DE3243146C2

DE3243146C2 -

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Publication number: DE3243146C2
Application number: DE19823243146
Authority: DE
Inventors: Heinz Prof. Dr.-Ing. 8033 Planegg De Lindenmeier; Leopold Dr.-Ing. 8031 Gilching De Reiter; Gerhard Prof. Dr.-Ing. 8012 Ottobrunn De Flachenecker
Original assignee: Individual
Current assignee: LINDENMEIER, HEINZ, PROF. DR.-ING., 8033 PLANEGG,
Priority date: 1982-11-22
Filing date: 1982-11-22
Publication date: 1992-04-23
Also published as: DE3243146A1

Description

Die Erfindung betrifft einen Detektor zur Anzeige von Empfangs störungen gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.The invention relates to a detector for displaying reception disorders according to the preamble of claim 1.

Solche Detektoren werden vorzugsweise verwendet zur Verbesserung des Rundfunkempfangs in Kraftfahrzeugen. Der Detektor hat die Aufgabe, eine Empfangsstörung zu erkennen und anzuzeigen. Da raufhin wird eine Umschaltmaßnahme eingeleitet, die im allgemei nen elektronisch durchgeführt wird.Such detectors are preferably used for improvement of radio reception in motor vehicles. The detector has that Task to detect and report a reception problem. There a switchover measure is then initiated, which in general is carried out electronically.

Ein Detektor der eingangs genannten Art ist in "FUNK-TECHNIK", Nr. 13/1977, S. 215-220 beschrieben. Dabei werden bei Einsatz in einem UKW-Autoradioempfänger über einem Nutzsignalband eines demodulierten NF-Signals liegende Frequenzanteile (Störspektrum) zur Erzeugung von Austastimpulsen für eine Torschaltung herange zogen. Hierzu wird das Störspektrum mittels eines Hochpaßfilters mit einer unteren Grenzfrequenz von 90 kHz vom Nutzsignalband getrennt.A detector of the type mentioned at the beginning is in "RADIO TECHNOLOGY", No. 13/1977, pp. 215-220. When used in an FM car radio receiver over a useful signal band demodulated LF signal frequency components (interference spectrum) to generate blanking pulses for a gate circuit pulled. For this purpose, the interference spectrum is measured using a high-pass filter with a lower cut-off frequency of 90 kHz from the useful signal band Cut.

Grundsätzlich ist bei einem Einsatz solcher Detektoren in einem Autoempfänger folgendes zu beachten: Die Überlagerung von Teilwellen am Empfangsort bei Laufzeit unterschieden zwischen einer µs und 100 µs führt zu nennens werten Verzerrungen der niederfrequenten Nachricht am Ausgang des FM-Demodulators. Diese Verzerrung geht einher mit einer vom niederfrequenten Nachrichteninhalt abhängigen Amplitudenmo dulation des resultierenden Hochfrequenzträgers am Empfangsort.Basically, when using such detectors in one Car receivers note the following: The superposition of partial waves at the receiving location at runtime A distinction between one µs and 100 µs leads to the following evaluate distortions of the low-frequency message at the output of the FM demodulator. This distortion goes hand in hand with one of the low-frequency message content-dependent amplitude mo dulation of the resulting radio frequency carrier at the receiving location.

Meistens jedoch ist das Wellenfeld aus Teilwellen zusammenge setzt, deren Laufzeitunterschiede unter einer µs liegen. Diese Überlagerung der Teilwellen führt empfängerseitig nicht zu Stö rungen, verursacht aber eine starke Ortsabhängigkeit der resul tierenden Feldamplitude. Der Eingangspegel des Autoempfängers erfährt deshalb durch die Eigenbewegung des Fahrzeugs in diesem Wellenfeld eine zeitliche Amplitudenänderung, die sich als Amplitudenmodulation ausdrückt.Most of the time, however, the wave field is composed of partial waves sets whose runtime differences are less than one µs. These Superposition of the partial waves does not lead to interference on the receiver side but causes a strong dependence on the location of the result field amplitude. The input level of the car receiver therefore experiences through the vehicle's own movement in it Wave field a change in amplitude over time, which turns out to be Expresses amplitude modulation.

