominal frequency, the bistable circuit oscillates with the transistors T2 and T3 inevitably at the working frequency of the converter, e.g. 25 kHz, whereby the transistor T3 is always conductive when the transistor T2 is blocked. In this company, the

— 12 —- 12 -

- 12 H 85/1- 12 H 85/1

Schutzschaltung praktisch keine Bedeutung für die Funktion und schwingt nur synchron mit. Wenn die Schaltung in dem Zustand mit gesperrtem Transistor Tl stehenbleibt, schwingt die bistabile Schaltung mit den Transistoren T2,T3 auf einer Frequenz von 3 kHz, die durch den Widerstand R5 und den Kondensator CA bestimmt ist, weiter. Das bedeutet, daß der Transistor T2 mit dieser Frequenz gesperrt und somit der Transistor Tl leitend gesteuert wird. Auf diese Weise würde der Wandler durch die Startschaltung mit den Transistoren T2,T3 peri- ' odisch immer wieder gestartet, um einen erneuten Betrieb des Wandlers einzuleiten.Protective circuit has practically no significance for the function and only oscillates synchronously. If the circuit stops in the state with the transistor T1 blocked, the bistable circuit with the transistors T2, T3 continues to oscillate at a frequency of 3 kHz, which is determined by the resistor R5 and the capacitor CA. This means that the transistor T2 is blocked at this frequency and thus the transistor Tl is controlled to be conductive. In this way, the converter would be restarted periodically by the starting circuit with the transistors T2, T3 in order to initiate a renewed operation of the converter.

In Fig. 3 sind die Bauteile, die denen in Fig. 1 entsprechen, mit den gleichen Bezugsziffern versehen, Wegen des relativ hohen benötigten Kollektorstroms des Transistors Tl ist für diese Leistungsstufe eine Darlington-Schaltung mit den Transistoren TIa und TIb vorgesehen. Der Transistor T2 ist ebenfalls durch eine Darlington-Schaltung mit den Transistoren T2a und T2b gebildet.In Fig. 3 the components which correspond to those in Fig. 1 are provided with the same reference numerals, Because of the relatively high required collector current of the transistor Tl is for this power stage provided a Darlington circuit with the transistors TIa and TIb. The transistor T2 is also formed by a Darlington pair with transistors T2a and T2b.

In Reihe mit dem Ein/Aus-Schalter S ist noch eine Batterie-Schutzschaltung vorgesehen. Diese spricht an, wenn die Batteriespannung den Wert von 8V unterschreitet. Die Schaltung besteht aus einem Schmidt-Trigger mit den Bauteilen T4,D6,DZ, R7,R8,R9,R1O,R11. Die Schaltung arbeitet im normalen Betriebszustand, wenn die Spannung VE größer als 9V ist, und schaltet ab, wenn die Spannung VE kleiner als 8V ist. Zur Verringerung der Sättigunsspannung des Transistors TIa wird der durch den Transistor TIb fließende Basisstrom von dem Abgriff a abgenommen und mit dem Widerstand R27 begrenzt.In series with the on / off switch S is a battery protection circuit intended. This responds when the battery voltage falls below 8V. The circuit consists of a Schmidt trigger with the components T4, D6, DZ, R7, R8, R9, R1O, R11. The circuit works in the normal operating state, when the voltage VE is greater than 9V, and switches off when the voltage VE is less than 8V. To reduce the saturation voltage of the transistor TIa, the base current flowing through the transistor TIb is taken from the tap a and limited with resistor R27.