Ein Detektor muß deshalb zwischen einer Amplitudenmodulations art, die nicht zu Störungen führt, und einer anderen Amplitu denmodulationsart, die auf Grund der Mehrwegeausbreitung mit großen Laufzeitunterschieden entsteht und deshalb Störungen hervorruft, unterscheiden können. Besonders schwierig ist die Situation dadurch, daß beide Modulationsarten statistisch und zeitweise gleichzeitig auftreten. Weiterhin muß ein derartiger Detektor in der Lage sein, andersartige Störungen, die auf dem Hochfrequenzübertragungsweg auftreten und zu niederfrequenten Störungen führen, aus dem Amplitudenverlauf des Hochfrequenzträ gers zu erkennen. Hierzu zählen u. a. z. B. Motorstörungen und sonstige Störungen der elektrischen Aggregate des Kraftfahr zeugs.A detector must therefore be between an amplitude modulation type that does not cause interference, and a different amplitude denmodulationsart, which due to the multipath propagation with large runtime differences arise and therefore disturbances causes, can distinguish. It is particularly difficult Situation in that both types of modulation are statistical and sometimes occur simultaneously. Furthermore, such Detector to be able to detect other types of interference on the High frequency transmission path occur and too low frequency Interference lead from the amplitude course of the radio frequency recognizable. These include u. a. e.g. B. engine malfunctions and other malfunctions of the electric motor units stuff.

Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, das Vorliegen der wichtig sten hörbaren Empfangsstörungen mit verschiedenen Ursachen, die beim UKW-Stereo- oder Monoempfang auftreten, im empfangsseitig demodulierten Signal schnell und treffsicher zu erkennen und anzuzeigen und solche Signalstörungen, die auf dem hochfrequen ten Übertragungsweg auftreten, aber empfängerseitig nicht zu hörbaren Störungen führen, von der Anzeige auszuschließen.The object of the invention is therefore the presence of the important Most audible interference with various causes occur with FM stereo or mono reception, in the reception side Detect demodulated signal quickly and accurately and display and such signal interference on the high frequency transmission path occur, but not on the receiver side cause audible interference to be excluded from the display.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.This object is achieved by the features specified in claim 1.

Die Erfindung wird anhand folgender Figuren näher beschrieben. Es zeigt The invention is described in more detail with reference to the following figures. It shows

Fig. 1 das Signalspektrum am Ausgang des Empfänger-Demodulators mit Störanteilen im Frequenzbereich f₁ bis f₂. Fig. 1, the signal spectrum at the output of the receiver demodulator with interference components in the frequency range f ₁ to f _2.

Fig. 2 Detektor nach der Erfindung mit Bandpaß, Pilottonfalle und Gleichrichterschaltung und Tiefpaß. Fig. 2 detector according to the invention with bandpass, pilot tone trap and rectifier circuit and low pass.

Fig. 3 Detektor nach der Erfindung mit Bandpaß für einen Teilfrequenzbereich des auswertbaren Signals. Fig. 3 detector according to the invention with bandpass for a partial frequency range of the evaluable signal.

Fig. 4 Detektor mit 2 kombinierten Bandpässen zur Auswertung der Teilfrequenzbereiche oberhalb und unterhalb der Pilottonfre quenz. Fig. 4 detector with 2 combined bandpasses for evaluating the sub-frequency ranges above and below the Pilottonfre frequency.

Fig. 5 Detektor mit Mischerschaltung und nachgeschaltetem Tief paß zur Abwärtsmischung des auswertbaren Frequenzbereichs durch Zusetzen eines Signals mit der Pilottonfrequenz. Fig. 5 detector with mixer circuit and downstream low pass to downmix the evaluable frequency range by adding a signal with the pilot tone frequency.

Fig. 6 Detektor mit Mischerschaltung und einem mit dem empfangenen ausgefilterten Pilotton synchronisierten Oszillator. Fig. 6 detector with mixer circuit and an oscillator synchronized with the received filtered pilot tone.

Fig. 7 Schwellwertentscheider zur binären Anzeige des Vorlie gens einer Empfangsstörung. Fig. 7 threshold decision for binary display of the Vorlie before a reception disturbance.

Fig. 8 Detektor mit Auswertung des im Nutz-Hörfrequenzbereich auftretenden Signalpegels und Bewertung der Schwellwertspannung mit diesem Pegel. Fig. 8 the detector with evaluation of the signal level occurring in the useful audio frequency range and evaluation of the threshold voltage to that level.

Fig. 9 Detektor mit Auswertung des im Nutz-Hörfrequenzbereich auftretenden Signalpegels und Bewertung des Ausgangssignals des Detektors durch Einstellung des Verstärkungsfaktors im Auswerte zweig. Fig. 9 detector with evaluation of the signal level, rates occurring in the useful audio frequency range of the output signal of the detector branch by adjusting the gain factor in the evaluation.