Um eine genügend kurze Abschaltzeit des Transistors TIa zu erreichen, muß der Transistor T2a einen kurzen, aber sehr schnell umgepolten Basisstrom liefern. Dieser Strom fließt über die Diode D27,den Kondensator C27, Diode D5 und denIn order to have a sufficiently short turn-off time of the transistor TIa reach, the transistor T2a must deliver a short, but very quickly reversed base current. This current flows via diode D27, capacitor C27, diode D5 and the

- 13- 13

- 13 H 85/1- 13 H 85/1

Transistor T2a. Aus diesem Grunde wird die Darlington-Schaltung mit den Transistoren T2a und T2b verwendet. Die Diode D29 ist notwendig für den abgeschalteten Zustand und vermeidet einen Stromfluß parallel zum Schalter S. Die Diode D5 dient zu Entkopplung zwischen dem Kollektor des Transistors T2a und der Basis des Transistors TIb, damit die dort stehenden Spannungen den gewünschten Verlauf nehmen können.Transistor T2a. For this reason, the Darlington pair is used with the transistors T2a and T2b. The diode D29 is necessary for the switched off state and avoids a current flow parallel to the switch S. The diode D5 serves to decouple between the collector of the transistor T2a and the base of the transistor TIb, so that the standing there Tensions can take the desired course.

Claims

-X- H 85/1 Deutsche Thomson Brandt GmbH Postfach 2060 7730 Villingen-Schwenningen Hanover, February 21, 1985 PTL-Wp / wi patent claims

1. Voltage converter for converting a first direct voltage (E) into a higher second direct voltage (Bl) with a transformer (Tr) as well as a driver stage and a transistor (Tl) controlling the primary winding (P) ₁ which is derived from the "ί first direct voltage (E ) are fed and form a self-oscillating circuit, a secondary winding (Sl) supplying the second direct voltage (Bl) via a first rectifier (Dl) operated in the forward direction and a charging capacitor (C18), characterized in that a second rectifier operated in reverse rectification (D2) lies between a secondary winding (S2) and the charging capacitor (C18).

2. Voltage converter for converting a first direct voltage (E) into a higher second direct voltage (Bl) with a transformer (Tr) and a driver stage and a transistor (Tl) which controls the primary winding (P) and which is fed by the first direct voltage (E) and form a self-oscillating circuit, a secondary winding (S) supplying the second DC voltage (B1) via a first rectifier (Dl) operated in trace rectification, characterized in that the feedback path is polarized and

- 2

- 2 - H 85/1

biased diode (D4) contains that in the event of an impermissible increase in the collector voltage (Vce) of the transistor (1) the trace (H) ended prematurely and with a stronger rise the diode (D4) blocked and the oscillating circuit in the The state remains in which the transistor (Tl) is blocked.

3. Converter according to claim 1, characterized in that the second rectifier (D2) is fed by a separate secondary winding (S2).

4. Converter according to claim 2, characterized in that the windings (Sl, S2) feeding the first and second rectifiers (Dl, D2) are oppositely polarized and the rectifiers (Dl, D2) are polarized in the same direction.

5. Converter according to claim 1, characterized in that the: transistor (Tl) is formed by a Dadington circuit with two transistors (TIa, TIb).

6. Converter according to claim 1 or 2, characterized in that a capacitor (Cl) is located between the collector of the transistor (Tl) and a reference point (earth).

7. Converter according to claim 6, characterized in that the capacitor (Cl) is parallel to the collector / emitter path of the transistor (Tl).

8. Converter according to claim 6, characterized in that the capacitor (Cl) is parallel to the primary winding (P).

9. Converter according to claim 6, characterized in that the

- 3

- 3 H 85/1

Capacitor (Cl) is dimensioned so that the caused by the capacitor (Cl) and the effective inductances The oscillation curve of the voltage (Vce) at the collector at the return end has approximately a zero crossing.

10. Converter according to claim 10, characterized in that the driver circuit (T2) is assigned a self-oscillating starting circuit (T3).

11. Converter according to claim 10, characterized in that the driver stage (T2) is supplemented to form an oscillatable circuit (T2, T3) which oscillates synchronously with the working frequency of the converter during normal operation and with a blocked diode (D4) at a low frequency (1-3 kHz) continues to oscillate and serves as a starting circuit.

12. Converter according to claim 11, characterized in that the driver transistor (T2) is assigned a further transistor (T3) and both transistors (t, T3) form a bistable circuit.