In Fig. 1 ist das Stereo-Multiplex-Signal 15, wie es am Ausgang des Frequenzdemodulators auftritt, dem Spektrum nach angegeben. Für den Fall, daß keine Störungen vorliegen, ist die Signal-Fre quenzlücke zwischen 15 und 23 kHz mit Ausnahme des diskreten 19- kHz-Pilottons frei von Signalenergie. Treten Störungen auf dem Hochfrequenzsignalübertragungsweg ein, so treten in dieser Si gnal-Frequenzlücke störungsbedingt Energieinhalte 3 auf, die zur Anzeige einer Störung detektiert werden können. Hierbei wird eine Vielfalt von Störungen unterschiedlichster Ursachen ange zeigt. Zum Beispiel führt die Mehrwegeausbreitung mit Laufzeit differenzen zwischen 1 und 100 µs zu hörbaren Verzerrungen, die zu Harmonischen des niederfrequenten Bandes führen. Diese Harmo nischen erzeugen bevorzugt Energieanteile in der beschriebenen Frequenzlücke, da sie sich in enger Frequenznachbarschaft zum niederfrequenten Summenkanal befindet. Das gleiche gilt für alle anderen Arten von hörbaren Störungen, die sich in aller Regel nicht nur über das hörbare Frequenzgebiet erstrecken, sondern im allgemeinen ein wesentlich breiteres Frequenzspektrum besitzen. So werden z. B. Störungen, die durch die Zündanlage oder durch sonstige elektrische Aggregate des Fahrzeugs verursacht sind, ein Frequenzspektrum weit über den 15-kHz-Bereich hinaus Störsi gnalanteile verursachen. Im Fall der Monoaussendung stünde für die Auswertung der Störsignale ein größerer Frequenzbereich im Anschluß an die Hörgrenze von 15 kHz zur Verfügung. Da jedoch im UKW-Bereich für fast alle Sender, zumindest alternativ, die Ste reoaussendung vorgesehen ist, ist die Kompatibilität des Detek tors bezüglich des Stereo- oder Monoempfangs unverzichtbar. Die jenige Signal-Frequenzlücke mit der engsten Nachbarschaft zum Hörfrequenzbereich ist somit der Frequenzbereich zwischen 15 und 23 kHz unter Ausnahme der Pilottonfrequenz f_p. Die Frequenznach barschaft der ausgewerteten Signal-Frequenzlücke zum Hörfre quenzbereich ist deshalb wichtig, weil das Störspektrum der hör baren Störung in einer Vielzahl der Fälle zu höheren Frequenzen hin stark abnimmt und eine Störung durch Ausnutzung einer Si gnallücke bei höheren Frequenzen nur zu einer unzureichend klei nen Detektionssicherheit führen würde. Die vorliegende Erfindung beruht darauf, Störsignale in dieser Frequenzlücke festzustellen und anzuzeigen. Die Erfindung besitzt dabei den entscheidenden Vorteil, daß z. B. Amplitudenschwankungen des Hochfrequenz trägers, die wegen der Amplitudenbegrenzung im FM-Demodulator vielfach nicht zu hörbaren Störungen führen, auch vom Detektor nicht angezeigt werden. Mehrwegeausbreitung mit kurzen Lauf zeitunterschieden der beteiligten Teilwellen wird also in keiner Weise erfaßt. Amplitudeneinbrüche unter eine bestimmte Schwelle führen häufig im Hörbereich zu Aufrauschen, das auch durch Mehr wegeausbreitung mit großen Laufzeiten bedingt sein kann. Da dieses Rauschen nicht auf den Hörfrequenzbereich beschränkt ist, können auch diese Rauschanteile im Frequenzbereich zwischen 15 und 23 kHz, unter Ausschluß der Pilottonfrequenz, zur Detektion herangezogen werden.In Fig. 1, the stereo multiplex signal 15 , as it occurs at the output of the frequency demodulator, is given according to the spectrum. In the event that there is no interference, the signal frequency gap between 15 and 23 kHz is free of signal energy with the exception of the discrete 19 kHz pilot tone. If interference occurs on the high-frequency signal transmission path, energy content 3 occurs in this signal frequency gap due to interference, which can be detected to indicate an interference. A variety of faults with different causes is displayed. For example, multipath propagation with delay differences between 1 and 100 µs leads to audible distortions that lead to harmonics of the low-frequency band. These harmonic niches preferably generate energy components in the frequency gap described, since it is in close frequency neighborhood to the low-frequency sum channel. The same applies to all other types of audible interference, which generally do not only extend over the audible frequency range, but generally have a much broader frequency spectrum. So z. B. Faults caused by the ignition system or by other electrical units of the vehicle cause a frequency spectrum far beyond the 15 kHz range Störsi signal components. In the case of mono transmission, a larger frequency range would be available for the evaluation of the interference signals after the hearing limit of 15 kHz. However, since in the FM range for almost all transmitters, at least alternatively, the stereo transmission is provided, the compatibility of the detector with respect to stereo or mono reception is indispensable. The signal frequency gap with the closest neighborhood to the hearing frequency range is thus the frequency range between 15 and 23 kHz, with the exception of the pilot tone frequency f _p . The frequency neighborhood of the evaluated signal-frequency gap to the audible frequency range is important because the interference spectrum of the audible interference decreases sharply towards higher frequencies in a large number of cases, and an interference by exploiting a signal gap at higher frequencies only insufficiently small Detection security would lead. The present invention is based on determining and displaying interference signals in this frequency gap. The invention has the decisive advantage that z. B. amplitude fluctuations of the high-frequency carrier, which often lead to inaudible interference due to the amplitude limitation in the FM demodulator, are also not displayed by the detector. Multipath propagation with short running time differences of the partial waves involved is therefore not recorded in any way. Drops in amplitude below a certain threshold often lead to noise in the listening area, which can also be caused by longer paths with longer travel times. Since this noise is not limited to the hearing frequency range, these noise components in the frequency range between 15 and 23 kHz can also be used for detection, excluding the pilot tone frequency.

Der Detektor nach der Erfindung besitzt deshalb eine Selektions einrichtung 1 (z. B. Fig. 3), mit deren Hilfe die störungsbeding ten Signale, die im Frequenzbereich f₁ < 15 kHz bis f₂ < 23 kHz auftreten, unter Ausschluß des Pilottons ausgefiltert werden. Diese Frequenzgrenzen f₁ und f₂ sollen möglichst so gewählt wer den, daß bei bestehenden Filterflanken Signalanteile der Nutz- Frequenzbereiche hinreichend unterdrückt werden und nicht zur Fehlerindikation beitragen. Um der in der Praxis stets begrenz ten Selektivität von Filterschaltungen Rechnung zu tragen, wird die Frequenz f₁ um Δf₁ größer gewählt als 15 kHz. Sinngemäß wird f₂ um Δf₂ kleiner gewählt als 23 kHz. Bei Anwendung eines Saug kreises zur Unterdrückung der Pilottonfrequenz ist es zweck mäßig, den kleinen Frequenzabstand Δf_p einzuführen. Das so aus gefilterte Signal zur Erkennung von Störungen belegt somit den in Fig. 1 dargestellten Frequenzbereich.The detector according to the invention therefore has a selection device 1 (z. B. Fig. 3), with the help of the interference-related signals, which occur in the frequency range f ₁ <15 kHz to f ₂ <23 kHz, filtered out to the exclusion of the pilot tone will. These frequency limits f ₁ and f ₂ should, if possible, be chosen so that the signal portions of the useful frequency ranges are sufficiently suppressed in the case of existing filter edges and do not contribute to the error indication. In order to take into account the selectivity of filter circuits, which is always limited in practice, the frequency f ₁ is chosen to be greater than 15 kHz by Δf ₁ . Analogously, f ₂ is chosen to be smaller by Δf ₂ than 23 kHz. When using a suction circuit to suppress the pilot tone frequency, it is advisable to introduce the small frequency spacing Δf _p . The signal filtered in this way for the detection of interference thus occupies the frequency range shown in FIG. 1.

Die einfachste Anordnung zum Ausfiltern der störungsbedingten Signalanteile nach der Erfindung ist ein Bandpaß 8 mit dem Durchlaßbereich f₁ bis f_p-Δf_p, mit f_p = 19 kHz. Diese Signal inhalte können dann mit einer Gleichrichterschaltung 4, die im allgemeinen einen Verstärker beinhaltet, gleichgerichtet werden und über einen nachgeschalteten Tiefpaß 5 mit geeigneter Zeit konstante geglättet werden (s. Fig. 3). Zieht man den Frequenz bereich zwischen 19 und 23 kHz zusätzlich heran, so kann dies durch die Parallelschaltung zweier Bandpässe geschehen, wie es in Fig. 4 angedeutet ist. Sinngemäß wird der Bandpaß 8 aus Fig. 3 verwendet und die Durchlaßfrequenz des Bandpasses 9 von f_p + Δf_p bis 23 kHz-Δf₂ gewählt.The simplest arrangement for filtering out the interference-related signal components according to the invention is a bandpass filter 8 with the pass band f ₁ to f _p -Δf _p , with f _p = 19 kHz. These signal contents can then be rectified with a rectifier circuit 4 , which generally contains an amplifier, and can be smoothed over a downstream low-pass filter 5 with a suitable time (see FIG. 3). If the frequency range between 19 and 23 kHz is also used, this can be done by connecting two bandpasses in parallel, as is indicated in FIG. 4. The bandpass filter 8 from FIG. 3 is used analogously and the pass frequency of the bandpass filter 9 is selected from f _p + Δf _p to 23 kHz-Δf ₂ .

Auf einfache Weise kann das Ausfiltern der Störsignale nach der Erfindung auch durch Kaskadierung eines Bandpasses 6 mit dem Durchlaßbereich f₁ bis f₂ und einer Pilottonträgerfalle 7 erfol gen, wie es in Fig. 2 dargestellt ist.In a simple manner, the filtering out of the interference signals according to the invention can also be achieved by cascading a bandpass filter 6 with the pass band f ₁ to f ₂ and a pilot tone carrier trap 7 , as shown in FIG. 2.

Eine besonders vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung verwendet die Umsetzung des Frequenzbereichs der Signal-Fre quenzlücke mit Hilfe eines Mischers 10 und durch Zusetzen eines Signals 12 der Pilottonfrequenz. Diesem Mischer wird eingangs seitig das nach der FM-Demodulation vorliegende Signal 15 zuge führt. Am Ausgang des Mischers liegt somit der in der Signal- Frequenzlücke befindliche Störanteil im Frequenzbereich unter halb von maximal 4 kHz vor. Diese Signalanteile können dann vor teilhaft mit einem Tiefpaßfilter 11 ausgefiltert werden. Die obere Grenzfrequenz des Tiefpasses wird so gewählt, daß Nutz-Si gnalanteile hinreichend unterdrückt werden.A particularly advantageous embodiment of the invention uses the implementation of the frequency range of the signal frequency gap with the aid of a mixer 10 and by adding a signal 12 to the pilot tone frequency. This mixer is fed on the input side, the signal 15 present after FM demodulation. At the output of the mixer there is therefore the interference component in the signal-frequency gap in the frequency range below half of a maximum of 4 kHz. These signal components can then be partially filtered out with a low-pass filter 11 . The upper cut-off frequency of the low-pass filter is selected so that useful signal components are sufficiently suppressed.

Wird das Signal in einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung auf einfache Weise mit einem frei schwingenden Oszillator 13 er zeugt, so können Frequenzschwankungen des Oszillators zu Fehlan zeigen des Detektors führen. In diesem Fall ist es vorteilhaft, das Filter 11 als Bandpaß auszugestalten mit einer sehr niederen unteren Grenzfrequenz derart, daß solche Fehlanzeigen ausge schlossen werden.If the signal is generated in a further embodiment of the invention in a simple manner with a freely oscillating oscillator 13 , frequency fluctuations of the oscillator can lead to errors in the detector. In this case, it is advantageous to design the filter 11 as a bandpass filter with a very low lower limit frequency such that such false indications are excluded.

Um zu einer besonders vorteilhaften Form der Erfindung zu kom men, ist es erforderlich, den Oszillator 13 mit Hilfe einer langsam arbeitenden Regelschleife 18 mit dem empfangenen Pilot ton zu synchronisieren, wie es aus Fig. 6 hervorgeht. Da die Phase des empfangenen Pilottons störungsbedingt durch Mehrwege ausbreitung schwanken kann, ist es notwendig, den Oszillator mit dem Mittelwert der Phase des empfangenen Pilottons zu synchroni sieren. Dies wird durch Wahl einer entsprechend langsamen Regel schleife 18 zur Synchronisation des Oszillators bewirkt. Mit Hilfe eines Grobfilters 19 mit dem Charakter eines Bandpasses wird der Pilotton aus dem Signal 15 ausgefiltert. Diese Anord nung hat den besonderen Vorteil, daß bei Stereoaussendungen die störungsbedingte, nichtlineare, durch Mehrwegeausbreitung her vorgerufene, Umsetzung des 19-kHz-Trägers mit den energiereichen Signalanteilen in der Umgebung des 38-kHz-Trägers in die Fre quenznachbarschaft des 19-kHz-Pilottons fallen, im Mischer 10 umgesetzt werden und ebenso in den Durchlaßbereich des Tiefpaß filters fallen und zur Anzeige der Störung beitragen. In diesem Fall kann das Filter 11 als Tiefpaß ausgeführt werden, da die aktuelle störungsbedingte Phasenabweichung des empfangenen Pi lottons Signalanteile erzeugt, die zweckmäßig zur Erkennung der Störung ausgewertet werden. In order to come to a particularly advantageous form of the invention, it is necessary to synchronize the oscillator 13 with the aid of a slowly operating control loop 18 with the received pilot tone, as can be seen from FIG. 6. Since the phase of the received pilot tone can fluctuate due to interference due to multipath propagation, it is necessary to synchronize the oscillator with the mean value of the phase of the received pilot tone. This is effected by choosing a correspondingly slow control loop 18 for synchronizing the oscillator. The pilot tone is filtered out of the signal 15 with the aid of a coarse filter 19 with the character of a bandpass. This arrangement has the particular advantage that, in the case of stereo broadcasts, the interference-related, non-linear implementation of the 19 kHz carrier, caused by multipath propagation, with the high-energy signal components in the vicinity of the 38 kHz carrier in the frequency neighborhood of the 19 kHz frequency Pilots fall, are implemented in the mixer 10 and also fall into the pass band of the low-pass filter and contribute to the display of the fault. In this case, the filter 11 can be designed as a low-pass filter, since the current interference-related phase deviation of the received Pi lottons generates signal components that are expediently evaluated to detect the interference.

In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird ein Schwellwertentscheider 14 in der Auswerteschaltung 2 einge setzt, wie er in Fig. 7 dargestellt ist. Ein solcher Entscheider besteht aus einem Spannungsvergleicher, der das in der Auswerte schaltung nach dem Gleichrichter 4 mit Tiefpaß 5 anliegende Si gnal mit einer Schwellspannung 20 vergleicht und an seinem Aus gang ein Signal abgibt mit der binären Information über die Größe des Signals im Vergleich zur Schwellspannung. In einer einfachen Ausgestaltung der Erfindung ist diese Vergleichsspan nung 20 zeitlich konstant eingestellt.In a further advantageous embodiment of the invention, a threshold value 14 in the evaluation circuit 2 is inserted is, as shown in Fig. 7. Such a decision maker consists of a voltage comparator which compares the signal present in the evaluation circuit after the rectifier 4 with low-pass filter 5 with a threshold voltage 20 and outputs a signal at its output with the binary information about the size of the signal compared to the threshold voltage . In a simple embodiment of the invention, this comparison voltage 20 is set constant over time.

In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird der Schwellwert 20 in Abhängigkeit von dem im gesamten Nutz hörfrequenzbereich oder in einem Teil dieses Frequenzbereichs auftretenden momentanen Signalpegel dynamisch eingestellt. Die Sicherheit der Anzeige von Empfangsstörungen ist größer, wenn die in der Frequenzlücke auftretende Signalenergie 3 mit der Nutzenergie verglichen wird. Aus diesem Grund ist es vorteil haft, die Signalschwelle 20 des Schwellwertentscheiders 14 mit wachsendem Pegel im Nutzhörfrequenzbereich dynamisch anzuheben. Eine solche Anordnung geht aus Fig. 8 hervor. Mit Hilfe des Bandpasses 16 wird ein geeigneter Teil des Nutzhörfrequenz bereichs oder der gesamte Hörfrequenzbereich ausgefiltert, mit dem Pegelindikator 21 festgestellt und dem Schwellwertentschei der 14 als Schwellspannung 20 zugeführt. Die Anzeige am Ausgang des Schwellwertentscheiders liefert dann eine binäre Angabe über das Vorliegen einer Empfangsstörung. Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung besteht in der besonderen Ausführung des Filters 16 in Fig. 8 als Bewertungsfilter. Dieses Bewer tungsfilter ist in seinem Frequenzgang so eingestellt, daß die jenigen Signalanteile des Hörfrequenzbereichs, deren 2. und 3. Harmonische in den Frequenzbereich zwischen f₁ und f₂ fallen, stärker bewertet werden als die übrigen Signalanteile. Die Ent scheidung über das Vorliegen einer Empfangsstörung wird somit anhand der mit dem Nutzsignal bewerteten, in der Signal- Frequenzlücke auftretenden Signalanteile gefällt.In a further advantageous embodiment of the invention, the threshold value 20 is set dynamically as a function of the instantaneous signal level occurring in the entire useful frequency range or in part of this frequency range. The reliability of the display of reception interference is greater if the signal energy 3 occurring in the frequency gap is compared with the useful energy. For this reason, it is advantageous, if the threshold 20 dynamically to raise the threshold value decision circuit 14 with increasing level in the Nutzhörfrequenzbereich. Such an arrangement is shown in FIG. 8. With the aid of the bandpass 16 , a suitable part of the useful hearing frequency range or the entire hearing frequency range is filtered out, determined with the level indicator 21 and supplied to the threshold value decision 14 as the threshold voltage 20 . The display at the output of the threshold value decider then provides binary information about the presence of a reception disturbance. Another advantageous embodiment of the invention consists in the special design of the filter 16 in FIG. 8 as an evaluation filter. This evaluation filter is set in its frequency response so that those signal components of the hearing frequency range, the 2nd and 3rd harmonics of which fall in the frequency range between f ₁ and f ₂ , are rated more strongly than the other signal components. The decision about the presence of a reception disturbance is thus made on the basis of the signal components evaluated with the useful signal and occurring in the signal-frequency gap.

In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung (Fig. 9) kann eine analoge Anzeige der bewerteten Störung dadurch erzielt werden, daß das mit dem Pegelindikator 21 im Nutzfrequenzbereich festge stellte Signal zur Einstellung der Verstärkung eines Verstärkers 17 dient, der der Gleichrichterschaltung 4 mit Tiefpaß 5 nachge schaltet ist. Wird die Verstärkung mit wachsendem NF-Pegel zu kleineren Werten hin verändert, so ergibt sich am Verstärkeraus gang eine Spannung, die die relativierte Störung in analoger Form angibt.In a further embodiment of the invention ( Fig. 9), an analog display of the evaluated disturbance can be achieved in that the signal with the level indicator 21 in the useful frequency range is used to adjust the gain of an amplifier 17 , which is the rectifier circuit 4 with low pass 5 is switched. If the gain is changed to smaller values with increasing LF level, a voltage results at the amplifier output, which indicates the relativized disturbance in analog form.

Wird zur Frequenzselektion in der Selektionseinrichtung 1 eine Mischerschaltung 10 verwendet, wie dies in Fig. 5 ersichtlich ist, so ist es vielfach vorteilhaft, das Signal 15 über einen Bandpaß vorzusieben. Die Durchlaßfrequenz dieses Bandpasses wird zweckmäßigerweise für den Frequenzbereich von 15 bis 23 kHz ge wählt. Mit Hilfe dieser Grobfilterung wird der Mischer 10 vor Übersteuerungseffekten durch zu große Nutzsignale im niederfre quenten Hörbereich bzw. im MPX-Signal geschützt.If a mixer circuit 10 is used for frequency selection in the selection device 1 , as can be seen in FIG. 5, it is often advantageous to screen the signal 15 using a bandpass filter. The pass frequency of this bandpass filter is expediently selected for the frequency range from 15 to 23 kHz. With the help of this coarse filtering, the mixer 10 is protected from overdriving effects by too large useful signals in the low-frequency listening area or in the MPX signal.

Claims

1. Detector for displaying reception interference in FM radio reception by evaluating the FM-demodulated HF signal, the detector containing a selection device, characterized in that in the selection device ( 1 ) only signal components ( 3 ) that are in the frequency gaps of the Mono or stereo (MPX) signals transmitted by the transmitter above a first frequency f ₁ <15 kHz, but below a second frequency f ₂ <23 kHz after demodulation by the FM demodulator in the receiver, are filtered out a possibly existing 19 kHz pilot tone is suppressed and that an evaluation circuit ( 2 ) is available in which these signal components ( 3 ) are evaluated and displayed.

2. Detector according to claim 1, characterized in that the selection device ( 1 ) from the series connection of a bandpass filter ( 6 ), whose pass band comprises the frequency range f ₁ <f <f ₂ and a bandstop filter ( 7 ) which the 19 kHz- Pi lotton suppressed, and the signals appearing at the output of this filter chain with the help of an evaluation circuit ( 2 ), which consists of a known rectifier circuit ( 4 ) with low pass ( 5 ), are displayed.

3. Detector according to claim 1, characterized in that the selection device ( 1 ) consists of a bandpass filter ( 8 ) with the lower pass frequency f ₁ = 15 kHz + Δf ₁ and the upper pass frequency 19 kHz-Δf _p and at the output this fil ters appearing signals with a known rectifier circuit ( 4 ) with low pass ( 5 ) are displayed and the frequencies Δf ₁ and Δf _p are as small as possible, but are chosen so large that signal components of the undisturbed Hörfre frequency range and signal components of the pilot tone at the filter output are sufficiently suppressed.

4. Detector according to claim 3, characterized in that the pass frequency range of the bandpass ( 8 ) comprises the range 19 kHz + Δf _p including 23 kHz-Δf ₂ and Δf _p and Δf ₂ are chosen as small as possible, but so large that signal components of the lower sideband of the stereo difference signal and the pilot tone at the output of the bandpass are sufficiently suppressed.

5. Detector according to claim 3 or 4, characterized in that the selection device ( 1 ) two parallel bandpasses ( 8 ) and ( 9 ) with the pass frequency ranges f ₁ = (15 kHz + Δf ₁ ) <f <(19 kHz-Δf _p ) and (19 kHz + Δf _p ) <f <f2 = (23 kHz-Δf ₂ ) contains and Δf ₁ , Δf ₂ and Δf _p are chosen as small as possible, but large enough so that the useful signal components at the output of the bandpass are sufficiently suppressed.

6. Detector according to claim 1, characterized in that the selection device ( 1 ) contains a mixer circuit ( 10 ) with a downstream filter ( 11 ), the input of the de-modulated signal is supplied and a signal ( 12 ) of the pilot tone frequency is present with which the mixer circuit ( 10 ) is additionally controlled and at the output of the filter ( 11 ) the superimposed signal is displayed with the aid of a rectifier circuit ( 4 ) with low pass ( 5 ).

7. Detector according to claim 6, characterized in that the filter ( 11 ) consists of a low-pass filter ( 11 ) whose upper cut-off frequency is below 4 kHz.

8. Detector according to claim 6 or 7, characterized in that the selection device ( 1 ) contains a frequency-stable free-oscillating oscillator ( 13 ) whose output signal ( 12 ) has the frequency of the pilot tone and this signal of the Mi shear circuit ( 10 ) is supplied.

9. Detector according to claim 6 or 8, characterized in that the mixer circuit ( 10 ) downstream filter ( 11 ) is a bandpass filter, the lower limit frequency is as small as possible, but chosen so large that the implemented pilot tone of the MPX Signal does not fall due to the unavoidable temporal inconsistency of the oscillation frequency of the oscillator ( 13 ) in the pass band of the filter ( 11 ) and its upper limit frequency is below 4 kHz.

10. Detector according to claim 6 or 7, characterized in that the oscillator ( 13 ) in a manner known per se with the aid of a comparatively slow-working control loop ( 18 ) with the present at the output of the RF demodulator, in the MPX signal ( 15 ) contained and with the help of the bandpass filter ( 19 ) filtered out pilot tone.

11. Detector according to one of claims 1 to 10, characterized in that the evaluation circuit ( 2 ) contains a threshold value decider ( 14 ) in which the output signal of the rectifier circuit ( 4 ) is compared with a low-pass filter ( 5 ) with a predetermined signal threshold ( 20 ) and the presence of a reception error when the threshold is exceeded is indicated as a binary decision.

12. Detector according to claim 11, characterized in that the Signal threshold set to a constant value over time is.

13. A detector according to claim 12, characterized in that the evaluation circuit ( 2 ) additionally has a level indicator ( 21 ) which indicates the instantaneous signal level occurring in the entire useful hearing frequency range or in part of this frequency range in a manner known per se using an electrical signal and the signal threshold of the threshold value decider ( 14 ) is set dynamically with the aid of this signal, in such a way that it changes with increasing level to larger values.

14. Detector according to claim 13, characterized in that the level indicator ( 21 ) is preceded by an evaluation filter ( 16 ) whose frequency response is set so that those signal components of the hearing frequency range, the 2nd and 3rd harmonics fall into the frequency range f₁ f f₂ , are valued more than the other signal components and f₁ and f₂ form the lower and the upper pass frequency of the selection device ( 1 ).

15. Detector according to claim 14, characterized in that the evaluation filter ( 16 ) consists of a bandpass filter which is permeable in the frequency range between approximately 5 kHz and approximately 12 kHz and the signal threshold of the threshold value decider ( 14 ) is proportional to that at the output of the Bandpass is set using the level indicator ( 21 ) determined signal level and f₁ = 15 kHz + Δf₁ and f₂ = 23 kHz-Δf₂.

16. A detector according to claim 11, characterized in that the evaluation circuit ( 2 ) contains a level indicator ( 21 ) which is located at the output of a bandpass ( 16 ) matched to the pilot tone and the threshold value of the threshold value decider ( 14 ) with increasing level of the pilot tone is changed to larger values.

17. Detector according to one of claims 1 to 10, characterized in that the evaluation circuit ( 2 ) additionally has a level indicator ( 21 ) which indicates the instantaneous signal level occurring in the entire useful hearing frequency range or in part of this frequency range and the rectifier circuit ( 4th ) with low-pass filter ( 5 ) an amplifier ( 17 ) with adjustable gain factor is connected upstream and this gain factor is adjusted with the aid of the voltage supplied by the level indicator ( 21 ) so that the gain factor becomes smaller as the voltage increases.

18. Detector according to claim 6, characterized in that the selection device ( 1 ) contains an additional bandpass filter with the pass frequency range from 15 kHz to 23 kHz and this is connected upstream of the mixer circuit.